KR20130007423A - 프리앰블의 생성, 검출 방법 및 이에 기반한 디지털 통신 시스템 - Google Patents

프리앰블의 생성, 검출 방법 및 이에 기반한 디지털 통신 시스템 Download PDF

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Abstract

인체 통신에 적용할 수 있는 디지털 직접 전송 방식의 통신 시스템에서 잡음 전력이 큰 저주파 영역을 피하고 하드웨어 복잡도 및 소비 전력을 최소화하면서 프레임 동기화의 정확성을 크게 높일 수 있는 프리앰블의 생성 및 검출 방법을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 생성 방법은, 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 단계, 상기 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하는 단계 및 상기 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 단계를 포함한다.

Description

프리앰블의 생성, 검출 방법 및 이에 기반한 디지털 통신 시스템{METHOD FOR GENERATING AND DETECTING PREAMBLE, AND DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM BASED ON THE SAME}
본 발명은 인체 통신에 적용이 가능한 디지털 직접 전송 방식의 통신 시스템에서 프리앰블(Preamble)을 생성 및 검출하는 방법에 관한 것이다.
인체 통신이란 인체를 통신 채널로 하여 인체와 연결되어 있는 장치들 간에 통신하는 기술을 의미한다. 인체 통신 시스템은 인체 채널의 특성을 이용하여 구조를 단순화하고 전력 소모를 최소화하기 위해 일반적으로 디지털 직접 전송 방식을 사용한다.
인체 채널은 DC ~ 5MHz의 주파수 대역에서 높은 잡음 특성을 가지고 있다. 따라서 인체 통신 시스템은 송수신 데이터의 주파수 대역이 인체에 의한 높은 잡음이 밀집해 있는 DC ~ 5MHz 대역을 피할 수 있도록 데이터를 변조하여 송수신한다.
인체 통신 시스템에서 사용되는 통신 장치는 송신부와 수신부를 구비하며, 송신부와 수신부 간에 데이터 프레임을 송수신하기 위해서는 상호 동기화가 이루어져야 한다. 이를 위해 송신부는 데이터 프레임의 시작을 알 수 있도록 하는 동기 신호, 즉, 프리앰블(preamble)을 송신하며, 수신부는 이를 수신하여 프레임 타이밍을 확보한 후 수신되는 데이터 프레임을 처리한다.
따라서, 수신부 측에서 프리앰블을 정확히 수신하지 못할 경우에는 이어서 전송되는 데이터 프레임을 수신하지 못하거나 잘못된 데이터를 수신하게 되는 문제점이 발생하게 된다.
본 발명은 인체 통신에 적용할 수 있는 디지털 직접 전송 방식의 통신 시스템에서 잡음 전력이 큰 저주파 영역을 피하고 하드웨어 복잡도 및 소비 전력을 최소화하면서 프레임 동기화의 정확성을 크게 높일 수 있는 프리앰블의 생성 및 검출 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 생성 방법은, 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 단계, 상기 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하는 단계 및 상기 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 단계를 포함한다.
상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 라인코딩시 맨체스터(Manchester) 코딩 또는 밀러(Miller) 코딩 기법을 사용할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 검출 방법은, 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블 및 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 위치한 제 2 서브프리앰블을 포함하는 프리앰블의 검출 방법에 있어서, 제 1 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 1 서브프리앰블을 반복적으로 검출하는 단계, 상기 제 1 서브프리앰블이 기설정된 횟수 이상 검출되면 제 2 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 2 서브프리앰블을 검출하는 단계 및 상기 제 2 서브프리앰블이 검출되면 상기 프리앰블이 수신된 것으로 판단하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 서브프리앰블은 각각 상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 생성된 것임을 특징으로 한다.
상기 제 1 서브프리앰블의 검출 단계는, 상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 수신되는 N개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 구하여 그 차이값을 계산하는 단계 및 상기 차이값이 제 1 기준값 이상이면 상기 제 1 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 단계를 포함할 수 있다. 또한, 상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 상기 제 1 서브프리앰블이 2회 이상 검출되고 검출된 각 위치 간의 거리가 N의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계를 시작할 수 있다.
상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계는, 상기 제 2 서브프리앰블의 비트수가 M이라고 할 때, 수신되는 M개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 구하여 그 차이값을 계산하는 단계 및 상기 차이값이 제 2 기준값 이상이면 상기 제 2 서브프리앰블이 수신된 것으로 판단하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계는, 최대 우도 추정법(Maximum Likelihood Estimation)을 사용하여 상관값이 최대인 위치를 결정하는 단계 및 상기 상관값이 최대인 위치와 상기 제 1 서브프리앰블이 마지막으로 검출된 위치 간의 거리가 상기 제 2 서브프리앰블의 비트수의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 통신 시스템은, 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 의사잡음코드 생성부와, 상기 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하고 상기 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 라인코더를 포함하는 프리앰블 생성 장치 및 상기 제 1 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 1 서브프리앰블을 반복적으로 검출하고, 상기 제 1 서브프리앰블이 기설정된 횟수 이상 검출되면 상기 제 2 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 2 서브프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출 장치를 포함한다.
본 발명에 의하면, 인체통신 기술에 적용할 수 있는 디지털 직접 전송 시스템에서 의사잡음코드를 라인코딩하여 생성된 서브프리앰블이 반복된 프리앰블 구조를 생성하고 검출하는 방법을 사용함으로써, 잡음 전력이 큰 저주파 영역을 피하고 하드웨어 복잡도 및 소비전력을 최소화 하면서 효과적으로 프레임 동기화를 수행할 수 있다.
또한, 라인코딩 기법에 따라 하드웨어에서 주어진 상관값 계산기가 한 번에 계산할 수 있는 비트수의 두 배에 해당하는 최대 자기 상관도 계산값을 얻거나, 주파수 사용 효율을 높여 수신 SNR을 개선할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 구조를 도시한 도면.
도 2a는 맨체스터 코딩을 사용한 경우 프리앰블의 주파수 특성을 나타낸 도면.
도 2b는 밀러 코딩을 사용한 경우 프리앰블의 주파수 특성을 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 검출 방법을 나타낸 순서도.
도 4는 상관값 계산을 통해 제 1 및 제 2 서브프리앰블을 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 프리앰블의 검출 방법을 나타낸 순서도.
도 6a, 도 6b, 도 7a 및 도 7b는 맨체스터 코드를 사용했을 경우의 상관값 계산 방법을 설명하기 위한 도면.
도 8은 밀러 코드를 사용했을 경우의 상관값 계산 방법을 설명하기 위한 도면
도 9는 맨체스터 코딩을 사용했을 경우 도 3 및 도 5의 실시예에 따른 프리앰블 검출 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면.
도 10은 밀러 코딩을 사용했을 경우의 프리앰블 검출 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인체 통신에 적용 가능한 디지털 통신 시스템의 구성도.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 구조를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 프리앰블(100)은 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)과, 그 뒤에 위치하는 제 2 서브프리앰블(105)로 구성된다. 본 실시예에서는 동일한 총 4개의 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 있는 것으로 가정한다.
제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)과 제 2 서브프리앰블(105)은 각각 서로 다른 제 1 의사잡음코드(PN1)와 제 2 의사잡음코드(PN2)를 라인코딩하여 생성된다. 이 때, 제 1, 2 의사잡음코드(PN1, PN2)의 길이가 각각 n, n'이라고 하면, n+n' 이상의 길이를 가진 의사잡음코드(PN, 도면에 미도시)를 생성한 후 겹치는 부분 없이 연속된 n, n'개 비트값을 선택하여 각각 제 1, 2 의사잡음코드(PN1, PN2)로 사용할 수 있다. 예를 들어, n = n' = 512 일 경우, 길이가 1024인 의사잡음코드(PN) 하나를 생성하여 인덱스 1 ~ 512는 제 1 의사잡음코드(PN1)로, 513 ~ 1024는 제 2 의사잡음코드(PN2)로 사용할 수 있다.
제 1, 2 의사잡음코드(PN1, PN2)의 라인코딩 방법으로는 맨체스터(Manchester) 코딩 또는 밀러(Miller) 코딩 기법이 사용될 수 있다. 예를 들어, 맨체스터 코딩을 사용할 경우 의사잡음코드(PN1, PN2)의 비트값 1은 (1, -1)로, 비트값 0은 (-1, 1)로 맵핑할 수 있다.
도 2a 및 도 2b는 각각 맨체스터 코딩, 밀러 코딩을 사용한 경우의 프리앰블의 주파수 특성을 나타낸 도면이다. 클럭 주파수는 160MHz이고, 4배 오버샘플링(oversampling)하여 주파수에 따른 상대적인 파워 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density; PSD) 특성을 나타냈다.
도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 맨체스터 코딩을 사용한 경우와 밀러 코딩을 사용한 경우 모두 인체 통신에서 잡음 전력이 큰 5MHz 이하의 저주파 대역을 피해 대부분의 프리앰블 신호가 분포한 것을 확인할 수 있다.
밀러 코딩을 사용할 경우, 프리앰블 신호가 차지하는 주파수 대역이 맨체스터 코딩의 경우보다 작아지므로 주파수 사용 효율을 높일 수 있다. 맨체스터 코딩을 사용할 경우, 주파수 사용 효율이 밀러 코딩에 비해서는 다소 떨어지나, 수신기에서 프리앰블 검출시 밀러 코딩의 경우보다 하드웨어 복잡도를 감소시킬 수 있다. 이에 대해서는 이하 본 발명에 의한 프리앰블의 검출 방법을 통해 보다 상세히 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리앰블의 검출 방법을 나타낸 순서도이고, 도 4는 상관값 계산을 통해 제 1 및 제 2 서브프리앰블을 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 프리앰블(100)의 구조는 도 1의 실시예와 동일한 것으로 가정한다.
먼저, 수신된 신호에 대해 제 1 의사잡음코드(PN1)를 이용하여 상관값을 계산한다(S301).
이어서, 계산된 상관값과 기설정된 임계값(Threshold), 즉, 제 1 기준값(TH1)을 비교하여(S303), 상관값이 제 1 기준값(TH1)보다 큰 경우 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 검출된 것으로 판단한다(S305). 각각의 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 끝나는 지점에서 상관값은 피크치(P1 ~ P4)를 갖게 되는데, 제 1 기준값(TH1)을 이론적으로 계산된 최대 상관값보다 약간 낮게 설정함으로써 계산된 상관값이 제 1 기준값(TH1)보다 큰 각각의 시점에서 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 검출된 것으로 판단할 수 있다.
이렇게 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)을 반복적으로 검출하여 검출된 횟수가 기설정된 횟수(A)에 도달할 경우 프리앰블(100)에 포함된 다수의 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 모두 수신된 것으로 판단할 수 있다(S307). 여기에서, 기설정된 횟수(A)는 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)의 개수와 동일할 수도 있고(본 실시예에서 A=4), 그보다 작을 수도 있다. 단, A≥2인 것이 바람직하다. 예를 들어, 채널 환경이 좋지 않은 곳에서는 수신된 신호에 노이즈가 많아져 계산된 상관값의 정확성이 떨어질 수 있으므로, 일정 시간 동안 다수의 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104) 중 2개 이상이 검출되면 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 수신된 것으로 판단할 수도 있다.
또한, 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104) 각각의 비트수가 N이라고 하면, 상관값이 피크치(P1 ~ P4)를 가지는 각 위치 간의 거리를 계산하여 그 값이 N의 정수배인지를 확인함으로써 서브프리앰블 검출의 정확성을 더욱 높일 수 있다.
제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)의 수신이 완료되면, 제 2 서브프리앰블(105)의 검출을 위해 제 2 의사잡음코드(PN2)를 이용하여 상관값을 계산한다(S309).
이어서, 계산된 상관값과 기설정된 제 2 기준값(TH2)을 비교하여(S311), 상관값이 제 2 기준값(TH2)보다 큰 경우 제 2 서브프리앰블(105)이 검출된 것으로 판단하고(S313), 프리앰블(100)의 수신이 완료된 것으로 판단한다(S315). 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)의 검출 과정과 마찬가지로, 제 2 서브프리앰블(105)이 끝나는 지점에서 상관값은 피크치(P5)를 갖게 되며, 제 2 기준값(TH2)을 이론적으로 계산된 최대 상관값보다 약간 낮게 설정함으로써 계산된 상관값이 제 2 기준값(TH2)보다 시점에서 제 2 서브프리앰블(105)이 검출된 것으로 판단할 수 있다.
또한, 제 2 서브프리앰블(105)의 비트수가 M이라고 하면, 상관값이 피크치(P5)를 가지는 위치와 피크치(P4)를 가지는 위치 간의 거리가 M과 일치하는지를 확인함으로써 서브프리앰블 검출의 정확성을 더욱 높일 수 있다. 만약 M=N일 경우에는 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 마지막으로 검출된 위치와 제 2 서브프리앰블(105)이 검출된 위치 간의 거리가 M의 정수배인지를 확인하여 최종 검출 여부를 판단하는 것도 가능하다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 프리앰블의 검출 방법을 나타낸 순서도이다. 프리앰블(100)의 구조는 도 1 및 도 4와 동일한 것으로 가정한다.
도 5의 실시예에서 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)의 검출 과정(S301 ~ S307)은 도 3을 통해 설명한 바와 동일하며, 제 2 서브프리앰블(105)의 검출시 임계값을 이용한 검출 방법 대신에 최대 우도 추정법(Maximum Likelihood Estimation; MLE)을 사용하는 점에 차이가 있다.
제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)의 수신이 완료되면, 제 2 서브프리앰블(105)의 검출을 위해 제 2 의사잡음코드(PN2)를 이용하여 상관값을 계산한다(S501).
이어서, 최대 우도 추정법을 사용하여 상관값이 최대인 위치를 결정하고(S503), 그 위치와 제 1 서브프리앰블(104)이 마지막으로 검출된 위치 간의 거리를 산출한다(S505).
이어서, 산출된 거리가 제 2 서브프리앰블(105)의 비트수와 동일하면(S509), 제 2 서브프리앰블(105)이 검출된 것으로 판단하고(S511), 프리앰블(100)의 수신이 완료된 것으로 판단한다(S513). 만약 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)과 제 2 서브프리앰블(105)의 비트수가 동일할 경우, 즉, M=N일 경우에는 제 1 서브프리앰블(101 ~ 104)이 마지막으로 검출된 위치와 제 2 서브프리앰블(105)이 검출된 위치 간의 거리가 M의 정수배인지를 확인하여 최종 검출 여부를 판단하는 것도 가능하다.
도 5의 실시예에 따른 방법은 최대 우도 추정법을 사용하여 도 3의 방법보다 평균 상관값 계산 횟수가 더 많아지지만, 더욱 우수한 검출 성능을 얻을 수 있는 장점이 있다(도 9 참조).
도 6a, 도 6b, 도 7a 및 도 7b는 위의 실시예들에서 맨체스터 코드를 사용했을 경우의 상관값 계산 방법을 설명하기 위한 도면이다.
상관값은 두 신호의 대응되는 비트값을 순서대로 곱하고 이들을 모두 더한 값으로 구해진다. 예를 들어, a=[1 -1 1], b=[-1, -1, -1]일 때 a와 b의 상관값은 (1×-1)+(-1×-1)+(1×-1) 이 된다.
도 6a은 서브프리앰블과 이를 생성할 때 사용한 의사잡음코드의 상관값 특성을 나타낸다. 의사잡음코드의 길이는 512이고, 맨체스터 코딩에 의해 생성된 서브프리앰블의 길이는 1024이다. 오프셋(offset)은 100이다. 맨체스터 코딩이 임의의 의사잡음코드에 대해 비트값 1은 (1 -1)로, 비트값 0은 (-1 1)로 맵핑할 때, 생성된 서브프리앰블은 모두 짝수개의 길이를 갖게 되고, 서브프리앰블의 홀수 번째 샘플들은 의사잡음코드와 동일하고, 짝수 번째 샘플들은 의사잡음코드와 반대 부호의 값을 가지게 된다. 따라서, 수신된 프리앰블의 각 홀수 번째, 짝수 번째 샘플들에 대한 상관값 계산을 수행하면, 서브프리앰블의 길이가 N이라고 할 때, N-1번째 샘플에서는 양수 상관값, N번째 샘플에서는 음수 상관값, 이렇게 두 개의 피크값이 존재한다.
도 6a 및 도 6a를 확대한 도 6b를 살펴보면, 오프셋이 100이므로, Time index 1123, 1124에서 각각 512, -512의 Metric 값을 얻는 것을 확인할 수 있다.
이 때, 서브프리앰블의 전체 상관값 검출식(Metric mod)은 다음과 같이 정해진다.
Metric mod(n) = Metric(n-1) - Metric(n) (n: Time index)
따라서, 전체 서브프리앰블의 상관값의 최대값은 각 홀수 번째, 짝수 번째 샘플들에 대한 상관값 피크값의 두배인 1024가 된다.
도 7a 및 도 7a를 확대한 도 7b를 살펴보면, 오프셋이 100이므로 n=1124일 때 전체 상관값(Metric mod)이 1024로 최대값을 갖는 것을 확인할 수 있다.
만약 맨체스터 코딩이 위와 반대로 비트값 1은 (-1 1)로, 비트값 0은 (1 -1)로 맵핑할 경우에는 위의 Metric 값의 부호가 반대로 되고, Metric mod(n) = Metric(n) - Metric(n-1)로 정하게 된다.
이러한 맨체스터 코딩의 특성을 이용하여 프리앰블 수신부 측의 하드웨어 복잡도를 감소시킬 수 있다. 즉, 1024비트의 서브프리앰블에 대한 상관값 계산을 위해 1024비트 계산기 대신에 512비트 계산기 2개를 사용하고, 두 계산기의 계산 결과의 차이값을 구함으로써 1024비트 계산기를 사용한 것과 동일한 효과를 얻을 수 있게 된다.
도 8은 밀러 코드를 사용했을 경우의 상관값 계산 방법을 설명하기 위한 도면이다. 의사잡음코드의 길이는 512이고, 밀러 코딩에 의해 생성된 서브프리앰블의 길이는 1024이다. 오프셋(offset)은 100이다.
맨체스터 코딩을 사용했을 때와 달리, 수신부는 서브프리앰블을 이용해 상관값을 계산한다. 따라서, 1024비트 계산기를 사용해야 하므로 맨체스터 코딩에 비해 계산량이 많아진다. 또한, 도 8에 도시된 바와 같이 서브프리앰블이 끝나는 시점(Time index 1124)에서 최대 상관값을 얻을 수 있으나, 밀러 코드의 특성으로 주변에 다수의 작은 피크값들이 존재하여 검출 성능이 떨어질 수 있다. 그러나, 도 2b에 도시된 바와 같은 주파수 특성에 의해 맨체스터 코딩의 경우보다 높은 주파수 이용 효율을 얻을 수 있고, 대역폭이 좁은 수신 필터를 사용함으로써 수신부에서 확보할 수 있는 SNR(Signal to Noise Ratio) 값이 증가하는 이점이 있다.
도 9는 맨체스터 코딩을 사용했을 경우 도 3 및 도 5의 실시예에 따른 프리앰블 검출 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이고, 도 10은 밀러 코딩을 사용했을 경우의 프리앰블 검출 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
전체 서브프리앰블의 개수는 4이고(제 1 서브프리앰블 3개, 제 2 서브프리앰블 1개), 각 서브프리앰블의 비트수는 256이며(N=M=256), 제 1 서브프리앰블의 필요 검출 횟수는 2회(A=2)이다.
도 9를 참조하면, 맨체스터 코딩을 사용했을 경우 수신 SNR이 약 -10dB인 가우시안 채널 환경에서 도 3의 실시예에 따른 검출 방법(THD)은 약 0.996 이상의 확률로, 도 5의 실시예에 따른 검출 방법(MLE)은 약 0.999 이상의 확률로 프리앰블이 검출되는 것을 확인할 수 있다. 또한, 제 1 서브프리앰블이 반복적으로 사용된 구조를 효과적으로 이용함으로써 수신부가 프레임 시작을 검출하지 못한 상태에서 검출 과정을 중단하게 하는 잘못된 경보(false alarm)의 발생 확률을 최소화할 수 있다.
도 10을 참조하면, 밀러 코딩을 사용했을 경우 수신 SNR이 약 -8dB인 가우시안 채널 환경에서 약 0.999 이상의 확률로 프리앰블이 검출되는 것을 확인할 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 인체 통신에 적용 가능한 디지털 통신 시스템의 구성도이다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 통신 시스템은, 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 의사잡음코드 생성부(111)와, 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하고 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 라인코더(113)를 포함하는 프리앰블 생성 장치(11) 및 제 1 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 제 1 서브프리앰블을 반복적으로 검출하고, 제 1 서브프리앰블이 기설정된 횟수 이상 검출되면 제 2 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 제 2 서브프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출 장치(12)를 포함한다. 또한, 프리앰블 생성 장치(11) 및 프리앰블 검출 장치(12)와 연결되어 데이터 프레임을 송/수신하는 데이터 송/수신부(13)를 더 포함할 수 있다.
의사잡음코드 생성부(111)는, 제 1, 2 의사잡음코드의 길이가 각각 n, n'이라고 하면, n+n' 이상의 길이를 가진 의사잡음코드를 생성한 후 겹치는 부분 없이 연속된 n, n'개 비트값을 선택하여 각각 제 1, 2 의사잡음코드로 사용할 수 있다. 예를 들어, n = n' = 512 일 경우, 길이가 1024인 의사잡음코드 하나를 생성하여 인덱스 1 ~ 512는 제 1 의사잡음코드로, 513 ~ 1024는 제 2 의사잡음코드로 사용할 수 있다.
라인코더(113)는 제 1, 2 의사잡음코드의 라인코딩시 맨체스터 코딩 또는 밀러 코딩 기법을 사용할 수 있다.
라인코더(113)가 맨체스터 코딩 기법을 사용할 경우, 프리앰블 검출 장치(12)는, 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 수신되는 N개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하는 제 1 검출부(121)와, 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하는 제 2 검출부(123)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 서브프리앰블이 1024비트일 경우 제 1, 2 검출부(121, 123)를 512비트 크기의 상관값 계산기로 구현할 수 있고, 이를 통해 하드웨어 복잡도를 감소시킬 수 있다.
프리앰블 검출 장치(12)는, 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 제 1 서브프리앰블이 2회 이상 검출되고 검출된 각 위치 간의 거리가 N의 정수배이면 제 2 서브프리앰블의 검출을 시작하도록 구현될 수 있다.
또한, 프리앰블 검출 장치(12)는, 제 2 서브프리앰블의 비트수가 M이라고 할 때, 수신되는 M개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하고, 계산된 두 상관값의 차이값이 제 2 기준값 이상이면 제 2 서브프리앰블이 수신된 것으로 판단할 수 있다. 또는, 제 2 서브프리앰블의 검출시 최대 우도 추정법을 사용하여 상관값이 최대인 위치를 결정하고, 관값이 최대인 위치와 상기 제 1 서브프리앰블이 마지막으로 검출된 위치 간의 거리가 제 2 서브프리앰블의 비트수의 정수배이면 제 2 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단할 수 있다.
도 11의 실시예에 의한 디지털 통신 시스템의 보다 구체적인 프리앰블 생성, 검출 동작 및 그에 따른 효과는 상술한 도 1 내지 도 10을 통해 설명한 바와 동일하다.
본 발명의 기술사상은 상기 바람직한 실시예에 따라 구체적으로 기술되었으나, 상기한 실시예는 그 설명을 위한 것이며 그 제한을 위한 것이 아님을 주의하여야 한다. 또한, 본 발명의 기술분야의 통상의 전문가라면 본 발명의 기술사상의 범위 내에서 다양한 실시예가 가능함을 알 수 있을 것이다.

Claims (19)

  1. 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 단계;
    상기 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하는 단계; 및
    상기 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 단계;
    를 포함하는 프리앰블의 생성 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 라인코딩시 맨체스터(Manchester) 코딩 또는 밀러(Miller) 코딩 기법을 사용하는 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 생성 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 비트수는 각각 512이고, 상기 제 1 및 제 2 서브프리앰블의 비트수는 각각 1024인 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 생성 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    생성된 프리앰블은 인체 통신에 적용되는 디지털 직접 전송 방식의 통신 시스템에서 사용되는 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 생성 방법.
  5. 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블 및 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 위치한 제 2 서브프리앰블을 포함하는 프리앰블의 검출 방법에 있어서,
    제 1 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 1 서브프리앰블을 반복적으로 검출하는 단계;
    상기 제 1 서브프리앰블이 기설정된 횟수 이상 검출되면 제 2 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 2 서브프리앰블을 검출하는 단계; 및
    상기 제 2 서브프리앰블이 검출되면 상기 프리앰블이 수신된 것으로 판단하는 단계;
    를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 서브프리앰블은 각각 상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 생성된 것임을 특징으로 하는
    프리앰블의 검출 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 서브프리앰블은 맨체스터 코딩 기법을 사용하여 라인코딩된 것임을 특징으로 하는
    프리앰블의 검출 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1 서브프리앰블의 검출 단계는
    상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 수신되는 N개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 구하여 그 차이값을 계산하는 단계; 및
    상기 차이값이 제 1 기준값 이상이면 상기 제 1 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 단계; 를 포함하는
    프리앰블의 검출 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 상기 제 1 서브프리앰블이 2회 이상 검출되고 검출된 각 위치 간의 거리가 N의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계를 시작하는 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 검출 방법.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계는
    상기 제 2 서브프리앰블의 비트수가 M이라고 할 때, 수신되는 M개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 구하여 그 차이값을 계산하는 단계; 및
    상기 차이값이 제 2 기준값 이상이면 상기 제 2 서브프리앰블이 수신된 것으로 판단하는 단계; 를 포함하는
    프리앰블의 검출 방법.
  10. 제 6항에 있어서,
    상기 제 2 서브프리앰블의 검출 단계는
    최대 우도 추정법(Maximum Likelihood Estimation)을 사용하여 상관값이 최대인 위치를 결정하는 단계; 및
    상기 상관값이 최대인 위치와 상기 제 1 서브프리앰블이 마지막으로 검출된 위치 간의 거리가 상기 제 2 서브프리앰블의 비트수의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 단계; 를 포함하는
    프리앰블의 검출 방법.
  11. 제 5항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 비트수는 각각 512이고, 상기 제 1 및 제 2 서브프리앰블의 비트수는 각각 1024인 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 검출 방법.
  12. 제 5항에 있어서,
    상기 프리앰블의 검출 방법은 인체 통신에 적용되는 디지털 직접 전송 방식의 통신 시스템에서 사용되는 것을 특징으로 하는
    프리앰블의 검출 방법.
  13. 서로 다른 제 1 및 제 2 의사잡음코드를 생성하는 의사잡음코드 생성부와, 상기 제 1 의사잡음코드를 라인코딩하여 다수의 동일한 제 1 서브프리앰블을 생성하고 상기 제 2 의사잡음코드를 라인코딩하여 상기 다수의 제 1 서브프리앰블 뒤에 제 2 서브프리앰블을 생성하는 라인코더를 포함하는 프리앰블 생성 장치; 및
    상기 제 1 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 1 서브프리앰블을 반복적으로 검출하고, 상기 제 1 서브프리앰블이 기설정된 횟수 이상 검출되면 상기 제 2 의사잡음코드를 이용한 상관값 계산을 수행하여 상기 제 2 서브프리앰블을 검출하는 프리앰블 검출 장치;
    를 포함하는 디지털 통신 시스템.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 라인코더는 상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 라인코딩시 밀러(Miller) 코딩 기법을 사용하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 라인코더는 상기 제 1 및 제 2 의사잡음코드의 라인코딩시 맨체스터(Manchester) 코딩 기법을 사용하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 프리앰블 검출 장치는
    상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 수신되는 N개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하는 제 1 검출부 및 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하는 제 2 검출부를 포함하고, 상기 계산된 두 상관값의 차이값이 제 1 기준값 이상이면 상기 제 1 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 프리앰블 검출 장치는
    상기 제 1 서브프리앰블의 비트수가 N이라고 할 때, 상기 제 1 서브프리앰블이 2회 이상 검출되고 검출된 각 위치 간의 거리가 N의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블의 검출을 시작하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
  18. 제 15항에 있어서,
    상기 프리앰블 검출 장치는
    상기 제 2 서브프리앰블의 비트수가 M이라고 할 때, 수신되는 M개의 비트 중 홀수번째 비트값들에 대한 상관값과 짝수번째 비트값들에 대한 상관값을 계산하고, 상기 계산된 두 상관값의 차이값이 제 2 기준값 이상이면 상기 제 2 서브프리앰블이 수신된 것으로 판단하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
  19. 제 15항에 있어서,
    상기 프리앰블 검출 장치는
    상기 제 2 서브프리앰블의 검출시 최대 우도 추정법(Maximum Likelihood Estimation)을 사용하여 상관값이 최대인 위치를 결정하고, 상기 상관값이 최대인 위치와 상기 제 1 서브프리앰블이 마지막으로 검출된 위치 간의 거리가 상기 제 2 서브프리앰블의 비트수의 정수배이면 상기 제 2 서브프리앰블이 검출된 것으로 판단하는 것을 특징으로 하는
    디지털 통신 시스템.
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