KR20120124391A - 사운딩 참조신호 전송방법 및 장치 - Google Patents

사운딩 참조신호 전송방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 사운딩 참조신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하는 단계; 상기 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하는 단계; 및 상기 무선자원을 통해 사운딩 참조신호를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 전송되는 사운딩 참조신호 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

Description

사운딩 참조신호 전송방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING A SOUNDING REFERENCE SIGNAL}
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 사운딩 참조신호를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 통신 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
무선 통신 시스템에서 사운딩 참조신호를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치의 제공을 목적으로 한다. 구체적으로, 중계국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 사운딩 참조신호를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치의 제공을 목적으로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 단말의 사운딩 참조신호 전송 방법에 있어서, 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하는 단계; 상기 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하는 단계; 및 상기 무선자원을 이용해 사운딩 참조신호를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 전송되는, 사운딩 참조신호 전송 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선신호를 송수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및 상기 RF부에 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하고, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하며, 상기 무선자원을 통해 사운딩 참조신호를 전송하도록 구성되고, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 전송되는, 단말이 제공된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 절반 구간을 이용하여 전송된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 앞쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 뒤쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들은 사운딩 참조신호가 전송되는 사운딩 대역을 지시하는 파라미터를 포함하되, 상기 사운딩 대역을 지시하는 파라미터는 시스템 대역의 전부 또는 일부를 지시한다.
바람직하게, 상기 SC-FDMA 심벌은 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심벌이다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호가 상기 SC-FDMA 심벌에서 차지하는 위치를 지시하는 정보를 수신한다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 네트워크 노드의 사운딩 참조신호 수신 방법에 있어서, 단말에게 사운딩 참조신호 파라미터들을 전송하는 단계; 및 상기 사운딩 참조신호 파라미터들에 의해 지시되는 무선자원을 이용하여 상기 단말로부터 사운딩 참조신호를 수신하는 단계를 포함하되, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 수신되는, 사운딩 참조신호 수신 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선신호를 송수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및 상기 RF부에 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 단말에게 사운딩 참조신호 파라미터들을 전송하고, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들에 의해 지시되는 무선자원을 이용하여 상기 단말로부터 사운딩 참조신호를 수신하도록 구성되고, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 수신되는, 네트워크 노드가 제공된다. 네트워크 노드는 기지국 또는 릴레이를 포함한다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 절반 구간을 이용하여 수신된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 앞쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 뒤쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성된다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들은 사운딩 참조신호가 전송되는 사운딩 대역을 지시하는 파라미터를 포함하되, 상기 사운딩 대역을 지시하는 파라미터는 시스템 대역의 전부 또는 일부를 지시한다.
바람직하게, 상기 SC-FDMA 심벌은 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심벌이다.
바람직하게, 상기 사운딩 참조신호가 상기 SC-FDMA 심벌에서 차지하는 위치를 지시하는 정보를 수신한다.
무선 통신 시스템에서 사운딩 참조신호를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치의 제공할 수 있다. 구체적으로, 중계국을 포함하는 무선 통신 시스템에서 사운딩 참조신호를 효율적으로 전송하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 중계국을 포함하는 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame) 구조를 나타낸다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸 예시도이다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 6은 OFDM 심벌에 CP(cyclic prefix)를 삽입하는 예를 나타낸다.
도 7은 OFDM 전송기와 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 예이다.
도 8 및 도 9는 보호 구간이 서브프레임 내에 위치하는 예를 나타낸다.
도 10은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 종래 데이터 전송 방법을 나타낸다.
도 11은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 서로 다른 데이터를 전송하는 예를 나타낸다.
도 12는 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
도 13은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌의 부분심벌에서만 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
도 14는 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌의 부분심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 다른 예를 나타낸다.
도 15는 OFDM 수신기의 복조과정에서 부분심벌의 데이터를 결합하는 예를 나타낸다.
도 16은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 심벌 인덱스를 부여하는 일 예를 나타낸다.
도 17은 짧은 블록과 긴 블록을 비교하고, 짧은 블록을 생성하는 방법을 나타낸다.
도 18은 짧은 블록을 보호 구간을 포함하는 심벌에 할당하는 예를 나타낸다.
도 19는 짧은 블록이 할당될 수 있는 무선자원 위치의 예를 나타낸다.
도 20 및 도 21은 짧은 블록에 인접한 자원블록에 보호 부반송파(guard subcarrier)를 설정하는 예를 나타낸다.
도 22 내지 도 26은 짧은 블록 내에 보호 부반송파를 설정하는 예를 나타낸다.
도 27 및 도 28은 다중 사용자 환경에서 서브프레임에 포함되는 짧은 블록과 보호 부반송파의 할당 예들을 나타낸다.
도 29 및 도 30은 백홀 상향링크에서 사용될 수 있는 서브프레임 구조의 예를 나타낸다.
도 31은 수학식 3의 f(x)와 sync함수를 나타내는 그래프이다.
도 32는 복수의 단말이 기지국으로 매크로 SRS를 전송하는 예를 나타낸다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계국의 SRS 전송 방법을 나타낸다.
도 34는 중계국이 SRS를 전송하는 상향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
도 35 내지 도 38은 ‘srsBandwidth’파라미터에 의해 설정될 수 있는 중계국의 SRS 전송 대역의 예들을 나타낸다.
도 39는 중계국(또는 단말)이 긴 블록 SRS를 생성하여 전송하고, 기지국이긴 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
도 40은 중계국이 짧은 블록 SRS를 생성하여 전송하고, 기지국이 짧은 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
도 41은 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS의 각 부반송파 파형과 부반송파 간격을 비교하여 나타낸다.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기를 나타낸다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸다. 수신기는 기지국의 일 부분일 수 있다.
도 44는 기지국의 수신기에서 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS를 동시에 수신한 경우, 2개의 SRS를 처리하는 과정을 나타낸다.
도 45는 도 44의 수신기에서 처리지점 A에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다.
도 46 내지 도 48은 각각 도 44의 수신기에서 처리지점 B, C, E 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다.
도 49 내지 도 51은 보호 시간의 설정으로 인한 자원 낭비를 막기 위한 방안을 예시한다.
도 52 내지 도 53은 중계국 셀에서 발생할 수 있는 간섭을 예시한다.
도 54는 본 발명의 일 실시예에 따른 사운딩 참조 신호 전송 방법을 예시한다.
도 55는 기지국 및 단말을 나타내는 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16e (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-Advanced(LTE-A)는 3GPP LTE의 진화이다. 이하에서 설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LET-A를 예로 설명하나 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 중계국을 포함하는 무선통신 시스템을 나타낸다.
도 1을 참조하면, 중계국을 포함하는 무선통신 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 일반적으로 셀(cell)이라고 불리는 특정한 지리적 영역 (15)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역으로 나누어 질 수 있는데 각각의 영역은 섹터(sector)라고 칭한다. 하나의 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(13)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point), AN(Access Network) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 중계국(12)과 단말(14) 간의 연결성(connectivity), 관리(management), 제어 및 자원 할당과 같은 기능을 수행할 수 있다.
중계국(Relay Station, RS, 12)은 기지국(11)과 단말(14) 사이에서 신호를 중계하는 기기를 말하며, RN(Relay Node), 리피터(repeater), 중계기 등의 다른 용어로 불릴 수 있다. 중계국에서 사용하는 중계 방식으로 AF(amplify and forward) 및 DF(decode and forward) 등 어떠한 방식을 사용할 수 있으며, 본 발명의 기술적 사상은 이에 제한되지 않는다.
단말(13, 14; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(Wireless Device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(Wireless Modem), 휴대기기(Handheld Device), AT(Access Terminal) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 이하에서 매크로 단말(macro UE, Ma UE, 13)은 기지국(11)과 직접 통신하는 단말이고, 중계국 단말(relay UE, Re UE, 14)은 중계국과 통신하는 단말을 칭한다. 기지국(11)의 셀 내에 있는 매크로 단말(13)이라 할지라도, 다이버시티 효과에 따른 전송속도의 향상을 위하여 중계국(12)을 거쳐서 기지국(11)과 통신할 수 있다.
이하에서 기지국(11)과 매크로 단말(13) 간의 링크를 매크로 링크(macro link)라 칭하기로 한다. 매크로 링크는 매크로 하향링크와 매크로 상향링크로 구분될 수 있다, 매크로 하향링크(macro downlink, M-DL)는 기지국(11)에서 매크로 단말(13)로의 통신을 의미하며, 매크로 상향링크(macro uplink, M-UL)는 매크로 단말(13)에서 기지국(11)으로의 통신을 의미한다.
기지국(11)과 중계국(12)간의 링크는 백홀(backhaul) 링크라 칭하기로 한다. 백홀 링크는 백홀 하향링크(backhaul downlink, B-DL)와 백홀 상향링크(backhaul uplink, B-UL)로 구분될 수 있다. 백홀 하향링크는 기지국(11)에서 중계국(12)으로의 통신을 의미하며, 백홀 상향링크는 중계국(12)에서 기지국(11)으로의 통신을 의미한다.
중계국(12)과 중계국 단말(14)간의 링크는 액세스 링크(access link)라 칭하기로 한다. 액세스 링크는 액세스 하향링크(access downlink, A-DL)와 액세스 상향링크(access uplink, A-UL)로 구분될 수 있다. 액세스 하향링크는 중계국(12)에서 중계국 단말(14)로의 통신을 의미하며, 액세스 상향링크는 중계국 단말(14)에서 중계국(12)으로의 통신을 의미한다.
중계국을 포함하는 무선통신 시스템(10)은 양방향 통신을 지원하는 시스템이다. 양방향 통신은 TDD(Time Division Duplex) 모드, FDD(Frequency Division Duplex) 모드 등을 이용하여 수행될 수 있다. TDD 모드는 상향링크 전송과 하향링크 전송에서 서로 다른 시간 자원을 사용한다. FDD 모드는 상향링크 전송과 하향링크 전송에서 서로 다른 주파수 자원을 사용한다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame) 구조를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 서브 프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. TTI는 스케줄링의 최소 단위일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 포함할 수 있다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불리울 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 하나의 슬롯은 7 OFDM 심벌을 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, CP(Cyclic Prefix)의 길이에 따라 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 수는 바뀔 수 있다. 3GPP TS 36.211 V8.5.0(2008-12)에 의하면, 노멀(normal) CP에서 1 서브프레임은 7 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 1 서브프레임은 6 OFDM 심벌을 포함한다. 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 및 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2를 참조하여 설명한 무선 프레임의 구조는 3GPP TS 36.211 V8.3.0 (2008-05) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)"의 4.1절 및 4. 2절을 참조할 수 있다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸 예시도이다.
FDD 및 TDD 무선 프레임에서 하나의 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(resource block, RB)을 포함한다. 이하에서 심벌은 하나의 OFDM 심벌 또는 하나의 SC-FDMA 심벌을 의미할 수 있다. 자원블록은 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파(subcarrier)를 포함한다.
도 3을 참조하면, 슬롯(예를 들어, 하향링크 서브프레임에 포함된 하향링크 슬롯)은 시간 영역(time domain)에서 복수의 OFDM 심벌을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심벌을 포함하고, 하나의 자원블록은 주파수 영역에서 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원블록에서 부반송파는 예컨대 15KHz의 간격을 가질 수 있다.
자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(resource element)라 하며, 하나의 자원블록(resource block)은 12×7개의 자원요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 NDL은 셀에서 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 도 3에서 설명한 자원 그리드는 상향링크에서도 적용될 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 서브프레임은 2개의 연속적인(consecutive) 슬롯을 포함한다. 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞선 3 OFDM 심벌들이 PDCCH가 할당되는 제어영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심벌들은 PDSCH가 할당되는 데이터영역(data region)이다. 제어영역에는 PDCCH 이외에도 PCFICH, PHICH 등의 제어채널이 할당될 수 있다. 단말은 PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 디코딩하여 PDSCH를 통해 전송되는 데이터 정보를 읽을 수 있다. 여기서, 제어영역이 3 OFDM 심벌을 포함하는 것은 예시에 불과하며, 제어영역에는 2 OFDM 심벌 또는 1 OFDM 심벌이 포함될 수 있다. 서브프레임 내 제어영역이 포함하는 OFDM 심벌의 수는 PCFICH를 통해 알 수 있다.
제어영역은 복수의 CCE(control channel elements)인 논리적인 CCE 열로 구성된다. CCE 열은 하나의 서브프레임 내에서 제어영역을 구성하는 전체 CCE들의 집합이다. CCE는 복수의 자원요소 그룹(resource element group)에 대응된다. 예를 들어, CCE는 9 자원요소 그룹에 대응될 수 있다. 자원요소 그룹은 자원요소로 제어채널을 맵핑하는 것을 정의하기 위해 사용된다. 예를 들어, 하나의 자원요소 그룹은 4개의 자원요소로 구성될 수 있다.
복수의 PDCCH가 제어영역 내에서 전송될 수 있다. PDCCH는 스케줄링 할당과 같은 제어정보(control information)를 나른다. PDCCH는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(control channel elements)의 집단(aggregation) 상으로 전송된다. CCE 집단을 구성하는 CCE의 수(Number of CCEs)에 따라 PDCCH의 포맷 및 가능한 PDCCH의 비트 수가 결정된다. PDCCH 전송을 위해 사용되는 CCE의 수를 CCE 집단 레벨(aggregation level)이라 한다. 또한, CCE 집단 레벨은 PDCCH를 검색하기 위한 CCE 단위이다. CCE 집단 레벨의 크기는 인접하는 CCE들의 수로 정의된다. 예를 들어, CCE 집단 레벨은 {1, 2, 4, 8}의 원소일 수 있다.
PDCCH를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보(downlink control information, 이하 DCI)라고 한다. DCI는 상향링크 스케줄링 정보, 하향링크 스케줄링 정보, 시스템 정보(system information), 상향링크 전력 제어 명령(power control command), 페이징을 위한 제어정보, 랜덤 액세스 응답(RACH response)을 지시하기 위한 제어정보 등을 포함한다.
DCI 포맷으로는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 스케줄링을 위한 포맷 0, 하나의 PDSCH(Physical Downlink Shared channel) 코드워드의 스케줄링을 위한 포맷 1, 하나의 PDSCH 코드워드의 간단한(compact) 스케줄링을 위한 포맷 1A, 공간 다중화 모드에서 단일 코드워드의 랭크-1 전송에 대한 간단한 스케줄링을 위한 포맷 1B, DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 매우 간단한 스케줄링을 위한 포맷 1C, 다중 사용자 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 1D, 폐루프(Closed-loop) 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2, 개루프(Open-loop) 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2A, PUCCH 및 PUSCH를 위한 2비트 전력 조절의 TPC(Transmission Power Control) 명령의 전송을 위한 포맷 3, 및 PUCCH 및 PUSCH를 위한 1비트 전력 조절의 TPC 명령의 전송을 위한 포맷 3A 등이 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)가 할당되는 제어영역(region)과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)가 할당되는 데이터영역으로 나눌 수 있다.
하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록(RB) 쌍(pair, 51, 52)으로 할당되고, RB 쌍에 속하는 RB들(51,52)은 2개의 슬롯들 각각에서 서로 다른 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 RB 쌍이 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.
PUCCH는 다중 포맷을 지원할 수 있다. 즉, 변조 방식(modualtion scheme)에 따라 서브프레임당 서로 다른 비트 수를 갖는 상향링크 제어 정보를 전송할 수 있다. 예를 들어, BPSK(Binary Phase Shift Keying)을 사용하는 경우(PUCCH 포맷 1a) 1비트의 상향링크 제어 정보를 PUCCH 상으로 전송할 수 있으며, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 사용하는 경우(PUCCH 포맷 1b) 2비트의 상향링크 제어 정보를 PUCCH 상으로 전송할 수 있다. PUCCH 포맷은 이외에도 포맷 1, 포맷 2, 포맷 2a, 포맷 2b 등이 있다(이는 3GPP TS 36.211 V8.2.0 (2008-03) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8)"의 5.4절을 참조할 수 있다).
도 6은 OFDM 심벌에 CP(cyclic prefix)를 삽입하는 예를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 노멀 CP의 경우, 노멀 CP가 삽입되는 시간 구간은 서브프레임의 첫번째 심벌에서는 160Ts, 나머지 심벌에서는 144 Ts일 수 있다(Ts = 1/(15000*2048)sec). CP는 심벌의 마지막 부분을 복사하여 심벌의 처음 부분에 추가하는 것으로 심벌 간의 간섭(inter symbol interference)를 피하기 위한 것이다.
도 7은 OFDM 전송기와 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 예이다.
OFDM 전송기는 전송하려는 정보 비트들은 모듈레이터를 통해 변조한 후, 직렬 신호를 병렬 신호로 변환하는 S/P 유닛으로 입력한다. 모듈레이터의 변조 방식은 QPSK(quadrature phase shift keying), m-QAM(quadrature amplitude modulation) 등 다양한 변조 방식을 사용할 수 있다. S/P 유닛에 의해 변환된 병렬 신호는 채널 지연 확산(channel delay spread)보다 긴 주기를 가지는 신호가 된다. 병렬 신호는 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 나타내는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 유닛으로 입력되어 IFFT된 후, CP가 삽입되고, RF 유닛을 통해 전송된다. RF 유닛은 적어도 하나의 안테나를 포함한다.
OFDM 수신기는 RF 유닛을 통해 무선 신호를 수신한 후, CP 제거기(cyclic prefix remover)를 통해 CP를 제거하고, S/P 유닛을 통해 직력 신호를 병렬 신호로 변환한다. 변환된 병렬 신호는 FFT 유닛을 통해 FFT된다. FFT는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 나타낸다. 주파수 영역의 신호는 이퀄라이저, 복조기를 거쳐 데이터로 복원된다. 이퀄라이저(equalizer)는 각 부반송파에 추정된 채널 응답을 곱하여 각 부반송파에 대한 채널의 영향을 제거한다. 복조기(demodulator)는 변조기에서 사용된 변조 방식에 대응한 복조 방식으로 데이터를 복조한다.
본 발명에서 OFDM 전송기는 기지국 또는 중계국의 일부일 수 있다. OFDM 수신기는 중계국 또는 기지국의 일부일 수 있다.
무선통신 시스템에 중계국을 포함하는 경우, 중계국은 동일한 주파수 대역에서 신호를 수신하는 동시에 신호를 전송하는 것은 어렵다고 가정한다. 따라서, 중계국은 서로 다른 시간에 동일한 주파수 대역의 신호를 수신하거나 전송한다. 예를 들어, 중계국은 서브프레임 #n에서 기지국으로부터 신호를 수신하고 서브프레임 #n+1에서 중계국 단말에게 신호를 전송하는 방식으로 동작할 수 있다.
그런데, 중계국이 동일 주파수 대역의 신호를 전송하다가 수신하는 경우, 또는 동일 주파수 대역의 신호를 수신하다가 전송하는 경우와 같이 신호의 송수신 스위칭 시에 신호의 송신구간과 수신구간 사이에 보호 구간(guard time)을 필요로 한다. 보호 구간은 시스템의 안정화, 보호 또는 시스템이 요구하는 요구 조건을 만족하는 신호를 생성하기 위해 필요로 하는 시간이다. 예를 들어, 보호 구간에는 신호를 증폭하는 파워 앰프(power amplifier)의 동작 안정화를 위한 천이 시간(transient time)이 포함될 수 있다.
도 8 및 도 9는 보호 구간이 서브프레임 내에 위치하는 예를 나타낸다.
도 8을 참조하면, 2개의 보호 구간이 각각 서브프레임의 경계에 위치한다. 즉, 서브프레임의 첫번째 심벌 및 마지막 심벌이 보호 구간을 포함한다. 보호 구간은 서브프레임의 경계에 있는 심벌이 아니라 그 외의 심벌에도 위치할 수 있다. 도 9에서는 2개의 보호 구간 중 하나의 보호 구간이 서브프레임의 중간 심벌, 즉 서브프레임의 경계에 있는 심벌이 아닌 심벌에 보호 구간이 위치한다. 상기 예에서는 스케줄링 단위가 서브프레임인 경우에 대해 보호 구간의 위치를 예로 들었으나 이는 제한이 아니다. 즉, 스케줄링 단위가 슬롯이라면 보호 구간은 슬롯의 경계 또는 슬롯의 중간 심벌에 위치할 수 있다(이하 모두 동일하다). 이러한 보호 구간은 1 심벌보다 작은 시간 구간일 수 있다. 하나의 심벌 내에서 보호 구간을 제외한 나머지 부분을 부분심벌(partial symbol)이라 칭한다.
도 10은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 종래 데이터 전송 방법을 나타낸다.
보호 구간에서는 데이터를 전송하는 것이 어렵다. 도 10에 도시된 바와 같이 서브프레임의 경계에 있는 심벌 내에 보호 구간이 위치하는 경우, 해당 심벌은 보호 구간을 제외한 부분심벌도 데이터 전송에 사용되지 않고 낭비되었다. 예를 들어, LTE에서 노멀 CP의 경우, 서브프레임은 14개의 심벌을 포함하고 확장 CP의 경우 12개의 심벌을 포함한다. 이 중 2개의 심벌이 보호 구간으로 인하여 사용되지 못한다. 만약 슬롯 단위로 스케줄링을 수행하는 경우, 하나의 슬롯에서 2개의 심벌이 보호 구간으로 인해 사용되지 못할 수 있으며 하나의 서브프레임에서 4개의 심벌이 보호 구간으로 인해 사용되지 못할 수 있다. 따라서, 보호 구간을 포함하는 심벌을 활용하여 신호 전송에 사용하는 방법이 필요하다.
도 11은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 서로 다른 데이터를 전송하는 예를 나타낸다.
도 11과 같이 2개의 부분심벌 전체에 서로 다른 데이터를 실어 전송할 수 있다(상술한 바와 같이 보호 구간을 포함하는 심벌에서 보호 구간을 제외한 구간을 부분심벌이라 칭한다).
첫번째 부분심벌에 실린 데이터를 PSD1, 두번째 부분심벌에 실린 데이터를 PSD2라 칭한다면 PSD1과 PSD2는 서로 다른 데이터일 수 있다. 만약, 보호 구간이 심벌 구간에 비해 무시할 수 있을만큼 짧다면 PSD1, PSD2는 적절히 복조될 수 있다.
PSD1, PSD2는 시스템에서 요구하는 오류율을 만족하기 위해 다른 심벌에 비해 강력한 채널코딩을 할 필요가 있을 수 있다. 이를 위해 심벌 단위로 채널 코딩하여 전송할 수 있는 새로운 형태의 자원할당규칙을 정의할 수 있다. 또는 채널 코딩 과정에서 PSD1, PSD2를 반복하여 추가적인 코딩이득을 얻을 수 있다. PSD1, PSD2에는 더 많은 코딩이 부과되므로 복조과정에서 오류율을 줄일 수 있다.
이처럼 서로 다른 부분심벌에 서로 다른 데이터를 전송하는 경우, 각 부분심벌을 포함하는 심벌에 대해 서로 다른 심벌 인덱스를 부여하는 것이 바람직하다. 또한, 각 부분심벌을 포함하는 심벌에 대해서는 다른 심벌과 비교하여 채널 코딩이나 자원할당 규칙에 차이가 발생할 수 있다는 점을 고려하여 서브프레임의 마지막 심벌 인덱스를 차례로 부여할 수 있다. 예를 들어, 노멀 CP의 경우 서브프레임의 두번째 심벌에 심벌 인덱스 #0을 부여하고 세번째 심벌에 심벌 인덱스 #1을 부여하는 식으로 13번째 심벌까지 심벌 인덱스를 오름차순으로 부여한 후, 서브프레임의 첫번째 심벌에 심벌 인덱스 #12, 마지막 심벌에 심벌 인덱스 #13을 부여할 수 있다. 이러한 심벌 인덱스 방법에 의하여 심벌 인덱스 #0부터 #11까지는 기존의 방법과 같이 데이터를 전송/수신하고, 서브프레임의 심벌 인덱스 #12, #13에 대해서는 상기 기존의 방법과 다른 데이터 전송/수신 방법을 적용할 수 있다.
이하에서는 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 방법을 설명한다.
도 12는 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
도 12를 참조하면, 보호 구간은 서브프레임의 첫번째 심벌, 마지막 심벌에 포함될 수 있다. 편의상 상기 첫번째 심벌의 부분심벌에서 전송되는 데이터를 PSD-A(partial symbol data-A), 마지막 심벌의 부분심벌에서 전송되는 데이터를 PSD-B라 칭한다. 그리고 1 심벌에서 전송되는 1 심벌 데이터는 FSD(full symbol data)라 칭한다. 그러면, PSD-A, PSD-B는 1 심벌 데이터인 FSD의 일부분으로 PSD-A는 FSD의 뒷부분, PSD-B는 FSD의 앞부분에 해당할 수 있다. 일반적으로 FSD는 CP + 데이터의 순으로 구성되는데 CP는 상기 데이터의 뒷부분을 순환 복사(cyclically copy)한 것이다. 따라서, PSD-A와 PSD-B는 서로 간에 일부 데이터가 순환 복사된 것과 마찬가지로 동일하며 이러한 의미에서 PSD-A 또는 PSD-B가 전송되는 심벌을 순환 복사된 심벌(cyclic-copied symbol)이라 부를 수도 있다. 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 것은 구체적으로 다음 2가지 경우가 있을 수 있다.
1) 첫째는 부분심벌 및 보호 구간, 즉 보호 구간을 포함하는 심벌 전체에서 데이터를 전송하는 방법이다. 즉, 서브프레임의 경계에 위치한 보호 구간을 포함하는 심벌에서 전송기는 보호 구간에도 불구하고 심벌 전체에서 신호를 인가하고 증폭하여 전송한다. 보호 구간에서도 데이터를 실어 전송하므로 보호 구간에서는 데이터의 왜곡이 발생할 수 있으나, 보호 구간이 없는 심벌과 동일한 처리과정을 통해 신호를 전송하므로 구현의 편의성이 높다. 예컨대, 첫번째 심벌에서는 보호 구간이 심벌의 앞부분에 위치하므로 심벌의 앞부분에 실린 데이터가 왜곡될 수 있다. 반면, 마지막 심벌에서는 보호 구간이 심벌의 뒷부분에 위치하므로 심벌의 뒷부분에 실린 데이터가 왜곡될 수 있다.
2) 둘째는 보호 구간을 포함하는 심벌에서 부분심벌에서만 데이터를 전송하는 방법이다. 즉, 보호 구간을 포함하는 심벌에서 보호 구간에서는 데이터를 전송하지 않고 부분심벌의 일부 또는 전부를 이용하여 데이터를 전송한다. 둘째 방법은 도 13을 참조하여 상세히 설명한다.
도 13은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌의 부분심벌에서만 데이터를 중복하여 전송하는 예를 나타낸다.
도 13을 참조하면, 보호 구간을 포함하는 심벌에서 부분심벌에서만 데이터를 전송하며, 이 때, 부분심벌의 특정 시점부터 신호를 인가하여 전송하거나, 부분심벌의 특정 시점까지만 신호를 인가하여 전송할 수 있다. 보호 구간에서는 데이터가 왜곡되어 생성되므로 데이터를 싣는 것이 큰 의미가 없을 수 있다. 따라서, 데이터의 왜곡이 발생하지 않는 부분심벌의 특정 시점에서부터 데이터를 전송하는 것이다.
예를 들어, 서브프레임의 첫번째 심벌에서 전송되는 데이터는 첫번째 심벌의 부분심벌에서 t1만큼 인가해서 생성된다. 마지막 심벌에서 전송되는 데이터는 마지막 심벌의 부분심벌에서 t2만큼 생성된다. 도 13에서 PSD-A는 1 심벌 데이터의 후반부, PSD-B는 상기 1 심벌 데이터의 전반부를 포함할 수 있다. PSD-A, PSD-B는 동일한 1 심벌 데이터로부터 생성되었지만, 각각 상기 1 심벌 데이터의 뒷부분, 앞부분이므로 그 내용은 다를 수 있다.
상기 t1, t2는 OFDM 수신기의 복조 방식에 따라 다양하게 설정될 수 있다. t1, t2는 예를 들어, 1 심벌 구간이 Tsym이라 할 때 t1=t2=(1/2)*Tsym일 수 있다. 또는 t1 ≥(1/2) Tsym, t2 ≥ (1/2) Tsym 일 수 있다. OFDM 수신기의 복조 과정에서 정확한 신호 복원을 위해 t1, t2는 각 심벌의 CP를 고려하여 ((1/2)* Tsym + CP의 길이)로 설정될 수 있다.
도 14는 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌의 부분심벌에서 데이터를 중복하여 전송하는 다른 예를 나타낸다.
도 14를 참조하면 t1, t2는 Tsym 에서 보호 구간을 제외한 구간으로 설정될 수도 있다. 이 때 OFDM 전송기에서는 부분심벌 전체에 데이터를 할당하여 전송하고 OFDM 수신기에서는 필요한 부분을 선택하여 결합하는 방법을 사용할 수 있다.
1 심벌 데이터를 복원할 수 있다면 t1, t2는 서로 독립적으로 설정될 수도 있다.
도 15는 OFDM 수신기의 복조과정에서 부분심벌의 데이터를 결합하는 예를 나타낸다.
OFDM 수신기의 복조과정에서 PSD-B와 PSD-A의 순서로 결합하여 1 심벌 데이터를 복원할 수 있다. 이 때 PSD-B와 PSD-A의 결합은 FFT 유닛의 전단에서 수행되는 것이 바람직하다. 즉, FFT과정을 거쳐 복조 후 부분심벌을 결합하는 것보다는 수신된 무선 신호 자체를 먼저 결합한 후 FFT과정을 거쳐 하나의 심벌을 복원하는 것이 바람직하다.
이제 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 심벌 인덱스를 부여하는 방법을 설명한다.
도 16은 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 심벌 인덱스를 부여하는 일 예를 나타낸다.
LTE에서 노멀 CP의 경우, 서브프레임의 첫번째 심벌의 인덱스가 0, 두번째 심벌의 인덱스가 1, …, 마지막 심벌의 인덱스가 13이다. 그런데, 보호 구간을 포함하는 첫번째 심벌 또는 마지막 심벌은 데이터를 전송하지 않거나 전송할 수 있다. 즉, 첫번째 심벌 및 마지막 심벌은 종래와 같이 천공하여 데이터를 전송하지 않거나 본 발명에 따라 데이터를 전송할 수 있다. 이처럼 보호 구간을 포함하는 심벌은 특별한 용도로 사용될 수 있으므로 첫번째 심벌의 인덱스를 0으로 하지 않고 사용 가능한 마지막 심벌 인덱스를 할당할 수 있다.
예컨대, 노멀 CP의 경우 서브프레임의 두번째 심벌에 심벌 인덱스 #0을 부여하고 세번째 심벌에 심벌 인덱스 #1을 부여하는 식으로 13번째 심벌까지 심벌 인덱스를 오름차순으로 부여한 후, 첫번째 심벌의 부분심벌과 마지막 심벌의 부분심벌을 합쳐 하나의 심벌을 만든 후 마지막 심벌 인덱스 #12를 할당할 수 있다.
이러한 심벌 인덱싱 방법에 의하면 LTE와 같이 심벌 인덱스에 따라 인터리빙, 천공, 맵핑 등을 수행하는 기존방식을 변경하지 않고 이용할 수 있다. 다만, 마지막 심벌 인덱스를 가지는 심벌에 대해서만 본 발명에 따른 신호 전송방법을 적용할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 전송방법을 적용하지 않는다면, 백홀 링크에서 중계국은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌을 사용할 수 없게 되는 경우 그 사용할 수 없는 심벌을 천공하고 데이터를 전송할 수 있다. 노멀 CP에서 중계국은 보호 구간을 포함하는 2개의 심벌을 천공하고 12개의 심벌을 사용하여 데이터를 전송할 수 있다. 서브프레임 내에 보호 구간이 있더라도 이를 무시하고 14개의 심벌을 모두 사용하는 경우, 중계국은 심벌을 천공하지 않고 전송할 수도 있다.
이하에서는 보호 구간을 포함하는 심벌에서 짧은 블록(short block,SB)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법을 설명한다. 이하에서 짧은 블록을 이용하여 데이터를 전송하는 방법은 시간 영역에서 볼 때 짧은 심벌(shortened symbol)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법과 마찬가지의 의미를 가진다. 여기서 짧은 심벌은 일반적인 심벌(도 3 참조)에 비해 시간 영역에서 짧은 구간을 가지는 심벌을 의미한다. 또한, 긴 블록을 이용하여 데이터를 전송하는 방법은 시간 영역에서 볼 때, 일반적인 심벌을 이용하여 데이터를 전송하는 방법과 마찬가지의 의미를 가진다.
도 17은 짧은 블록과 긴 블록을 비교하고, 짧은 블록을 생성하는 방법을 나타낸다.
짧은 블록은 긴 블록에 비해 시간 구간은 짧고 주파수 영역에서는 부반송파의 간격은 넓은 무선자원을 의미한다. 예컨대 부반송파 간격은 30KHz일 수 있다. 긴 블록(long block)은 시간 영역에서 하나의 심벌 전체에 해당하고 부반송파 간격은 짧은 블록에 비해 좁은 무선자원일 수 있다. 예컨대 부반송파 간격은 15KHz일 수 있다.
짧은 블록은 예컨대, 긴 블록의 1/2 시간 구간으로 구성될 수 있다. 즉, 긴 블록의 시간 구간을 T라고 하면 짧은 블록의 시간 구간은 T/2일 수 있다. 이 경우, 긴 블록과 주파수 영역에서 부반송파 간격을 비교하면, 긴 블록은 15KHz이고 짧은 블록은 30KHz일 수 있다. 짧은 블록이 전송할 수 있는 비트수는 긴 블록의 1/2일 수 있다. 긴 블록(long block, LB)이 N-포인트 IFFT를 통해 생성되는 경우 짧은 블록은 N/2-포인트 IFFT를 통해 생성될 수 있다. 짧은 블록은 일반적으로 긴 블록의 1/2 시간 구간으로 구성되나, 이는 제한이 아니다. 심벌 내의 보호 구간에 따라 짧은 블록은 긴 블록의 2/3 시간 구간(주파수 영역에서는 8 부반송파)로 구성될 수도 있다.
도 18은 보호 구간을 포함하는 심벌에 짧은 블록을 할당하는 예를 나타낸다.
도 18을 참조하면, 짧은 블록(SB1, SB2)을 첫번째 심벌 또는 마지막 심벌의부분심벌에 할당하여 사용할 수 있다. 보호구간을 포함하지 않는 심벌에서 전송할 수 있는 데이터를 절반으로 분할하여 하나는 SB1을 통해 전송하고, 나머지 절반을 SB2를 통해 전송할 수 있다. OFDM 수신기에서 SB1 + SB2를 수신한 후 결합하면 하나의 심벌에서 전송되는 데이터를 수신하는 결과가 된다. 따라서, 보호 구간으로 인해 낭비되는 심벌의 수를 1개 줄일 수 있다.
짧은 심벌을 이용하는 경우에도 SB1 + SB2로 형성되는 심벌에 서브프레임의 마지막 심벌 인덱스를 할당하는 것이 바람직하다. 서브프레임의 첫번째 심벌에 인덱스’0’을 할당하지 않고 두번째 심벌에 인덱스’0’을 할당한다. 세번째 심벌부터 차례로 오름차순으로 심벌 인덱스를 할당한다. 서브프레임의 첫번째 심벌에 포함된 짧은 블록 심벌(SB1)과 마지막 심벌에 포함된 짧은 블록 심벌(SB2)를 결합하여 하나의 심벌을 형성하고 이 형성된 심벌에 대해 심벌 인덱스 ‘12’를 할당한다.
도 19는 짧은 블록이 할당될 수 있는 무선자원 위치의 예를 나타낸다.
짧은 블록은 주파수 대역 중에서 신호 전송에 유리한 대역에 할당될 수 있다. 또한, 시간 영역에서 심벌의 첫번째 슬롯 또는 두번째 슬롯에 할당될 수 있다. 즉, 짧은 블록은 서브프레임의 특정 슬롯에 한정되어 할당되는 제약 없이 어느 슬롯에나 할당될 수 있다.
도 20 및 도 21은 짧은 블록에 인접한 자원블록에 보호 부반송파(guard subcarrier)를 설정하는 예를 나타낸다.
도 20에 도시된 바와 같이 보호 부반송파는 주파수 영역에서 짧은 블록에 인접한 자원블록에 설정될 수 있다. 짧은 블록 내에서의 부반송파 간격(subcarrier spacing)은 긴 블록의 2배로 30KHz이다. 따라서, 짧은 블록 내에서는 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 긴 블록의 절반이다. 예를 들어, 긴 블록의 부반송파 개수가 12개인 경우 짧은 블록의 부반송파 개수는 6개이다. 짧은 블록에 인접한 긴 블록의 부반송파에는 신호를 할당하지 않음으로써 보호 부반송파의 역할을 하게 할 수 있다. 이러한 경우, 도 21에 도시된 바와 같이 짧은 블록에 포함된 6개의 부반송파를 모두 사용할 수 있다.
도 22 내지 도 26은 짧은 블록 내에 보호 부반송파를 설정하는 예를 나타낸다.
도 22 내지 도 24에서는 짧은 블록의 주파수 영역에서의 양쪽 경계에 모두 보호 부반송파가 설정된 예를 나타내고 있으나 이는 제한이 아니다. 즉, 도 25 또는 도 26과 같이 어느 한쪽 경계에만 보호 부반송파가 설정될 수도 있다. 양쪽 경계에 모두 보호 부반송파가 설정되는 경우 짧은 블록 내에서 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 4개로 줄어들게 되나 인접한 자원블록에 미치는 간섭을 줄일 수 있는 장점이 있다. 한쪽 경계에만 보호 부반송파를 설정하는 경우 짧은 블록 내에서 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 5개로, 양쪽 경계에 모두 부반송파를 설정하는 경우보다 사용할 수 있는 부반송파의 개수가 증가한다. 따라서, 백홀 링크의 채널 상황 예를 들어 백홀 링크의 데이터 량이나 채널 상태 등을 고려하여 보호 부반송파를 어떻게 설정할 것인지를 결정할 수 있다. 짧은 블록 내에 설정되는 보호 부반송파로 인해 인접한 자원블록에 미치는 간섭을 줄일 수 있다. 도 20 내지 도 26과 달리 보호 부반송파는 연속하는 복수의 부반송파로 구성될 수도 있다.
도 27 및 도 28은 다중 사용자 환경에서 서브프레임에 포함되는 짧은 블록과 보호 부반송파의 할당 예들을 나타낸다.
도 27 및 도 28에 도시된 바와 같이 중계국에 할당되는 주파수 대역에서 보호 구간을 포함하는 심벌의 부분심벌은 짧은 블록으로 구성될 수 있다. 보호 구간을 포함하는 심벌을 제외한 나머지 심벌들은 모두 긴 블록으로 구성될 수 있다. 도 27에서는 주파수 영역에서 짧은 블록에 인접한 자원블록에 보호 부반송파가 설정된다. 즉, UE_a, 또는 UE_b에 할당된 주파수 대역에 보호 부반송파가 위치한다. 반면 도 28에서는 주파수 영역에서 짧은 블록 내의 경계에 위치한 부반송파가 보호 부반송파로 설정된다.
도 29 및 도 30은 백홀 상향링크에서 사용될 수 있는 서브프레임 구조의 예를 나타낸다. 도 29 및 도 30에서 중계국이 기지국으로 상향링크 제어신호를 전송하는 영역을 R-PUCCH로 나타내고, 데이터를 전송하는 영역을 R-PUSCH로 나타낸다.
도 29를 참조하면, R-PUCCH 영역에서 첫번째 심벌 및 마지막 심벌에 보호 구간이 포함되는 경우, 상기 첫번째 심벌 및 마지막 심벌의 부분심벌에서는 신호를 전송하지 않을 수 있다. 그러면, 보호 구간을 포함하는 심벌의 부분심벌은 매크로 단말에게 할당되는 주파수 대역 또는 R-PUSCH 대역과의 간섭을 방지하는 보호 밴드(guard band)의 역할을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 상기 첫번째 심벌 및 마지막 심벌의 부분심벌은 보호자원(guard resource)이라 칭할 수 있다. 중계국에 할당된 주파수 대역이 큰 경우 보호자원의 비율은 상대적으로 매우 작기 때문에 자원낭비는 크게 문제되지 않는다. 보호자원은 부분심벌과 반드시 일치할 필요는 없으며 부분심벌보다 크거나 작게 설정될 수 있다.
도 30을 참조하면, 중계국에 할당된 대역에서 첫번째 심벌 및 마지막 심벌에 보호 구간이 포함되는 경우, 상기 첫번째 심벌 및 마지막 심벌의 부분심벌은 매크로 단말에게 할당될 수 있다. 이러한 경우, 상기 첫번째 심벌 및 마지막 심벌의 부분심벌과 인접한 자원블록에 보호자원을 설정할 수 있다. 예컨대, 매크로 단말은 PUSCH 대역에서 상기 첫번째 심벌 및 마지막 심벌의 부분심벌과 인접한 적어도 하나의 부반송파는 사용하지 않을 수 있다. 다시 말해 매크로 단말에게 할당된 무선자원 중 일부(1 부반송파부터 복수의 자원블록까지 다양할 수 있다)를 간섭을 방지하기 위해 사용하지 않는 것이다.
상술한 도 29 및 도 30의 방법은 결합되어 사용될 수 있다. 즉, 보호 구간을 포함하는 심벌의 부분심벌에서 중계국은 신호를 전송하지 않는다. 그리고, 매크로 단말은 중계국에 의해 사용되지 않는 부분심벌에서 신호를 전송하되, 상기 부분심벌과 인접한 PUSCH 영역의 일부 무선자원에서는 신호를 전송하지 않을 수 있다. 이상에서 상향링크 서브프레임의 경우를 예로 하였으나 하향링크 서브프레임에서도 마찬가지로 적용될 수 있다.
이하에서는 도 12 내지 도 15를 참조하여 설명한 방법, 즉 보호구간을 포함하는 심벌의 부분심벌에서 데이터를 반복하여 전송하는 방법(순환 복사된 심벌을 사용하는 방법)에 의할 때 수신기에서 복조한 신호를 수학적으로 검토한다.
A(k)를 첫번째 심벌의 k번째 부반송파 신호, B(k)를 마지막 심벌의 k번째 부반송파 신호라 하자. 그러면, 첫번째 심벌, 마지막 심벌의 시간 영역의 신호는 다음 수학식과 같이 결정될 수 있다.
Figure pct00001
수학식 1에서 N은 FFT 사이즈로 2의 멱승값이다. 첫번째 심벌의 신호와 마지막 심벌의 신호를 결합한 시간 영역의 신호를 c(n)이라고 하면, c(n)은 다음 수학식과 같이 결정될 수 있다.
Figure pct00002
수신기에서 c(n)을 FFT한 후, 추출한 M번째 부반송파 신호를 C(M)이라 하면, C(M)은 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 M번째 부반송파 신호는 순환복사되어 A(M)=B(M)이라 가정한다.
Figure pct00003
즉, 원하는 신호 A(M)과 그 외의 부반송파 간 간섭(inter-carrier interference, ICI)으로 표현된다. 수학식 3에서 ICI는 f(x)의 영향을 받는다.
도 31은 수학식 3의 f(x)와 sync함수를 나타내는 그래프이다.
도 31을 참조하면, 수학식 3에서 f(x)는 싱크(sync) 함수와 유사한 형태를 가진다. f(x)는 x가 짝수일 때 0이다. 즉, 수학식 3에서 (k-M)이 짝수인 경우 f(k-M)은 0이 된다. 따라서, (k-M)을 짝수가 되게 하는 부반송파 k로부터는 ICI가 없음을 의미한다. (k-M)이 홀수가 되게 하는 부반송파 k에 대해서는 해당 부반송파 k에 순환 복사된 심벌이 실려있어 A(k)=B(k)가 성립한다면 마찬가지로 ICI가 없어진다.
즉, 순환 복사된 부반송파는 순환 복사되지 않은 부반송파로부터 싱크(sync) 함수의 크기에 상응하는 ICI를 받게 된다. 기지국-중계국 간의 백홀 링크에 할당되는 주파수 대역(중계국 대역)과 기지국-단말 간의 링크에 할당되는 주파수 대역(매크로 액세스 대역)이 각각 주파수 영역에서 연속한 부반송파들로 구성된다면, 중계국 대역과 매크로 액세스 대역 사이에 보호 부반송파를 두어 순환 복사된 부반송파에서 전송되는 심벌을 복원할 수 있다. 보호 부반송파를 두지 않는다면 강력한 채널 코딩이나 신호의 반복을 통해 매크로 액세스 대역으로부터 받는 ICI를 극복할 수 있다.
이하에서는 보호 구간을 포함하는 심벌에서 짧은 블록(short block, SB)을 이용하여 데이터를 전송하는 방법을 사용하는 경우, 수신기에서 복조한 신호를 수학적으로 검토한다.
A(k)를 짧은 블록으로 구성된 심벌(이하 짧은 블록 심벌)의 k번째 부반송파 신호라 하고, B(k)를 긴 블록으로 구성된 심벌(이하 긴 블록 심벌)의 k번째 부반송파 신호라 하자. 짧은 블록 심벌의 시간 영역에서의 신호 a(n), 긴 블록 심벌의 시간 영역에서의 신호 b(n)은 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00004
여기서, N은 FFT 사이즈로 2의 멱승값이다.
수신기에서 수신하는 신호 c(n)은 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00005
수신기는 긴 블록 심벌을 디코딩하기 위해 c(n)에 N-FFT를 하고 M번째 부반송파 신호를 추출할 수 있다. M번째 부반송파 신호 C(M)은 다음 수학식과 같다.
Figure pct00006
C(M)에 포함된 ICI 요소는
Figure pct00007
이다.
(2k-M)이 0이면(즉, k=M/2) ICI 요소는 A(k)가 된다. 즉, 긴 블록 심벌의 M번째 부반송파를 사용하기 위해서는 짧은 블록 심벌의 M/2번째 부반송파는 사용하지 않아야 한다. k가 M/2가 아니면 ICI 요소는 f(x)에 의해 결정된다.
수신기는 짧은 블록 심벌의 신호를 디코딩하기 위해 c(n)의 후반부에 N/2-FFT를 인가하고 M번째 부반송파 신호를 추출한다. 짧은 블록 심벌의 M번째 부반송파 신호를 C’(M)이라 하면, C’(M)은 다음 수학식과 같다.
Figure pct00008
C’(M)에 포함된 ICI 요소는
Figure pct00009
가 된다. 이 때, (k-2M)이 0 즉, k=2M이면 ICI 요소는 B(k)가 그대로 나온다. 즉, 짧은 블록 심벌의 M번째 부반송파를 사용하기 위해서는 긴 블록 심벌의 2M번째 부반송파는 사용되지 않아야 한다.
k가 2M이 아닌 경우에는 ICI 요소가 f(x)에 의해 결정된다. 상술한 순환 복사된 심벌을 사용하는 경우와 비교해보면, 간섭 평균 효과가 없어져서 간섭 전력이 3dB 높아진다. 반면 서브프레임의 마지막 심벌에 짧은 블록 심벌이 하나 더 존재하므로 이 짧은 블록 심벌을 활용하면 간섭 전력이 3dB 높아지는 것을 방지할 수 있다.
이하에서는 중계국이 보호 구간을 포함하는 서브프레임에서 SRS를 전송하는 방법을 설명한다.
사운딩 참조신호(sounding reference signal, SRS)은 단말이나 중계국이 기지국으로 전송하는 참조신호로 상향링크 데이터나 제어신호 전송과 관련되지 않는 참조신호이다. SRS는 주로 상향링크(매크로 상향링크 또는 백홀 상향링크)에서 주파수 선택적 스케줄링을 위한 채널 품질 추정을 위해 사용되나 다른 용도로 사용될 수도 있다. 예를 들면 파워 제어나 최초 MCS 선택, 데이터 전송을 위한 최초 파워 제어 등에도 사용될 수 있다.
SRS에 사용되는 SRS 시퀀스는 DM RS에 사용되는 시퀀스와 동일할 수 있다. SRS 시퀀스의 길이는 자원블록 사이즈*(2, 3, 및/또는 5의 배수)로 제한될 수 있다. 가장 작은 SRS 시퀀스의 길이는 12일 수 있다. 예컨대, 전송 가능한 SRS 대역 NSRS RB 와 SRS 시퀀스 길이 MSRS SC는 다음 식과 같이 주어질 수 있다.
Figure pct00010
여기서, α2, α3, α5는 양의 정수 집합이다. SRS는 동일한 자원블록 및 동일한 부반송파를 사용하되, 동일한 기본 시퀀스에 서로 다른 순환 쉬프트 값을 사용하여 직교한 성질을 유지할 수 있다. 순환 쉬프트 값은 각 단말 또는 중계국마다 설정될 수 있다.
먼저, 단말이 기지국으로 매크로 SRS를 전송하는 경우를 살펴보고 본 발명에 대해 설명한다.
도 32는 복수의 단말이 기지국으로 매크로 SRS를 전송하는 예를 나타낸다.
도 32를 참조하면, 단말 #1은 전 주파수 대역에 걸쳐 빗(comb) 형태 즉, 매 2개의 부반송파 중 하나의 부반송파를 통해 매크로 SRS를 전송한다. 그리고 단말 #2 내지 #4는 자신에게 할당된 SRS 대역(즉, SRS를 전송하는 대역)에서 빗 형태로 할당된 부반송파를 통해 매크로 SRS를 전송한다. 이처럼 빗 형태로 부반송파를 할당하는 것을 인터리브드 FDMA라 칭하기도 한다. 또한 각 단말은 매크로 SRS가 전송되는 SC-FDMA 심벌에서 긴 블록을 이용하는 경우, 상기 SC-FDMA 심벌 내에서 2번에 걸쳐 SRS를 반복하여 전송한다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계국의 SRS 전송 방법을 나타낸다.
중계국의 SRS 전송방법은 중계국이 기지국으로부터 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하는 단계(S100), 중계국이 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하는 단계(S200), 할당된 무선자원을 통해 기지국으로 SRS를 전송하는 단계(S300)를 포함한다. 여기서, 사운딩 참조신호 파라미터들이 지시하는 무선자원은 시간 영역에서 보호 구간이 위치하는 심벌을 포함한다. 이하 각 단계에 대해 상세히 설명한다.
상기 S100 단계에서 중계국이 기지국으로부터 수신하는 사운딩 참조신호 파라미터들은 예를 들어 다음 표와 같을 수 있다.
Figure pct00011
상기 표 1에서‘srsBandwidthConfiguration’은 셀 내에서 SRS가 전송될 수 있는 최대 대역을 나타낸다.
‘srsSubframeConfiguration’은 각 무선 프레임 내에서 SRS가 전송될 수 있는 서브프레임들의 가능한 집합을 지시한다. ‘srsSubframeConfiguration’은 셀 특정적으로 브로드캐스트되는 신호로 셀 내의 중계국에게 전달되며, 예를 들어, 4 비트로 구성될 수 있다. SRS는 SRS가 전송될 수 있는 서브프레임들 내에서 마지막 SC-FDMA 심벌에서 전송될 수 있다. SRS가 전송되는 SC-FDMA 심벌에서는 중계국의 백홀 상향링크 데이터 전송이 허용되지 않을 수 있다.
‘srsBandwidth’는 중계국의 SRS 전송 대역을 나타낸다. SRS 전송 대역은 중계국의 전송 전력, 기지국이 지원할 수 있는 중계국의 수 등에 따라 결정될 수 있다. ‘srsBandwidth’에 의해 지시되는 중계국의 SRS 전송 대역에 대해서는 후술한다.
‘Duration‘은 기지국이 중계국에게 한번의 SRS 전송을 요구하는지, 아니면 주기적으로 SRS를 전송하도록 설정하는지를 나타내는 파라미터이다. 이 파라미터에 의해 중계국은 한번만 SRS를 전송할 수도 있고, 또는 주기적으로 SRS를 기지국으로 전송할 수도 있다.
‘ransmissionComb’은 중계국이 전송하는 SRS가 어느 부반송파에 할당되는지를 나타낸다. 다중 사용자 환경에서 주파수 선택적 스케줄링을 지원하기 위해, 서로 다른 단말 또는 중계국으로부터 전송되고. 서로 다른 SRS 대역을 가지는 SRS가 겹칠 수 있게 하는 것이 필요하다. 이를 지원하기 위해 SRS가 전송되는 SC-FDMA 심벌에는 반복 팩터(RePetition Factor, RPF)가 2인 인터리브드 FDMA(interleaved FDMA, IFDMA)가 사용된다. 예를 들어, SRS 전송 대역에서 홀수번째 부반송파에서 SRS가 전송되는지 또는 짝수번째 부반송파에서 SRS가 전송되는지를 나타낼 수 있다. 시간 영역에서 RPF는 주파수 영역에서는 데시메이션 팩터(decimation factor)로 작용한다. SRS가 전송되는 SC-FDMA 심벌에서 시간 영역에서 SRS가 2번 반복되는 것에 의해 SRS가 전송되는 부반송파는 빗(comb)과 같은 스펙트럼(comb-like spectrum)을 가지게 된다. 다시 말해 SRS가 전송되는 부반송파는 할당된 사운딩 대역에서 짝수번째 부반송파(또는 홀수번째 부반송파)들로만 구성된다. SRS가 전송되는 심벌의 IFDMA 구조 때문에 중계국은 ‘transmissionComb’이라는 파라미터를 할당받는다. ‘transmissionComb’은 0 또는 1의 값을 가지며 어디서 SRS가 전송되는지 알려준다. 그러나, 이는 제한이 아니며 4n, 4n+1, 4n+2, 4n+3번째 부반송파 등과 같이 매 4개의 부반송파 중 몇번째 부반송파에 할당되는지를 나타낼 수도 있다. 이러한 경우 시간 영역에서 SRS는 1/4 심벌을 차지하게 된다.
‘srsResourcetype’는 SRS가 할당되는 자원블록이 긴 블록인지 아니면 짧은 블록인지를 나타내는 파라미터이다. 즉, 중계국은 이 파라미터에 따라 짧은 블록에 SRS를 할당하여 전송할 수도 있고, 긴 블록에 SRS를 할당하여 전송할 수도 있다.
중계국은 상술한 바와 같은 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당한다.
도 34는 중계국이 SRS를 전송하는 상향링크 서브프레임의 구조의 예를 나타낸다.
상향링크 서브프레임의 주파수 영역에서 경계에 위치한 자원블록에는 단말의 상향링크 제어신호가 전송되는 PUCCH가 할당되고, 이러한 PUCCH에 인접하여 중계국이 백홀 상향링크 제어신호를 전송하는 백홀 PUCCH(backhaul PUCCH)가 할당될 수 있다. 백홀 PUCCH 영역 또는 백홀 상향링크 데이터가 전송되는 백홀 PUSCH(도 34에서 backhaul이라 표시한 영역)영역은 서브프레임의 경계에서 보호 구간을 포함할 수 있다. 따라서, 중계국은 서브프레임의 마지막 심벌 전체를 사용하기는 어렵다. 중계국은 기지국으로 SRS를 전송하는 경우, 마지막 심벌의 일부만을 이용할 수 있다. 예를 들면, 마지막 심벌의 전반부에 짧은 블록을 할당하고 이러한 짧은 블록을 이용하여 SRS(SB-SRS)를 전송할 수 있다. SB-SRS는 시간 측면에서 짧은 심벌에 할당되는 SRS를 의미할 수 있다.
반면 단말은 서브프레임의 마지막 심벌에 보호 구간을 포함하지 않으므로 심벌 전체를 이용하여 매크로 SRS를 전송할 수 있다. 즉, 긴 블록을 이용한 SRS(LB-SRS)를 전송할 수 있다. LB-SRS는 시간 측면에서 일반적인 노멀 심벌에 할당되는 SRS를 의미할 수 있다. 이 때, PUCCH가 할당되는 주파수 대역에 대해서도 중계국이 SRS를 전송할 것인지 여부가 문제될 수 있다.
도 35 내지 도 38은 ‘srsBandwidth’파라미터에 의해 설정될 수 있는 중계국의 SRS 전송 대역의 예들을 나타낸다.
도 35에서는 중계국이 전송하는 SRS의 전송 대역이 단말의 PUCCH 영역은 제외하는 경우를 나타낸다. 도 36은 중계국이 전송하는 SRS의 전송 대역이 단말의 PUCCH영역을 포함하는 경우를 나타낸다.
도 37 및 도 38에서는 백홀 PUCCH가 서브프레임의 주파수 대역의 경계에 위치하는 경우를 나타낸다. 이 때 중계국이 전송하는 SRS 전송 대역은 도 37과 같이 백홀 PUCCH 영역을 제외할 수도 있고, 도 38과 같이 포함할 수도 있다. 또한, 단말은 백홀 PUCCH가 전송되는 대역에서는 SRS를 전송하지 않을 수 있다. 그 결과 매크로 SRS에 의하여 백홀 PUCCH 영역의 마지막 심벌이 천공(puncturing) 되는 것을 방지할 수 있다.
긴 블록 SRS와 같이 짧은 블록 SRS도 CAZAC(Constant amplitude zero autocorrelation) 또는 Zadoff-Chu 시퀀스에 의해 확산되어 간섭을 줄이고 낮은 PAPR/CM 특성을 유지할 수 있다. 특히, 이러한 시퀀스에 의한 높은 처리 이득을 얻기 위해 짧은 블록 SRS와 긴 블록 SRS의 전송 대역 및 주파수 위치는 동일할 수 있다.
짧은 블록 SRS를 위한 전송 대역, 전송 빗, 순환 쉬프트, 호핑 룰 등은 상기 사운딩 참조신호 파라미터에 의해 중계국에게 알려질 수 있다. 이 때 새로운 규칙을 정의할 수도 있고, 긴 블록 SRS에 사용되는 규칙을 동일하게 사용하되, 새롭게 요구되는 파라미터들만 추가할 수도 있다.
이제 중계국이 사운딩 참조신호 파라미터에 의해 할당된 무선자원을 통해 기지국으로 SRS를 전송하는 방법과 이러한 SRS를 기지국이 수신하는 과정을 설명한다.
도 39는 중계국(또는 단말)이 긴 블록 SRS를 생성하여 전송하고, 기지국이긴 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
도 39를 참조하면, 중계국은 전송하고자 하는 긴 블록 SRS인 A1을 패러랠 신호로 변환한 후, DFT(discrete Fourier Transform)하고 부반송파에 맵핑한다. 그 후 N-포인트 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 거쳐 시리얼 신호로 변환한다. 그러면, 중계국이 전송하고자 하는 신호 A1은 하나의 심벌에서 2번 반복되는 형태의 신호가 된다(B1이 두 번 반복).
기지국은 무선 채널을 통해 수신한 신호를 N-포인트 FFT, 부반송파 디맵핑, IDFT를 거쳐 긴 블록 SRS를 복원하게 된다.
도 40은 중계국이 짧은 블록 SRS를 생성하여 전송하고, 기지국이 짧은 블록 SRS를 수신하는 과정을 나타낸다.
도 39와 비교하여 짧은 블록 SRS인 A2는 IFFT를 수행하는 과정에서 N-포인트가 아니라 N/2-포인트 IFFT를 수행한다. 즉, 긴 블록 SRS에 비하여 샘플링하는 포인트의 수가 절반이다. 그러면, 짧은 블록 SRS는 1심벌에서 1/2 심벌에만 신호가 배치된다(B2 참고). 또한, 기지국은 무선 채널을 통해 수신한 신호를 N/2-포인트 FFT를 거쳐 부반송파 디맵핑, IDFT를 거쳐 짧은 블록 SRS를 복원한다.
도 41은 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS의 각 부반송파 파형과 부반송파 간격을 비교하여 나타낸다.
도 41을 참조하면, 긴 블록 SRS는 15KHz 부반송파 간격을 가지는 부반송파들 중 홀수번째 부반송파들(또는 짝수번째 부반송파들)에 할당되며, 짧은 블록 SRS는 30KHZ 부반송파 간격을 가지는 부반송파들에 할당된다.
따라서, 긴 블록 SRS나 짧은 블록 SRS나 할당되는 부반송파들의 간격은 30kHz로 동일하나, 주파수 영역에서의 파형을 비교하면, 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS는 서로 파형이 다를 수 있다. 즉 각 부반송파는 주파수 영역에서 싱크(sync) 함수의 형태를 가지는데 값이 0이 되는 점(zero crossing point)의 간격을 비교하면, 짧은 블록 SRS의 경우 긴 블록 SRS보다 2배가 넓은 형태가 된다. 따라서, 긴 블록 SRS가 전송되는 각 부반송파가 최대값을 가지는 점에서 짧은 블록 SRS가 전송되는 각 부반송파의 값이 정확히 0이 되는 것은 아니다. 그러나 그 때의 값의 크지 않기 때문에 미치는 영향은 크지 않다.
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송기를 나타낸다.
전송기는 중계국의 일 부분일 수 있다. 전송기는 변조기, DFT유닛, 부반송파 맵퍼, IFFT 유닛, RF 유닛을 포함할 수 있다.
변조기는 부호화된 비트를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 심벌로 맵핑하여 변조된 심벌들을 생성한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 변조된 심벌들은 DFT 유닛에 입력된다. DFT 유닛은 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어, K 심벌들이 입력되면, DFT 크기(size)는 K이다(K는 자연수).
부반송파 맵퍼는 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑시킨다. 복소수 심벌들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원블록에 대응하는 자원요소들에 맵핑될 수 있다. IFFT 유닛은 입력되는 심벌에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 베이스밴드 신호를 출력한다. IFFT 크기를 N이라 할때, N은 채널 대역폭(channel bandwidth)에 의해 결정될 수 있다(N은 자연수). CP 삽입부(미도시)는 데이터를 위한 베이스밴드 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 베이스밴드 신호 앞에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISI(Inter Symbol Interference), ICI(Inter Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
이와 같이, DFT 확산(spreading) 후 IFFT가 수행되는 전송 방식을 SC-FDMA(single-carrier frequency division multiple access)라 한다. SC-FDMA는 DFTS-OFDM(DFT spread-OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FDMA에서는 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우, 전송전력 효율이 높아질 수 있다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸다. 수신기는 기지국의 일 부분일 수 있다.
수신기는 RF유닛, FFT유닛, 디맵퍼(demapper), IDFT 유닛을 포함할 수 있다. 또한, IFFT 유닛, 짧은 블록 신호 제거 유닛(SB signal cancellation unit)을 포함할 수 있다.
RF 유닛은 적어도 하나의 안테나를 포함할 수 있으며 무선 채널을 통해 무선 신호를 수신한다. 수신된 무선 신호는 시리얼 신호에서 패러랠 신호로 변환된 후, FFT 유닛에 의해 주파수 영역의 신호로 변환된다. 상기 주파수 영역의 신호는 디맵퍼, IDFT 유닛을 통해 시간 영역의 신호로 변환된다.
IFFT 유닛은 FFT 유닛을 통해 주파수 영역의 신호로 변환된 수신 신호를 다시 시간 영역의 신호로 변환하는 역할을 수행한다. 이 때 FFT 유닛이 N-포인트 FFT를 수행하였다면, IFFT 유닛은 N/2-포인트 IFFT를 수행할 수 있다. 짧은 블록 신호 제거 유닛은 RF 유닛을 통해 수신한 신호에서 IFFT 유닛으로부터 입력받은 짧은 블록 신호를 빼는 역할을 수행한다. 즉, RF 유닛을 통해 수신한 신호에서 짧은 블록 신호를 제거하는 역할을 수행한다.
도 44는 기지국의 수신기에서 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS를 동시에 수신한 경우, 2개의 SRS를 처리하는 과정을 나타낸다.
기지국은 서브프레임의 마지막 심벌에서 단말이 전송한 긴 블록 SRS와 중계국이 전송한 짧은 블록 SRS를 동시에 수신할 수 있다. 즉, 수신기의 RF 유닛에서 수신한 아날로그 신호(A 지점의 신호)는 긴 블록 신호와 짧은 블록 신호가 혼합된 신호일 수 있다.
이러한 경우, 수신기는 수신한 아날로그 신호를 샘플링을 한 후 샘플링된 신호를 패러랠한 신호(B 지점의신호)로 변환한다. 그 후, 수신기는 패러랜 신호를 N-포인트 FFT를 수행한다. 예컨대, 반송파 대역이 20MHz인 경우, FFT 처리에 입력되는 신호 샘플의 수 N은 2048일 수 있다. 수신기는 FFT 수행 후 얻어진 신호에서 1024 샘플(짝수번째 또는 홀수번째 반송파의 신호만을 획득하여 얻어질 수 있다)을 얻을 수 있는데 이는 짧은 블록 신호의 샘플에 해당한다(C 지점의 신호). 짧은 블록 신호의 샘플은 IDFT를 거쳐 짧은 블록 신호로 복원된다.
A 지점의 신호에 포함된 긴 블록 신호는 샘플링된 신호로부터 바로 얻을 수는 없다. 샘플링된 신호에 짧은 블록 신호와 긴 블록 신호가 둘다 포함되어 있기 때문이다. 따라서, 긴 블록 신호에 대한 샘플만을 뽑아내기 위해서 추가적인 처리가 필요하다.
상술한 바와 같이 C 지점의 신호는 짧은 블록 신호의 샘플에 해당한다. 수신기는 이러한 짧은 블록 신호의 샘플을 전송기에서 생성된 짧은 블록 신호와 동일한 신호로 생성시킨다. 수신기는 생성된 짧은 블록 신호를 A 지점의 신호에서 빼는 연산을 수행하여 A 지점의 신호에서 짧은 블록 신호로 인한 간섭을 제거 할 수 있다. 물론 이러한 과정은 A 지점의 신호가 아니라 B 지점의 신호에서 짧은 블록 신호를 제거하여 구현될 수도 있다.
수신기는 수신 신호에서 짧은 블록 신호가 제거된 신호를 패러랠 신호로 변환하고(D 지점의 신호), 다시 N-포인트 FFT를 수행한다(E 지점의 신호). 이 후 IDFT를 통해 긴 블록 신호를 복원한다.
이하에서는 상술한 도 44의 수신기에서 A, B, C, E 지점에서의 주파수 영역에서의 신호를 설명한다.
도 45는 도 44의 수신기에서 처리지점 A에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다. 도 45는 긴 블록 SRS 또는 짧은 블록 SRS의 실제 파형이 아니라 각 부반송파의 파형을 병렬적으로 나타낸 것이다. 실제 파형은 각 부반송파를 합한 결과와 동일한다. 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS는 부반송파들의 간격은 30kHz로 동일하나, 주파수 영역에서의 파형은 서로 다르다. 짧은 블록 SRS의 제로 크로싱 포인트들의 간격이 더 넓은 형태를 가진다. A 지점의 신호에서 샘플링 포인트는 15KHz 간격으로 구성될 수 있다.
도 46 내지 도 48은 각각 도 44의 수신기에서 처리지점 B, C, E 에서의 주파수 영역에서의 신호를 나타낸다.
도 46을 참조하면, B지점에서 긴 블록 SRS와 짧은 블록 SRS는 서로 혼합된 형태로 모두 존재한다. 예를 들어, 긴 블록 SRS는 홀수번째 부반송파에서 값을 가지고, 짧은 블록 SRS는 짝수번째 부반송파 및 홀수번째 부반송파에서 값을 가질 수 있다. 짧은 블록 SRS는 홀수번째 부반송파에서도 값을 가지므로 긴 블록 SRS에 간섭을 미치게 된다.
도 47을 참조하면, C 지점의 신호는 짝수번째 부반송파 및 홀수번째 부반송파에서 값을 가진다. 즉, C 지점의 신호는 짧은 블록 SRS만 포함할 수 있다. 도 48을 참조하면, E 지점의 신호 즉, N-포인트 FFT를 거친 신호는 긴 블록 SRS만 포함할 수 있다.
상술한 바와 같이 중계국이 기지국으로 전송하는 SRS는 보호 구간을 포함하는 서브프레임의 마지막 심벌에서 전반부 1/2 심벌에만 할당되어 전송될 수 있다. 이러한 방법에 의하여 SRS가 서브프레임의 마지막 심벌에 포함된 보호 구간으로 인해 열화되는 것을 방지할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 백홀 링크의 전송 용량이 증가한다. 왜냐하면 긴 블록으로 신호를 전송하는 경우에는 보호 구간으로 인해 낭비될 무선자원을 백홀 링크 신호 전송에 사용하는 효과가 있기 때문이다. 만약 중계국이 SRS를 서브프레임의 마지막 심벌에서 전송하지 않는다면 그 이외의 심벌에서 전송하여야 할 것이다. 따라서, 중계국은 SRS를 전송하는 심벌은 천공(puncturing)하여야 하며 그 결과 백홀 데이터 전송에 사용되어야 할 심벌을 천공하는 결과가 된다.
상술한 설명에서 중계국이 보호 구간을 포함하는 서브프레임의 마지막 심벌에 짧은 블록을 이용하여 SRS를 전송하는 예를 기술하였다. 그러나, 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 즉, 상기 마지막 심벌에서 데이터를 전송하는 경우에도 본 발명은 적용될 수 있다. 또한, 상기 마지막 심벌에 보호 구간이 없는 경우 즉 일반적인 심벌에도 적용할 수 있다. 예를 들어 일반적인 심벌을 1/2로 분할한 후 본 발명을 적용할 수 있다.
상술한 설명은 짧은 블록 SRS(예, 1/2 심벌 길이를 갖는 SRS)가 서브프레임의 마지막 심벌에서 심벌의 앞부분에 사용되는 경우를 위주로 설명하였다. 그러나, 짧은 블록 SRS는 서브프레임의 마지막 심벌에서 심벌의 뒷부분에도 위치할 수 있다. 짧은 블록 SRS가 마지막 심벌의 뒷부분에 위치하는 경우의 신호 처리는 짧은 블록 SRS가 마지막 심벌의 앞부분에 위치할 때의 신호 처리와 동일/유사하다. 따라서, 짧은 블록 SRS를 마지막 심벌의 뒷부분에 전송하기 위한 신호 처리 과정은 도 7~47을 그대로 이용하거나 이를 적절히 변형하여 이용할 수 있다.
이하에서는, 도 48~54를 참조하여, 짧은 블록 SRS가 마지막 심벌의 뒷부분에 전송되는 시나리오, 이를 위한 시그널링 방안을 위주로 설명한다.
도 1과 같이, 중계국을 갖는 네트워크를 구성하는 경우, 기지국-중계국 사이의 무선 링크 효율을 높이기 위해서 여러 가지 동기화(synchronization) 방식이 사용된다. 동기화 방식 중 하나는 중계국으로부터 기지국으로 수신되는 상향링크 서브프레임 경계(boundary)를 기지국 상향링크 서브프레임 경계와 일치시키는 것이다. 서브프레임 경계가 일치된 경우를 정렬(aligned) 되었다고 표현할 수 있다. 한편, 중계국이 하프-듀플레스(half-duplex) 중계국인 경우는 동일 캐리어를 사용하여 동시에 하향링크 수신과 하향링크 전송을 수행할 수 없다. 따라서, 중계국은 두 가지 전송 모드를 전환해 가면서 운영해야 하는데, 전송 모드를 전환하기 위해서는 시간, 즉 TX-to-RX, RX-to-TX 스위칭 타임이 필요하다. 전송 모드 스위칭으로 인한 시간 손실 분은 백홀 링크에서 얻어질 수도 있고, 중계국 억세스 링크에서 얻어질 수도 있다. 시간 손실 분이 백홀 링크에서 얻어지는 경우, 백홀 심벌의 일부는 보호 시간 형태로 설정되어 스위칭 시간에 사용될 수 있다. 보호 시간이 설정된 심벌은 데이터 전송에 사용될 수 없기 때문에 낭비된다.
도 49~51은 보호 시간의 설정으로 인한 자원 낭비를 막기 위한 방안을 예시한다. 도시된 방안은 중계국 백홀 UL 서브프레임의 경계와 중계국 억세스 링크 UL 서브프레임의 경계를 어긋나게 함으로써 백홀 링크의 자원 이용 효율을 높이는 방안을 예시한다. 구체적으로, 기존의 중계국 억세스 UL 링크 서브프레임에 적용되는 기존의 전파 지연(Tp)에 추가적으로 소정의 시간 오프셋(To)을 줌으로써 서브프레임 경계를 조절할 수 있다. 시간 오프셋(To)은 지연(delay) 또는 어드밴스(advance)를 지시할 수 있다. 시간 오프셋(To)은 고정 값을 가질 수 있다. 도면에서, 매크로는 매크로 UL 서브프레임을 나타내고, 백홀은 백홀 UL 서브프레임을 나타내며, 억세스는 중계국 억세스 UL 서브프레임을 나타낸다.
도 49는 중계국 억세스 UL 서브프레임에 대해 기존의 전파 지연(Tp)에 추가적으로 고정 딜레이(To)가 주어진 경우를 예시한다. 도 49를 참조하면, 중계국 억세스 UL 서브프레임의 수신이 끝나면, 중계국은 보호 시간(G1)의 지연 이후에 백홀 UL 서브프레임을 전송하는 것이 가능하다. 중계국 억세스 UL 서브프레임의 마지막 심벌과 백홀 UL 서브프레임의 첫 번째 심벌이 겹치므로, 백홀 UL 서브프레임은 1번 심벌부터 13번 심볼까지 전송 가능하다(노멀 CP의 경우). 이후, 백홀 UL 서브프레임의 전송이 끝나면, 중계국은 보호 시간(G2)의 지연 이후에 중계국 억세스 UL 서브프레임을 수신할 수 있다.
도 50은 중계국 억세스 UL 서브프레임에 대해 기존의 전파 지연(Tp)에 추가적으로 고정 딜레이(To)가 주어지고, 중계국 억세스 UL 서브프레임의 마지막 심벌을 펑처링 한 경우를 예시한다. 도 50을 참조하면, 중계국 억세스 UL 서브프레임에서 펑처링 된 마지막 심벌이 보호 시간(G1, G2)로 사용된다. 이 경우, 중계국은 백홀 UL 서브프레임을 손실 없이 모두 전송할 수 있다.
도 51은 중계국 억세스 UL 서브프레임에 대해 기존의 전파 지연(Tp)에 추가적으로 고정 어드밴스(To)가 주어진 경우를 예시한다. 도 51을 참조하면, 중계국 억세스 UL 서브프레임의 수신이 끝나면, 중계국은 보호 시간(G1)의 지연 이후에 백홀 UL 서브프레임을 전송하는 것이 가능하다. 중계국 억세스 UL 서브프레임의 마지막 심벌과 백홀 UL 서브프레임의 첫 번째 심벌은 보호 시간(G1)만큼 어긋나 있으므로, 백홀 UL 서브프레임은 0번 심벌부터 12번 심볼까지 전송 가능하다(노멀 CP의 경우). 이후, 백홀 UL 서브프레임의 전송이 끝나면, 중계국은 보호 시간(G2)의 지연 이후에 중계국 억세스 UL 서브프레임을 수신할 수 있다.
도 52~53은 중계국 셀에서 발생할 수 있는 간섭을 예시한다. 도 49~51의 방법은 기존의 전파 지연에 추가적으로 고정 딜레이 또는 고정 어드밴스를 주어서 운영하므로 다음의 문제를 초래한다.
도 52를 참조하면, 중계국 셀에 가까이 존재하는 매크로 단말의 상향링크전송 신호는 중계국 단말의 상향링크 전송 신호보다 강하게 중계국에 수신된다. 중계국 입장에서는 매크로 단말의 상향링크 신호는 간섭 성분이기 때문에 그 양이 작을수록 더 유리하다. 만약, 중계국 억세스 UL 서브프레임 전송 시에 전파 지연에 인위적으로 딜레이 또는 어드밴스를 준다면, 중계국 수신 신호 내의 매크로 단말 UL 신호와 중계국 단말 UL 신호는 심벌 레벨에서 동기가 어긋난다.
도 53에 상술한 간섭 문제가 발생하는 것을 예시하였다. 설명의 편의상, 도 53은 전파 지연이 없다는 가정 하에 도시되었다. 도 53을 참조하면, 중계국 단말의 UL 전송이 지연된 경우, 매크로 단말의 SRS가 중계국 단말의 12번째 심벌과 13번째 SRS에 간섭을 초래한다(도 53(a)). 반면, 중계국 단말의 UL 전송이 어드밴스된 경우, 매크로 단말의 SRS가 중계국 단말의 SRS 일부와 심벌#0의 앞부분에 영향을 미친다. 이로 인해 한 심벌 구간 동안 간섭 플럭츄에이션(interference fluctuation)이 크게 발생할 수 있다.
도 54는 도 52 및 53을 참조하여 제시한 문제를 해소하는 방안을 나타낸다. 상술한 문제를 해결하기 위해, 앞에서 제안한 짧은 블록 SRS (예, 1/2 심볼-길이 SRS)를 사용할 수 있다.
도 54를 참조하면, 중계국 단말의 UL 전송이 지연된 경우, 매크로 단말은 마지막 심벌의 뒷부분을 이용해서 짧은 블록 SRS를 전송한다. 반면, 중계국 단말은 마지막 심벌의 앞부분을 이용해서 짧은 블록 SRS를 전송한다(도 54(a)). 이 경우, 도시된 바와 같이, 중계국에서의 UL 수신 신호에는 매크로 단말의 SRS와 중계국 단말의 SRS의 동기가 맞춰진다. 유사하게, 중계국 단말의 UL 전송이 어드밴스된 경우, 매크로 단말은 마지막 심벌의 앞부분을 이용해서 짧은 블록 SRS를 전송한다. 반면, 중계국 단말은 마지막 심벌의 뒷부분을 이용해서 짧은 블록 SRS를 전송한다(도 54(b)). 이 경우, 도시된 바와 같이, 중계국에서의 UL 수신 신호에는 매크로 단말의 SRS와 중계국 단말의 SRS의 동기가 맞춰진다.
이하, 도 54의 방안을 위한 시그널링 방법에 대해 예시한다. 편의상, 도 49~51에 예시한 바와 같이, 중계국 억세스 UL 전송에 대해 기존의 전파 지연(Tp)에 추가적으로 특정 타이밍 케이스(예, 앞으로 쉬프트 또는 뒤로 쉬프트)가 설정되었다고 가정한다. 먼저, 중계국 단말 입장에서 설명한다.
중계국 단말은 특정 타이밍 케이스가 설정된 것을 알 수 있다. 따라서, 짧은 블록 SRS 전송이 설정되었고 특정 타이밍 케이스가 인지되면, 중계국은 단말 특정 SRS 서브프레임에서 항상 짧은 블록 SRS를 전송할 수 있다. 이 경우, 중계국은 중계국 단말에게 짧은 블록 SRS의 전송 위치가 심벌 내 위치가 앞인지 뒤인지만 알려주면 된다. 이를 위해, 1비트 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 이용할 수 있다. 하지만, 특정 타이밍 케이스가 설정된 상황이라면, 중계국 단말은 짧은 블록 SRS의 심벌 내 위치를 특정 타이밍 케이스로부터 유추할 수 있다. 이 경우, 짧은 블록 SRS의 심벌 내 위치를 지시하는 별도의 시그널링은 요구되지 않는다. 경우에 따라서는, 짧은 블록 SRS를 사용할지 여부도 특정 타이밍 케이스와 연관시킬 수 있다. 즉, 특정 타이밍 케이스가 설정된 경우에는 항상 짧은 블록 SRS를 사용하고, 그렇지 않은 경우에는 보통의 SRS를 사용하도록 할 수 있다.
반면, 매크로 단말은 특정 타이밍 케이스가 설정된 것을 알 수 없다. 따라서, 매크로 단말에게는 짧은 블록 SRS의 사용 여부 및 심벌 내 위치에 대해 별도로 시그널링을 해줘야 한다. 예를 들어, 짧은 블록 SRS의 사용 여부를 지시하기 위해 1비트, 짧은 블록 SRS의 심벌 내 위치를 지시하기 위해 1비트를 시그널링할 수 있다. 짧은 블록 SRS 전송이 요구되는 매크로 단말은 중계국 셀에 인접하고 있는 단말이므로, 상술한 지시 정보는 단말 (그룹)-특정(specific) 시그널링을 이용하여 전달될 수 있다. 예를 들어, 상술한 지시 정보는 단말 (그룹)-특정 상위 계층 시그널링(예, RRC 시그널링)을 통해 전달되거나, 물리 계층 시그널링(예, PDCCH)을 통해 기지국으로부터 매크로 단말에게 전달될 수 있다.
도 55는 기지국 및 단말을 나타내는 블록도이다. 도 55는 편의상 링크가 형성되는 두 개의 통신 장치를 도시한 것으로서, 백홀 링크에서 단말은 중계국으로 대체되고, 중계국 억세스 링크에서 기지국은 중계국으로 대체될 수 있다.
기지국(100)은 프로세서(processor, 110), 메모리(memory, 120) 및 RF부(RF(radio frequency) unit, 130)를 포함한다. 프로세서(110)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 즉, 중계국에게 사운딩 참조신호 파라미터들을 전송하고, 사운딩 참조신호 파라미터들에 의해 지시되는 무선자원에서 중계국으로부터 전송되는 사운딩 참조신호를 수신하고 복조한다. 상술한 수신기의 기능은 프로세서(110)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(120)는 프로세서(110)와 연결되어, 프로세서(110)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(130)는 프로세서(110)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
중계국(200)은 프로세서(210), 메모리(220) 및 RF부(230)를 포함한다. 프로세서(210)는 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하고, 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하며, 상기 무선자원을 통해 기지국에게 사운딩 참조신호를 전송한다. 상술한 전송기의 기능은 프로세서(210)에 의해 구현될 수 있다. 또한, 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(210)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(220)는 프로세서(210)와 연결되어, 프로세서(210)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(230)는 프로세서(210)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
프로세서(110,210)는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로, 데이터 처리 장치 및/또는 베이스밴드 신호 및 무선 신호를 상호 변환하는 변환기를 포함할 수 있다. 도 7의 OFDM 전송기 및 OFDM 수신기는 프로세서(110,210) 내에 구현될 수 있다. 메모리(120,220)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부(130,230)는 무선 신호를 전송 및/또는 수신하는 하나 이상의 안테나를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(120,220)에 저장되고, 프로세서(110,210)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(120,220)는 프로세서(110,210) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(110,210)와 연결될 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말, 중계국, 기지국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
산업상 이용가능성
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 사운딩 참조신호를 전송하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말의 사운딩 참조신호 전송 방법에 있어서,
    사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하는 단계;
    상기 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하는 단계; 및
    상기 무선자원을 이용해 사운딩 참조신호를 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 전송되는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 절반 구간을 이용하여 전송되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 앞쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 뒤쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들은 사운딩 참조신호가 전송되는 사운딩 대역을 지시하는 파라미터를 포함하되, 상기 사운딩 대역을 지시하는 파라미터는 시스템 대역의 전부 또는 일부를 지시하는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 SC-FDMA 심벌은 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심벌인 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호가 상기 SC-FDMA 심벌에서 차지하는 위치를 지시하는 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 전송 방법.
  8. 무선 통신 시스템에서 네트워크 노드의 사운딩 참조신호 수신 방법에 있어서,
    단말에게 사운딩 참조신호 파라미터들을 전송하는 단계; 및
    상기 사운딩 참조신호 파라미터들에 의해 지시되는 무선자원을 이용하여 상기 단말로부터 사운딩 참조신호를 수신하는 단계를 포함하되,
    상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 수신되는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 절반 구간을 이용하여 수신되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 앞쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호는 상기 SC-FDMA 심벌의 뒤쪽 절반을 차지하고, 상기 사운딩 참조신호가 위치하지 않는 심벌보다 부반송파 간격이 2배인 짧은 블록으로 구성되는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  12. 제 8 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들은 사운딩 참조신호가 전송되는 사운딩 대역을 지시하는 파라미터를 포함하되, 상기 사운딩 대역을 지시하는 파라미터는 시스템 대역의 전부 또는 일부를 지시하는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  13. 제 8 항에 있어서, 상기 SC-FDMA 심벌은 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심벌인 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  14. 제 8 항에 있어서, 상기 사운딩 참조신호가 상기 SC-FDMA 심벌에서 차지하는 위치를 지시하는 정보를 수신하는 것을 특징으로 하는, 사운딩 참조신호 수신 방법.
  15. 무선신호를 송수신하는 RF(Radio Frequency)부; 및
    상기 RF부에 연결되는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 사운딩 참조신호 파라미터들을 수신하고, 상기 사운딩 참조신호 파라미터들을 이용하여 무선자원을 할당하며, 상기 무선자원을 통해 사운딩 참조신호를 전송하도록 구성되고, 상기 사운딩 참조신호는 SC-FDMA(single carrier-frequency division multiple access) 심벌의 일부 구간을 이용하여 전송되는, 단말.
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