KR20120099745A - 광학 데이터 송신을 위한 시스템 및 어레인지먼트 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 펄스-폭 변조된 신호에 의해 피딩되는 광학 송신기를 포함하는 이산 멀티톤 코딩에 기초하는 무선 가시광 통신 시스템에 관한 것이다. 바람직하게, 펄스-폭 변조된 신호는 조도조절(dimming) 목적들을 위해 가변 대역폭을 갖는다. 본 발명의 제 1 양상에 따르면, 펄스-폭 변조된 신호의 반복 주파수는 가장 빠른 발진(oscillating) 서브캐리어에 할당된 주파수보다 2배 더 높다. 본 발명의 제 2 양상에 따르면, 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 디코딩 시스템은 광학 수신기를 포함하고 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자를 고려하는 추정 인자들을 적용함으로써 심볼들을 디코딩하기 위한 수단을 포함한다. 본 발명은 데이터 송신 전용의 신호와 조도조절을 위한 펄스-폭 변조된 신호를 곱하기 위한 수단을 제공하며, 그 후에, 신호들 양측 모두를 서로에 대해 독립적으로 둔다. 알려진 접근방식들과 대조적으로, 본 발명은 송신기측 상의 VLC 송신과 조도조절의 분리된 제어를 제공하고, 그리고 적합한 복조 방식을 선택함으로써 수신기측 상의 주기적으로 절단된 DMT 신호를 보상한다.

Description

광학 데이터 송신을 위한 시스템 및 어레인지먼트{SYSTEM AND ARRANGEMENT FOR OPTICAL DATA TRANSMISSION}
본 발명은 데이터의 광학 송신을 위한 시스템 및 어레인지먼트에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 이산 멀티톤(discrete multitone) 코딩에 기초하는 가시광 통신들에 관한 것이다.
옥내(indoor) 무선 네트워크들의 분야에서, 가시광 통신들은 더욱 주목받고 있다. 이러한 기술에서 이용되는 이미터들의 유형 중 한가지는, 조명 및 데이터 송신들 양측 모두를 상승작용적으로 제공할 수 있는 백색 발광 다이오드들이다.
무선 데이터 송신에 대한 요구가 지속적으로 증가함에 따라, 무선 주파수 스펙트럼은 증가적으로 혼잡해지고 있다. 이러한 이유로, 대안적인 통신 기술들로 주의가 돌려진다. 광학 주파수 범위에 있어서의 풍부한, 규제되지 않은 대역폭은, 광학 무선 기술들을 앞으로의 로컬 영역 네트워크들을 위한 매력적인 후보들로 만든다.
적외선 발광 다이오드들, >>LED들<<을 이용한 광학 무선 통신들이 제안되었으며, 이미 상업적으로 이용가능하다. 또한, 가시적 스펙트럼 범위로 방출하는 발광 다이오드들을 이용한 광학 무선 통신들은 최근 증가하는 주목을 받고 있으며, 통상적으로 가시광 통신들 또는 >>VLC<<로 지칭된다.
일부 이용의 경우들에서, VLC 시스템들의 발광 다이오드들은 조명 및 무선 접속성 양측 모두를 제공하는 이중 역할로 기능한다. IEEE 802.15.7 작업 그룹은 현재, 라이트닝(lightning) 시나리오들이 명쾌하게 커버되는 글로벌 VLC 표준을 위해서 일하고 있다.
인광성의 백색 발광 다이오드들은 조명 시스템들을 위한 매력적인 기술을 구성한다. 백열 램프 및 형광 램프와 같은 종래의 조명 소스들과 비교하여, 이들 발광 다이오드들은 긴 수명 기대, 습도에 대한 높은 허용한계, 낮은 전력 소비, 거칠기(ruggedness), 및 최소 열 발생의 관점에서 유리하다.
발광 다이오드들의 다른 중요한 특성은 상기 발광 다이오드들이 용이하게 조도조절(dim)될 수 있다는 점이다.
통신을 위해 시스템들을 조명하는 백색 발광 다이오드들을 이용하는 것은 본 기술분야에서 추가로 알려져 있다.
이산 멀티톤 변조(DMT 변조)를 이용하여, VLC 시스템들은 상업적인 고-출력 조명 발광 다이오드들로 높은 송신 레이트들을 제공할 수 있다.
조도조절에 관하여, 발광 다이오드들의 경우에, 아래에서 >>PWM<<으로 지칭되는 펄스-폭 변조는, 방출된 광의 무시해도 될 정도의(negligible) 컬러 시프트들을 유발하지만, LED 조명을 정확하게 제어하기 위한 광범위하게 이용되는 수단이다. PWM 조도조절에서, LED의 휘도는 구동 전류의 고정된 그러나 조절가능한 반복 주파수를 이용한 스퀘어-펄스 변조에 의해, 그리고 조도조절 요건에 따른 펄스 트레인의 듀티 사이클을 조절함으로써 제어된다.
물리적 계층에서의 조도조절 방법들에 관한 다수의 접근방식들이 제안되었으며, 이는 PWM을 이용하거나 또는 변조 깊이를 변화시키는 것에 의존하는 어느 하나이며, 그에 의해, 휘도 제어 및 무선 통신 양측 모두가 동시에 달성될 수 있다.
그러나, 이러한 접근방식들은 서브캐리어 펄스 위치 변조에 기초하고, 1 Mb/s까지의 비트 레이트들로 제한된다. 표준 드래프트 문서 IEEE 802.15.7에 의해 제안된 조도조절 접근방식들 중 하나는, 가변 펄스-위치 변조에 기초하며, 이는 PWM을 모방하지만 온-타임(on-time)의 위치에서 송신된 정보를 인코딩한다. 여기서 다시, 데이터 처리량은 PWM 라인 레이트에 의해 제한된다.
본 발명의 목적은 송신을 위한 보다 높은 데이터 레이트를 획득하는 동시에 데이터 송신 및 조도조절의 독립적 제어를 허용하는 수단을 제공하는 것이다.
이 목적은 청구항 제 1 항에 따른 코딩 시스템 및 청구항 제 9 항에 따른 디코딩 시스템에 의해 해결된다. 이 목적은 청구항 제 11 항에 따른 방법에 의해 추가로 해결된다.
본 발명은 펄스-폭 변조된 신호에 의해 피딩되는 광학 송신기를 포함하는 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 수단을 제공한다. 바람직하게, 펄스-폭 변조된 신호는 조도조절 목적들을 위한 가변 대역폭을 갖는다.
구체적으로, 본 발명의 제 1 양상에 따라, 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템이 제공된다. 이 시스템은, 송신될 데이터의 심볼들을 다수의 병렬 시퀀스들로 분할(segment)하기 위한 수단을 포함하는 광학 송신기를 포함하며, 상기 다수의 병렬 시퀀스들은 비례적 서브캐리어 주파수를 갖는 다수의 직교 서브캐리어들에 대응한다. 서브캐리어들을 위한 상기 >>비례적<< 서브캐리어 주파수는, 서브캐리어들이 공통 서브캐리어 간격(spacing)이 곱해진 정수로서 기록될 수 있는 주파수를 갖는다는 것을 의미한다. 시스템은, 펄스-폭 변조된 신호에 대한 반복 주파수를, 가장 빠른 발진 서브캐리어(fastest oscillating subcarrier)에 할당된 주파수의 적어도 2배로 조절하기 위한 수단을 더 포함한다. 더욱이, 시스템은 각각의 병렬 시퀀스를 상기 각각의 병렬 시퀀스의 할당된 서브캐리어에 의해 변조함으로써 멀티캐리어-신호를 발생시키기 위한 수단; 멀티캐리어-신호를 아날로그 멀티캐리어-신호로 변환하기 위한 수단; 아날로그 멀티캐리어-신호에 펄스-폭 변조된 신호를 곱함으로써 복합 신호를 발생시키고, 복합 신호를 광학 송신기에 피딩하기 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 제 1 양상에 따라, 이산 멀티톤 변조는 가시광 통신들에 적용된다. 이들 상승작용적인 이용의 경우들에서 달성될 이슈들 중 하나는 통신 링크를 훼손시키지 않으면서 광 조도조절을 포함시키는 방법이다.
본 발명은 데이터 송신 전용의 신호와 조도조절을 위한 펄스-폭 변조된 신호를 곱하기 위한 수단을 제공하며, 그 후에, 신호들 양측 모두를 서로에 대해 독립적으로 둔다.
알려진 접근방식들과 대조적으로, 본 발명은 송신기측 상의 VLC 송신과 조도조절의 분리된 제어를 제공하고, 그리고 적합한 복조 방식을 적용함으로써 수신기측 상의 주기적으로 절단된 DMT 신호를 보상한다.
본 발명의 제 1 양상에 따라, 펄스-폭 변조된 신호의 반복 주파수는 가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 주파수와 동등하거나, 2배 더 높다.
또한, 내부 조명 시나리오들에 있어서 일반적인 높은 신호대잡음비로 인해, DMT 서브캐리어들의 스펙트럼적으로 유효한 변조를 이용함으로써 보다 높은 데이터 레이트들이 달성될 수 있다. 일 예는 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)이다.
본 발명의 제 2 양상에 따라, 광학 수신기를 포함하는 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 디코딩 시스템은, 복합 신호를 수신하기 위한 광학 수신기; 복합 신호를 분해하고 멀티캐리어-신호를 분리하기 위한 수단; 멀티캐리어-신호를 디지털 멀티캐리어-신호로 변환하기 위한 수단; 각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 개별적으로 할당된 서브캐리어에 의해 각각의 병렬 시퀀스를 복조함으로써 디지털 멀티캐리어-신호를 병렬 시퀀스들로 분해하기 위한 수단; 각각의 병렬 시퀀스를 심볼들로 합체(de-segment)하기 위한 수단 및 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자를 고려하는 추정 인자들을 적용함으로써 심볼들을 디코딩하기 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 바람직한 실시예들은 종속 청구항들에서 제시된다.
본 발명의 실시예에 따라, 멀티캐리어-신호를 발생시키기 위한 수단은 각각의 서브캐리어 시퀀스의 할당된 서브캐리어 주파수를 이용하여 각각의 서브캐리어 시퀀스의 역 푸리에 변환 연산을 적용한다.
본 발명의 추가의 실시예에 따라, 멀티캐리어-신호를 발생시키기 위한 수단은 실수치의(real-valued) 신호를 얻기 위해 복소-켤레 서브캐리어(complex-conjugated subcarrier)들의 부가를 적용한다.
본 발명은 도면들을 참조하여 더욱 상세하게 설명될 것이다.
도 1a는 송신측 상에서의 가시광 통신 시스템의 구조를 도시하는 블록도를 도시하고;
도 1b는 수신기측 상에서의 가시광 통신 시스템의 구조를 도시하는 블록도를 도시하고;
도 2는 펄스-폭 변조된 신호를 도시하는 시간 다이어그램을 도시하고;
도 3은 복합 신호를 도시하는 시간 다이어그램을 도시하고;
도 4는 펄스-폭 변조된 신호를 도시하는 시간 다이어그램을 도시하고;
도 5a는 멀티캐리어 신호 및 펄스-폭 변조된 신호가 비동기화되는 일반적 경우의 비율(RS)에 대조적인 SIR 값들의 역(inverse)을 도시하고;
도 5b는 멀티캐리어 신호 및 펄스-폭 변조된 신호가 동기화되는, 비율(RS)에 대조적인 SIR 값들의 역을 도시하고;
도 6a는 송신측 상에서의 가시광 통신 시스템의 대안적 실시예의 구조를 도시하는 블록도를 도시하고;
도 6b는 수신기측 상에서의 가시광 통신 시스템의 대안적 실시예의 구조를 도시하는 블록도를 도시한다.
도 1a에서, 송신측 상에서의 가시광 통신 시스템의 구조를 도시하는 블록도가 도시된다.
임의의 종류의 정보 소스(IS)는 데이터 비트 시퀀스의 형태로 정보를 공급한다. 데이터 비트 시퀀스에 포함된 데이터는, 광학 송신기(LED)를 포함하는 도 1a에 따른 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템에 의해 변환된다.
데이터는 변환 유닛(MP)에 피딩되고, 여기서 데이터 비트들은 예를 들어, QAM(직교 진폭 변조) 성상도 매퍼(constellation mapper)를 이용하여, 심볼들의 시퀀스로 변환된다.
변환 유닛(MP)에 의해 생성된 심볼들은 직렬-대-병렬 변환기(SP)에 피딩된다. 이 변환기(SP)는 심볼들을 다수(M)의 병렬 시퀀스들(1,2,3,...,M)로 분할한다.
상기 다수의 병렬 시퀀스들은 각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 다수의 직교 서브캐리어들(M)에 대응한다. 시퀀스 번호 1은 0 Hertz의 서브캐리어 주파수, 즉 DC를 갖는 서브캐리어(1)에 대응하고, 시퀀스 번호 M은 최대 서브캐리어 주파수를 갖는 서브캐리어(M)에 대응하거나, 또는 다시 말해, 이 서브캐리어는 가장 빠른 발진 서브캐리어이다.
병렬 시퀀스들(2,3,...,M)은 변조기(IFFT)에 피딩된다. >>1<<로 표시되어 도면에서 도시된, 병렬 시퀀스들(1,2,...,M) 중 제 1 시퀀스는 변조기(IFFT)에 피딩되지 않는데, 그 이유는 0 Hertz의 서브캐리어 주파수, 또는 DC 형상을 갖는 서브캐리어에 대응하는 제 1 병렬 시퀀스는 어떠한 정보도 반송하지 않기 때문이다. 제 1 시퀀스(1)의 이러한 생략된 피딩은 변조기(IFFT)의 측에 대해 단절된, 1로 표시된 라인에 의해 도면에서 예시된다.
추가로, 실수치의 신호를 발생시키기 위해, 복소-켤레들(complex-conjugates)은 변조기(IFFT)의 탭들(M+1 ... 2M)을 이용하여 변조기(IFFT)에 피딩되지만, 순환 대칭(cyclic symmetry)은 지켜진다(adhere). 이러한 세부사항들은 도면에 도시되지 않는다.
제 1 시퀀스(1)의 단절의 설명 및 변조기(IFFT)의 탭들의 피딩의 세부사항들은, 변조기(IFFT)를 접속시키는 세부사항들의 예에 따라 이해되지만, 본 발명에 필수적인 사항들이 아니다.
병렬 시퀀스들(2,3,...,M)은 변조기(IFFT)에 피딩되고, 상기 변조기(IFFT)에 의해, 디지털 멀티캐리어-신호를 생성하기 위해 각각의 병렬 시퀀스(2,3,...,M)는 상기 각각의 병렬 시퀀스의 할당된 서브캐리어에 의해 변조되고, 상기 디지털 멀티캐리어-신호는 디지털-아날로그 변환기(DAC)에 의해 아날로그 멀티캐리어-신호(x(t))로 변환된다.
멀티캐리어-신호로의 변조를 위해, 각각의 서브캐리어 시퀀스의 할당된 서브캐리어 주파수를 이용하여 각각의 서브캐리어 시퀀스의 역 푸리에 변환 연산이, 변조기(IFFT)에 의해 수행된다. 대안적인 변조 연산들이 또한 본 발명의 범위 내에 있다.
발생된 멀티캐리어 신호(x(t))는 배율기(multiplier; MU) 내에서 주기적 펄스-폭-변조된 펄스 트레인(p(t))과 곱해진다. 결과적인 복합 신호(
Figure pct00001
)는 광학 송신기(LED)의 구동 전류이다.
이 펄스-폭-변조된 신호(p(t))는 조도조절 유닛(PWM)에 의해 전달되고, 상기 조도조절 유닛(PWM)은 송신기(LED)의 방사 강도를 조절하기 위한 조도조절 인자에 따라 펄스 폭을 조절하기 위해 이용된다.
펄스-폭 변조, 또는 PWM은 광범위한 조도조절 범위에 걸쳐 광학 송신기(LED)에 의해 방출되는 평균 광학 파워를 조절하기 위한 매우 효율적인 수단이다. PWM 신호는 펄스들의 주기적 트레인으로 구성되고, 이에 의해 사이클 내의 펄스 폭은 조절되고, 결과적으로 파형의 DC 레벨의 변화를 초래한다.
조도조절 인자를 조절하는 것은 송신될 데이터의 코딩에 독립적인데, 그 이유는 데이터를 송신하기 위한 코딩된 신호(x(t))는 펄스-폭-변조된 신호(p(t))와의 곱셈 연산에 의해 단순하게 영향받기(impinge) 때문이라는 것이 유의된다.
펄스-폭 변조된 신호(p(t))는 d=T1/TPWM의 듀티 사이클에 의해 특징화되고, 여기서 T1은 PWM 펄스의 지속기간이고, TPWM은 펄스-폭 변조된 신호의 주기이다. 조도조절 레벨(
Figure pct00002
)은
Figure pct00003
로서 규정된다.
이제, 가시광 통신 시스템의 수신기측 또는 디코딩 시스템을 도시하는 도 1b로 돌아가면, 송신된 복합 신호(y(t))는 광학 수신기(PD), 예컨대 포토다이오드에 의해 수신된다. 수신된 광학 복합 신호(y(t))는 광학 수신기(PD)에 의해 전기 신호로 변환되고, 전기 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC)에 피딩된다.
아날로그-디지털 변환기(ADC)의 출구(outlet)는 1개-탭으로 균등화되고(one-tap equalized), 각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 개별적으로 할당된 서브캐리어를 이용하여 신호를 개별적으로 복조함으로써 디지털 신호를 다수의 병렬 시퀀스들(2,3,...,M)로 복조하기 위한 복조기(FFT)에 피딩된다. 이 실시예에서, 1개-탭 균등화 연산은 복조기(FFT)에서 실행된다. 대안적인 실시예에서(도 6b참조), 이러한 1개-탭 균등화 연산은 특정 디바이스(EQ)에서 실행된다.
멀티캐리어-신호의 다수의 병렬 시퀀스들(2,3,...,M), 또는 기저대역 신호들로의 복조를 위해, 푸리에 변환 연산이 수행된다. 대안적인 복조 연산들은 또한, 본 발명의 범위 내에 있다.
병렬 시퀀스들(2,3,...,M)은 병렬-대-직렬 변환기(PS)에 피딩되고 심볼들의 시퀀스로 합체된다.
발생된 심볼들은, 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자를 고려한 추정 인자들을 적용함으로써 아래에 설명되는 바와 같은 적합한 검출 방식들을 이용하는 수단? 도 1b에 도시되지 않음 ?에 의해 디코딩된다.
그 다음에 심볼들은 역-변환 유닛(DMP)에 피딩되고, 여기서 심볼들의 시퀀스는 예를 들어, QAM 성상도 매퍼를 이용하여 데이터 비트들로 역-변환된다.
복조기(FFT) 및 병렬-대-직렬 변환기(PS)로 구성되는 신호-처리 체인은 복조기로 지칭된다.
도 1a 및 도 1b에 따른 가시광 통신 시스템에서, >>IM/DD<<(강도 변조, 직접 검출)로 알려진 직접 검출을 이용한 강도 변조가 이용된다.
이제 도 6a 및 도 6b로 돌아가면, 도 6a 및 도 6b는 송신측 및 수신기측 상에서의 가시광 통신 시스템의 대안적 실시예를 각각 도시한다. 이들 대안적인 실시예들의 대부분의 디바이스들은 도 1a 및 도 1b에서 각각 설명된 실시예들과 동일하므로, 차이점들만이 논의된다.
도 6a에 도시된 대안적인 실시예에 따른 송신기측은, 예로서, 디지털-아날로그 변환기(DAC)와 변조기(IFFT)의 출구들 사이에 배열된 클리핑 디바이스(CLP)를 포함한다. 이러한 클리핑 디바이스(CLP)는, 상위 임계치(xclipp)를 초과하는 또는 하위 임계치(-xclipp) 미만으로 진행하는 임의의 신호를 상위 임계치(xclipp) 또는 -xclipp에 대해 각각 설정한다. 이 클리핑 디바이스(CLP)의 이점은, 클리핑되지 않은 DMT 신호들은 공통적으로, 처리되지 않고 남겨지는 경우 광학 송신기(LED)에 피딩되는 평균 신호 파워를 더 낮추는 과도한 포지티브 및 네거티브 피크들로부터 어려움을 당한다는 점이다.
클리핑 디바이스(CLP)는 스크램블러와 결합될 수 있다. 스크램블러는 송신될 데이터 내의 반복적인 데이터 패턴들, 예컨대 "1"들의 블록들의 발생을 억제한다. 동일한 데이터의 긴 반복들은 역 푸리에 변환 연산 이후에 매우 큰 신호 진폭들을 초래할 수 있고, 따라서 순환적인 강한 클리핑을 이끌고, 이는 큰 간섭 잡음 플로어를 초래할 것이다. 이러한 ?도시되지 않은? 스크램블러는 도 6a에서 정보 소스(IS)와 변환 유닛(MP) 사이에 삽입될 것이다. 더욱이, ?도시되지 않은? 역-스크램블러는 도 6b에서 역-변환 유닛(DMP) 이후에 필요로 될 것이다.
대안적으로 또는 부가적으로, 도 6a에 도시된 대안적인 실시예에 따른 수신기측은, 예로서, 배율기(MU)와 디지털-아날로그 변환기(DAC)의 출구들 사이에 배열된 바이어스 디바이스(T)를 포함한다. 바이어스 디바이스는, 바람직하게 신호(x(t))와 독립적으로 선택될 수 있는 바이어스 전류(DC)를 부가한다.
다음의 섹션에서, 본 발명에 따른 검출 방식들이 상세하게 설명된다.
펄스-폭-변조된 신호(p(t))는 펄스들의 주기적 트레인으로 구성되고, 이에 의해 신호의 폭들이 조절되고, 결과적으로 파형의 DC 레벨의 변화를 초래한다. 펄스-폭-변조된 신호(p(t))는 다음 식에 의해 주어지고,
Figure pct00004
여기서, TPWM은 펄스-폭-변조된 신호(p(t))의 주기이고, T1은 >>온<<-타임 간격이다.
도 2는 광학 송신기(LED)의 >>온<<-타임(T1) 및 펄스-폭 변조된 신호의 주기(TPWM)를 지시하는, 20%의 조도조절 인자를 갖는 펄스-폭-변조된 신호(p(t))의 시간 다이어그램을 도시한다. PWM 신호(p(t))는 가로좌표 상의 밀리초 단위의 시간에 대한 세로좌표 상에 플로팅된다.
도 3은 동일한 설정들에 대한 각각의 복합 신호(y(t))의 시간 다이어그램을 도시한다. 복합 신호(y(t))의 정상화된 방사된 파워는 가로좌표 상의 밀리초 단위의 시간에 대한 세로좌표 상에 플로팅된다.
펄스-폭-변조된 신호(p(t))의 반복 레이트(fPWM = 1/TPWM)는 주의 깊게 선택되어야 한다. fPWM에 대한 높은 값은 구동 전류 스펙트럼의 상당 부분이 LED의 3-dB 변조 대역폭 외측에 놓이는 것을 초래하고, 이는 비효율적인 전류-대-광 변환 효율성을 초래한다. 반면, fPWM의 매우 낮은 값들은 광학 송신기(LED)의 플리커링(flickering)을 초래할 수 있다.
본 발명에 따라, >>이산 멀티톤 변조<<, DMT와 같은 다수의 서브캐리어 방식들이, 광학 송신기(LED)의 주파수 의존성을 보상하기 위해 이용된다.
클리핑되지 않은 DMT-신호(x(t))는 주파수 축에서
Figure pct00005
만큼 이격된 M-1개의 서브캐리어 신호들을 포함하고, T는 DMT 심볼의 지속기간이며, 다음 식과 같이 표현될 수 있고:
Figure pct00006
여기서,
Figure pct00007
은 m번째 서브캐리어 채널로 송신된 QAM 심볼이고,
Figure pct00008
,
Figure pct00009
, 및
Figure pct00010
는, 광학 송신기(LED)를 구동시키는 전류가 항상 포지티브일 것이라는 것을 보장하기 위해 부가된 DC 컴포넌트이다. 심볼들(
Figure pct00011
)은 QAM 성상도들로부터 선택된다.
그러므로,
Figure pct00012
및
Figure pct00013
의 가능한 값들은
Figure pct00014
에 의해 주어지며, 여기서
Figure pct00015
및
Figure pct00016
은, 2의 파워, 즉,
Figure pct00017
일 것으로 가정된 성상도 내의 QAM 개별 심볼들의 수이다.
식(2)는
Figure pct00018
에서 DC 서브캐리어는 변조되지 않는 것으로 가정함을 유의한다.
DMT 및 PWM 신호들이 복합 신호(y(t))로 결합되는 경우에, 광학 송신기(LED)를 구동시키는 전류(y(t))는 DMT 및 PWM 파형들의 곱이며, 즉 다음 식과 같다:
Figure pct00019
다음에서, PWM과 DMT의 결합은 >>PWM-DMT 변조<<로 지칭된다.
PWM 주기에 걸친 DMT 심볼 지속기간의 비율(R),
Figure pct00020
는 1(unity) 보다 작게 만들어져서는 안 된다. 실제로, R<1인 경우,
Figure pct00021
보다 작은
Figure pct00022
을 선택할 수 있고, 그러므로 p(t)는 전체 DMT 심볼 지속기간 이내에서 0이 될 수 있다.
본 발명자들은 R>1의 정수 및 비정수 값들에 대한 PWM-DMT 양측 모두의 성능을 연구하였다. 도 3은 모든 서브캐리어들에 대해 16-QAM(N=16) 및 31 개의 서브캐리어들(M=32)을 갖는 PWM-샘플링된 DMT 신호의 예를 도시한다. 가장 빠른 발진 서브캐리어는
Figure pct00023
에 위치되고, 심볼들(
Figure pct00024
)은 16-QAM 성상도로부터 랜덤하게 선택된다. PWM 레이트는
Figure pct00025
이며, 이는 R=64의 값에 대응한다.
다음에서, 심볼 디코딩이 설명된다.
3-dB 대역폭을 갖는 선형 광학 송신기(LED)가 신호 대역폭보다 상당히 큰 것으로 가정하면, 방출된 광학 파워는 구동 전류(y(t))에 비례한다. 해당하는 변조-주파수 범위에서, 자유-공간 채널은 평탄하며, 서브캐리어(m)에 대한 수신된 디코딩된 심볼(
Figure pct00026
)은 다음 식에 의해 결정된다:
Figure pct00027
비례 상수(proportionality constant)(A)는 LED 전류-대-광 변환 효율성, 광학 채널의 이득, 및 광-대-전류 변환 효율성뿐만 아니라 수신기에서의 증폭기 이득 또한 포함한다. 이 이득은, 수신된 심볼들의 성상도에서의 간격이 송신된 심볼들의 성상도에서의 간격과 동일하도록 선택된다.
전기-광학 컴포넌트들의 비-평탄 채널 및/또는 비-평탄 주파수 응답은, 적절한 주파수 응답을 이용하여 식(4)의 우측을 나눔으로써 용이하게 통합될 수 있다.
수신기에서의 심볼 추정들에 대한 식을 유도하기 위해, 일반적인 경우가 설명되기 전에, 간략화를 위해,
Figure pct00028
및
Figure pct00029
에 위치된 단지 2개의 서브캐리어 채널들만이 활성인 것으로 가정된다. 2개의 서브캐리어들에 대해, 하나는 식(2)를 이용하여 식(3)을 식(4)로 대체함으로써 용이하게 보여지며, 하나는 다음 식을 얻고,
Figure pct00030
여기서
Figure pct00031
는 다음 식에 의해 주어진다:
Figure pct00032
식(5)에서, 항
Figure pct00033
는 심볼들(
Figure pct00034
또는
Figure pct00035
)에 종속되지 않으며, 그러므로 심볼 디코딩에 결정론적으로 영향을 미친다. 식(5)는 다음 식이 된다:
Figure pct00036
DMT 신호(x(t))의 지수 항들은 내적(inner product) 하에서 직교하며,
Figure pct00037
그리고 따라서, PWM의 부재시, 즉 y(t)=x(t)에서, 이들 신호들은 식(4)에서 간섭하지 않는다. 그러나, PWM의 존재시, 서브캐리어 신호 컴포넌트들은 식(4)에서 그들의 복소-켤레들과 간섭할 것이며, 이는 자체-간섭 컴포넌트
Figure pct00038
를 발생시킨다. 서브캐리어 n으로부터 비롯되는 2개의 상호-간섭(cross-interference) 컴포넌트들의 존재를 또한 관측할 수 있다.
식(7)에 따라, 설정 AP(0)=1은, PWM-유도된 간섭의 존재시에, 수신된 그리고 송신된 QAM 심볼들은 성상도에서 동일한 간격을 가질 것이라는 것을 보장한다. 2개의 서브캐리어들에 대해 아웃라인된 것과 동일한 접근방식을 이용하여, M-1개의 서브캐리어들을 갖는 PWM-DMT 신호에 대한 추정을 유도할 수 있다:
Figure pct00039
식(8)의 합산 항은 다음과 같이,
Figure pct00040
m번째 서브캐리어에 대한 모든 다른 서브캐리어 채널들의 상호-간섭을 고려한다. 본 발명에 따라, 펄스-폭 변조된 신호에 대한 반복 주파수가 가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 주파수의 적어도 2배로 설정되는 경우, 이 항은 실질적으로 0이 된다.
본 발명의 추가의 실시예에 따라, 펄스-폭 변조된 신호(p(t)) 및 멀티캐리어-신호(x(t))가 동일위상에 동시에 유지되는 경우, 이 항은 0으로 보다 빨리 수렴된다.
그러므로, 심볼들을 디코딩하기 위한 본 발명의 수단은,
- 펄스-폭 변조된 신호 및 아날로그 멀티캐리어-신호가 동일위상에 동시에 유지되고; 그리고
- 복합 신호 내의 펄스-폭 변조된 신호의 반복 주파수가, 가장 빠른 발진 서브캐리어의 할당된 주파수의 적어도 2배로 조절되는 경우에, 이는 제 1 서브캐리어 주파수와 상이한 모든 다른 서브캐리어 주파수들에 대한 각각의 제 1 서브캐리어 주파수의 간섭을 구성하는 상호-간섭 인자를 억제한다.
간섭 인자를 억제하는 것은 특히, 상기 식들에 따라 이 인자를 추정하고 추정된 인자를 감산하기 위한 수단일 수 있다.
이후 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자로 지칭되는, 식(8)의 다른 부분적 항,
은, 본 발명의 추가의 실시예에 따라, 심볼들을 디코딩하는 목적을 위해 추정 인자에 의해 추정될 수 있다. 식(8)에서 자체-간섭 인자는 추정치
Figure pct00042
를 대칭적으로 바이어스하고, 그러므로 송신된 심볼의 바이어스-프리 변조를 위해 감산되어야 한다는 것을 유의한다.
또한, 이후 >>DC 컴포넌트<<로 지칭되는, 식(8)의 부분적 항,
Figure pct00043
은, 추정치
Figure pct00044
를 대칭적으로 바이어스하고, 그러므로 송신된 심볼의 바이어스-프리 변조를 위해 감산되어야 한다는 것을 유의한다.
다음에서, 본 발명의 다른 양상에 따른 펄스-폭 변조된 신호(p(t))의 동기화 및 멀티캐리어-신호(x(t)) 동기화가 설명된다.
Figure pct00045
를 적합하게 계산하기 위해, 멀티캐리어-신호(x(t))와 펄스-폭 변조된 신호(p(t)) 사이의 상대적 타이밍이 고려되어야 한다.
Figure pct00046
인 경우에, 펄스-폭 변조된 신호(p(t))의 다수의 펄스들은 멀티캐리어 신호(x(t))의 단일 심볼 내에서 발생할 수 있다.
R은 일반적으로 정수가 아니기 때문에, 잔여 지속기간
Figure pct00047
이 존재할 수 있으며, 이에 대해 PWM 펄스의 단지 일부분만이 DMT 심볼 내에 있다.
도 4는 멀티캐리어-신호(x(t))의 사이클(T)(도 4에서 TDMT로 표시됨)과 펄스-폭 변조된 신호(p(t))의 사이클(TPWM) 사이의 비-정수 관계(R)의 경우에서의 펄스-폭 변조된 신호(p(t))를 도시한다.
그러므로,
Figure pct00048
를 계산하기 위해, DMT 심볼의 시작부와 PWM 펄스의 포지티브 라이징 에지 사이의 시간 오프셋(
Figure pct00049
)을 고려해야만 한다. 잔여 지속기간은
Figure pct00050
로부터 계산될 수 있으며, 여기서
Figure pct00051
은 x보다 작은 최대 정수이다. 일반적 경우에서, 식(6)은 다음 식과 같이 되며:
Figure pct00052
여기서,
Figure pct00053
및
Figure pct00054
이다.
스펙트럼(
Figure pct00055
)은 식(9) 내지 식(11)로부터 수치적으로(numerically) 계산될 수 있다. 그러나, p(t)가 식(1)에 의해 주어지는 경우에,
Figure pct00056
을 위한 폐쇄된 형태를 유도하는 것 또한 가능하다.
식(9) 내지 식(11)에 따라, 스펙트럼(
Figure pct00057
)은 타임 오프셋(
Figure pct00058
)에 의존하며, 이는 긴 데이터 시퀀스에 대해,
Figure pct00059
에서 균일하게 분포될 것으로 가정된다.
식(8)의 어떠한 대수학적 처리(algebraic manipulation) 이후에, 심볼 추정치들의 실수부 및 허수부(
Figure pct00060
및
Figure pct00061
)의 변수들(
Figure pct00062
및
Figure pct00063
)은 다음 식들을 통해 결정될 수 있다:
Figure pct00064
Figure pct00065
에르고드적(ergodic) 심볼 스트림들에 대해,
Figure pct00066
에 걸친 평균화는 심볼 추정치들의 실수부 및 허수부의 평균화 변수들(
Figure pct00067
및
Figure pct00068
)을 용이하게 획득한다.
Figure pct00069
Figure pct00070
상기 결과들을 이용하여, 본 발명자들은 m번째 서브캐리어에 대해, 다음과 같이 SIR로 지칭되는 신호-대-간섭비를 규정하며:
Figure pct00071
여기서,
Figure pct00072
은 본 분석에서 가정된 방형 QAM 성상도에 대한 최소 심볼 거리이다.
비율(
Figure pct00073
)에 대한 SIR의 의존성은, 80%의 조도조절 레벨에 대해 도 5a 및 도 5b에서 예시된다.
Figure pct00074
는 최고 DMT 서브캐리어 주파수에 걸친 PRM 반복 주파수의 비율로서 규정되며, 즉
Figure pct00075
라는 것을 유의한다.
도 5a에서 역 SIR 값의 최소치는 도 5b에서 점선으로 그리고 실선으로 각각 표시된다. 역 SIR 값의 최대치는 도 5a에서 실선으로 그리고 도 5b에서 점선으로 각각 표시된다. 도면들 양측 모두에서, 역 SIR 값들은 비율(
Figure pct00076
)에 대해 플로팅된다. 임의의 SIR 저하(degradation)는 PWM 샘플링의 영향에 대한 것인데, 그 이유는 부가적인 잡음이 이 분석에서 고려되지 않기 때문이다.
도 5a는 일반적인 경우에 대응하고, 여기서 멀티캐리어 신호(x(t)) 및 펄스-폭 변조된 신호(p(t))는 비동기화되며, 즉 도 4에 도시된 바와 같은 DMT 심볼과 PWM 펄스의 포지티브 에지 사이에 랜덤 변위(
Figure pct00077
)가 존재한다. 여기서, 이러한 상황은 >>비동기화(unsynchronized)<<로 지칭된다.
도 5b는
Figure pct00078
인 경우에 획득되는 역 SIR의 값들을 도시하며, 이는 여기서 >>비동기화<<로 지칭된다.
도 5a에 도시된 비동기화의 경우에서, 역 SIR 값들의 최대치 및 최소치는 변화하는 R에 따른 급속 변동들을 나타낸다.
역 SIR이
Figure pct00079
에 대해 감소되며, 이는 개선된 시스템 성능을 암시한다. 대수 플롯(logarithmic plot)에서 도시된 바와 같이, 최대 1/SIR는 동일한 근사(vicinity)에서 강한 변동들을 겪는다.
최소 1/SIR은
Figure pct00080
에 대해 강한 변동들을 겪는다. 훨씬 평활한 SIR 변화들은 도 5b에 따른 동기화 시스템에서 획득된다.
Figure pct00081
에 대해, SIR은 무한대가 되고, 이는 PWM 조도조절로 인한 페널티들의 부재를 암시한다.
도면들은
Figure pct00082
에 대한 간섭의 레벨이
Figure pct00083
에 대해서보다 훨씬 작다는 본 발명에 의해 도출되는 결론을 입증한다. 다시 말해, 멀티캐리어-신호(x(t))의 가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 주파수의 적어도 2배인 펄스-폭 변조된 신호(p(t))의 반복 주파수에 대한 간섭의 레벨은 보다 작은 반복 주파수들에 대한 것보다 훨씬 작다.
펄스-폭 변조된 신호(p(t))의 반복 주파수가, 멀티캐리어-신호의 가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 주파수의 적어도 2배라는 본 발명의 조정은 니크비스트 기준(Nykvist criterion)의 단순한 애플리케이션이 아니라는 점을 주목하는 것이 중요하다. 니크비스트 기준 기준은 극미량으로(infinitesimally) 짧은 샘플링 펄스들, 이른바 디랙(Dirac) 펄스들에 의존하지만, 본 발명에 따른 샘플링 펄스들로서 기능하는 PWM 펄스들은 상당한 길이들을 나타낸다.
유한 길이의 샘플링 펄스들은 DMT 서브캐리어들의 직교성을 손상시키고 복조에 따른 간섭 항을 초래하며, 이는 식(8)의 우측 상에서 좌측으로부터 2 항이다. 그러나, 이 항에 대한 분석적 표현이 제공되고, 그리고 특정 조도조절 레벨이 선택되는 경우에 전송되는 트레이닝 심볼들, 즉 미리-규정된 비트 패턴들의 지원에 의해 이 정적 간섭 항은 용이하게 추정될 수 있고, 복조된 신호로부터 수치적으로 감산될 수 있으며, 이는 에러-프리 DMT 송신을 초래하거나 그렇지 않으면 노이즈-프리 채널을 초래한다. 동일한 트레이닝 심볼들은 식(8)의 DC 항을 추론하기 위해 사용될 수 있다.
송신기측 상의 왜곡되지 않은(undistorted) 펄스-폭 변조된 신호에 대한 액세스를 갖는 경우에, 멀티캐리어-신호(x(t))를 동기화하는 것은, 예컨대, PWM 파형의 라이징 에지에 대해 트리거링함으로써 간단한 방식으로 달성될 수 있다. 그러므로,
Figure pct00084
에 대해, PWM과 DMT의 조합은 간섭의 부족으로 인해, 매우 단순할뿐만 아니라 매우 매력적이다.

Claims (13)

  1. 광학 송신기를 포함하는 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템으로서,
    송신될 데이터의 심볼들을 다수의 병렬 시퀀스들로 분할(segment)하기 위한 수단 ? 상기 다수의 병렬 시퀀스들은 비례적 서브캐리어 주파수를 갖는 다수의 직교 서브캐리어들에 대응함 ?;
    펄스-폭 변조된 신호에 대한 반복 주파수를, 가장 빠른 발진 서브캐리어(fastest oscillating subcarrier)에 할당된 서브캐리어 주파수의 적어도 2배로 조절하기 위한 수단;
    각각의 병렬 시퀀스를 상기 각각의 병렬 시퀀스의 할당된 서브캐리어에 의해 변조함으로써 멀티캐리어 신호를 발생시키기 위한 수단;
    상기 멀티캐리어-신호를 아날로그 멀티캐리어-신호로 변환하기 위한 수단; 및
    상기 아날로그 멀티캐리어-신호를 상기 펄스-폭-변조된 신호와 곱함으로써 복합 신호를 발생시키고 그리고 상기 복합 신호를 상기 광학 송신기에 피딩(feeding)하기 위한 수단
    을 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티캐리어-신호를 발생시키기 위한 수단은, 각각의 서브캐리어 시퀀스의 할당된 서브캐리어 주파수를 이용하여 상기 각각의 서브캐리어 시퀀스의 역 푸리에 변환 연산을 적용하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 멀티캐리어-신호를 발생시키기 위한 수단은 복소-켤레 서브캐리어(complex-conjugated subcarrier)들의 부가를 적용하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    송신될 데이터의 심볼들은 직교-진폭 성상도 매퍼(constellation mapper)를 이용함으로써 데이터 비트들로부터 변환되는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  5. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스-폭 변조된 신호의 주기의 배수는 상기 아날로그 멀티캐리어 신호의 주기와 일치하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  6. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 펄스-폭 변조된 신호 및 상기 아날로그 멀티캐리어 신호는 동일위상에 동시에 유지되는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  7. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 멀티캐리어-신호의 상위 및 하위 임계치들을 제한하기 위한 클리핑 디바이스(CLP)를 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  8. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 멀티캐리어-신호의 반복적 데이터 패턴들의 발생을 억제하기 위한 스크램블러(scrambler)를 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 코딩 시스템.
  9. 광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 디코딩 시스템으로서,
    광학 신호를 수신하고 상기 광학 신호를 전기 신호로 변환하기 위한 광학 수신기 ? 상기 광학 신호는 아날로그 멀티캐리어-신호와 펄스-폭-변조된 신호의 곱셈에 의한 복합 신호임?;
    상기 전기 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 수단;
    각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 개별적으로 할당된 서브캐리어를 이용하여 상기 신호를 개별적으로 복조함으로써 상기 디지털 신호를 다수의 병렬 시퀀스들로 복조하기 위한 수단;
    각각의 병렬 시퀀스를 심볼들로 합체(de-segment)하기 위한 수단; 및
    DC 항(term) 및 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자를 고려한 추정 인자들을 적용함으로써 상기 심볼들을 디코딩하기 위한 수단 ? 이에 의해 추정 인자들 양측 모두가 개별 서브캐리어들의 각각의 복조된 신호로부터 감산됨 ?
    을 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 디코딩 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 심볼들을 디코딩하기 위한 수단은,
    상기 펄스-폭 변조된 신호 및 상기 아날로그 멀티캐리어-신호가 동일위상에 동시에 유지되고; 그리고
    상기 복합 신호 내의 상기 펄스-폭 변조된 신호의 반복 주파수가, 가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 서브캐리어 주파수의 적어도 2배로 조절되는 경우에,
    제 1 서브캐리어 주파수와 상이한 모든 다른 서브캐리어 주파수들에 대한 각각의 제 1 서브캐리어 주파수의 간섭을 구성하는 상호-간섭(cross-interference) 인자를 억제하는,
    광학 무선 데이터 송신 시스템을 위한 디코딩 시스템.
  11. 광학 송신기가 펄스-폭 변조된 신호에 의해 피딩되는 광학 무선 데이터 송신 방법으로서,
    송신될 데이터의 심볼들을 다수의 병렬 시퀀스들로 분할하는 단계 ? 상기 다수의 병렬 시퀀스들은 각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 다수의 직교 서브캐리어들에 대응함 ?;
    가장 빠른 발진 서브캐리어에 할당된 서브캐리어 주파수의 적어도 2배인 펄스-폭 변조된 신호를 위한 반복 주파수를 선택하는 단계;
    각각의 병렬 시퀀스를 상기 각각의 병렬 시퀀스의 할당된 서브캐리어에 의해 변조함으로써 멀티캐리어-신호를 발생시키는 단계;
    상기 멀티캐리어-신호를 아날로그 멀티캐리어-신호로 변환하는 단계;
    상기 아날로그 멀티캐리어-신호에 상기 펄스-폭 변조된 신호를 곱함으로써 복합 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 복합 신호를 상기 광학 송신기에 피딩하는 단계
    를 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    광학 수신기에 의해 상기 복합 신호를 수신하는 단계;
    상기 복합 신호를 디지털 복합 신호로 변환하는 단계;
    각각의 서브캐리어 주파수를 갖는 개별적으로 할당된 서브캐리어를 이용하여 상기 신호를 개별적으로 복조함으로써 상기 디지털 신호를 다수의 병렬 시퀀스들로 복조하는 단계;
    각각의 병렬 시퀀스를 심볼들로 합체하는 단계;
    DC 항 및 각각의 서브캐리어 주파수의 자체-간섭 인자를 고려한 추정 인자들을 적용함으로써 상기 심볼들을 디코딩하는 단계 ? 이에 의해 추정 인자들 양측 모두가 개별 서브캐리어들의 각각의 변조 신호로부터 감산됨 ?
    를 포함하는,
    광학 무선 데이터 송신 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 심볼들을 디코딩하기 위해, 상기 복합 신호 내의 펄스-폭 변조된 신호의 반복 주파수가 상기 가장 빠른 발진 서브캐리어의 할당된 주파수의 적어도 2배로 조절되는 경우에, 제 1 서브캐리어 주파수와 상이한 모든 다른 서브캐리어 주파수들에 대한 각각의 제 1 서브캐리어 주파수의 간섭을 구성하는 상호-간섭 인자는 무시되는(neglect),
    광학 무선 데이터 송신 방법.
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