CN108366031B - 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统 - Google Patents

结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统 Download PDF

Info

Publication number
CN108366031B
CN108366031B CN201710693647.0A CN201710693647A CN108366031B CN 108366031 B CN108366031 B CN 108366031B CN 201710693647 A CN201710693647 A CN 201710693647A CN 108366031 B CN108366031 B CN 108366031B
Authority
CN
China
Prior art keywords
mppm
ofdm
signal
time slot
demodulator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710693647.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108366031A (zh
Inventor
江明
杨子贤
张琳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sun Yat Sen University
Original Assignee
Sun Yat Sen University
SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sun Yat Sen University, SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute filed Critical Sun Yat Sen University
Priority to CN201710693647.0A priority Critical patent/CN108366031B/zh
Publication of CN108366031A publication Critical patent/CN108366031A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108366031B publication Critical patent/CN108366031B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
    • H04B10/114—Indoor or close-range type systems
    • H04B10/116—Visible light communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation
    • H04B10/524—Pulse modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/691—Arrangements for optimizing the photodetector in the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

本发明提供一种结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统，该系统它有效地结合了MPPM和RPO‑OFDM技术，在支持灵活的调光功能的同时，利用MPPM模式携带的额外比特在带宽不变的前提下提升了数据传输速率，与传统的RPO‑OFDM相比，本方法在计算复杂度和能耗都相似的情况下，能实现更高的频谱效率。

Description

结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统
技术领域
本发明涉及无线光通信领域，更具体地，涉及一种结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统。
背景技术
二十一世纪，无线数据传输速率的需求正在呈几何级数增长。尽管当前蜂窝网络标准仍在不断的演进，移动数据流量的需求仍极有可能超过传统频谱能够提供的支持。可见光通信(Visible Light Communication，VLC)的出现，正好能解决频谱资源日益紧张的问题。VLC的基础器件是在照明上广泛使用的发光二极管(Light Emitting Diode，LED)。VLC有很多优点，包括无需频谱授权、无射频干扰、无辐射等。
作为长期演进(Long-Term Evolution，LTE)系统中的关键技术，正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术可以用于VLC系统中以提高数据传输速率，并且能够抵抗多径效应造成的符号间干扰。用于VLC系统中的光OFDM时域信号必须是非负的实信号，因此历史文献中提出了许多光OFDM技术，如直流偏置光OFDM(DC-biased Optical OFDM，DCO-OFDM)和非对称限幅光OFDM(Asymmetrically ClippedOptical OFDM，ACO-OFDM)等。
另一方面，VLC系统必须同时实现照明和通信两种功能，因此把调光技术结合到调制技术里是非常重要的。一般地，数字调光技术的应用更加广泛。这是因为模拟调光技术比数字调光技术更加容易产生照明颜色偏移的现象，并且数字调光技术通过简单地调节占空比，就能实现多级的照明亮度调节，容易实现。
因此，结合光OFDM技术与调光技术成为了VLC实际系统的设计目标之一。现有技术中有只利用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)的“on”时隙来传输光OFDM信号，因此在调制带宽不变的情况下，降低占空比会大大降低数据传输速率。现有技术中还有提出了使用多脉冲位置调制(Multiple Pulse Position Modulation，MPPM)来代替传统的PWM的方法(记为MPPM-OFDM)，通过MPPM模式携带的比特信息来提高数据传输速率。然而，在占空比比较低的情况下，MPPM模式携带的比特数非常少，所以此方法能提供的数据传输速率在这种情况下仍然很低。现有技术中还有提出了一种反向极性光OFDM(ReversePolarity Optical OFDM，RPO-OFDM)方法，既利用了PWM的“on”时隙又利用了它的“off”时隙，使得数据传输速率不受占空比影响，并且充分利用了LED的线性动态范围以减少非线性失真。但是，这种方法中用于调光的PWM并不能携带信息。现有技术中还有提出了一种非对称混合光OFDM(Asymmetric Hybrid Optical OFDM，AHO-OFDM)方法，它虽然能提供比较高的频谱效率，但是系统复杂度却比较大，而且并没有使用数字调光技术。
发明内容
本发明提供一种可实现更高的频谱效率的结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统。
为了达到上述技术效果，本发明的技术方案如下：
一种结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统，包括发射机和接收机，发射机和接收机通过VLC光信道连接，所述发射机包括顺次连接的数据分配器、光OFDM调制器、第一极性反转器、截断器、数模转换器和LED，所述数据分配器还经MPPM模式选择器与第一极性反转器连接；所述接收机包括顺次连接的光电检测器、模数转换器、第二极性反转器、光OFDM解调器和数据组合器，所述模数转换器还经MPPM解调器与数据组合器连接，MPPM解调器还与第二极性反转器连接；LED的光信号通过VLC光信道传递到接收机的光电检测器。
进一步地，数据分配器将每一帧的原始二进制比特流b分成两部分，第一部分比特流bMPPM用于MPPM模式的选择，第二部分比特流bOFDM用于光OFDM信号的调制，记每一帧含有l个MPPM符号和p个OFDM符号，则bMPPM的长度为l·BMPPM，其中
Figure GDA0002717642580000021
为每一个MPPM符号携带的比特数，n为MPPM符号的时隙数，w为MPPM符号的“on”时隙的个数，
Figure GDA0002717642580000022
表示小于或等于x的最大整数；bOFDM的长度为p·BOFDM，其中BOFDM为每一个OFDM符号携带的比特数；通过调节w来调节MPPM信号的占空比
Figure GDA0002717642580000023
即利用数字调光技术，达到所需的不同的照明亮度。
进一步地，MPPM模式选择器对输入的第一部分比特流bMPPM进行编码映射，并输出MPPM信号sMPPM；光OFDM调制器对输入的第二部分比特流bOFDM进行光OFDM调制，输出功率归一化的OFDM时域信号sOFDM；sMPPM与sOFDM的长度应保持一致，即n·a·l＝p·N，其中a为MPPM符号中每个时隙的采样点个数，N为一个OFDM符号的采样点数，在采用ACO-OFDM的情况下也等于光OFDM调制器中逆傅里叶变换的点数，sMPPM的同一个时隙中的a个采样点的值相同，“on”时隙中的值为1，“off”时隙中的值为0。
进一步地，第一极性反转器根据公式(1)的变换将OFDM信号sOFDM加载到MPPM信号sMPPM的“on”和“off”时隙上，输出混合信号s：
Figure GDA0002717642580000033
其中，IH表示LED线性范围的最大电流，IL表示LED线性范围的最小电流，1表示元素全为1的向量，
Figure GDA0002717642580000032
表示同维向量的逐元素相乘。记ssc＝α·sOFDM为缩放后的OFDM信号，α为缩放因子，使得ssc的电功率POFDM＝α2；通过调节POFDM来拓展调光范围，可实现比常规数字调光能达到的更高或者更低的照明亮度；
截断器将混合信号s高于IH的部分截断为IH，低于IL的部分截断为IL，输出截断后的信号sc，并通过数模转换器转换为模拟信号，通过LED发射出去。
进一步地，LED发射出的信号通过VLC信道，再经过光电检测器和模数转换器得到信号r，MPPM解调器将r中的每一个时隙的a个采样点取平均值，得到信号R，如公式(2)：
Figure GDA0002717642580000031
其中R(i-1)n+j表示R中的第[(i-1)n+j]个元素，即为该帧中第i个MPPM符号的第j个时隙的幅度平均值，i＝1,2,...,l，j＝1,2,...,n；rk为r中的第k个元素。
进一步地，MPPM解调器依次为第i＝1,2,...,l个MPPM符号中的n个时隙的幅度平均值{R(i-1)n+j|j＝1,2,...,n}进行排序，并选出该MPPM符号中最大的w个值，将这些值所在的时隙判决为“on”时隙，其余的为“off”时隙，将r中判决为“on”时隙的元素的值设为1，判决为“off”时隙的元素的值设为0，即得到估计的MPPM信号
Figure GDA0002717642580000041
并输出到第二极性反转器中，然后，MPPM解调器对
Figure GDA0002717642580000042
进行MPPM反映射，得到第一部分比特流的估计值
Figure GDA0002717642580000043
进一步地，第二极性反转器根据输入的
Figure GDA0002717642580000044
和r，按照公式(3)输出OFDM信号的估计值
Figure GDA0002717642580000045
到光OFDM解调器中：
Figure GDA0002717642580000046
光OFDM解调器对
Figure GDA0002717642580000047
进行解调，得到第二部分比特流的估计值
Figure GDA0002717642580000048
数据组合器将
Figure GDA0002717642580000049
和
Figure GDA00027176425800000410
组合得到原始比特流的估计值
Figure GDA00027176425800000411
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明它有效地结合了MPPM和RPO-OFDM技术，在支持灵活的调光功能的同时，利用MPPM模式携带的额外比特在带宽不变的前提下提升了数据传输速率，与传统的RPO-OFDM相比，本方法在计算复杂度和能耗都相似的情况下，能实现更高的频谱效率。
附图说明
图1为本发明系统的结构示意图；
图2为用于举例说明的sMPPM，ssc，s和sc；
图3为误帧率的理论值和仿真值的对比验证图；
图4为四种系统在不同调光水平(η)下的有效频谱效率(Effective SpectralEfficiency，ESE)性能对比图；
图5为四种系统在不同调光水平(η)下的LED消耗的平均电功率
Figure GDA00027176425800000412
对比图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
如图1所示，一种结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统，包括发射机和接收机，发射机和接收机通过VLC光信道连接，所述发射机包括顺次连接的数据分配器、光OFDM调制器、第一极性反转器、截断器、数模转换器和LED，所述数据分配器还经MPPM模式选择器与第一极性反转器连接；所述接收机包括顺次连接的光电检测器、模数转换器、第二极性反转器、光OFDM解调器和数据组合器，所述模数转换器还经MPPM解调器与数据组合器连接，MPPM解调器还与第二极性反转器连接；LED的光信号通过VLC光信道传递到接收机的光电检测器。
数据分配器将每一帧的原始二进制比特流b分成两部分，第一部分比特流bMPPM用于MPPM模式的选择，第二部分比特流bOFDM用于光OFDM信号的调制，记每一帧含有l个MPPM符号和p个OFDM符号，则bMPPM的长度为l·BMPPM，其中
Figure GDA0002717642580000051
为每一个MPPM符号携带的比特数，n为MPPM符号的时隙数，w为MPPM符号的“on”时隙的个数，
Figure GDA0002717642580000052
表示小于或等于x的最大整数；bOFDM的长度为p·BOFDM，其中BOFDM为每一个OFDM符号携带的比特数；通过调节w来调节MPPM信号的占空比
Figure GDA0002717642580000053
即利用数字调光技术，达到所需的不同的照明亮度。
MPPM模式选择器对输入的第一部分比特流bMPPM进行编码映射，并输出MPPM信号sMPPM；光OFDM调制器对输入的第二部分比特流bOFDM进行光OFDM调制，输出功率归一化的OFDM时域信号sOFDM；sMPPM与sOFDM的长度应保持一致，即n·a·l＝p·N，其中a为MPPM符号中每个时隙的采样点个数，N为一个OFDM符号的采样点数，在采用ACO-OFDM的情况下也等于光OFDM调制器中逆傅里叶变换的点数，sMPPM的同一个时隙中的a个采样点的值相同，“on”时隙中的值为1，“off”时隙中的值为0。
第一极性反转器根据公式(1)的变换将OFDM信号sOFDM加载到MPPM信号sMPPM的“on”和“off”时隙上，输出混合信号s：
Figure GDA0002717642580000054
其中，IH表示LED线性范围的最大电流，IL表示LED线性范围的最小电流，1表示元素全为1的向量，
Figure GDA00027176425800000613
表示同维向量的逐元素相乘。记ssc＝α·sOFDM为缩放后的OFDM信号，α为缩放因子，使得ssc的电功率POFDM＝α2；通过调节POFDM来拓展调光范围，可实现比常规数字调光能达到的更高或者更低的照明亮度；
截断器将混合信号s高于IH的部分截断为IH，低于IL的部分截断为IL，输出截断后的信号sc，并通过数模转换器转换为模拟信号，通过LED发射出去。
LED发射出的信号通过VLC信道，再经过光电检测器和模数转换器得到信号r，MPPM解调器将r中的每一个时隙的a个采样点取平均值，得到信号R，如公式(2)：
Figure GDA0002717642580000061
其中R(i-1)n+j表示R中的第[(i-1)n+j]个元素，即为该帧中第i个MPPM符号的第j个时隙的幅度平均值，i＝1,2,...,l，j＝1,2,...,n；rk为r中的第k个元素。
MPPM解调器依次为第i＝1,2,...,l个MPPM符号中的n个时隙的幅度平均值{R(i-1)n+j|j＝1,2,...,n}进行排序，并选出该MPPM符号中最大的w个值，将这些值所在的时隙判决为“on”时隙，其余的为“off”时隙，将r中判决为“on”时隙的元素的值设为1，判决为“off”时隙的元素的值设为0，即得到估计的MPPM信号
Figure GDA0002717642580000062
并输出到第二极性反转器中，然后，MPPM解调器对
Figure GDA0002717642580000063
进行MPPM反映射，得到第一部分比特流的估计值
Figure GDA0002717642580000064
第二极性反转器根据输入的
Figure GDA0002717642580000065
和r，按照公式(3)输出OFDM信号的估计值
Figure GDA0002717642580000066
到光OFDM解调器中：
Figure GDA0002717642580000067
光OFDM解调器对
Figure GDA0002717642580000068
进行解调，得到第二部分比特流的估计值
Figure GDA0002717642580000069
数据组合器将
Figure GDA00027176425800000610
和
Figure GDA00027176425800000611
组合得到原始比特流的估计值
Figure GDA00027176425800000612
在本发明中，ACO-OFDM、DCO-OFDM等多种传统的光OFDM技术均可使用，这为系统实现提供了较好的兼容性和可扩展性。不失一般性，本发明所提出的MPPM-RPO-OFDM系统采用ACO-OFDM为例进行设计。以下对该系统的调光水平、LED消耗的平均电功率、误帧概率(Frame Error Probability，FEP)进行必要的理论分析，以论证本系统的理论设计基础。在基于OFDM的无线通信系统或无线光通信系统中，典型情况下，IFFT的点数通常大于64。在此条件下，由中心极限定理可知，可假设截断前的OFDM时域实信号服从截断的高斯分布。
1.调光水平
调光水平定义为：
Figure GDA0002717642580000071
其中，
Figure GDA0002717642580000072
为LED上的平均电流。本发明设计的方法的
Figure GDA0002717642580000073
可表示为：
Figure GDA0002717642580000074
其中，
Figure GDA0002717642580000075
是MPPM信号的占空比，
Figure GDA0002717642580000076
是ssc的平均电流值。
从公式(4)和(5)可以看出，调光水平η与占空比d为线性关系，因此本发明可通过调节d来调光，从而达到所需的不同的照明亮度。
2.LED消耗的平均电功率
经过理论推导，MPPM-RPO-OFDM系统的LED消耗的平均电功率可表示为：
Figure GDA0002717642580000077
其中，
Figure GDA0002717642580000078
是ACO-OFDM信号高斯分布的标准差，
Figure GDA0002717642580000079
3.误帧概率(FEP)
经过理论推导，MPPM-RPO-OFDM系统的FEP可由下式计算：
Figure GDA00027176425800000710
其中PcMPPM是一个MPPM符号的正确解调概率，
Figure GDA00027176425800000711
是一个OFDM符号的正确解调概率，其中计算M元正交调幅(M-ary Quadrature Amplitude Modulation，M-QAM)符号的误码率PeQAM所需的信噪比由下式计算：
Figure GDA0002717642580000081
其中，
Figure GDA0002717642580000082
是高斯白噪声的方差，衰减因子K和截断噪声方差
Figure GDA0002717642580000083
分别可以由公式(9)和公式(10)计算得到：
Figure GDA0002717642580000084
Figure GDA0002717642580000085
此外，公式(7)中的PcMPPM可公式(11)、(12)和(13)计算得到：
Figure GDA0002717642580000086
Figure GDA0002717642580000087
Figure GDA0002717642580000088
因此，通过公式(7)-(13)，我们可以计算得到MPPM-RPO-OFDM系统的FEP。
基于上述设计思路，本发明有效地结合了MPPM和RPO-OFDM技术，不仅支持通过调节占空比实现灵活的调光功能，而且同时利用了MPPM的“on”和“off”时隙传输OFDM信号，在带宽不变的情况下利用MPPM模式携带的额外比特提升了数据传输速率，从而与传统的RPO-OFDM相比，能实现更高的频谱效率。
具体应用实例：
A、发射机：
1.数据分配器将每一帧的原始二进制比特流b分成两部分，第一部分比特流bMPPM用于MPPM模式的选择，第二部分比特流bOFDM用于光OFDM信号的调制。
作为本发明设计的方法的一个具体实施例，我们可以取p＝1，l＝8，n＝4，a＝4，N＝128，M＝4，w＝2，d＝0.5，光OFDM方法取ACO-OFDM方法，则每一帧b的长度为80，分配bMPPM的长度为16，分配bOFDM的长度为64。
2.MPPM模式选择器对bMPPM进行编码映射，并输出sMPPM。作为本发明设计的方法的一个举例，我们可以利用MPPM编码表对bMPPM进行编码映射得到sMPPM，输入到MPPM模式选择器的n和w用于选择对应的MPPM编码表。表1给出了一个MPPM编码表的例子。此例子的参数与步骤1中的相同，对bMPPM中每2个比特在表1中查找对应的MPPM符号，并把所有对应的MPPM符号连接起来输出sMPPM。
表1：用于举例说明的MPPM编码表
原始比特 MPPM符号
00 1111,1111,0000,0000
01 1111,0000,1111,0000
10 1111,0000,0000,1111
11 0000,1111,1111,0000
3.光OFDM调制器对bOFDM进行光OFDM调制，输出sOFDM。作为本发明的一个具体实施例，此处采用ACO-OFDM的调制方法。首先将bOFDM映射到QAM符号流，然后经过串并转换后对应到IFFT的并行输入端，满足Hermitian对称并且偶数子载波上为0。经IFFT输出并通过并串转换后，信号小于0的部分全被截断为0，最后输出ACO-OFDM信号sOFDM。
4.第一极性反转器根据公式(1)的变换将sOFDM放缩为ssc＝α·sOFDM之后加载到sMPPM的“on”和“off”时隙上，输出混合信号s。
5.截断器将混合信号s截断，以限制信号在[IL,IH]范围内，输出信号sc。
6.最后截断后的信号sc通过数模转换器转换为模拟信号并通过LED发射出去。
作为本发明的一个具体实施例，sMPPM，ssc，s和sc的部分信号如图2所示，参数选取与步骤1的相同。
B、接收机：
7.MPPM解调器将接收到的信号r按照公式(2)计算每个时隙的平均值，得到信号R。
8.作为本发明的一个具体实施例，MPPM解调器依次为第i＝1,2,...,8个MPPM符号中的4个时隙的幅度平均值{R(i-1)n+j|j＝1,2,3,4}进行排序，并选出该MPPM符号中最大的2个值，将这些值所在的时隙判决为“on”时隙，其余的为“off”时隙。将r中判决为“on”时隙的元素的值设为1，判决为“off”时隙的元素的值设为0，以此作为输出值
Figure GDA0002717642580000101
然后对
Figure GDA0002717642580000102
进行MPPM反映射，得到bMPPM的估计值
Figure GDA0002717642580000103
接着依次将
Figure GDA0002717642580000104
每16个比特根据表1的MPPM符号查找对应的原始比特，并连接起来输出
Figure GDA0002717642580000105
9.第二极性反转器根据输入的
Figure GDA0002717642580000106
和r，按照公式(3)输出
Figure GDA0002717642580000107
10.光OFDM解调器对
Figure GDA0002717642580000108
进行解调，得到bOFDM的估计值
Figure GDA0002717642580000109
11.数据组合器将
Figure GDA00027176425800001010
和
Figure GDA00027176425800001011
组合得到b的估计值
Figure GDA00027176425800001012
为了更充分地阐述本发明所具有的有益效果，以下结合具体实施例与相关的仿真结果及分析，进一步对本发明的有效性和先进性予以说明。在该仿真中，光OFDM方案取ACO-OFDM，除有特别说明外，仿真参数取p＝5，l＝16，n＝10，a＝4，N＝128，M＝4，w＝5，d＝0.5，IH＝1A，IL＝0A，
Figure GDA00027176425800001013
调制带宽B＝5MHz。仿真中VLC信道为高斯白噪声信道，并假设接收机完全同步。
图3给出了误帧率(Frame Error Rate，FER)的理论值和仿真值。由图可以看到，当IFFT的点数即子载波数为512或者1024时，FER的理论值和仿真值的匹配程度较一致，即高斯近似能以较好精度逼近实际情况。
另外，可以看到，POFDM的选取有一个最优值。如果POFDM过小，OFDM信号的信号功率较低，导致FER高；如果POFDM过大，OFDM信号的截断噪声会较高，并且MPPM的误码率会较高，从而导致FER高。最优的POFDM可以用仿真的方法选取。
图4给出了不同调光水平下四种系统的ESE性能对比。其中，ESE的定义为：
Figure GDA00027176425800001014
其中Rb为数据传输速率。为了公平比较，我们设置四种系统的每帧的比特数尽量接近。图中的虚线部分指通过调节POFDM拓展的调光范围。从图中可以看出，相比传统的三种系统，即MPPM-OFDM、RPO-OFDM和AHO-OFDM，本发明设计的MPPM-RPO-OFDM系统在大多数调光水平下可以获得最高的ESE性能。
图5给出了不同调光水平下四种系统的LED消耗的平均电功率。从图中可以看出，四种系统无论在普通还是扩展模式下，它们的LED平均电功率相差均不大。换句话说，当给定某个调光水平时，这些系统的LED能耗基本相当。这个结果表明，本发明所提出的系统的发射机能耗可以维持在与其他系统相当的水平。
表2给出了四种系统的主要计算复杂度的对比。在80486CPU中，实数乘法运算需要13到42个时钟周期，而实数加法和实数比较运算需要1个时钟周期。因此，我们可采用等效实运算来衡量计算复杂度。在本实施例中，不妨假设1次乘法运算、20次加法运算、20次比较运算均等效于20次等效实运算。从表2中可以得出结论，MPPM-RPO-OFDM的主要计算复杂度与RPO-OFDM和RPO-OFDM相似，且明显低于AHO-OFDM的计算复杂度。
表2：四种系统的主要计算复杂度对比
系统 等效实运算/比特
MPPM-RPO-OFDM 694
RPO-OFDM 690
MPPM-OFDM 688
AHO-OFDM 2031
通过上述例子的仿真结果可以得出，本发明提出的MPPM-RPO-OFDM系统可在不明显增加能耗和计算复杂度的前提下，获得了比现有传统方案更优的频谱效率性能。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用于仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光OFDM系统，包括发射机和接收机，发射机和接收机通过VLC光信道连接，其特征在于，所述发射机包括顺次连接的数据分配器、光OFDM调制器、第一极性反转器、截断器、数模转换器和LED，所述数据分配器还经MPPM模式选择器与第一极性反转器连接；所述接收机包括顺次连接的光电检测器、模数转换器、第二极性反转器、光OFDM解调器和数据组合器，所述模数转换器还经MPPM解调器与数据组合器连接，MPPM解调器还与第二极性反转器连接；LED的光信号通过VLC光信道传递到接收机的光电检测器；
数据分配器将每一帧的原始二进制比特流b分成两部分，第一部分比特流bMPPM用于MPPM模式的选择，第二部分比特流bOFDM用于光OFDM信号的调制，记每一帧含有l个MPPM符号和p个OFDM符号，则bMPPM的长度为l·BMPPM，其中
Figure FDA0002732379370000011
为每一个MPPM符号携带的比特数，n为MPPM符号的时隙数，w为MPPM符号的“on”时隙的个数，
Figure FDA0002732379370000012
表示小于或等于x的最大整数；bOFDM的长度为p·BOFDM，其中BOFDM为每一个OFDM符号携带的比特数；通过调节w来调节MPPM信号的占空比
Figure FDA0002732379370000013
即利用数字调光技术，达到所需的不同的照明亮度；
MPPM模式选择器对输入的第一部分比特流bMPPM进行编码映射，并输出MPPM信号sMPPM；光OFDM调制器对输入的第二部分比特流bOFDM进行光OFDM调制，输出功率归一化的OFDM时域信号sOFDM；sMPPM与sOFDM的长度应保持一致，即n·a·l＝p·N，其中a为MPPM符号中每个时隙的采样点个数，N为一个OFDM符号的采样点数，在采用ACO-OFDM的情况下也等于光OFDM调制器中逆傅里叶变换的点数，sMPPM的同一个时隙中的a个采样点的值相同，“on”时隙中的值为1，“off”时隙中的值为0；
第一极性反转器根据公式(1)的变换将OFDM信号sOFDM加载到MPPM信号sMPPM的“on”和“off”时隙上，输出混合信号s：
s＝sMPPM·IH+(1-sMPPM)·IL+α·(1-2sMPPM)οsOFDM (1)
其中，IH表示LED线性范围的最大电流，IL表示LED线性范围的最小电流，1表示元素全为1的向量，ο表示同维向量的逐元素相乘；记ssc＝α·sOFDM为缩放后的OFDM信号，α为缩放因子，使得ssc的电功率POFDM＝α2；通过调节POFDM来拓展调光范围，可实现比常规数字调光能达到的更高或者更低的照明亮度；
截断器将混合信号s高于IH的部分截断为IH，低于IL的部分截断为IL，输出截断后的信号sc，并通过数模转换器转换为模拟信号，通过LED发射出去；
LED发射出的信号通过VLC信道，再经过光电检测器和模数转换器得到信号r，MPPM解调器将r中的每一个时隙的a个采样点取平均值，得到信号R，如公式(2)：
Figure FDA0002732379370000021
其中R(i-1)n+j表示R中的第[(i-1)n+j]个元素，即为该帧中第i个MPPM符号的第j个时隙的幅度平均值，i＝1,2,...,l，j＝1,2,...,n；rk为r中的第k个元素；
MPPM解调器依次为第i＝1,2,...,l个MPPM符号中的n个时隙的幅度平均值{R(i-1)n+j|j＝1,2,...,n}进行排序，并选出该MPPM符号中最大的w个值，将这些值所在的时隙判决为“on”时隙，其余的为“off”时隙，将r中判决为“on”时隙的元素的值设为1，判决为“off”时隙的元素的值设为0，即得到估计的MPPM信号
Figure FDA0002732379370000022
并输出到第二极性反转器中，然后，MPPM解调器对
Figure FDA0002732379370000023
进行MPPM反映射，得到第一部分比特流的估计值
Figure FDA0002732379370000024
第二极性反转器根据输入的
Figure FDA0002732379370000025
和r，按照公式(3)输出OFDM信号的估计值
Figure FDA0002732379370000026
到光OFDM解调器中：
Figure FDA0002732379370000027
光OFDM解调器对
Figure FDA0002732379370000028
进行解调，得到第二部分比特流的估计值
Figure FDA0002732379370000029
数据组合器将
Figure FDA00027323793700000210
和
Figure FDA00027323793700000211
组合得到原始比特流的估计值
Figure FDA00027323793700000212
CN201710693647.0A 2017-08-14 2017-08-14 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统 Active CN108366031B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710693647.0A CN108366031B (zh) 2017-08-14 2017-08-14 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710693647.0A CN108366031B (zh) 2017-08-14 2017-08-14 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108366031A CN108366031A (zh) 2018-08-03
CN108366031B true CN108366031B (zh) 2021-04-06

Family

ID=63009961

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710693647.0A Active CN108366031B (zh) 2017-08-14 2017-08-14 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108366031B (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109617603B (zh) * 2019-01-04 2020-12-04 清华大学 基于索引调制的可见光通信混合调光方法及装置
CN110166123B (zh) * 2019-05-24 2021-08-24 江南大学 一种兼容调光控制的混合可见光调制方法
CN110474684B (zh) * 2019-09-02 2020-11-27 北京邮电大学 一种基于多led可见光通信系统的广义调光控制方法
CN111181643A (zh) * 2020-01-06 2020-05-19 江南大学 基于mppm调光控制的混合可见光通信方法
CN112751613B (zh) * 2020-12-31 2022-02-15 南京信息工程大学 基于pwm的可调光自适应偏置o-ofdm传输方法
CN113193913B (zh) * 2021-04-26 2023-05-02 江南大学 一种基于mppm及自适应偏置的可见光通信系统及方法
CN114629755B (zh) * 2022-05-16 2022-09-20 睿迪纳(南京)电子科技有限公司 一种调制方法、解调方法及其频偏补偿和高速解调电路
CN117978286B (zh) * 2024-04-01 2024-06-14 南京信息工程大学 一种融合高精度调光的预处理ablo-ofdm方法、装置、介质及设备

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104753595A (zh) * 2015-03-02 2015-07-01 东南大学 一种室内可见光通信系统中支持亮度调节的调制方法
CN105119655A (zh) * 2015-08-31 2015-12-02 华南理工大学 基于qam和mppm的可见光通信方法及其系统
CN205986878U (zh) * 2016-08-20 2017-02-22 华南理工大学 用于可见光通信的pam与mppm双重调制硬件系统

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104753595A (zh) * 2015-03-02 2015-07-01 东南大学 一种室内可见光通信系统中支持亮度调节的调制方法
CN105119655A (zh) * 2015-08-31 2015-12-02 华南理工大学 基于qam和mppm的可见光通信方法及其系统
CN205986878U (zh) * 2016-08-20 2017-02-22 华南理工大学 用于可见光通信的pam与mppm双重调制硬件系统

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Avoiding spectral efficiency loss in unipolar OFDM for optical wireless communication";D. Tsonev;《Proc.2014 IEEE Int. Conf. Commun.》;20140614;全文 *
"Comparison of ACO-OFDM, DCO-OFDM and ADO-OFDM in IM/DD systems";S.D.Dissanayake;《J.Lightw.Technol》;20130430;全文 *
"efficient data transmission using mppm dimming control in indoor visible light communications";X.YOU et al;《IEEE photonics journal》;20150831;全文 *
"reverse polarity optical-ofdm:dimming compatible ofdm for gigabit VLC links";H.Elgala et al;《optics express》;20131031;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN108366031A (zh) 2018-08-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108366031B (zh) 结合调光控制的反极性多脉冲位置调制光ofdm系统
Tsonev et al. Avoiding spectral efficiency loss in unipolar OFDM for optical wireless communication
Wang et al. Dimmable visible light communications based on multilayer ACO-OFDM
Wang et al. Optical OFDM for visible light communications
Shao et al. Real-time 2.2-Gb/s water-air OFDM-OWC system with low-complexity transmitter-side DSP
Hessien et al. Experimental evaluation of OFDM-based underwater visible light communication system
US9419713B2 (en) Visible light communication method
CN103746769A (zh) 提高可见光通信系统容量的自适应ofdm调制系统
CN113328964B (zh) 一种融合vook的可调光正交混合aco-ofdm方法
CN111327359A (zh) 一种抑制可见光通信led非线性失真限幅噪声的方法
Lian et al. Clipping-enhanced optical OFDM for visible light communication systems
Islam et al. Hybrid dco-ofdm, aco-ofdm and pam-dmt for dimmable lifi
Zhan et al. 1.2 Gbps non-imaging MIMO-OFDM scheme based VLC over indoor lighting LED arrangments
Li et al. Layered optical OFDM with adaptive bias for dimming compatible visible light communications
Berenguer et al. The benefit of frequency-selective rate adaptation for optical wireless communications
CN113783618B (zh) 一种信噪比最优的光正交频分复用符号分解串行传输方法
CN113193913B (zh) 一种基于mppm及自适应偏置的可见光通信系统及方法
Xu et al. Asymmetrically reconstructed optical OFDM for visible light communications
CN106230766B (zh) 可见光通信的综合自适应传输方法
Das et al. Performance of color-independent OFDM visible light communication based on color space
Deepthi et al. Enhanced Optical OFDM: A novel approach for SISO and MIMO Visible Light Communication system in indoor environment
Nakamura et al. Evaluation of clipping effect on OFDM signals for visible light communications
Wang et al. A dimmable OFDM scheme with dynamic subcarrier activation for VLC
Xiao et al. Linear optimal signal designs for multi-color MISO-VLC systems adapted to CCT requirement
Chvojka et al. Multi-band carrier-less amplitude and phase modulation for VLC: An overview

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20240510

Address after: 510000 No. 135 West Xingang Road, Guangdong, Guangzhou

Patentee after: SUN YAT-SEN University

Country or region after: China

Address before: 528300 Daliang sub district office, Shunde District, Foshan City, Guangdong Province

Patentee before: SYSU-CMU SHUNDE INTERNATIONAL JOINT Research Institute

Country or region before: China

Patentee before: SUN YAT-SEN University

TR01 Transfer of patent right