KR20120098217A - 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치 및 방법 - Google Patents

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KR20120098217A KR1020110018023A KR20110018023A KR20120098217A KR 20120098217 A KR20120098217 A KR 20120098217A KR 1020110018023 A KR1020110018023 A KR 1020110018023A KR 20110018023 A KR20110018023 A KR 20110018023A KR 20120098217 A KR20120098217 A KR 20120098217A
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Abstract

본 발명은 전력증폭기나 송신선로의 비선형성 문제를 해결하기 위한 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 장치는 룩업테이블과, 상기 룩업테이블을 반송파와 믹싱하여 변조하는 변조기와, 상기 변조기의 출력을 증폭하여 송신하는 전력증폭기와, 송수신을 분리하는 서큘레이터와, 수신신호를 증폭하는 저잡음 증폭기와, 상기 저잡음 증폭기의 출력을 반송파와 믹싱하여 복조하는 복조기를 포함하는 무선송수신기에 있어서, 상기 복조기의 출력을 샘플링 클럭에 따라 샘플링하여 디지털로 변환하는 아날로그-디지털 변환기; 상기 아날로그-디지털 변환기의 수신 데이터를 룩업테이블 데이터와 코릴레이션하는 상관기; 상기 상관기의 출력을 다운 생플링하는 다운 샘플러; 상기 다운 샘플러의 출력과 록업테이블의 차이를 구하는 차분기; 및 상기 차분기의 출력을 저장하는 전치왜곡 버퍼로 구성된다.

Description

무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR COMPENSATING LOOK UP TABLE OF TRANSMITTER}
본 발명은 무선송수신장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 전력증폭기나 송신선로의 비선형성 문제를 해결하기 위한 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, RF(Radio Frequency)는 무선통신(Wireless Communication)의 대표적인 통신 방법으로서, 용도에 따라 다양한 주파수의 전파를 사용하는데, 주파수가 겹치면 통신 신호가 서로 충돌을 일으키므로 이를 방지하기 위해 용도에 따라 특정 주파수 대역을 할당하는 주파수 분배 정책을 운용하고 있다. 이때 주파수의 의미는 디지털 데이터 신호를 공기 중으로 전송할 때, 신호(Signal)의 성분을 공기 중의 잡음(Noise)에 의해 잃어버리지 않기 위해 디지털 데이터에 곱해주는 반송파(Carrier Wave)의 주파수를 의미한다. 디지털 데이터가 반송파(Carrier Wave)에 곱해짐으로써 디지털 신호는 공기 중의 저주파에 의해 변형이 일어나지 않게 된다. 변조된 디지털 데이터의 주파수는 반송파(Carrier Wave) 주파수의 양쪽에 데이터의 주파수만큼 떨어진 곳을 중심으로 위치하게 된다.
디지털 데이터는 반송파(Carrier Wave)에 곱해지기 전에 고주파 성분을 제거하기 위해 저역필터(Lowpass Filter)를 거치고, 복조 성능을 향상시키고 슈프리어스(Sprious) 성분을 제거하기 위해 별도의 부호화(encoding) 과정을 거쳐 곱해진다(Mixing). 이렇게 변조된 신호는 공기 중으로 송출되기 전에 전력증폭기에서 증폭된다.
또한 RF기기가 송신하는 파형은 정확하지 않을 경우, 상대 RF기기의 디코더에서 복원하지 못할 수도 있으므로 각 응용 장치에서는 파형에 대한 정확한 규격을 정해 놓고 있다. 예컨대, RFID에 대한 ISO 18000-6C에서의 송신 파형 규격에 따르면 도 1에 도시된 바와 같이, 각 변조방식에 따라 신호의 폭(PW)과 상승시간(tr), 하강시간(tf) 등이 정해져 있다. 도 1에서 (a)는 ASK 변조시의 파형규격이고, (b)는 PR-ASK 변조시의 파형 규격이며, 각 규격에는 펄스폭(PW), 상승시간(tr), 하강시간(tf) 등이 규정되어 있다.
한편, 무선송신기에서 전력증폭기(Power Amp)의 입력 대비 출력의 특성이 선형적(linear)이면, 기저대역(baseband)신호(디지털 신호)의 부호화(encoding) 과정 이후에 별도의 처리 과정이 필요 없지만, 비선형적(non-linear)인 경우, 부호화(Encoding) 과정에서 전력증폭기(PA)의 비선형적(non-linear)인 특성을 보정하기 위한 작업이 추가로 필요하다.
일반적인 전력증폭기(Power Amp)의 출력 대비 입력 특성은 도 2에 도시된 바와 같다. 도 2를 참조하면, 전력증폭기의 특성은 대부분의 입력 범위(range)에서 선형적(linear)이지만, 입력이 너무 낮거나 입력이 너무 클 경우, 비선형적(non-linear)이 되면서 입력의 파형을 변화시키게 된다. 즉, 전력증폭기의 비선형 특성때문에 도 3에 도시된 바와 같이, 신호 파형이 왜곡되어 출력되고, 이러한 파형의 왜곡으로 인해 도 4에 도시된 바와 같이 출력 파형의 펄스폭(PW)이 규격을 벗어나게 된다.
전력증폭기의 비선형성을 해소하기 위한 방법으로는 크게 백오프(Back-off) 기법과 피드 포워드(Feed-forward) 기법, 피드백(Feed-back) 기법, 전치왜곡(Pre-distortion) 기법 등이 알려져 있는데, 전치왜곡(pre-distortion) 기술은 전력증폭기로 입력되는 신호에 전력증폭기의 비선형 특성과 반대되는 왜곡을 미리 줌으로써 선형증폭기의 출력을 선형화시키는 것이다. 즉, 전치왜곡은 전력증폭기의 비선형 특성을 측정하여 그 특성의 역수를 취한 것과 비슷한 특성을 내는 특성이 2차 이상인 버퍼(buffer)를 만들어, 부호화된 기저대역신호에 2차 이상의 비선형 버퍼를 통과시켜 비선형 특성을 보정하는 방법이다.
이러한 전치왜곡(Pre distortion)을 구현하는 방법으로는 전력증폭기의 비선형성과 반대되는 특성의 전자회로를 구성하여 전력증폭기의 앞(혹은 뒤)단에 설계하는 방법이 있고, 디지털 논리 회로로 비선형성의 역수에 해당하는 식을 만들어 파형에 계산하여 내보내는 방식이 있다. 도 5는 전치왜곡을 위한 디지털 논리회로를 믹서 전단에 구현한 예를 도시한 도면이다. 도 5를 참조하면, 기저대역신호부(11)의 출력(기저대역신호)은 디지털 엔코더(12)에서 디지탈 엔코딩된 후 저역필터(LPF:13)를 통과하고, 전치증폭기(14)에서 전치증폭되어 믹서(15)에서 반송파와 변조된 후 전력증폭기(16)에서 증폭되는 것을 알 수 있다.
다른 한편, 디지털 신호는 디지털 부호화(encoding) 과정을 거치고, 고주파를 제거하기 위한 저역필터(low pass filter)를 통과시킨 후, 변조(modulation) 효과를 향상시키기 위한 별도의 부호화(encoding)과정(즉, keying)을 거쳐 믹서(Mixer)에서 반송파(Carrier Wave)와 곱해지는데, 이 과정을 모두 각각 설계했을 때 보드의 크기(size)가 커지기 때문에 많은 수요가 예상되는 응용 분야에서는 SoC(System On Chip) 기술을 사용하여 하나의 칩으로 구현하고 있다. 이때, SoC 설계 과정에서 저역필터나 그 이후의 부호화과정을 따로따로 구현하려면 많은 논리 게이트(Gate)가 필요하여 면적이 커지고, 연산시간도 길어지게 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해 믹서(Mixer) 전단의 디지털 부호화(digital encoding)과정과 저역필터링(low pass filter)과정, 키잉(keying) 과정을 하나로 통합하기 위해 믹서(Mixer)에 곱해지는 파형을 룩업테이블(look up table)로 대체하는 방식이 사용된다.
도 6은 룩업테이블(Look Up Table) 방식을 설명하기 위한 도면으로서, 룩업테이블 방식은 기저대역신호부와 소스 엔코딩부, 채널 엔코딩부, 저역필터가 룩업테이블(LUT)로 대치되어 LUT를 믹서(15)에서 변조한 후 전력증폭기(16)에서 증폭함으로써 무선송신기를 간단한 회로로 구현할 수 있다.
전력증폭기(Power Amp)의 비선형 특성을 보정하기 위해 전치왜곡(pre-distortion)을 하는 과정은 2차 이상의 비선형 특성을 갖는 버퍼(buffer)를 사용해야 하는데, 전력증폭기(Power Amp)의 특성의 역수를 취한 특성에 맞추어 버퍼( buffer)를 설계하는 것은 상당히 어려운 과정이다. 더욱이 이를 SoC로 구현했을 때 추가로 들어가는 회로의 크기(size) 또한 문제가 되며, RF회로로 구현했을 때 그 정확성을 보증하기도 어렵다. 만약 디지털 회로로 이것을 구현했을 경우에도 계산을 위해 들어가는 과정은 RF회로보다 훨씬 복잡하며, 필요한 논리 게이트(gate)의 양 역시 매우 많게 된다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해소하기 위해 제안된 것으로, 본 발명의 목적은 전력증폭기의 비선형성 문제를 해결하기 위해 무선송신기의 룩업 테이블을 보정하는 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 장치는, 룩업테이블; 상기 룩업테이블을 반송파와 믹싱하여 변조하는 송신 믹서; 상기 송신 믹서의 출력을 증폭하여 안테나를 통해 송출하는 전력증폭기; 모니터링된 상기 전력증폭기의 출력을 다운 컨버팅하여 복조하는 수신 믹서; 상기 수신 믹서의 출력을 샘플링하는 샘플러; 상기 샘플러의 수신 샘플의 최대값과 상기 룩업테이블의 최대값을 비교하여 수신 샘플 최대값을 룩업 테이블 최대값에 일치시키기 위한 스케일을 산출하는 최대값 비교기; 수신 샘플 전체에 상기 스케일을 곱해 수신 샘플의 레벨을 스케일만큼 시프트시키는 레벨 시프터; 및 상기 룩업테이블과 상기 레벨 시프트된 수신 샘플의 차이를 산출하여 보정값을 산출하는 차분기로 구성된 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 다른 장치는 룩업테이블과, 상기 룩업테이블을 반송파와 믹싱하여 변조하는 변조기와, 상기 변조기의 출력을 증폭하여 송신하는 전력증폭기와, 송수신을 분리하는 서큘레이터와, 수신신호를 증폭하는 저잡음 증폭기와, 상기 저잡음 증폭기의 출력을 반송파와 믹싱하여 복조하는 복조기를 포함하는 무선송수신기에 있어서, 상기 복조기의 출력을 샘플링 클럭에 따라 샘플링하여 디지털로 변환하는 아날로그-디지털 변환기; 상기 아날로그-디지털 변환기의 수신 데이터를 룩업테이블 데이터와 코릴레이션하는 상관기; 상기 상관기의 출력을 다운 생플링하는 다운 샘플러; 상기 다운 샘플러의 출력과 록업테이블의 차이를 구하는 차분기; 및 상기 차분기의 출력을 저장하는 전치왜곡 버퍼를 구비한 것을 특징으로 한다.
또한 상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 방법은 출력파워를 설정하는 단계; 반송파에 룩업테이블을 변조하는 단계; 송신기간에 수신샘플 데이터와 룩업테이블을 코릴레이션하는 단계; 가장 높은 코릴레이션을 갖는 구간을 추출하는 단계; 다운 샘플링하는 단계; 다운 샘플링된 샘플의 최대값을 룩업테이블 최대값과 비교하여 그 비율만큼 전체 수신샘플에 곱하는 단계; 룩업테이블 샘플값에서 다운 샘플링된 수신 샘플값을 빼 룩업테이블 전치 데이터를 산출하는 단계; 및 전체 출력파워에 대해 상기 단계를 반복하여 산출된 룩업테이블 전치 데이터로 룩업테이블을 보정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 보정방법은 룩업테이블이 선형적으로 적용되었을 때의 파형과 펄스폭, 상승시간, 하강시간의 최대 만족 범위와 최소 만족 범위의 차이를 구한 데이터를 가지고, 해당 출력 파워를 사용하였을 때 전치왜곡(pre-distortion)을 하지 않아도 규격이 만족하는지를 판단하는 단계를 더 구비할 수 있다.
본 발명에 따르면, 각 출력에 대응하는 룩업테이블 보정치를 산출한 후 비선형 구간에서 룩업테이블을 보정하여 전력증폭기나 송신선로에 존재하는 비선형성 문제를 간단하고 저비용으로 해결할 수 있다.
도 1은 ISO 18000-6C에서의 송신파형의 규격 예,
도 2는 전력증폭기(Power Amp)의 입력-출력 특성을 도시한 그래프,
도 3은 전력증폭기(Power Amp)의 비선형 특성 때문에 파형이 잘못 증폭되는 경우의 예,
도 4는 출력 파형의 변형으로 펄스폭이 규격을 벗어난 예,
도 5는 디지털 논리 회로를 사용한 전치왜곡(Pre-distortion)의 구현 예,
도 6은 무선송신기에서 룩업 테이블 방식을 설명하기 위한 도면,
도 7은 본 발명이 적용된 무선송신기를 도시한 개략도,
도 8은 본 발명에 따라 룩업테이블을 보정하는 장치를 도시한 개략도,
도 9는 본 발명에 따라 룩업테이블의 전치왜곡 데이터를 구하는 개념을 도시한 도면,
도 10은 본 발명을 적용하기 위한 RFID 리더의 예,
도 11은 본 발명에 따라 RFID 리더에 룩업테이블의 전치왜곡 계산장치를 구현한 예,
도 12는 본 발명에 따라 RFID 리더에서 룩업테이블의 전치왜곡을 계산하는 절차를 도시한 순서도이다.
본 발명과 본 발명의 실시에 의해 달성되는 기술적 과제는 다음에서 설명하는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의하여 보다 명확해질 것이다. 다음의 실시예들은 단지 본 발명을 설명하기 위하여 예시된 것에 불과하며, 본 발명의 범위를 제한하기 위한 것은 아니다.
도 7은 본 발명이 적용된 무선송신기를 도시한 개략도이고, 도 8은 본 발명에 따라 룩업테이블을 보정하는 장치를 도시한 개략도이며, 도 9는 본 발명에 따라 룩업테이블의 전치왜곡 데이터를 구하는 개념을 도시한 도면이다.
전치왜곡(Pre-distortion) 과정은 보정의 대상이 되는 전력증폭기(Power Amp)의 전단에서 하는 것이 가장 정확하지만, 실제 RF기기에서 나오는 RF 출력을 보고 튜닝을 한다면, 굳이 전력증폭기(Power Amp)의 특성을 고려할 필요가 없어진다. 즉, 본 발명이 적용된 무선송신기(20)는 도 7에 도시된 바와 같이, 룩업 테이블 대비 출력 파형의 특성을 미리 계산하여 보정된 룩업테이블(LUT:21)을 준비해 놓은 후 파워 검출기(24)로 전력증폭기(23)의 출력파워를 검출한 후 디지털 제어기(25)가 출력 파워에 따라 룩업 테이블(look up table)을 변경시키면 전력증폭기(Power Amp:23)의 비선형(non-linear) 특성을 보정할 수 있다. 이때 출력 파워에 따라 값을 다르게 주어 전력증폭기(Power Amp)의 특정 입력 범위에 따른 비선형(non-linear) 특성을 보정한다는 측면에서 기존의 전치왜곡(pre-distortion) 방법에 그대로 적용할 수 있고, 이 보정작업은 스펙트럼 분석기를 이용하여 수행할 수도 있고, 전력검출기(Power detector)와 높은 클럭(clock)의 프로세서(processor)가 있다면, 도 8에 도시된 바와 같이 별도의 계측기를 사용하지 않고도 가능하다.
먼저, 스펙트럼 분석기를 이용할 경우에는 개발한 RF장치에 대해 기저대역(baseband)단에서 설정한 룩업테이블(look up table)과 최종 출력 포트의 파형을 스펙트럼분석기(spectrum analyzer)로 시간 축에서의 파형의 모양을 관측한 자료를 구한다. 이때 기저대역(baseband)단에서 설정한 룩업테이블(look up table)은 실제로 통신할 때 사용하는 부호화(encoding), 필터링(filtering)이 전부 반영되어 있어야 한다. 최종 출력 포트의 파형을 스펙트럼 분석기(spectrum analyzer)로 시간 축에서의 파형의 모양을 관측한 자료의 파형은 LUT의 파형과 동일하게 만드는데, 반송파(carrier wave)의 출력을 고정시킨 상태에서 측정한다.
그리고 최종 출력 파형이 시간 축에서 관측된 모양을 기록하고, 그 모양을 샘플링(sampling)하여 배열로 만든다. 이때 샘플링(sampling)하는 샘플(sample)의 수는 룩업테이블(LUT)의 샘플(sample) 수와 동일하게 한다.
샘플링(Sampling)한 값 중 최대값을, 현재 사용하고 있는 룩업테이블(look up table)의 최대값이 되도록 곱하여, 그 곱셈 분을 샘플링(sampling)한 점 전체에 곱한다.
그리고 샘플링 데이터(sampling data) 배열에서 룩업테이블(look up table)의 데이터값을 빼주는데, 그 배열을 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)라고 한다. 만약 전력증폭기(Power Amp)와 기저대역(baseband) 사이의 증폭 장치들(Power Amp 포함)이 모두 완전히 선형적(linear)이라면 이 데이터는 모두 0이 되어야 한다.
이와 같은 과정으로 나온 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)가 룩업테이블(Look up table)의 비선형(non-linear) 성분 보정값이며, 본 발명이 적용된 무선송신기는 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 저장하고 있다가 송신할 때, 변조 데이터(modulation data)를 만드는 과정에서 이것을 반영하여 송신한다. 이때 차이를 구하는 기준 값이 룩업테이블(look up table)이었으므로, 만약 특정 샘플(sample)에서 측정값이 룩업테이블(look up table)보다 큰 값이 나왔다면, 그때의 값은 '-'로 나올 것이다. 그러므로 이것을 보정하여 송신할 때, 실제 파형이 룩업테이블(look up table)보다 큰 만큼을 빼주어야 하므로 룩업테이블(look up table)에 그대로 '-'를 해주면 된다.
한편, 룩업테이블(Look up table)을 그대로 변조(modulation)하여 검출기로 입력되는 파형을 샘플링(sampling)하여 실시간으로 코릴레이션(correlation)했을 때 가장 큰 값을 찾는 방식으로 출력을 관찰할 수 있으며, 이렇게 관찰된 출력과 룩업 테이블(look up table)과의 차이를 이용해 보정 값을 자동으로 찾는 것이 가능하다. 즉, 룩업테이블(LUT)의 샘플(sample)과 측정한 샘플(sample)을 샘플(sample)의 최대 레벨(level)이 같도록 매칭(matching)시키면 파형의 모양이 틀려진 정도를 배열로 표현할 수 있다. 각 출력 파워에 대해 이 과정을 수행함으로써 각 출력에 대한 전치왜곡(pre-distortion)에 대한 룩업테이블(Look up table)의 보정 값을 구할 수 있다. 그리고 이 보정 값을 테이블(table)화 하여 가지고 있다가 송신할 때, 사용자가 설정한 파워에 대한 보정된 룩업테이블(LUT)을 사용하여 변조(Modulation)를 할 수 있다.
본 발명에 따른 룩업테이블 보정장치(30)는 도 8에 도시된 바와 같이, 룩업테이블(LUT:31)과, 룩업테이블(31)을 반송파(34)와 믹싱하여 변조하는 송신 믹서(32)와, 송신 믹서(32)의 출력을 증폭하여 안테나를 통해 송출하는 전력증폭기(PA:33)와, 모니터링된 전력증폭기의 출력을 다운 컨버팅하여 복조하는 수신 믹서(35)와, 수신 믹서(35)의 출력을 샘플링하는 샘플러(36)와, 샘플러(36)의 수신 샘플의 최대값과 룩업테이블의 최대값을 비교하여 수신 샘플 최대값을 룩업 테이블 최대값에 일치시키기 위한 스케일을 산출하는 최대값 비교기(37)와, 수신 샘플 전체에 스케일을 곱해 수신 샘플의 레벨을 스케일만큼 시프트시키는 레벨 시프터(38)와, 룩업테이블과 레벨 시프트된 수신샘플의 차이를 산출하여 차분버퍼(40)에 저장하는 차분기(39)로 구성된다.
본 발명은 도 9에 도시된 바와 같이, RF출력 신호와 룩업테이블(LUT)신호가 차이가 날 경우, 두 신호의 크기를 맞추어 '-' 연산을 하면 해당 파워에 대한 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)를 얻을 수 있고, 이것을 원 파형에 '+' 연산을 하여 변조(modulation)하면, 비선형 소자 통과 후에 원래 원하는 모양을 낼 수 있다. 도 9에서 (a)는 룩업테이블 파형이고, (b)는 RF출력신호 파형이며, (c)는 룩업테이블 파형에서 RF출력신호의 파형을 뺀 전치왜곡(보정신호) 파형이다.
다른 한편, 전력증폭기의 비선형(non-linear) 영역은 연속적(continuous)이기 때문에, 이 전치왜곡 데이터를 구하는 작업은 각 출력 파워에 대해서 이루어져야 한다. 혹은 각 출력 파워별로 측정하여 2차 이상의 식을 만들어 룩업테이블(look up table)에 디폴트 전치왜곡 데이터(default pre-distortion data)를 반영한 후, 이 계산된 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)를 원 파형에 '+' 연산해야 한다. 이렇게 연산된 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)는 각 출력 파워별로 다를 것이며, 선형 영역에서의 데이터는 거의 '0'이 될 것이다.
파형이 규격을 만족하는 이상, 전치왜곡(pre-distortion) 연산을 하는 것은 인식 성능을 저하시키는 요인이 될 수 있으므로, 연산이 필요 없는 구간(즉, 규격 만족 구간)에서는 최대한 연산을 수행하지 않는 것이 바람직하다. 그러므로 본 발명에서는 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)가 규격을 벗어나는지를 확인하는 연산을 수행하여 규격을 만족한다면 전치왜곡 연산을 수행하지 않는 장치가 추가되는 것이 바람직하다. 즉, 본 발명의 최적화를 위해서는 구해진 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)를 적용하지 않았을 때 규격을 만족할지를 판단하는 장치가 필요하다.
통상 RF 파형의 규격은 크게 펄스폭(PW:Pulse width), 상승시간(Tr:rising time), 하강시간(Tf:falling time) 등이며, RF 기기가 따르는 규격에 따라 추가로 다른 연산이 들어갈 수도 있다. 예컨대, 900Mhz RFID 규격인 ISO 18000-6C에서는 도 2에서와 같이, 이 3 가지 특성을 측정한다.
먼저, 펄스폭(PW:Pulse width), 상승시간(Tr:rising time), 하강시간(Tf:falling time)중 어느 한 규격의 최대 만족 범위와 최소 만족 범위을 구하고, 본 발명을 적용한 장치가 선형적(linear)인 영역에서 동작할 때의 파형에서 최대 만족 범위와 최소 만족 범위에 해당하는 파형을 뺀다. 그렇게 하면 전치왜곡 데이터(pre-distortion data) 연산이 필요하지 않은 범위를 파형에 대하여 구할 수 있다. 이와 같이 측정하려는 각각의 규격에 대해 최대값과 최소값을 구해 총 6개의 범위를 구하고, 전치왜곡(pre-distortion) 측정 완료 시에, 각 파워별로 구해진 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)가 이 범위 안에 들어오는지 비교 연산하여 정말로 전치왜곡(pre-distortion)이 필요한 파워 구간을 구한다. 이와 같이 본 발명에서는 전력증폭기(Power Amp)의 비선형적(non-linear)인 입력 구간이 특정 위치에 있으므로, 대부분의 선형적(linear)인 구간에서는 거의 선형적으로 데이터가 나올 것이다. 모든 출력 파워에 대해 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 가지고 있는 것은 낭비일 수도 있으므로, 시스템 사양에 따라 선형적(linear)인 구간에서는 삭제해도 상관이 없다.
한편, 파워가 낮거나 높은 구간에서 전력증폭기(Power Amp)가 비선형 영역에서 동작할 때에 대해 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 구하는 것만으로도 어느 정도의 보정 효과를 낼 수 있으나, 전력증폭기(Power Amp)의 비선형적 특성은 2차 이상의 연속적(continuous)인 특성으로 설명할 수 있으므로, 특정 몇 개 파워 설정(setting)의 샘플을 보고 차이점을 구하는 이 방법은 완벽하다고는 할 수 없다. 그 때문에, 비선형적(non-linear)인 구간에서는 차분 샘플링 데이터에 비선형 특성을 추가하는 다음의 과정을 디지털 제어 장치에서 수행하여 조금 더 정확한 방법을 수행할 수 있다.
먼저, 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)가 0에서 벗어나는 데이터가 될 때까지 전력증폭기(PA) 전단의 입력 파워를 높인다.
그리고 전력증폭기(PA) 전단의 입력 파워를 조금씩 높여 가며 차분 샘플링 데이터를 구한다. 이때 얼마나 조금씩 파워를 올리는지에 따라 비선형(non-linear) 특성 그래프의 정확도가 결정된다.
마지막으로 입력 파워에 따른 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 구해, 그 특성을 2차 이상의 식으로 나타낼 수 있다면 디지털 제어 장치는 각 파워에 따른 차분 샘플링 데이터(differential sampling data) 정보를 따로 저장하지 않고, 식으로 만들어 보관할 수 있으면 된다. 이상적(Ideal)인 상황에서 이 특성은 전력증폭기(PA)의 비선형 특성과 완전히 동일해야 한다. 이 방법이 전력증폭기(PA)와 기저대역(baseband) 사이의 모든 비선형적인 특성을 보정할 수 있다는 점에서 더 정확하다고 할 수 있다.
도 10은 본 발명을 적용하기 위한 RFID 리더의 예이고, 도 11은 본 발명에 따라 RFID 리더에 룩업테이블의 전치왜곡 계산장치를 구현한 예이다.
도 10에 도시된 바와 같이 RFID 리더(40)의 경우, 송신과 수신을 같은 안테나(Ant)를 사용해 통신하기 위해 서큘레이터(Circulator:45)라는 소자를 사용한다. 도 10을 참조하면, RFID 리더(40)는 디지털 처리부(41)의 출력을 송신믹서(43)에서 PLL(42)이 출력하는 반송파로 변조하여 전력증폭기(44)를 통해 증폭한 후 서큘레이터(45)를 거처 안테나(Ant)로 출력하고, 태그로부터 수신된 RF신호를 서큘레이터(45)를 거쳐 저잡음증폭기(46)로 증폭한 후 수신믹서(47)로 복조하고 디지털 처리부(41)에서 처리한다. 이때 서큘레이터(Circulator:45)는 송신과 수신을 분리해 주는 작용을 하지만, 수신단으로 송신 파워를 완전히 격리하여 0으로 만들지는 못한다. 따라서 서큘레이터(Circulator:45)는 송신파워의 몇 %가 수신단으로 넘어오는지의 정도에 따라 송신 파워별 격리 특성을 갖게 된다.
일반적으로 수동형(Passive) RFID는 리더가 태그에 전력을 잘 전달할 수 있도록 항상 전력을 공급해야 하고, 이를 위해 송신(TX)할 때는 송신시간이 긴 PIE Encoding을 사용한다. 태그는 일단 리더로부터 전력을 받고, 전력을 받음과 동시에 PIE신호를 디코딩(decoding)하여 명령을 처리한 다음, 백스캐터링(backscattering) 방식으로 전파를 반사한다. 그러므로 하프 듀플랙스(Half-Duplex) 방식이 될 수밖에 없으며, 서큘레이터(Circulator)를 사용했을 때 송신시간에 넘어오는 파형을 별도의 수정 없이 리더의 수신 시스템으로 복조(demodulation) 및 샘플링(sampling)할 수 있다.
그리고 샘플링(Sampling)한 파형을 리더가 보낸 파형과 코릴레이션(correlation)하여 가장 높은 연관관계를 가진 구간을 찾으면, 자신이 보낸 파형을 찾아낼 수 있으며, 이 구간을 샘플링(sampling)하여 룩업테이블(LUT)과 매칭(matching)시킬 수 있다. 샘플링 속도(Sampling rate)에 따라 이 정확도가 결정되며, 위상을 90°이내로 검출(detect)하기 위해서는 룩업테이블의 샘플(LUT sample) 수의 4배의 샘플(sample) 수를 얻을 수 있도록 샘플링 속도(sampling rate)를 조절할 필요가 있다. 코릴레이션 후에는 룩업테이블(LUT)의 샘플 수와 검출(detect)한 파형의 샘플 수를 맞추기 위한 다운 샘플링(down-sampling) 과정이 필요하다.
본 발명이 적용된 RFID 리더(400)는 도 11에 도시된 바와 같이, 룩업테이블(402)과, 반송파를 발진하는 PLL(404), 송신믹서(406), 전력증폭기(408), 서큘레이터(410), 저잡음증폭기(LNA:412), 수신믹서(414), 아날로그디지털 변환기(416), 상관기(418), 다운 샘플러(420), 차분기(422), 룩업테이블 전치왜곡 버퍼(424)로 구성된다.
도 11을 참조하면, RFID 리더(400)는 송신 시에 써큘레이터(circulator: 410)를 통해 수신 단으로 들어오는 송신 잡음(Noise)성분을 복조(demodulation)하면 송신(TX) 파형을 볼 수 있고, 그 이외의 통신 시스템에서 송신 파형을 관찰할 수 있는 추가 장치를 장착한다면 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 구하는 과정을 별도의 계측 장비 없이 구비할 수 있다.
송신믹서(406)는 룩업테이블(402)을 PLL(404)이 출력하는 반송파와 믹싱하여 변조하는 변조기이고, 전력증폭기(408)는 송신믹서(406)의 출력을 증폭하여 송신하며, 서큘레이터(410)는 송신신호는 안테나(Ant)측으로 전송하고 안테나(Ant)를 통해 수신된 신호는 수신측으로 전달하여 송수신을 분리한다.
저잡음 증폭기(412)는 수신신호를 증폭하고, 수신믹서(414)는 저잡음 증폭기(412)의 출력을 반송파와 믹싱하여 복조하는 복조기이다.
아날로그-디지털 변환기(416)는 복조기의 출력을 샘플링 클럭에 따라 샘플링하여 디지털로 변환하는데, 아날로그-디지털 변환기(416)의 샘플링 클럭은 룩업테이블에 저장된 샘플들을 구하기 위한 샘플링 레이트의 4배이다.
상관기(418)는 아날로그-디지털 변환기(416)의 수신 데이터를 룩업테이블 데이터와 코릴레이션하고, 다운 샘플러(420)는 상관기(418)의 출력을 다운 생플링하여 룩업테이블의 샘플 수와 일치시킨다. 차분기(422)는 다운 샘플러(420)의 출력과 록업테이블의 차이(보정값 혹은 전치왜곡 데이터)를 구하고, 전치왜곡 버퍼(424)는 차분기(422)의 출력을 저장한다.
도 12는 본 발명에 따라 RFID 리더에서 룩업테이블의 전치왜곡을 계산하는 절차를 도시한 순서도이다.
도 12를 참조하면, 출력 파워를 설정한 후 반송파(Carrier Wave)를 켜고, 룩업테이블(Look up table) 자체를 변조(modulation)한다(S1~S3). 변조된 출력은 안테나측으로 송출됨과 아울러 일부가 서큘레이터(410)를 거쳐 감쇄되면서 수신측으로 전달되고, 저잡음증폭기(412)와 수신믹서(414)를 거친 신호를 전력검출기(도시 생략함)로 검출함과 동시에 전력검출기(Power Detector)의 출력을 아날로그-디지털 변환기(416)로 샘플링한다. 위상을 90°이상의 정확도로 보정 하기 위해 샘플링 속도(sampling rate)는 룩업테이블(look up table)보다 최소한 4배 이상 되어야 한다.
이어 송신시간 동안 샘플링 해온 데이터를 룩업테이블과 코릴레이션(correlation)한다(S4,S5). 코릴레이션(Correlation)값이 가장 높은 구간을 찾아 그 구간의 샘플링 데이터를 취한다(S6).
그리고 취해진 샘플링 데이터(sampling data)를 룩업테이블(look up table)의 샘플링 속도(mpling rate)만큼 다운 샘플링(down sampling)한다(S7).
이어 수신샘플의 최대값을 LUT 최대값과 비교하여 그 비율을 전체 수신 샘플에 곱하고, 룩업테이블의 샘플값에서 수신샘플의 값을 빼 차분 샘플링 데이터(differential sampling data)를 구한다(S8,S9).
이 과정이 무선송신기가 사용하는 모든 파워에 대해 수행되어야 하고, 룩업테이블 전치왜곡 버퍼(Look Up Table Pre-Distortion Buffer:424)는 각 파워에 대한 원 신호와의 차이 값을 저장한다(S10).
이와 같이 구해진 각 파워별 전치 왜곡 데이터(pre-distortion data)는 낮은 파워에서는 거의 0이 되다가 파워가 일정 수준 이상이 될 때 점점 값이 커질 것이다. 그 일정 수준이 구해진 전치왜곡 데이터(pre-distortion data)를 적용할지 하지 않을지를 정하는 기준이고, 일정 수준의 출력 파워를 구하는 기준은 규격을 만족하는지 만족하지 않는지가 되어야 한다. 그리고 앞서 설명한 바와 같이 무선송수신기가 만족해야 하는 각 RF규격에 대해, 룩업테이블(look up table)이 선형적으로 적용되었을 때의 파형과 각 규격의 최대 만족 범위와 최소 만족 범위의 차이를 구한 데이터를 가지고, 해당 출력 파워를 사용하였을 때 전치왜곡(pre-distortion)을 하지 않아도 규격이 만족하는지를 판단하는 연산을 추가할 수 있다.
본 발명은 전력증폭기(Power Amp)를 사용하는 RF 기기 중 전력증폭기(Power Amp)의 비선형(non linear) 영역과 선형(linear) 영역을 모두 사용하는 전력증폭기(Power Amp)의 비선형(non linear) 특성 외에 송신 라인의 비선형 특성까지 전치왜곡(pre-distortion)하는 RF기기에도 적용할 수 있다.
이상에서 본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나, 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다.
402: 룩업테이블 404: PLL
406: 송신믹서 408: 전력증폭기
410: 서큘레이터 412: 저잡음증폭기
414: 수신믹서 416: 아날로그-디지털 변환기
418: 상관기 420: 다운 샘플러
422: 차분기 424: 전치왜곡 버퍼

Claims (5)

  1. 룩업테이블;
    상기 룩업테이블을 반송파와 믹싱하여 변조하는 송신 믹서;
    상기 송신 믹서의 출력을 증폭하여 안테나를 통해 송출하는 전력증폭기;
    모니터링된 상기 전력증폭기의 출력을 다운 컨버팅하여 복조하는 수신 믹서;
    상기 수신 믹서의 출력을 샘플링하는 샘플러;
    상기 샘플러의 수신 샘플의 최대값과 상기 룩업테이블의 최대값을 비교하여 수신 샘플 최대값을 룩업 테이블 최대값에 일치시키기 위한 스케일을 산출하는 최대값 비교기;
    수신 샘플 전체에 상기 스케일을 곱해 수신 샘플의 레벨을 스케일만큼 시프트시키는 레벨 시프터; 및
    상기 룩업테이블과 상기 레벨 시프트된 수신 샘플의 차이를 산출하여 보정값을 산출하는 차분기로 구성된 것을 특징으로 하는 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치.
  2. 룩업테이블과, 상기 룩업테이블을 반송파와 믹싱하여 변조하는 변조기와, 상기 변조기의 출력을 증폭하여 송신하는 전력증폭기와, 송수신을 분리하는 서큘레이터와, 수신신호를 증폭하는 저잡음 증폭기와, 상기 저잡음 증폭기의 출력을 반송파와 믹싱하여 복조하는 복조기를 포함하는 무선송수신기에 있어서,
    상기 복조기의 출력을 샘플링 클럭에 따라 샘플링하여 디지털로 변환하는 아날로그-디지털 변환기;
    상기 아날로그-디지털 변환기의 수신 데이터를 룩업테이블 데이터와 코릴레이션하는 상관기;
    상기 상관기의 출력을 다운 생플링하는 다운 샘플러;
    상기 다운 샘플러의 출력과 록업테이블의 차이를 구하는 차분기; 및
    상기 차분기의 출력을 저장하는 전치왜곡 버퍼를 구비한 것을 특징으로 하는 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기의 샘플링 클럭은
    상기 룩업테이블에 저장된 샘플들을 구하기 위한 샘플링 레이트의 4배인 것을 특징으로 하는 무선송신기의 룩업 테이블 보정 장치.
  4. 출력파워를 설정하는 단계;
    반송파에 룩업테이블을 변조하는 단계;
    송신기간에 수신샘플 데이터와 룩업테이블을 코릴레이션하는 단계;
    가장 높은 코릴레이션을 갖는 구간을 추출하는 단계;
    다운 샘플링하는 단계;
    다운 샘플링된 샘플의 최대값을 룩업테이블 최대값과 비교하여 그 비율만큼 전체 수신샘플에 곱하는 단계;
    룩업테이블 샘플값에서 다운 샘플링된 수신 샘플값을 빼 룩업테이블 전치 데이터를 산출하는 단계; 및
    전체 출력파워에 대해 상기 단계를 반복하여 산출된 룩업테이블 전치 데이터로 룩업테이블을 보정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선송신기의 룩업테이블 보정방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 보정방법은
    룩업테이블이 선형적으로 적용되었을 때의 파형과 펄스폭, 상승시간, 하강시간의 최대 만족 범위와 최소 만족 범위의 차이를 구한 데이터를 가지고, 해당 출력 파워를 사용하였을 때 전치왜곡(pre-distortion)을 하지 않아도 규격이 만족하는지를 판단하는 단계를 더 구비한 것을 특징으로 하는 무선송신기의 룩업테이블 보정방법.
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