KR20120076724A - 다상 비엘디씨 전동기 구동을 위한 디씨 전류 제어 장치 - Google Patents

다상 비엘디씨 전동기 구동을 위한 디씨 전류 제어 장치 Download PDF

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KR20120076724A
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김장목
임원상
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부산대학교 산학협력단
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Abstract

다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치가 개시된다. 이 DC 전류 제어 장치는 지령 속도와 다상 BLDC 전동기의 실제 속도의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전류를 연산하여 출력하는 속도 제어기, 출력된 지령 전류와 다상 BLDC 전동기에 흐르는 실제 DC 전류의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전압을 연산하여 출력하는 전류 제어기, BLDC 전동기의 각 상에 동일하게 지령 전압이 인가되도록 펄스 폭 제어신호를 출력하는 펄스 폭 변조부, 및 펄스 폭 제어 신호에 따라 다상 BLDC 전동기의 각 상에 연결된 스위칭 소자들을 단속하여 BLDC 전동기의 각 상에 동일한 지령 전압을 인가하는 다상 인버터를 포함한다. 이 같은 디지털 제어는 아날로그 제어의 장점을 유지하고, 아날로그 제어의 단점을 보완한다.

Description

다상 비엘디씨 전동기 구동을 위한 디씨 전류 제어 장치{DC current controller for driving multi-phase BLDC motor}
본 발명은 BLDC(Brushless DC) 전동기에 관한 것으로, 특히 다상 BLDC 전동기(Y결선) 구동 기술에 관한 것이다.
BLDC(Brushless DC) 전동기는 브러쉬가 없는 DC 전동기로써, 일반 DC 전동기의 치명적인 약점인 수명을 최대한 보강한 전동기이다. 더불어 속도(speed), 힘(torque), 거리(distanced) 제어가 가능한 제어형 전동기를 말한다. 최근 단위 면적당 높은 출력 특성을 가지는 다상 BLDC 전동기가 일반적인 산업 현장, 선박, 우주 항공 및 군사 분야 등에서 다양하게 사용되고 있다. 이러한 다상 BLDC 전동기의 구동 제어 알고리즘으로는 히스테리시스 제어, MSTC(Minimum Switching Time Controller) 제어와 같은 아날로그 제어가 주로 적용되고 있다. 그러나 아날로그 제어는 불규칙한 스위칭 패턴으로 인하여 전동기의 토크 맥동이 크고, 전동기의 제정수 불평형에 의한 상 간 전류 불평형의 발생이 불가피하다. 또한 순시적으로 흐르는 전류 값을 연속적으로 샘플링하여 스위칭하기 때문에, 노이즈에 의한 전류 샘플링 실패는 전동기에 치명적인 손상을 유발할 가능성이 크다. 이러한 단점을 보완하기 위하여 인버터에 필터를 적용하여 노이즈에 의한 영향을 줄이고자 하는 시도가 활발히 진행되고 있다. 하지만 필터 설계 비용이 추가됨에 따라 전체 생산 비용이 증가하며, 전류의 불평형 및 큰 토크 맥동 아날로그 제어 특성상 해결하기 어려운 부분으로 남아있다.
본 발명은 다상 BLDC 전동기(Y결선)를 디지털 제어 알고리즘으로 구동시킬 수 있는 기술적 방안을 제공함을 목적으로 한다.
전술한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치는 지령 속도와 다상 BLDC 전동기의 속도의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전류를 연산하여 출력하는 속도 제어기, 출력된 지령 전류와 다상 BLDC 전동기에 흐르는 DC 전류의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전압을 연산하여 출력하는 전류 제어기, BLDC 전동기의 각 상에 동일하게 지령 전압이 인가되도록 펄스 폭 제어신호를 출력하는 펄스 폭 변조부, 및 펄스 폭 제어 신호에 따라 다상 BLDC 전동기의 각 상에 연결된 스위칭 소자들을 단속하여 BLDC 전동기의 각 상에 동일한 지령 전압을 인가하는 다상 인버터를 포함한다.
전류 제어기는 BLDC 전동기의 추정된 역기전력을 출력에 전향 보상하며, 또한 내부에 포함된 전류 제어 적분기의 적분값을 전류 제어기의 출력 제한값에 따라 제한할 수 있음이 바람직하다.
나아가 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치는 다상 BLDC 전동기의 모든 상을 도통시키거나 한 상을 제외한 모든 상을 도통시키기 위해 다상 인버터를 제어하는 도통 제어부를 더 포함한다.
본 발명은 아날로그 제어의 장점을 그대로 유지하고, 아날로그 제어에 따른 불규칙한 스위칭 주파수로 인한 전동기 토크 맥동의 증가, 전류 맥동 증가, 노이즈 등에 의한 치명적인 오동작 발생 가능성을 단점을 보완할 수 있다. 즉, 본 발명에 따른 디지털 제어는 기존의 다양한 제어 알고리즘의 추가적인 적용이 용이하며, 고정된 스위칭 주파수로 구동하기 때문에 노이즈에 대한 대비가 용이하다. 이는 필터 설계가 용이함을 의미한다. 또한 토크 맥동을 감소시킨다.
도 1은 7상 BLDC 전동기의 구동회로도.
도 2는 다상 BLDC 전동기 구동 시스템의 블록선도.
도 3은 전동기의 전류 제어기 개념도.
도 4는 역기전력을 외란으로 간주한 전류 제어기의 개념도.
도 5는 개루프 전달함수의 주파수 응답 특성도.
도 6은 폐루프 전달함수의 주파수 응답 특성도.
도 7은 비례 적분 전류 제어기 예시도.
도 8은 비례 이득 제어기 경우의 적분 값의 제한을 위한 예시도.
도 9는 안티 와이드업(Anti-wingup) 제어기 예시도.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치 블록도.
전술한, 그리고 추가적인 본 발명의 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명되는 바람직한 실시예들을 통하여 더욱 명백해질 것이다. 이하에서는 본 발명을 이러한 실시예를 통해 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 다상 BLDC 전동기의 한 예인 7상 BLDC 전동기의 구동회로도이다.
도시된 바와 같이, 다상 BLDC 전동기의 구동회로는 크게 직류 전압부, 직류 전압을 BLDC 전동기의 구동 전력형태로 변환하는 인버터부 및 전동기로 구성된다. 또한 이러한 전동기는 전동기의 회전속도에 비례해서 발생하는 역기전력과 전동기 내부의 인덕턴스 성분 및 저항으로 등가화된다. 도 1에 도시된 구동회로에서 인버터 출력전압 V와 전동기 역기전력 성분, 각 상의 자기 인덕턴스 및 상호 인덕턴스와 저항성분을 포함한 전기회로에 KVL(Kirchhoff's Voltage Law)을 적용하면 구동 시스템의 회로방정식은 다음과 같이 수학식 1로 표현 가능하다.
[수학식 1]
Figure pat00001
Vx : 인버터 출력단 전압 (x = a, b, c, d, e, f, g)
Lx : 각 상의 자기 인덕턴스 (x = a, b, c, d, e, f, g)
Mαβ : 각각의 상호 인덕턴스 (α, β = a, b, c, d, e, f g)
ix : 각 상의 전류 (x = a, b, c, d, e, f, g)
ex : 각 상의 역기전력 (x = a, b, c, d, e, f, g)
vno : GND와 중성점 간의 전압
이때 각 상의 역기전력 및 전류가 이상적인 파형이라 가정하면, 임의의 한 상이 다른 상에 의해 영향을 받는 상호 인덕턴스는 어느 상이나 동일한 효과를 얻음으로써 상태 평준화 기법에 의해 각 상의 전압 방정식은 다음 수학식 2와 같이 된다.
[수학식 2]
Figure pat00002
여기서, x = a, b, c, d, e, f, g 이다.
Lx - Mx = Lx Rx = R 이때 각 상의 자기 인덕턴스와 상호 인덕턴스에 의한 영향이 평형을 이루고 있다고 가정했을 경우라 정의하고, 최종적으로 수학식 1의 행렬식을 라플라스 변환하면 각 상에 대한 수식으로써 다음과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 3]
Va = (Ls + R)ia + ea +vno
[수학식 4]
Vb = (Ls + R)ib + eb +vno
[수학식 5]
Vc = (Ls + R)ic + ec +vno
[수학식 6]
Vd = (Ls + R)id + ed +vno
[수학식 7]
Ve = (Ls + R)ie + ee +vno
[수학식 8]
Vf = (Ls + R)if + ef +vno
[수학식 9]
Vg = (Ls + R)ig + eg +vno
이상의 수학식 3 내지 수학식 9에서 L은 등가화된 각 상의 인덕턴스를 의미하며, R은 등가화된 각 상의 저항을 의미한다.
또한 전동기의 중성점 n에서는 전류의 총합이 0이 되므로, 수학식 10과 같은 관계가 성립한다.
[수학식 10]
ia + ib + ic +id + ie + if + ig = 0
수학식 3 내지 수학식 9를 수학식 10에 대입하면, 수학식 11을 구할 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00003
손실을 무시하는 경우 전기적인 출력 전력은 기계적인 출력과 같으므로, 역기전력 및 상 전류의 파형이 이상적이라면 출력 토크 및 회전속도에 따른 관계에 의해 출력 관계식은 다음의 수학식 12와 같이 모델링된다.
[수학식 12]
Figure pat00004
Te : 출력 토크
Pe : 전기적인 출력 전력
ωm : 전동기 회전 각속도
Es : 각 상의 역기전력의 최대값
Is : 각 상 전류의 최대값
이때 동일한 정격의 3상 BLDC 전동기의 전기적인 출력은 수학식 2와 같이 나타나므로, 수학식 12에 따라 다상 BLDC 전동기의 경우 동일한 정격을 가지는 BLDC 전동기에 비해 수백%의 출력증가를 나타냄을 알 수 있다. 이때의 출력토크에 의해 전동기의 운동 방정식은 수학식 13과 같이 모델링된다.
[수학식 13]
Figure pat00005
Jm : 회전관성 모멘트
Bm : 점성마찰계수
TL : 부하토크
수학식 1 내지 수학식 13까지의 모델링 방정식에 의하여 전동기의 블록선도를 그리면 도 2와 같이 표현되며, 이를 통해서 다상 전동기의 속도에 관한 운동방정식은 3상 전동기와 동일하며, 상수에 의해 전기적인 회로 부분만 모델링이 변화하게 됨을 알 수 있다.
일반적으로 다상 BLDC 전동기의 고성능 제어를 구현하기 위해서는 기본적으로 완벽한 동작을 수행하는 전류 제어기 및 속도 제어기 구현이 필요하다. 우선 전류 제어기의 기본동작을 설명하고 전류 제어기의 이득 선정법에 대하여 설명한다. 전류 제어기의 관점에서 전동기의 동작을 바라보면, 단자에 입력되는 전압을 제어함으로써 전동기의 전류를 제어할 수 있다는 결론을 얻을 수 있다. 따라서 일반적인 전류 제어 알고리즘은 도 3에 도시된 바와 같이 단자 전류를 궤환하고 이를 전류 명령과 비교하여 이에 상응하는 전압을 전동기에 인가하도록 구성되어 있다. 이때, 도 3에서 함수는 전압 명령과 실제 전류의 차이로부터 전압을 생성하는 제어기의 역할을 수행하고 있으며, 이 제어기는 수학식 14와 같이 전류 차에 비례(proportional)하여 전압출력을 생성하는 항과 전류 차의 적분(integral)으로부터 전압을 생성하는 항으로 구성된다.
[수학식 14]
Figure pat00006
여기서 Kpc는 비례이득이고, Kic는 적분이득에 해당한다.
한편, 전류 제어기의 측면에서는 전동기의 역기전력이 전류 제어기에 대한 일종의 외란과 같은 역할을 하게 되는데, 이때의 전기적인 R-L 회로로 간략화시킨 전류제어 대상 시스템과 전류 제어기가 연결된 구성도가 도 4에 도시되어 있다. 이 도 4에 근거하여 전달함수를 구해보면 수학식 15와 같게 된다.
[수학식 15]
Figure pat00007
수학식 15는 아래와 같이 수학식 16으로 나타낼 수 있다.
[수학식 16]
Figure pat00008
전달함수의 분자는 수학식 17과 같고, 하나의 한정된 영점을 갖는다.
[수학식 17]
Figure pat00009
또한, 전달함수의 분모는 수학식 18과 같은 극점으로 표현할 수 있다.
[수학식 18]
Figure pat00010
결국 전류 제어기의 이득에 따라 시스템의 극점이 결정되고, 이는 시스템의 특성을 결정하게 된다. 극점이 s-평면에 어디에 위치하느냐에 따라서 시스템의 안정도와 감쇄비 및 응답속도 등이 결정된다.
한편, 전류 제어기의 이득을 산정하는 방식은 전동기 제어 시스템의 전체 구성에 따라 여러 가지가 있을 수 있다. 일 예로, 주파수 응답곡선을 이용한 이득 선정 방식을 근간으로 하여 제어 이득을 구할 수 있다. 우선, 제어 이득을 선정하는 일환으로 전류 제어 시스템의 시정수를 도입하여 수학식 14의 제어 함수를 다음과 같이 수학식 19로 변환한다.
[수학식 19]
Figure pat00011
Figure pat00012
이득을 선정할 때에는 제어기가 차의 크기에 비례하는 비례이득 Kpc로만 구성되어 있다는 가정하에 이때의 주파수 특성을 분석하고, 다시 이로부터 적분항이 포함된 제어기의 주파수 특성을 이용하여 실제의 비례 적분(PI) 전류 제어기 이득을 선정한다. 따라서, 우선 제어기가 비례이득으로만 구성되어 있을 때 전류 제어 시스템의 개루프(open loop) 특성을 고찰한다. 도 3에서 전류 궤환이 없는 경우를 고려하면, 수학식 20과 같은 개루프 전달 함수를 구할 수 있다.
[수학식 20]
Figure pat00013
이로부터 전류 궤환이 있는 제어 시스템의 폐루프(closed loop) 전달 함수를 구하면 다음 수학식 21과 같다.
[수학식 21]
Figure pat00014
이때 전류 제어기가 회전 좌표계에서 구성된다고 가정하면, 정상상태에서 모든 물리량이 주파수 성분이 없는 직류 성분으로 주어지므로 주파수를 0으로 놓을 수 있다. 그러므로 이때의 전달 함수는 수학식 22와 같게 된다.
[수학식 22]
Figure pat00015
수학식 22가 의미하는 바는 정상상태에서도 실제 전류가 전류 명령과 정확하게 일치하지 못하는, 즉 1이 아닌 결과가 된다는 것이다. 물론, 비례이득이 고정 저항에 비해 충분히 크다고 가정하면 이득이 1에 가깝게 될 수 있으나, 일반적으로 전류 제어기의 출력인 전압 명령에 따라 동작하는 인버터 시스템은 출력 전압이 제한되어 있기 때문에 현실상 불가능하다. 따라서 정상상태의 차를 제거하고 안정적으로 전류 제어를 수행하기 위해서는 반드시 적분항이 제어기에 추가되어야 한다. 적분항이 있는 일반적인 PI 제어기를 사용할 때의 전압과 전류 관계식은 수학식 23과 같이 나타난다.
[수학식 23]
Figure pat00016
이를 이용하여 전류 제어 시스템의 개루프 전달 함수를 구하면 수학식 24와 같다.
[수학식 24]
Figure pat00017
이때, 식을 간단히 하기 위하여 제어기의 시정수를 제어 대상 시스템의 시정수와 같게 선정한다.
[수학식 25]
Figure pat00018
이렇게 함으로써, 수학식 24의 전달함수는 수학식 26과 같이 간단하게 기술된다.
[수학식 26]
Figure pat00019
이때의 주파수 응답 곡선이 도 5에 도시되어 있다. 이 응답 곡석에서 개루프에서의 교차수 주파수(crossover frequency)가 수학식 27과 같이 주어진다.
[수학식 27]
Figure pat00020
Figure pat00021
이때, 폐루프의 주파수 응답 곡선에서 시스템의 이득이 일정하게 유지되는 상한선이 바로 이 교차각 주파수(이득이 3dB 감소되는 주파수)가 된다. 즉, 수학식 26으로부터 폐루프 전달 함수를 구하게 되면, 수학식 28과 같이 기술되다. 그리고 이에 대한 주파수 응답 곡선이 도 6에 나타나 있다.
[수학식 28]
Figure pat00022
도 6을 통해 알 수 있듯이, 개루프의 교차각 주파수에 해당하는 주파수 대역까지는 이득 1로 전류 제어기가 동작하고, 그 이상부터는 이득이 점차 감소하면서 위상도 90°로 수렴된다. 그러므로 전류 제어기의 이득을 선정할 때에는 이러한 특성을 미리 파악하여 개루프 전달 함수에서의 교차각 주파수를 시스템에 맞는 적절한 값으로 선정하는 것이 매우 중요하다. 이때, 교차각 주파수를 크게 하는 것이 전류 제어기의 성능을 올리는 효과가 있으나, 너무 크게 선정하게 되면 주파수 응답 특성 해석에서 제외된 신호의 잡음, 전달 지연 등의 전류 제어기 외적인 이유로 시스템의 발산을 초래할 가능성이 이다.
특히 이러한 제약은 주로 디지털 제어기의 전류 샘플링 주기에 의해 결정되는데, 이 주기는 일반적으로 인버터의 스위칭 주파수에 의해 결정되기 때문이다. 실험적으로 10kHz의 스위칭 주파수를 갖는 시스템에서는 교차각 주파수를 최대 약 6000rad/sec 정도까지 선정 가능한 것으로 파악된다. 이상의 주파수 응답 곡선을 이용한 전류 제어기의 해석으로부터 다음과 같이 전류 제어기의 이득을 선정할 수 있다.
[수학식 29]
Figure pat00023
[수학식 30]
Figure pat00024
한편, 전동기의 관성이 커서 역기전력의 변화가 전류 제어기의 응답성에 비해 충분히 느리다면, 도 7과 같이 역기전력을 상수로 보고 전기자 회로의 RsLs 부하를 대상으로 전류 제어기를 설계할 수 있다. 만약 속도를 측정한다든지 해서 역기전력을 추정할 수 있다면 추정된 역기전력
Figure pat00025
을 전류 제어기의 출력에 전향보상(Feed-forward Compensation)함으로써, 도 7의 블록에서 역기전력 변동에 의한 영향을 아예 상쇄시킬 수도 있다. 이와 같이 역기전력의 영향을 배제하고 비례 적분 제어기의 영점(zero)이 시스템의 극점(pole)을 상쇄하도록 설계하면, 전류 제어 기 폐루프 응답 특성을 1차 지연요소와 같이 되도록 할 수 있다.
비례 이득과 적분 이득을 수학식 29와 수학식 30과 같이 선정하면, 출력 전류와 전류 지령치 사이의 전달함수가 수학식 31과 같이 된다.
[수학식 31]
Figure pat00026
,
Figure pat00027
수학식 31에서 전류 제어기의 주파수 대역(bandwidth)은 ωc로 주어진다. 따라서 원하는 전류 제어기의 주파수 대역을 결정하고, 이로부터 수학식 29와 수학식 30을 이용하여 PI 제어기의 이득을 결정하면, 수학식 31에서 주어지는 바와 같이 오버슈트(over-shoot)가 없는 전류 제어기를 설계할 수 있다.
한편, 물리적인 입력과 출력은 물리적 제한에 의해 전부 상한(upper limit) 값과 하한(lower limit) 값을 가진다. 전력 증폭기는 입력 교류 전압 또는 입력 직류 전압에 의해 출력할 수 있는 전압의 최대, 최소값이 제한되므로 전류 제어 제한기(Limiter)를 이용하여 간단히 구현될 수 있다. 그러나 전류 제어 적분기가 포함되어 있을 경우, 적분기의 적분값은
Figure pat00028
그 값이 제한되지 않고 제어기의 제한폭(상한, 하한)을 넘어 쌓이게(wind-up) 된다. 이 경우, 제어기 입력의 부호가 반전(reverse)될 경우에도 쌓여있는 적분기의 내부 적분 값으로 인하여 제어기 출력이 입력에 대해 제대로 반응하지 않거나 그 값이 느려지는(sluggish) 현상이 발생한다. 이러한 현상을 방지하게 위해서는 적분기 내부의 값을 제어기 출력의 제한 값에 따라 적절히 제한할(anti-windup) 필요가 있다.
통산 연산 증폭기(operational amplifier)를 사용하는 아날로그 제어기의 경우, 아날로그 회로의 전원(+Vcc, -Vcc) 크기에 의해 적분기의 출력이 자동으로 제한된다. 만약 제어기 출력을 전원 전압 이내의 어떤 값으로 제한하려면 제너 다이오드(zener diode)를 사용하는 간단한 회로에 의해 적분기의 커패시터 전압(적분치)을 제한할 수 있다.
고정 소수점 연산(Fixed Point Operation)을 사용하는 디지털 신호 처리기(Digital Signal Processor, DSP)의 경우 연산된 변수의 포화(saturation) 기능과 적절한 스케일링(scaling) 기법에 의해 적분기의 출력을 제어기 출력과 비교하여 그 값을 제한할 수 있다. 그러나 부동 소수점 연산(Floating Point Operation)을 사용하는 DSP를 이용하여 제어기를 구현하는 경우 혹은 컴퓨터 시뮬레이션 프로그램을 구현하는 경우 반드시 적분기의 출력을 제한하는 적절한 방법을 사용하여야 한다. PI 제어기의 경우 적분기 출력의 제한은 도 8에서 보인 바와 같이 여러 가지 기법을 통하여 구현할 수 있으나, 도 9가 가장 좋은 제어 특성을 나타낸다. 각각의 제어기 구성에서 역기전력의 추정 값
Figure pat00029
은 전향(Feed forward) 보상되어 전류 제어 특성을 향상시킬 수 있다. 도 9에서 Ka는 Anti-windup 제어기의 이득이며, 통상
Figure pat00030
정도로 설정하는데, 요구되는 제어 특성에 따라서
Figure pat00031
을 기준으로 하여
Figure pat00032
정도에서 가변될 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치 블록도이며, 이하에서는 7상 BLDC 전동기인 것으로 가정하여 설명한다.
7상 BLDC 전동기(100)는 고정자가 영구자석으로 구비되는 회전자에 비접촉 방식으로 전자기를 가변하여 형상함으로써 회전자를 회전시킨다. 위치 검출부(200)는 7상 BLDC 전동기(100)를 구성하는 회전자의 회전 위치를 검출한다. 일 실시예에 있어서, 위치 검출부(200)는 홀 센서(hall sensor)이다. 홀 센서는 7상 BLDC 전동기(100)에 부착되며, 7상 BLDC 전동기(100)를 구성하는 회전자의 회전에 따라 일정한 량의 전류를 출력한다. 여기서 홀 센서는 7상 BLDC 전동기(100)를 구성하는 회전자의 회전 위치를 검출하기 위한 것이므로, 광 다이오드나 자기저항소자 등을 사용하는 엔코더로 대체될 수 있다. 속도 측정부(300)는 위치 검출부(200)로부터 회전자의 회전 위치 검출 신호를 입력받아 회전자의 실제 회전 속도(ω)를 계산한다.
속도 제어기(400)는 7상 BLDC 전동기(100)의 회전자 속도를 제어하기 위한 PI 제어기로써, 지령 속도(ω*)와 7상 BLDC 전동기(100)를 구성하는 회전자의 실제 회전 속도(ω)의 차를 0으로 만들기 위해 필요한 전류(토크) 값을 계산하여 출력한다. 그리고 전류 제어기(500)는 7상 BLDC 전동기(100)에 흐르는 전류를 제어하기 위한 PI 제어기로써, 속도 제어기의 출력인 DC 지령 전류(I*)와 7상 BLDC 전동기(100)에 실제 흐르는 DC 전류(IDC)의 차를 0으로 만들기 위해 7상 BLDC 전동기(100)에 인가해야 하는 전압을 계산하여 출력한다. 전류 제어기(500)에서 계산된 지령 전압(V*)은 펄스 폭 변조부(600)에 입력된다. 이 지령 전압(V*)은 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM)의 듀비(duty)를 결정한다. 즉, 7상 인버터(700)를 구성하는 스위칭 소자들의 온/오프 타임을 결정한다. 한편, 전류 제어기(500)는 역기전력(
Figure pat00033
)을 전향 보상(Feed-forward)하는 기능과 안티 와이드 업(Anti-wideup) 기능 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
펄스 폭 변조부(600)는 입력된 지령 전압에 대응하는 펄스 수를 연산하고, 연산된 펄스 수에 따른 펄스 폭 제어신호를 7상 인버터(700)로 출력한다. 이 펄스 폭 제어신호는 7상 인버터(700)의 스위칭 소자들을 단속하기 위한 인버터 구동 제어신호로써, 7상 BLDC 전동기(100)의 각 상에 동일한 지령 전압이 공급되도록 하기 위한 제어신호이다. 7상 인버터(700)는 복수의 스위칭 소자들로 구성된다. 7상 인버터(700)를 구성하는 스위칭 소자들은 펄스 폭 변조부(600)로부터 출력된 펄스 폭 제어신호에 따라 온/오프 동작한다.
이에 따라 지령 전압(V*)에 대응하는 PWM 듀티만큼 7상 BLDC 전동기(100)의 각 상에는 각 상에 대한 지령 전압(Va, Vb, Vc, Vd, Ve, Vf, Vg)이 인가되며, 이 지령 전압(Va, Vb, Vc, Vd, Ve, Vf, Vg)은 전류 제어기(500)에서 결정된 하나의 지령 전압(V*)에 따른 것으로 모두 동일한 값을 갖는다. PWM 듀티만큼 전압이 7상 BLDC 전동기(100)로 인가되면, 7상 BLDC 전동기(100)의 각 권선에는 동일한 양의 전류(Ia, Ib, Ic, Id, Ie, If, Ig)가 흐르게 된다.
한편, 7상 인버터(700)의 DC 전원 라인에는 DC 전류 값을 검출하기 위한 전류 센서(800)가 위치한다. 전류 센서(800)가 검출하게 되는 DC 전류 값은 7상 BLDC 전동기에 실제로 흐르는 전류 값을 의미한다. 전류 센서(800)는 검출된 7상 BLDC 전동기에 실제로 흐르는 전류 값을 전류 제어기(500)로 전달한다. 이에 따라 전류 제어기(500)는 속도 제어기(400)에서 연산된 전류 지령(I*)과 전류 센서(800)에서 검출된 DC 전류(IDC)를 비교하여 지령 전압(V*)을 연산한다.
본 발명의 추가적인 양상에 따라 DC 전류 제어 장치는 도통 제어부(900)를 더 포함한다. 도통 제어부(900)는 전상 도통 혹은 n-1상 도통 제어를 수행한다. 전상 도통 방식은 7상 BLDC 전동기(100)의 전상을 도통시키는 방식이다. 그리고 n-1상 도통 방식은 7상 BLDC 전동기(100)의 한 상을 비도통시키고, 나머지 모든 상을 도통시키는 방식이다. 구체적으로 전상 도통 방식의 경우, 도통 제어부(900)는 7상 BLDC 전동기(100)의 모든 상에 지령 전압이 인가되도록 7상 인버터(700)의 모든 스위칭 소자들이 펄스 폭 변조부(600)의 펄스 폭 제어신호에 따라 온/오프되도록 활성화시킨다. 그리고 n-1상 도통 방식의 경우, 도통 제어부(900)는 7상 BLDC 전동기(100)의 어느 한 상에는 지령 전압이 인가되지 않도록 7상 인버터(700)의 어느 하나의 스위칭 소자를 비활성화시킨다.
본 발명의 추가적인 양상에 따라 DC 전류 제어 장치는 전동기 보호부(1000)를 더 포함한다. 예를 들어, 전동기의 정격 전류가 10[A]인 경우, 수백[A]의 전류가 흐르면 전동기는 타버리게 된다. 또한 예를 들어, 1000RPM까지 회전할 수 있는 전동기가 2000RPM이나 5000RPM같이 고속으로 회전하면 기계적으로 위험하다. 따라서 이를 방지하기 위해 전동기 보호부(1000)가 DC 전류 제어 장치에 추가된다. 일 실시예에 있어서, 전동기 보호부(1000)는 속도 측정부(300)로부터 측정된 속도값을 입력받고, 입력된 속도값이 기설정된 속도 임계치 이상인 경우에 7상 인버터(700)를 비활성화 제어한다. 일 실시예에 있어서, 전동기 보호부(1000)는 7상 BLDC 전동기(100)에 흐르는 전류가 일정 전류 이상인 경우에 7상 인버터(700)를 비활성화 제어한다. 7상 BLDC 전동기(100)의 각 상에 흐르는 전류를 검출하기 위해, 7상 BLDC 전동기(100)의 케이블에는 전류 센서(1100)가 결선된다. 일 실시예에 있어서, 전류 센서(1100)는 7상 BLDC 전동기(100)의 각 상에 해당하는 케이블 각각에 하나씩 결선될 수 있다. 이 전류 센서(1100)에 의해 검출된 DC 전류는 전동기 보호부(1000)로 입력된다. 이에 따라 전동기 보호부(1000)는 DC 전류와 기설정된 전류 임계치를 비교할 수 있다. 비교 결과 DC 전류가 전류 임계치보다 높은 경우, 전동기 보호부(1000)는 7상 인버터(700)를 비활성화 제어한다.
한편, 앞서 설명한 DC 전류 제어 장치의 구성들 중 속도 측정부(300), 속도 제어기(400), 전류 제어기(500), 펄스 폭 변조부(600), 도통 제어부(900), 전동기 보호부(1000) 구성들은 컨트롤러로 구현될 수 있다. 일 실시예에 있어서, 이 구성들은 단일의 마이크로프로세서로 구현된다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
100 : 7상 BLDC전동기 200 : 위치 검출부
300 : 속도 측정부 400 : 속도 제어기
500 : 전류 제어기 600 : 펄스 폭 변조부
700 : 7상 인버터 800,1100 : 전류 센서
900 : 도통 제어부 1000 : 전동기 보호부

Claims (8)

  1. 지령 속도와 다상 BLDC(Brushless DC) 전동기 속도의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전류를 연산하여 출력하는 속도 제어기;
    상기 출력된 지령 전류와 상기 다상 BLDC 전동기에 흐르는 DC 전류의 차를 제로로 만들기 위한 지령 전압을 연산하여 출력하는 전류 제어기;
    상기 BLDC 전동기의 각 상에 동일하게 지령 전압이 인가되도록 펄스 폭 제어신호를 출력하는 펄스 폭 변조부; 및
    상기 펄스 폭 제어 신호에 따라 상기 다상 BLDC 전동기의 각 상에 연결된 스위칭 소자들을 단속하여 상기 BLDC 전동기의 각 상에 동일한 지령 전압을 인가하는 다상 인버터;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 다상 인버터의 DC 전원 라인에 위치하여 상기 BLDC 전동기에 흐르는 DC 전류를 검출하는 전류 센서;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전류 제어기는 상기 BLDC 전동기의 추정된 역기전력을 출력에 전향 보상함을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전류 제어기는 내부에 포함된 전류 제어 적분기의 적분값을 상기 전류 제어기의 출력 제한값에 따라 제한함을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 다상 BLDC 전동기의 모든 상을 도통시키거나 한 상을 제외한 모든 상을 도통시키기 위해 상기 다상 인버터를 제어하는 도통 제어부;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 BLDC 전동기의 각 상에 흐르는 전류 값을 획득하고 획득된 전류 값이 임계치 이상이면 상기 다상 인버터의 스위칭 소자들을 턴 오프 제어하는 전동기 보호부;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 BLDC 전동기의 속도가 임계치 이상이면 상기 다상 인버터의 스위칭 소자들을 턴 오프 제어하는 전동기 보호부;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 다상 BLDC 전동기는 7상 BLDC 전동기임을 특징으로 하는 다상 BLDC 전동기 구동을 위한 DC 전류 제어 장치.
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