KR20120037459A - 컨버터 - Google Patents

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아레바 티앤디 유케이 엘티디
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Abstract

본 발명의 일 관점에 따르면, 고 전압 DC 전력 전송 및 무효 전력 보상 (reactive power compensation)에서 사용하기 위한 전압 소스 컨버터가 제공되는데, 상기 전압 소스 컨버터는 DC 망에 접속하도록 사용하기 위한 제 1 및 제 2 DC 단자와 AC 망에 접속하도록 사용하기 위한 AC 단자 (44)를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 림 (limb)을 포함하며, 상기 또는 각 컨버터 림은 제 1 및 제 2 림 부 (limb portion)을 정의하며, 각 림 부는 제 1 및 제 2 DC 단자의 각 하나와 AC 단자 사이에서 상기 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 스위칭 소자 를 포함하며, 제 1 및 제 2 림 부의 스위칭 소자들은 각 체인 링크 컨버터를 각 DC 단자 및 AC 단자 사이의 회로 안과 밖으로 스위치 하도록 동작 가능하다.

Description

컨버터{Converter}
본 발명은 고전압 직류 (HVDC) 전력 전송 및 무효 전력 보상 (reactive power compensation)에 사용되는 전압 소스 컨버터에 관한 것이다.
HVDC 전력 전송에서는, 가공선 (overhead line) 및/또는 해저 케이블을 통한 전송을 위해 교류 (AC) 전력이 고전압 직류 (DC) 전력으로 변환된다. 이 변환은 선 및/또는 케이블 킬로 미터 당 비용을 줄이며, 따라서 전력이 장거리에 걸쳐 전송될 필요가 있을 때 비용 효율적이다. 전송된 전력이 목적지에 도달하면, 고전압 DC 전력이 국지적 전력망으로 분배되기 이전에 다시 AC 전력으로 변환된다.
AC 전력의 DC 전력으로의 변환은 상이한 주파수에서 동작하는 2개의 AC 망을 상호 접속할 필요가 있는 상황에서 전력 전송 망에 통상적으로 사용된다.
컨버터들은 AC 망 및 DC 망 간의 각 인터페이스 (interface)에서 AC 전력과 DC 전력 간의 필요한 변환을 행하기 위해 요구되며, 이와 같은 유형의 컨버터의 하나가 전압 소스 컨버터 (VSC)이다.
공지된 전압 소스 컨버터의 하나가 도 1a에 도시되며, 이 컨버터는 직렬로 연결된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 (insulated gate bipolar transistors (IGBT:24) 및 역 병렬 다이오드를 포함한다. IGBT (24)는 직렬로 연결되어 함께 스위치되어 수십에서 수백의 고전력 레이팅 (rating)의 구현이 가능하게 한다.
하지만 이와 같은 접근은 복잡한 활동 IGBT 구동 (active IGBT drive)를 필요로 했고, 컨버터 스위칭 중에 IGBT (24)의 직렬 스트링을 거쳐 고전압을 적절히 공유하는 것을 보장하는 대규모 수동 스너버 (snubber) 부품을 필요로 한다. 나아가, IGBT (24)는 AC 망 (20)으로 급전될 하모닉 전류을 제어하기 위해 AC 공급 주파수의 각 사이클에 거쳐 고전압에서 다수 스위칭 온 오프될 필요가 있다. 이와 같은 요소들은 고 손실, 높은 레벨의 전자기 간섭 및 복잡한 디자인으로 이끈다.
다른 공지된 전압 소스 컨버터가 도 1b에 도시되는데, 이 컨버터는 다중 레벨 컨버터 장치를 포함한다. 다중 레벨 컨버터 장치는 직렬로 연결된 컨버터 브리지 또는 셀 (26)을 포함하며, 각 컨버터 셀 (26)은 커패시터 (28)와 병렬로 연결된직렬 결합의 한 쌍의 IGBT (27)을 포함한다. 각 컨버터 셀 (26)은 상이한 시간에 스위칭되는데, 이와 같은 장치는 각 컨버터 셀 (26)이 동시에 스위칭되지 않고 컨버터 단계들의 비교적 작기 때문에, 직렬 연결된 IGBT를 직접 스위칭하는 것과 관련된 문제를 제거한다.
하지만 각 컨버터 셀 (26)의 커패시터 (28)는 다중 레벨 컨버터 장치의 커패시터 단자에서의 전압 변화를 억제하기 위해 높은 용량 값을 가져야만 한다. 6개의 DC 사이드 반응기 (side reactor: 30)들도 병렬 연결과 컨버터 림 (limb)의 동작을 가능하게 할 필요가 있으며, 주로 컨버터 림들 간의 순간적인 전류 흐름을 제한하기 위해 사용된다.
이와 같은 요인들은 장치의 프리 어셈블리 (pre-assembly), 테스팅과 운반을 어렵게 하는 현저한 양의 저장된 에너지를 갖는 비싸고 크며 무거운 장치로 이끈다.
본 발명의 일 관점에 따르면, 고 전압 DC 전력 전송 및 무효 전력 보상 (reactive power compensation)에서 사용하기 위한 전압 소스 컨버터가 제공되는데, 상기 전압 소스 컨버터는 DC 망에 접속하도록 사용하기 위한 제 1 및 제 2 DC 단자와 AC 망에 접속하도록 사용하기 위한 AC 단자 (44)를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 림 (limb)을 포함하며, 상기 또는 각 컨버터 림은 제 1 및 제 2 림 부 (limb portion)을 정의하며, 각 림 부는 제 1 및 제 2 DC 단자의 각 하나와 AC 단자 사이에서 상기 체인 링크 컨버터와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 스위칭 소자 를 포함하며, 제 1 및 제 2 림 부의 스위칭 소자들은 각 체인 링크 컨버터를 각 DC 단자 및 AC 단자 사이의 회로 안과 밖으로 스위치 하도록 동작 가능하다.
제 1 및 제 2 림 부의 스위칭 소자들은 각 체인 링크 컨버터를 각 DC 단자 및 AC 단자 사이의 회로 안과 밖으로 스위치 하는, 각 림 부의 체인 링크 컨버터와 직렬 연결된 하나 이상의 스위칭 소자의 직렬 연결은 유리한데, 왜냐하면 이것이 각 체인 링크 컨버터가 생산해야 하는 전압 범위를 줄이기 때문이다. 이것은 각 체인 링크 컨버터의 부품의 수를 최소화하는 것을 허용한다.
바람직하게는, 각 체인 링크 컨버터는 각 림 부가 회로를 밖으로 스위칭하면 림 부에 오프셋 전압을 생성하여 상기 각 스위칭 소자의 전압을 최소화하도록 동작가능하다.
이 특징은 이것이 전압 소스 컨버터가 스위칭 소자의 전압 레이팅보다 큰 전압 레벨들에서 동작하도록 허용한다는 점에서 유리하다. 가용 스위칭 소자의 전압 레이팅에 독립적인 동작 범위를 갖는 전압 소스 컨버터 구성을 허용한다. 따라서, 이것은 아니라면 가능했을 동작 범위보다 큰 동작 범위를 갖는 전압 소스 컨버터 구성을 가능하게 하며 상대적으로 낮은 전압 레이팅을 갖는 스위칭 소자의 사용도 가능하게 한다.
림 부가 회로 밖으로 스위칭되었을 때, 각 림부의 스위칭 소자의 전압을 강하하는 것은 이것이 각 스위칭 소자가 개방 위치와 폐쇄 위치 사이에서 토글링 (toggle)할 때 스위칭 손실을 최소화하는 점에서 유리하다.
바람직하게, 각 림 부의 상기 체인 링크 컨버터는 직렬로 연결된 체인 모듈 을 포함하며, 각 모듈은 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 적어도 한 쌍의 2 차 (secondary) 스위칭 소자를 포함하며, 상기 2차 스위칭 소자는 체인 모듈이 스텝 (stepped) 가변 전압 소스를 정의하도록 동작 가능하다.
직렬 연결된 체인 모듈의 사용은 각 체인 링크 컨버터가 체인에 추가 모듈을 삽입함으로써 단계적 증가할 수 있는 전압을 제공하여 각 개별 모듈에 의해 제공되는 전압보다 높은 전압을 제공하는 것을 허용한다. 이와 같은 구성은 따라서, 각 림 부의 체인 링크 컨버터에 의해 제공된 전압이 가변되어 AC 단자에서 전압 파형의 생성을 가능하게 한다.
전압 소스 컨버터에 연결된 전기망에 고장이 발생한 경우, 전압 소스 컨버터로 높은 고장 전류가 흐르게 되는데, 체인 링크 컨버터 모듈의 2차 스위칭 소자들이 체인에 모듈을 삽입하도록 동작하여 다른 고장나지 않은 전기 망의 구동 전압에 반대되는 전압을 제공하여 전압 소스 컨버터에서의 고장 전류를 감소시킨다.
본 발명의 실시예들에서, 상기 체인 링크 컨버터의 상기 또는 각 모듈은 양의 전압 또는 음의 전압을 제공하여 양 방향으로 전류가 흐를 수 있게 하는 4-쿼드란트 바이폴라 모듈 (4-quadrant bipolar module)를 정의하는 풀 브리지 배열 (full-bridge arrangement)로, 각 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 2 쌍의 2차 스위칭 소자들을 포함한다.
양 또는 음의 전압을 제공하는 풀 브리지 모듈의 능력은 각 체인 링크 컨버터의 전압이 양의 전압만을 제공하는 대신, 양 또는 음의 전압을 제공하는 모듈 의 결합에 의해 형성될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 양의 전압 또는 음의 전압의 제공을 번갈아 하도록 (alternate) 모듈들을 제어함으로써, 개별 커패시터에서의 전압 레벨이 최적의 레벨로 유지될 수 있다.
각 림 부의 체인 링크 컨버터에 풀 브리지를 사용하는 것은 제 1 및 제 2 DC 단자에 접속된 DC 망의 DC 전압을 초과하는, AC 단자의 출력 전압을 제공하는 것을 가능하게 한다.
상기 또는 각 에너지 저장 장치는 그 전기 에너지를 저장 및 방출하여 전압을 제공할 수 있는 임의의 장치일 수 있으며, 따라서 커패시터, 연료 셀, 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기를 포함할 수 있다.
수송의 어려움을 갖는 장소로 인해 장치의 가용성이 가변될 수 있는 상이한 위치에 컨버터 스테이션을 디자인 할 때 이와 같은 유연성은 도움이 된다. 예컨대, 연안 풍력 발전 지대의 각 모듈의 에너지 저장 장치는 풍력 터빈에 연결된 보조 AC 발전기일 수 있다.
각 림 부의 상기 또는 각 스위칭 소자는 반도체 장치를 포함할 수 있으며, 상기 또는 각 반도체 장치는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 (insulated gate bipolar transistor), 게이트 턴 오프 사이리터 (gate turn-off thyristor) 또는 집적 게이트-커뮤테이티드 사이리터( integrated gate-commutated thyristor)를 포함할 수 있다.
반도체 장치의 사용은 유리한데, 왜냐하면 이와 같은 장치가 크기가 작고 가벼우며 비교적 저전력 소실 (dissipation)을 가져서, 냉각 장비의 필요를 최소화하기 때문이다. 따라서, 이것은 전력 컨버터 비용, 크기 및 무게의 현저한 감소를 가져온다.
본 발명의 실시예들에서, 전압 소스 컨버터는 다수의 컨버터 림들을 포함하며, 각 림은 다중 위상 (multi-phase) AC 망의 각 위상에의 접속에 사용되는 AC 단자를 포함한다.
이와 같은 전압 소스 컨버터에서, 각 컨버터 림의 스위칭 소자 및 체인 링크 컨버터의 직렬 연결은 다른 컨버터 림과 독립적으로 동작하여 각 AC 단자와 연결된 위상에만 영향을 주고, 다른 컨버터 림의 AC 단자과 연결된 위상에는 영향이 없다.
바람직하게, 각 림 부의 체인 링크 컨버터는 AC 망 또는 DC 망의 고장에 의해 생긴 전류 흐름에 반대되는 전압을 생성하도록 동작가능하다.
각 림 부에서, 체인 링크 컨버터의 전압 레이팅 (rating)과 각 스위칭 소자 의 전압 레이팅이 동일할 수 있다. 하지만, 다른 실시예들에서, 컨버터 비용, 크기, 무게, 효율 및/또는 성능을 최적화하도록, 각 림 부에서, 체인 링크 컨버터의 전압 레이팅과 각 스위칭 소자의 전압 레이팅이 동일하지 않을 수 있다.
제 1 및 제 2 림 부의 스위칭 소자는 체인 링크 컨버터를 회로 안으로 스위칭하는 동시에, 체인 링크 컨버터 소자의 전압에서의 어떤 드리프트 (drift)도 재설정 (reset) 하도록 동작가능하다.
본 발명의 바람직한 실시예들이 후술되는데, 이 실시예들은 권리를 제한하지 않는 예들이며, 아래의 설명은 첨부된 도면을 참조하여 이루어진다. 여기서
도 1a 및 1b는 종래 기술의 HVDC 전력 전송을 위한 전압 소스 컨버터를 간략 도시하며;
도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 전압 소스 컨버터를 도시하고;
도 3은 도 2의 전압 소스 컨버터의 체인 링크 컨버터의 구조를 도시하며;
도 4는 도 3에 도시된 체인 링크 컨버터를 사용하여 50 Hz 파형의 합성 (synthesis)를 도시하고;
도 5는 도 3에 도시된 체인 링크 컨버터의 풀 브리지 (full-bridge) 모듈을 도시하며;
도 6은 도 1에 도시된 전압 소스 컨버터의 AC 위상 접속 단자에서의 싸인파 전압 파형 생성을 도시하고;
도 7는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 전압 소스 컨버터를 도시한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전압 소스 컨버터 (37)가 도 2에 도시된다.
상기 전압 소스 컨버터 (37)는 제 1 및 제 2 DC 단자 (36,38)과 AC 단자 (44)를 갖는 컨버터 림 (34)을 포함한다. 상기 컨버터 림 (34)은 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)를 정의하는데, 각 림 부는 제 1 및 제 2 DC 단자 (36,38)와 AC 단자 (44) 사이에 체인 링크 (chain-link) 컨버터 (42)와 직렬로 연결되는 스위칭 소자 (40)를 포함한다.
도 2에 도시된 실시예에서, 각 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 스위칭 소자 (40)는 AC 단자 (44)와 연결되고 각 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 체인 링크 컨버터 (42)는 각 DC 단자 (36,38)에 연결된다.
상기 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b) 각각의 스위칭 소자 (40)와 체인 링크 컨버터 (42)의 직렬 연결은 다른 실시예들에서는 이들이 AC 단자 (44) 및 각 DC 단자 (36,38) 사이에 역 순으로 연결될 수도 있다는 것을 의미한다.
상기 AC 단자 (44)는 변압기 (32)에 연결된다. 다른 실시예들에서는 상기 AC 단자 (44)가 하나 이상의 추가 변압기 및/또는 하나 이상의 인덕터에 접속될 수 있다.
상기 제 1 DC 단자 (36)는 DC 망 (22)의 양의 단자 (46)에 연결되는데, 이 단자는전압 of +VDC/2의 전압을 가지며, 여기서 VDC는 DC 망 (22)의 DC 전압 범위이다. 상기 제 2 DC 단자 (38)는 DC 망 (22)의 음의 단자 (48)에 연결되는데, 이 -VDC/2의 전압을 갖는다.
한 쌍의 DC 사이드 커패시터 (50a,50b)가 제 1 및 제 2 DC 단자 (36,38) 사이에 직렬로 연결되며, 그라운드 (52)로의 접속이 DC 사이드 커패시터 (50a,50b) 사이의 접속점 (junction)에 제공된다. 그라운드 (52)로의 접속은 AC 단자 (44)에 접속된 변압기 (32)에 0의 네트 (net) DC 전압이 있도록 보장한다.
다른 실시예들에서는, 그라운드 (52)로의 접속이 AC 단자 (44)에 접속된 변압기 (32)의 중립 (스타 (star)) 포인트로 이동할 수 있다는 것이 예상된다.
도 3을 참조하면, 각 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 상기 체인 링크 컨버터 (42)는 직렬로 연결된 체인 모듈 (54)을 포함하는데, 각 모듈 (54)은 양, 0 또는 음의 전압을 제공하여 양 방향에서 전류를 전도시킬 수 있는 4-쿼드란트 (quadrant) 바이폴라 모듈을 형성하는 풀 브리지 (full bridge) 구성에서 커패시터 (58)와 병렬로 접속되는 2 쌍의 2차 스위칭 소자 (55)를 포함한다.
상기 2차 스위칭 소자 (55)는 모듈 (54)의 체인이 스텝 (stepped) 가변 전압 소스를 제공하고 AC 망 (20)의 기본 주파수에서 스위칭되도록 동작 가능하다.
다른 실시예들에서는 각 모듈 (54)의 커패시터 (58)가 연료 셀, 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기와 같은 다른 에너지 저장 장치로 대체될 수 있다는 것이 예상된다.
각 모듈 (54)의 커패시터 (58)는 2차 스위칭 소자 (55)의 상태를 변경함으로써 각 체인 링크 컨버터 (42)를 바이 패스하거나 이 컨버터에 삽입(insert)될 수 있다.
한 쌍의 2차 스위칭 소자 (55)가 모듈 (54)에 단락을 형성하도록 구성되면 모듈 (54)의 커패시터 (58)도 바이패스 되어, 전압 소스 컨버터의 전류가 단락을 통과하여 커패시터 (58)를 바이패스하게 된다.
한 쌍의 2차 스위칭 소자 (55)가 컨버터 전류가 커패시터 (58)의 내부 및 외부로 흐를 수 있도록 구성되면 모듈 (54)의 커패시터 (58)가 체인 링크 컨버터 (42)에 삽입되는데, 이것이 에너지를 충전 및 방전하여 전압을 제공하는 것을 가능하게 한다.
따라서, 각각이 그 자신의 전압을 체인 링크 컨버터 (42)에 제공하는 다수 모듈 (54)의 커패시터 (58)의 삽입을 통해 개별 모듈 각각으로부터 입수 가능한 전압보다 높은 결합 전압을 체인 링크 컨버터 (42)에 구성하는 것이 가능하다.
체인 링크 컨버터 (42)의 각 모듈 (54)의 커패시터 (58)의 삽입 및/또는 바이패스가 전압 파형을 생성하도록 각 모듈 (54)의 스위칭 동작의 타이밍을 변화시키는 것도 가능하다. 체인 링크 컨버터 (42)를 사용하여 생성된 전압 파형의 일례가 도 4에 도시되는데, 여기서 개별 모듈 (54)의 커패시터 (58)의 삽입은 50Hz 사인파 웨이브를 생성하도록 스태거 (stagger)된다. 체인 링크 컨버터 (42)의 각 모듈 (54)을 위한 스위칭 동작을 조절함으로써 다른 파형도 생성될 수 있다.
도 3에 도시된 실시예에서는 각 2차 스위칭 소자 (55)가 역 병렬 연결된 다이오드가 동반되는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함한다.
다른 실시예들에서는 각 2차 스위칭 소자 (55)가 역 병렬 연결된 다이오드가 동반되는, 게이트 턴 오프 (turn-off) 사이리터 (thyristor) 또는 통합된 게이트-커뮤테이티드 (gate-commutated) 사이리터와 같은 상이한 반도체 스위치를 포함할 수 있다.
각 모듈 (54)의 2차 스위칭 소자 (55a,55b,55c,55d) (도 5)의 상태가 모듈 (54)을 통한 전류 경로를 결정하며, 따라서 모듈 (54)에 의해 제공되는 전압도 결정한다.
보다 자세하게, 2차 스위칭 소자 (55a, 55c) 또는 2차 스위칭 소자 (55b, 55d)를 폐쇄함으로써 커패시터 (58)가 바이패스 되면, 상기 모듈 (54)이 0의 전압을 제공한다.
2차 스위칭 소자 (55a, 55d)가 폐쇄되고 2차 스위칭 소자 (55b, 55c)는 개방되어 2차 스위칭 소자 (55a, 55d)를 통해 커패시터 (58) 내, 외부로 전류가 흐르면 상기 모듈 (54)이 양 방향으로의 전류 흐름을 위해 양의 전압을 제공한다 .
2차 스위칭 소자 (55b, 55c)가 폐쇄되고 2차 스위칭 소자 (55a, 55d)는 개방되어 2차 스위칭 소자 (55b, 55c)를 통해 커패시터 (58) 내, 외부로 전류가 흐르면 상기 모듈 (54)이 양 방향으로의 전류 흐름을 위해 음의 전압을 제공한다.
각 체인 링크 컨버터 (42)의 모듈 (54) 수는 전압 소스 컨버터 (37)의 전압 레이팅 (rating)에 의해 결정된다.
사용 시, 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 스위칭 소자 (40) 및 체인 링크 컨버터 (42)는 각 체인 링크 컨버터 (42)를 각 DC 단자 (36,38)와 AC 단자 (44) 사이 회로 안과 밖으로 스위칭 하도록 동작 가능하다. 상기 체인 링크 컨버터 (42) AC 단자 (44)에서 전압 파형을 생성하도록 동작할 수 있다.
상기 체인 링크 컨버터 (42)는 바람직하게 스텝 방식 접근을 사용하여 싸인파 전압 파형을 생성하도록 동작할 수 있다. 상기 체인 링크 컨버터 (42)는 AC 단자 (44)에서의 출력 전압을 증가 또는 감소시키는 단계를 제공할 수 있기 때문에, 스텝 방식의 파형 생성을 사용하기에 적합하다.
전술한 바와 같이, 도 4에 도시된 것과 같이, 체인 링크 모듈 (54)에서의 스위칭 동작은 커패시터 (58)의 삽입과 바이 패스가 싸인파 파형의 스텝 방식 접근을 형성하도록 스태거될 수 있다. 전압 파형의 스텝 방식 접근은 도 6에 도시된 것과 같이 전압 단계 (62)의 수를 증가시키는 낮은 전압 레벨들을 갖는 보다 많은 수의 모듈들 (54)을 사용함으로써 개선될 수 있다.
제 2 림 부 (34b)의 스위칭 소자 (40)가 개방된 동안 제 1 림 부 (34a)의 스위칭 소자 (40)는 폐쇄된다. 제 1 림 부 (34a)의 체인 링크 컨버터 (42)는 +VDC/2의 전압을 제공하여 DC 망 (22)의 양의 단자 (46)에서의 전압에 반대되도록 제어된다. 따라서, AC 위상 접속 단자 (44)에서의 출력 전압은 0 볼트이다. 즉, 양의 단자 (46) 에서의 양의 DC 전압 +VDC/2과 음의 단자 (48)에서의 음의 DC 전압 -VDC/2 사이의 중간이다. 사용되지 않은 체인 링크 모듈 (54)은 바이패스 모드로 남는다.
싸인파 전압 파형의 양의 전압 성분 (66)을 생성하기 위해, 모듈 (54)의 체인 링크 컨버터 (42)에 삽입된 커패시터 (58)의 수를 감소시켜서 체인 링크 컨버터 전압을 감소시킴으로써 출력 전압이 천천히 증가된다. 체인 링크 컨버터 전압의 변화는 전압 at the AC 단자 (44)에서의 출력 전압의 스텝 방식 증가에서 관찰될 수 있다. 양의 전압 성분 (66)의 피크 (64)에서 상기 체인 링크 컨버터 (42)가 바이패스 되어 양의 DC 전압 (46), +VDC/2, 과 동일한 피크 값을 생산하거나 DC 망 (22)의 양의 DC 전압 (46)에 더한 전압을 생산할 수 있다. 따라서, 생산된 양의 전압 성분 (66)은 원하면, DC 망 (22)의 양의 DC 전압 (46)보다 높은 피크 (64)를 가질 수 있다.
싸인파 전압 파형의 양의 전압 성분 (66)의 생성 중에, 제 2 림 부 (34b)의 전압은 DC 망 (22)의 출력 전압과 음의 단자 (48)에서의 음의 DC 전압, -VDC/2 간의 차이와 동일하다.
제 1 림 부 (34a)의 체인 링크 컨버터 (42)는 그 후, 출력 전압이 0으로 돌아갈 때까지, 체인 링크 컨버터 (42)의 결합 전압을 제어함으로써 스텝 방식 감소로 출력 전압을 감소하도록 제어된다.
출력 전압이 0으로 돌아갈 때까지, 제 2 림 부 (34b)의 스위칭 소자 (40)는 폐쇄되고 제 1 림 부 (34a)의 스위칭 소자 (40)는 개방되기 전에 제 1 림 부 (34a)의 스위칭 소자 (40)가 폐쇄된 채로 있을 수 있다. 이 일시적인 오버랩 기간은 다수의 모듈 (54)을 DC 망 (22)에 직접 병렬로 연결하는 방법을 제공하며 커패시터 (58) 전압 레벨의 임의의 드리프트 (drift)를 재설정하는 편리한 방법을 제공한다.
DC 망 (22)의 전체 전압 범위, VDC ,는 한 상태에서 다른 상태로 양 스위칭 소자 (40a,40b)를 스위칭하는 동작 동안에, 양 림 부 (34a, 34b)의 체인 링크 컨버터 (42)에 의해 제공되는 전압에 반대된다.
제 1 림 부 (34a)의 체인 링크 컨버터 (42)는 제 2 림 부 (34b)의 체인 링크 컨버터 (42)가 -VDC/2의 전압을 제공하도록 제어될 동안에 +VDC/2의 전압을 제공하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭 소자들 (40)이 한 상태에서 다른 상태로 스위칭 될 때, 제 1 및 제 2 림 부들 (34a, 34b)의 스위칭 소자들 (40)에 0 또는 최소 전압이 존재한다. 각 림 부들 (34a, 34b)의 스위칭 소자들 (40)의 낮은 전압은 낮은 스위칭 손실을 가져온다.
싸인파 파형의 음의 전압 성분 (68)의 생성은 양의 전압 성분 (66)의 생성과 유사한데, 제 1 림 부 (34a)의 스위칭 소자 (40)가 개방된 채로 있고 제 2 스위칭 소자 (40b)는 폐쇄된 채로 있으며, 전압 파형의 생성이 제 2 림 부 (34b)이 체인 링크 컨버터 (42)이 모듈 (54)의 삽입 및 바이패스에 의해 초래된다는 것만 다르다.
싸인파 전압 파형의 음의 전압 성분 (68)의 생성 중에, 제 1 림 부 (34a)의 전압은 DC 망 (22)의 출력 전압과 양의 단자 (46)에서의 양의 DC 전압 +VDC/2과의 차이와 동일하다.
림 부들 (34a, 34b)의 스위칭 소자들 (40)가 개방 상태에 있으면, 스위칭 소자 (40)의 전압 레이팅은 AC 단자 (44)에서의 피크 출력 전압 (64)과 동일 림 부 (34a, 34b)의 체인 링크 컨버터 (42)의 최대 전압 용량 (용량) 간의 차이이다. 예컨대, 피크 출력 전압 (64)이 +VDC/2이면, 스위칭 소자 (40) 및 제 2 림 부 (34b)의 체인 링크 컨버터 (42)의 전압은 VDC와 동일한데, 이것은 피크 출력 전압 (64)과 DC 망 (22)의 음의 단자 (48)에서의 음의 DC 전압 간의 차이이다. 따라서, 제 2 림 부 (34b)는 피크 출력 전압 (64)이 DC 망 (22)의 DC 전압을 초과하면, VDC의 전압 레벨 이상의 전압을 지원할 수 있는 전압 용량을 가져야한다.
각 림 부 (34a, 34b)의 전압 용량은 각 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 용량과 각 스위칭 소자 (40)의 전압 레이팅의 결합이며, 필요하면 비 대칭 방식으로 분포될 수 있다.
각 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 용량은 체인 링크 모듈 (54)의 수를 늘리거나 개별 커패시터 (58) 및 반도체 스위칭 소자 (55a,55b,55c,55d)의 각 전압을 늘림으로써 최대화된다. 따라서, 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 용량이 VDC에 접근하면 스위칭 소자 (40)의 필요한 전압 레이팅이 감소할 수 있다. 스위칭 소자 (40)의 전압 레이팅의 감소는 몇몇 어플리케이션들에서 유리한데, 왜냐하면 이것이 AC 망 (20) 및/또는 DC 망 (22) 보다 낮은, 또는 많이 낮은 전압을 견딜 수 있는 스위칭 소자 (40)의 사용을 허용하기 때문이다.
하지만, 각 림 부 (34a, 34b)의 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 용량을 줄일 수 있도록 보다 높은 전압 레이팅을 갖는 스위칭 소자 (40)가 각 림 부 (34a,34b)에 사용되는 것도 예상된다. 이것은 각 체인 링크 컨버터 (42)의 모듈 (54)의 수가 감소되어 전압 소스 컨버터 (37)의 크기와 무게의 현저한 감소를 가져온다는 것을 의미한다.
본 발명의 실시예들에서, 풀 브리지 모듈 (56)의 상기 2차 스위칭 소자 (55)은 반대 방향의 전압을 제공하여 AC 위상 접속 단자 (44)에서의 출력 전압이 DC 망 (22)의 양 및 음의 단자들 (46, 48)에서의 전압 레벨을 초과하도록 구성될 수 있다. 이것은 전압 소스 컨버터 (37)의 주어진 현재 레이팅을 위한 보다 큰 전력 출력을 가져온다.
양 또는 음의 전압을 제공하는 풀 브리지 모듈 (54)의 능력이라는 것은 각 체인 링크 컨버터 (42)의 전압이 양의 전압만을 제공하는 대신, 양 또는 음의 전압을 제공하는 모듈 (54)의 결합에 의해 형성될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 양의 전압 또는 음의 전압의 제공을 번갈아 하도록 (alternate) 모듈들 (54)을 제어함으로써, 개별 커패시터 (58) 에서의 전압 레벨이 최적의 레벨로 유지될 수 있다.
하나의 전기망 (electrical network)에서의 고장으로 전압 소스 컨버터 (37) 전류의 큰 고장이 생기는 경우, 하나의 체인 링크 컨버터 (42) 또는 다른 체인 링크 컨버터 (42)의 각 모듈 (54) 2차 스위칭 소자 (55)가 풀 브리지 모듈 (54)를 삽입하도록 동작하여 고장이 없는, 전기망 구동 전압의 반대되는 (oppose) 전압을 제공하여 전압 소스 컨버터 (37)로의 고장 전류 (고장 전류)를 감소시킬 수 있다.
예컨대, DC 망 (22)에 결합된 DC 사이드 커패시터 (50a, 50b)에 발생된 단락은 양 및 음의 단자 (46,48)에서의 양 (both) 전압을 0 볼트로 하강시키는 결과를 가져온다. 이런 일이 발생되면, 높은 고장 전류가 AC 망 (20)으로부터 컨버터 림 (34)의 제 1 림 부 (34a)를 통해 흘러서, 단락 및 컨버터 림 (34)의 제 1 림 부 (34a)를 통해 AC 망 (20)으로 되돌아간다.
단락의 낮은 임피던스는 전압 소스 컨버터 (37)를 흐르는 고장 전류가 전압 소스 컨버터 (37)의 전류 레이팅을 초과할 수 있다는 것을 의미한다.
상기 고장 전류 AC 망 (20)으로부터의 구동 전압과 반대가 되게 함으로써 고장 전류가 최소화될 수 있다. 이것은 각 체인 링크 모듈 (54)의 2차 스위칭 소자 (55)를 모듈 (54)이 체인 링크 컨버터 (42)에 삽입되어 반대되는 전압을 제공함으로써 구동 전압을 낮추도록 구성함으로써 수행된다.
각 체인 링크 컨버터 (42)에 풀 브리지 모듈 (54)이 사용되는 실시예들에서, 각 모듈 (54)은 AC 구동 전압에 반대되는 전압을 제공할 수 있는데, 왜냐하면 상기 모듈 (54)은 양 또는 음의 전압을 제공할 수 있어서 양 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있기 때문이다. .
도 2에 도시된 상기 전압 소스 컨버터 (37)는 단상 AC 망에 접속하기에 적합하다.
도 7에 도시된 것과 같은 다른 실시예들에서는, 상기 전압 소스 컨버터 (70)는 다수의 컨버터 림 (34)들을 포함할 수 있는데, 각 컨버터 림 (34)은 다중 위상 (multiphase) AC 망 (20)의 개별 위상에 접속하기 위한 AC 단자 (44)를 포함한다. 이와 같은 실시예들에서 제공된 컨버터 림 (34)들의 수는 AC 망 (20)의 위상의 수에 의존한다.
도 7에 도시된 전압 소스 컨버터 (70)는 삼상 AC 망 (20)과 전압 소스 컨버터 (70)의 사용을 가능하게 하는 3개의 컨버터 림 (34)을 포함한다.
각 컨버터 림 (34)은 제 1 및 제 2 DC 단자 (36,38)와 AC 단자 (44)를 포함한다. 각 컨버터 림 (34)은 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)도 정의하는데, 각 림 부 는 제 1 및 제 2 DC 단자 (36,38)와 AC 단자 (44) 중의 각 하나 사이에 체인 링크 컨버터 (42)와 직렬로 연결되는 스위칭 소자 (40)를 포함한다.
제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 각 림부의 스위칭 소자 (40)는 AC 단자 (44)에 접속되고 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b) 각각은 각 DC 단자 (36,38)에 접속된다.
사용시, 각 컨버터 림 (34)의 단자 (36,38)들은 각 컨버터 림 (34)의 제 1 DC 단자 (36)에서의 전압이 +VDC/2이고 and the 전압 at the of 각 컨버터 림 (34)의 제 2 DC 단자 (38)에서의 전압은 -VDC/2이도록 DC 망 (22)에 접속된다.
각 AC 단자 (44)는 AC 단자 (44)들이 AC 망 (20)의 각 위상에 결합되도록, 변압기 (72)를 통해 다중 위상 AC 망 (20)의 각 위상에 결합된다.
각 컨버터 림 (34)의 제 1 및 제 2 림 부 (34a,34b)의 스위칭 소자 (40)는 각 DC 단자 및 AC 단자 사이에서 회로의 안과 밖의 각 체인 링크 컨버터 (42)를 스위칭하도록 동작될 수 있다. 각 컨버터 림 (34)의 체인 링크 컨버터 (42)는 삼상 전압 파형이 생성되도록 각 AC 단자 (44)에서 전압 파형를 생성하도록 동작한다. 삼상 전압 소스 컨버터의 제어는 전술한 단상 전압 소스 컨버터 (37)이 제어와 유사한데, 왜냐하면 스위칭 소자 (40)와 컨버터 림 (34)의 체인 링크 컨버터 (42)의 직렬 결합의 동작은 컨버터 림 (34)과 결합된 위상에만 영향을 주며,다른 컨버터 림들 (34)과 접속된 위상에는 영향을 주지 않기 때문이다.

Claims (13)

  1. 고 전압 DC 전력 전송 및 무효 전력 보상 (reactive power compensation)에서 사용하기 위한 전압 소스 컨버터 (37)로서,
    상기 전압 소스 컨버터는 DC 망 (22)에 접속하도록 사용하기 위한 제 1 및 제 2 DC 단자 (36, 38)와 AC 망에 접속하도록 사용하기 위한 AC 단자 (44)를 포함하는 적어도 하나의 컨버터 림 (limb: 34)을 포함하며,
    상기 또는 각 컨버터 림은 제 1 및 제 2 림 부 (limb portion: 34a, 34b)을 정의하며,
    각 림 부는 제 1 및 제 2 DC 단자의 각 하나와 AC 단자 사이에서 체인 링크 컨버터 (42)와 직렬로 연결되는 적어도 하나의 스위칭 소자 (40)를 포함하며,
    제 1 및 제 2 림 부의 스위칭 소자들은 각 체인 링크 컨버터를 각 DC 단자 및 AC 단자 사이의 회로 안과 밖으로 스위치 하도록 동작 가능하며, 체인 링크 컨버터는 AC 단자에서 전압 파형 (waveform)을 생성하도록 동작가능한, 전압 소스 컨버터 .
  2. 제 1항에 있어서, 각 체인 링크 컨버터 (42)는 각 림 부 (34a, 34b)가 회로를 밖으로 스위칭하면 림 부에 오프셋 전압을 생성하여 상기 각 스위칭 소자 (40)의 전압을 최소화하도록 동작가능한, 전압 소스 컨버터.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)의 상기 체인 링크 컨버터 (42)는 직렬로 연결된 체인 모듈 (54)을 포함하며,
    각 모듈은 에너지 저장 장치 (58)와 병렬로 연결된 적어도 한 쌍의 2 차 (secondary) 스위칭 소자 (55)를 포함하며,
    상기 2차 스위칭 소자는 체인 모듈이 스텝 (stepped) 가변 전압 소스를 정의하도록 동작 가능한, 전압 소스 컨버터.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 체인 링크 컨버터 (42)의 상기 또는 각 모듈 (54)은 양의 전압 또는 음의 전압을 제공하여 양 방향으로 전류가 흐를 수 있게 하는 4-쿼드란트 바이폴라 모듈 (4-quadrant bipolar module)를 정의하는 풀 브리지 배열 (full-bridge arrangement)로, 각 에너지 저장 장치와 병렬로 연결된 2 쌍의 2차 스위칭 소자들 (55)을 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  5. 제 3항 또는 제 4항에 있어서, 상기 또는 각 에너지 저장 장치 (58)는 커패시터, 연료 셀, 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기를 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  6. 제 1항 내지 제5항 중의 어느 한 항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)의 상기 또는 각 스위칭 소자 (40)는 반도체 장치를 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  7. 제 1항 내지 제 6항 중의 어느 한 항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)의 체인 링크 컨버터 (42)는 적어도 하나의 반도체 장치를 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  8. 제 6항 또는 제 7항에 있어서, 상기 또는 각 반도체 장치는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 (insulated gate bipolar transistor), 게이트 턴 오프 사이리터 (gate turn-off thyristor) 또는 집적 게이트-커뮤테이티드 사이리터( integrated gate-commutated thyristor)를 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  9. 제 1항 내지 제 8항 중의 어느 한 항에 있어서, 다수의 컨버터 림들 (42)을 포함하며, 각 림은 다중 위상 (multi-phase) AC 망 (20)의 각 위상에의 접속에 사용되는 AC 단자 (44)를 포함하는, 전압 소스 컨버터.
  10. 제 1항 내지 제9항 중의 어느 한 항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)의 체인 링크 컨버터 (42)는 AC 망 또는 DC 망 (20, 22)의 고장에 의해 생긴 전류 흐름에 반대되는 전압을 생성하도록 동작가능한, 전압 소스 컨버터.
  11. 제 1항 내지 제10항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)에서, 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 레이팅 (rating)과 각 스위칭 소자 (40)의 전압 레이팅이 동일한, 전압 소스 컨버터.
  12. 제 1항 내지 제 10항에 있어서, 각 림 부 (34a, 34b)에서, 체인 링크 컨버터 (42)의 전압 레이팅과 각 스위칭 소자 (40)의 전압 레이팅이 동일하지 않은, 전압 소스 컨버터.
  13. 제 1항 내지 제 12항에 있어서, 제 1 및 제 2 림 부 (34a, 34b)의 스위칭 소자 (40)는 체인 링크 컨버터 (42)를 회로 안으로 스위칭 하는 동시에, 체인 링크 컨버터 소자의 전압에서의 어떤 드리프트 (drift)도 리셋 (reset) 하도록 동작가능한, 전압 소스 컨버터.








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