KR20120021599A - 밴드 패스 샘플링 수신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 서로 다른 주파수 대역의 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 샘플링을 수행하는 밴드 패스 샘플링 수신기에 관한 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 밴드 패스 샘플링 수신기는 서로 다른 주파수 대역의 제 1 및 제 2 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 서로 시간 차를 가지는 샘플링 레이트를 적용하여 샘플링을 수행한다. 그리고, 샘플링 결과와 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들을 이용하여, 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 분리한다. 이때, 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 샘플링 시간 차, 샘플링 레이트 및 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들에 기반하여 결정될 것이다.

Description

밴드 패스 샘플링 수신기{BAND PASS SAMPLING RECEIVER}
본 발명은 무선 주파수 수신기에 대한 것으로, 구체적으로 밴드 패스 샘플링 수신기에 관한 것이다. 본 발명은 지식경제부의 IT원천기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: KI001869, 과제명: 이동통신 무선접속방식의 환경 적응형 자율제어 기술 연구].
슈퍼헤테로다인(superheterodyne) 수신기는 수신 전파를 일정한 주파수의 중간 주파수로 변환한다. 그리고 변환된 중간 주파수를 증폭함으로써, 충분한 증폭도와 선택도가 획득된다. 증폭된 중간 주파수를 이용하여, 기저 대역의 신호가 복조된다.
아날로그 신호인 RF 신호를 수신하는 경우, 기존의 샘플링 이론을 적용하기 위해서, 최소한 반송 주파수(carrier frequency)의 두 배 이상의 샘플링 레이트인 나이키스트 샘플링 레이트(Nyauiest Sampling Rate)를 이용하여 RF 신호를 샘플링한다. 샘플링 레이트는 RF(Radio Frequency) 신호의 반송 주파수가 증가할수록 함께 증가할 것이다. 그러나, RF 신호에서 수신하고자 하는 신호가 존재하는 대역폭은 RF 신호의 반송파 주파수의 0.003% ? 0.2%에 불과하다. RF 신호의 반송파 주파수가 고주파인 경우, 수신기는 더 높은 샘플링 레이트로 RF 신호를 샘플링하여야 한다. 이 경우, 샘플링된 데이터의 데이터량은 기하급수로 증가하고, 수신기는 매우 비효율적인 데이터 처리를 수행해야한다.
이러한 문제점을 해결하기 위해, RF 신호의 나이키스트 샘플링 레이트(Nyauiest Sampling Rate)보다 낮은 샘플링 레이트로 RF 신호를 샘플링할 수 있도록 하는 밴드 패스 샘플링(Band Pass Sampling)이 제안된다. 밴드 패스 샘플링은 고조파 샘플링(Harmonic sampling) 또는 서브 샘플링(Sub-sampling)이라고 지칭되기도 한다.
밴드 패스 샘플링은 나이키스트 샘플링 레이트에 비해 낮은 레이트로 샘플링을 수행할 수 있다. 따라서, RF 신호를 샘플링할 때 발생하는 데이터량은 감소한다. 밴드 패스 샘플링은 나이키스트 샘플링 레이트에 비해 낮은 레이트로 샘플링을 수행하여, 고의적으로 에얼리어싱(aliasing)을 발생하는 방식이다. 밴드 패스 샘플링은 기본적으로 데이터의 대역폭에 의존한 샘플링 비율을 갖게 된다.
밴드 패스 샘플링은 통상 디지털 직접변환 또는 RF 직접 변환 방식에 적용된다. 밴드 패스 샘플링이 디지털 직접 변환 방식에 적용되면, 안테나에서 수신되는 RF 신호가 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier,LNA)에서 증폭된 후 곧 바로 샘플링이 수행되기 때문에 저가 및 소형의 무선 수신기를 구현할 수 있다.
본 발명의 목적은 제 1 및 제 2 스트림 신호들의 위상 편차, 샘플링 주파수 및 RF 신호들의 주파수 대역을 참조하여 RF 신호들에 대한 하향 변환, 양자화, 신호 분리, 신호 검출 및 신호 억제 기능을 수행하는 밴드 패스 샘플링 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 밴드 패스 샘플링 수신기는 서로 다른 주파수 대역의 제 1 및 제 2 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 서로 시간 차를 가지는 샘플링 레이트를 적용하여 샘플링을 수행한다. 그리고, 샘플링 결과와 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들을 이용하여, 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 분리한다. 이때, 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 샘플링 시간 차, 샘플링 레이트 및 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들에 기반하여 결정될 것이다.
실시 예에 있어서, 상기 신호 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들 중 어느 하나를 검출할 수 있다.
실시 예에 있어서, 상기 신호 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 제거할 수 있다.
실시 예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 시간 차에 따라 발생된 상기 제 1 및 제 2 스트림 신호들의 위상 편차에 기반하여 결정될 것이다.
실시 예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들의 반송 주파수(carrier frequency)들에 기반하여 결정될 수 있다.
실시 예에 있어서, 상기 제 1 RF 신호의 주파수 대역의 반송 주파수는 상기 샘플링 레이트와 제 1 상수 값의 곱에 대응되고, 상기 제 2 RF 신호의 주파수 대역의 반송 주파수는 상기 샘플링 레이트와 제 2 상수 값의 곱에 대응되며, 상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 제 1 및 제 2 상수 값들에 기반하여 결정될 수 있다.
실시 예에 있어서, 상기 제 1 RF 신호를 검출하는 단계는 기저대역으로 복조된 상기 제 1 RF 신호를 검출할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 밴드 패스 샘플링 수신기 및 그것의 동작 방법에 따르면, 서로 다른 주파수 대역의 복수의 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 서로 시간 차를 두고 샘플링을 수행하여 제 1 및 제 2 스트림 신호들을 생성한다. 그리고 제 1 및 제 2 스트림 신호들의 위상 편차, 샘플링 주파수, 및 RF 신호들의 주파수 대역을 참조하여 RF 신호들에 대한 하향 변환, 양자화, 신호 분리, 신호 검출 및 신호 억제 기능을 수행한다. 따라서, 하나의 RF 신호를 검출하는 밴드 패스 샘플링 수신기가 제공된다.
도 1은 2차 밴드 패스 샘플링 수신기의 블록도를 보여준다.
도 2는 도 1의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기가 제 1 및 제 2 신호들을 수신하는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다.
도 3은 복수의 RF 신호를 수신하는 2차 밴드 패스 샘플링 수신기를 보여주는 블록도이다.
도 4는 도 3의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기에 제 1 내지 제 R 신호가 입력되는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다.
도 5는 도 3의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기에 4개의 RF 신호가 수신되는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다.
도 6은 복소 상수
Figure pat00001
의 값을 예시적으로 보여주는 테이블이다.
이하의 설명은 사실상 예시적인 것에 불과하고 본 출원의 기술적 사상의 범위를 제한하기 위한 것이 아니다. 앞의 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 모두 예시적이라는 것이 이해되어야 하며, 청구된 발명의 부가적인 설명이 제공되는 것으로 여겨져야 한다. 참조 부호들이 본 발명의 바람직한 실시 예들에 상세히 표시되어 있으며, 그것의 예들이 참조 도면들에 표시되어 있다. 가능한 어떤 경우에도, 동일한 참조 번호들이 동일한 또는 유사한 부분을 참조하기 위해서 설명 및 도면들에 사용된다.
A, B 및 C 중 적어도 하나라는 표현은 배타적 논리 or를 사용하는 것이 아닌 논리 (A or B or C)를 의미하는 것으로 해석된다. 그리고 본 발명의 원리를 변경하지 않는 한, 방법 안의 단계들은 다른 순서로 실행될 수 있다고 이해되어야 한다.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 2차(2nd-order) 밴드 패스 샘플링(Band Pass Sampling) 수신기(100)의 블록도를 보여준다. 도 1을 참조하면, 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(100)는 RF 필터부(110), 샘플링 및 양자화 처리부(120), 클럭 발생부(130) 및 신호 처리부(140)를 포함한다.
RF 필터부(110)는 송신측(미도시)에서 전송된 RF 신호를 선택한다. RF 필터부(110)는 제 1 및 제 2 RF 필터들(111,112)을 포함한다. 예시적으로, 제 1 및 제 2 RF 필터들(111,112)은 튜너블(tunable) RF 필터일 수 있다. RF 필터부(110)는 제 1 및 제 2 RF 필터들(111,112)을 이용하여 제 1 및 제 2 RF 신호들(R1(f),R2(f))에 대응하는 주파수 대역을 선택한다. 도 1에서, RF 필터부(110)는 2개의 RF 신호를 선택하는 것으로 도시된다. 그러나 이는 예시적인 것으로서, RF 필터부(110)는 복수의 RF 필터들을 이용하여 복수의 신호를 선택할 수 있다.
제 1 RF 필터(111)에 의해 제 1 신호(R1(f))가 선택된다. 그리고 제 2 RF 필터(112)에 의해 제 2 신호(R2(f))가 선택된다. 도 1에 도시되지는 않으나, 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(100)는 저잡음 증폭기(LNA)를 포함할 수 있다. 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))은 저잡음 증폭기에 의해 증폭되고, 샘플링 및 양자화 처리부(120)에 전송될 수 있다.
샘플링 및 양자화 처리부(120)는 제 1 및 제 2 샘플링 유닛들(121,122) 그리고 제 1 및 제 2 양자화 유닛들(125,126)을 포함한다. 샘플링 및 양자화 처리부(120)는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다(Analog to Digital Convert). 즉, 샘플링 및 양자화 처리부(120)는 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))에 대해 서브 샘플링(sub-sampling)을 수행한다.
제 1 및 제 2 샘플링 유닛들(121,122)은 클럭 발생부(130)에서 제공되는 클럭 신호에 동기하여 선택된 신호에 대해 샘플링을 수행한다. 제 1 샘플링 유닛(121)은 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))이 합쳐진 신호에 대해 nTs 단위로 샘플링을 수행한다(단, Ts는 샘플링 타임(Sampling Time)). 그리고 제 2 샘플링 유닛(122)은 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))이 합쳐진 신호에 대해 nTs+TΔ 단위로 샘플링을 수행한다. 즉, 제 2 샘플링 유닛(122)는 제 1 샘플링 유닛보다 지연 시간(TΔ)만큼 지연하여 샘플링을 수행한다. 단, n은 정수이다.
제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))이 합쳐진 신호에 대해 샘플링이 수행되면, 기저대역으로 복조된 제 1 및 제 2 신호들간에 에일리어싱(aliasing)이 발생된다. 이는 도 2를 참조하여 더 상세히 설명된다.
제 1 및 제 2 양자화 유닛들(125,126)은 각각 제 1 및 제 2 샘플링 유닛들(121,122)에서 샘플링된 신호들에 대해 양자화(quantization)를 수행한다. 제 1 및 제 2 양자화 유닛들(125,126)은 클럭 발생부(130)로부터 수신된 nTs 단위의 클럭 신호에 기반하여 양자화를 수행한다.
그리고, 제 1 및 제 2 양자화 유닛들(125,126)은 제 1 스트림 신호(RδA(f)) 및 제 2 스트림 신호(RδB(f))를 발생한다. 즉, 제 1 샘플링 유닛(121) 및 제 1 양자화 유닛(125)에서 처리되어 출력된 신호는 제 1 스트림 신호(RδA(f))이다. 제 2 샘플링 유닛(121) 및 제 2 양자화 유닛(126)에서 처리되어 출력된 신호는 제 2 스트림 신호(RδB(f))이다.
제 1 양자화 유닛(125)은 제 1 스트림 신호(RδA(f))를 신호 처리부(140)에 전송한다. 그리고 제 2 양자화 유닛(126)은 제 2 스트림 신호(RδB(f))를 신호 처리부(140)에 전송한다. 제 2 스트림 신호(RδB(f))는 제 1 스트림 신호(RδA(f))보다 지연 시간 TΔ만큼 지연되어 샘플링된 신호일 것이다. 이 경우, 제 1 및 제 2 스트림 신호들(RδA(f),RδB(f)) 간에 위상 편차가 발생한다.
클럭 발생부(130)는 nTs단위의 클럭 신호 및 nTs+TΔ단위의 클럭 신호를 발생한다. 그리고 발생된 클럭 신호들은 샘플링 및 양자화 처리부(120)에 제공된다.
신호 처리부(140)은 제 1 인터폴런트(interpolant) 부(141) 및 제 2 인터폴런트 부(142) 및 합산기(143)를 포함한다. 제 1 인터폴런트 부(141)은 제 1 스트림 신호(RδA(f))와 제 1 인터폴런트 함수(SA(f))에 대해 곱하기 연산을 수행한다. 제 2 인터폴런트 부(142)는 제 2 스트림 신호(RδB(f))와 제 2 인터폴런트 함수(SB(f))에 대해 곱하기 연산을 수행한다.
합산기(143)는 제 1 인터폴런트 부(141) 및 제 2 인터폴런트 부(142)의 연산 결과를 수신한다. 그리고, 합산기(143)는 제 1 인터폴런트 부(141)의 연산 결과 및 제 2 인터폴런트 부(142)의 연산 결과를 합한다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 제 1 및 제 2 스트림 신호(RδA(f),RδB(f))의 위상 편차를 이용하여 디지털 신호 처리(digital signal processing)을 수행함으로써, 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f)) 중 어느 하나의 신호만 복구될 수 있다. 여기에서, 디지털 신호 처리는 제 1 및 제 2 스트림 신호(RδA(f),RδB(f)) 그리고 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수(SA(f),SB(f))를 각각 곱하고, 곱한 결과를 더하는 과정을 의미한다.
도 2는 도 1의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(100)가 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))을 수신하는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다. 도 2를 참조하면, 가로축은 주파수(frequency)를 나타내고, 세로축은 신호의 세기(amplitude)를 나타낸다. 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))은 각각 소정의 주파수 간격으로 나뉜 대역에서, n1 및 n2에 각각 대응하는 제 1 및 제 2 주파수 대역들(ⓐ,ⓑ)에 위치한다. 제 1 및 제 2 주파수 대역들(ⓐ,ⓑ)의 대역폭은 제 1 및 제 2 RF 필터(111,112)의 대역폭에 대응된다. 그리고 제 1 및 제 2 RF 필터(111,112)의 대역폭은 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))의 대역폭 중 가장 큰 대역폭에 의해 결정된다.
도 2에서, 예시적으로 샘플링 레이트(fs) 간격으로 나뉜 대역에 위치하는 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))이 도시된다. 샘플링 레이트(fs)는 1/Ts(도 1의 클럭 발생부(130)의 출력 참조)이다. 샘플링 레이트(fs)는 제 1 및 제 2 주파수 대역들(ⓐ,ⓑ)의 대역폭에 의하여 결정될 것이다.
서로 다른 주파수 대역들의 신호들은 각각 반송 주파수(carrier frequency) 에 기반하여 전송 및 수신된다. 예시적으로, 반송 주파수는 중심 반송 주파수(center carrier frequency)일 수 있다. 제 1 주파수 대역(ⓐ)에 포함된 제 1 신호(R1(f))는 제 1 반송 주파수(n1?fs)에 기반하여 수신된다. 제 2 주파수 대역(ⓑ)에 포함된 제 2 신호(R2(f))는 제 2 반송 주파수(n2?fs)에 기반하여 수신된다. n1 및 n2는 상수일 것이다. 이하, 설명의 편의를 위해, n1 및 n2는 정수로 가정된다.
제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))이 기저 대역으로 복조된 경우, 기저 대역에서 에일리어싱(aliasing)이 발생한다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 기저 대역으로 복조된 제 1 신호 또는 제 2 신호 중 어느 하나를 선택하거나, 두 신호를 제거할 수 있다.
Figure pat00002
수학식 1는 제 1 및 제 2 스트림 신호(RδA(f),RδB(f))의 관계를 보여준다. 수학식 1에서,
Figure pat00003
이다. Rδ1A(f)는 제 1 스트림 신호(RδA(f))에 포함된 제 1 신호(R1(f))에 대응된다. Rδ1B(f)는 제 2 스트림 신호(RδB(f))에 포함된 제 1 신호(R1(f))에 대응된다. 마찬가지로, Rδ2A(f)는 제 1 스트림 신호(RδA(f))에 포함된 제 2 신호(R2(f))에 대응된다. Rδ2B(f)는 제 2 스트림 신호(RδA(f))에 포함된 제 2 신호(R2(f))에 대응된다.
즉, 제 1 스트림 신호(RδA(f))는 제 1 신호(R1(f))가 서브 샘플링된 신호인 Rδ1A(f), 및 제 2 신호(r2(t))가 서브 샘플링된 신호인 Rδ2A(f)를 포함할 것이다. 제 2 스트림 신호(RδB(f))는 제 2 신호(R2(f))가 서브 샘플링된 신호인 Rδ1B(f), 및 제 2 신호(r2(t))가 서브 샘플링된 신호인 Rδ2B(f)를 포함한다.
Rδ1A(f) 및 Rδ1B(f)의 관계는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 및 n1에 의존한다. Rδ2A(f) 및 Rδ2B(f)의 관계는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 및 n2에 의존한다.
이하, 제 1 및 제 2 신호(R1(f),R2(f))를 제거한다고 가정한다. 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들(SA(f),SB(f))은 수학식 2 및 3을 만족하도록 설정될 것이다.
Figure pat00004
Figure pat00005
수학식 2에서, C는 복소 상수이다. 수학식 2 및 수학식 3에서, B는 제 1 및 제 2 RF 필터들(111,112)의 대역폭 중 더 큰 대역폭(bandwidth)을 나타낸다.
Figure pat00006
및
Figure pat00007
는 각각 기저 대역으로 복조된 제 1 신호의 양의 주파수 스팩트럼 및 음의 주파수 스팩트럼을 나타낸다.
R+δ1A(f) 및 R-δ1A(f)는 각각 Rδ1A(f)의 양의 주파수 스팩트럼 및 음의 주파수 스팩트럼을 나타낸다. R+δ1B(f) 및 R-δ1B(f)는 각각 Rδ1B(f)의 양의 주파수 스팩트럼 및 음의 주파수 스팩트럼을 나타낸다. 마찬가지로, R+δ2A(f) 및 R-δ2A(f)는 각각 Rδ2A(f)의 양의 주파수 스팩트럼 및 음의 주파수 스팩트럼을 나타낸다. R+δ2B(f) 및 R-δ2B(f)는 각각 Rδ2B(f)의 양의 주파수 스팩트럼 및 음의 주파수 스팩트럼을 나타낸다.
수학식 3에서, 제 2 신호(R2(f))는 제거될 것이므로, 우변은 0이다. 그리고 기저대역으로 복조된 제 1 신호(
Figure pat00008
및
Figure pat00009
)의 크기는 복소 상수 C에 비례한다.
수학식 2 및 수학식 3을 만족하는 제 1 인터폴런트 함수(SA(f)) 및 제 2 인터폴런트 함수(SB(f))를 구하기 위해, 예시적으로, 계산의 편의를 위해 제 1 인터폴런트 함수(SA(f))는 수학식 4와 같이 선택할 수 있다.
Figure pat00010
한편, 수학식 1을 참조하면, 제 2 신호(R2(f))에 대한 제 1 및 제 2 스트림 신호의 관계(Rδ2A(f),Rδ2B(f))는 수학식 5와 같이 나타난다.
Figure pat00011
수학식 4 및 수학식 5를 수학식 3에 대입하면, 수학식 6이 도출된다.
Figure pat00012
수학식 6은 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들(SA(f),SB(f))의 관계를 보여준다.
Figure pat00013
이므로, 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들(SA(f),SB(f))의 관계는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 그리고, n2 값에 기반하여 결정될 것이다.
한편, 수학식 1과 마찬가지로 제 1 신호(R1(f))에 대한 제 1 스트림 신호 및 제 2 스트림 신호(Rδ1A(f),Rδ1B(f))의 관계는 수학식 7과 같이 나타난다.
Figure pat00014
수학식 6 및 7을 수학식 2에 대입하면, 수학식 8이 도출된다.
Figure pat00015
수학식 8에서, 샘플링 레이트(fs)는 대역폭(B)로 가정하고 계산되었다. 그리고
Figure pat00016
일 것이다.
기저 대역으로 복조된 제 1 신호의 크기는 복소 상수 C에 비례한다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 복소 상수 C의 크기는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs) 및 제 1 및 제 2 주파수 대역들(①,②)에 기반하여 결정된다. 예시적으로, 복소 상수 C의 크기는 수학식 9와 같이 계산된다.
Figure pat00017
수학식 9를 참조하면, 복소 상수 C의 크기는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 그리고 |n2-n1|에 기반하여 결정된다.
Figure pat00018
인 경우, 기저 대역으로 복조된 제 1 신호의 크기는 0일 것이다. 이 경우, 기저 대역으로 복조된 제 1 및 제 2 신호들은 제거될 것이다.
Figure pat00019
인 경우를 인터폴런트 널(interpolant null)이라고 한다.
Figure pat00020
인 경우, 기저 대역으로 복조된 신호의 소정의 값을 가질 것이다.
구체적으로,
Figure pat00021
인 경우, 기저 대역으로 복조된 제 1 신호의 크기는 0일 것이다. 그리고
Figure pat00022
인 경우, 기저 대역으로 복조된 제 1 신호는 소정의 값을 가질 것이다. 이때, m은 정수이다.
도 3은 복수의 RF 신호를 수신하는 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(200)를 보여주는 블록도이다. 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(200)는 RF 필터부(210), 샘플링 및 양자화 처리부(120), 클럭 발생부(130), 및 신호 처리부(140)를 포함한다. 도 3을 참조하면, RF 필터부(210)에서 2 이상의 주파수 대역을 선택하는 것을 제외하면, 도 1의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(100)와 마찬가지로 구성된다.
RF 필터부(210)는 제 1 내지 제 R RF 필터들(211~21R)을 포함한다. 제 1 내지 제 R RF 필터들(211~21R) 각각은 소정의 주파수 대역을 선택하여 제 1 내지 제 R 신호들(R1(f)~RR(f))을 출력한다.
제 1 내지 제 R 신호들(R1(f)~RR(f))이 합쳐진 신호는 순차적으로 제 1 샘플링 유닛(121) 및 제 1 양자화 유닛(125)에 입력되고, 제 1 스트림 신호(RδA(f))로 출력된다. 그리고 제 1 내지 제 R 신호들(R1(f)~RR(f))이 합쳐진 신호는 순차적으로 제 2 샘플링 유닛(122) 및 제 2 양자화 유닛(126)에 입력되고, 제 2 스트림 신호(RδB(f))로 출력된다.
신호 처리부(140)는 제 1 및 제 2 인터폴런트 부들(141,142) 및 합산기(143)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 샘플링 레이트(fs), 지연 시간(TΔ), 그리고 제 1 내지 제 R 신호들(R1(f)~RR(f))의 주파수 대역들을 참조하여 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수(SA(f),SB(f))가 선택된다.
도 4는 도 3의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(200)에 제 1 내지 제 R 신호가 입력되는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다. 도 4를 참조하면, 가로축은 주파수(frequency)를 나타내고, 세로축은 신호의 세기(amplitude)를 나타낸다. 제 1 및 제 2 신호들(R1(f),R2(f))은 각각 샘플링 레이트(fs) 간격으로 나뉜 대역에서, n1 내지 nR에 각각 대응하는 제 1 내지 제 R 주파수 대역들(ⓒ~ⓓ)에 위치한다.
제 1 내지 제 R 주파수 대역들(ⓒ~ⓓ)에 포함된 신호들은 각각 반송 주파수(n1?fs~nR?fs)에 기반하여 전송 및 수신된다. n1 내지 nR은 상수일 것이다. 이하, 설명의 편의를 위해 n1 내지 nR은 정수라고 가정한다.
수학식 2 내지 9에서 설명된 바와 마찬가지로, 신호 처리부(140)는 제 1 스트림 신호(RδA(f)) 및 제 2 스트림 신호(RδB(f))에 대해 신호 처리를 수행하고, 원하는 주파수 대역의 신호를 검출할 수 있다. 예시적으로, 합산기(143)의 출력 결과는 수학식 10과 같다.
Figure pat00023
수학식 10에서, F는 합산기(143)의 출력 신호를 나타낸다. 수학식 1과 마찬가지로, 제 1 및 제 2 스트림 신호들(RδA(f),RδB(f))의 관계는 수학식 11과 같이 나타난다.
Figure pat00024
수학식 11에서, 1≤k≤R,
Figure pat00025
이다. 수학식 11은 제 1 및 제 2 스트림 신호(RδA(f),RδB(f))의 관계를 보여준다. 즉, 제 k 신호(Rk(f))의 제 1 및 제 2 스트림 신호(Rδ kA(f),Rδ kB(f))의 관계는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 및 nk에 따라 결정될 것이다. 수학식 11를 수학식 10에 대입하면 수학식 12가 도출된다.
Figure pat00026
합산기(143)에서 출력된 신호는 기저대역에서 수학식 12와 같이 표현될 것이다.
Figure pat00027
내지
Figure pat00028
는 각각 기저 대역으로 복조된 제 1 내지 R 신호들을 나타낸다.
Figure pat00029
(단, 1≤k≤R)는 기저 대역으로 복조된 제 k 신호를 나타낸다.
Figure pat00030
내지
Figure pat00031
의 크기는 각각 복소 상수
Figure pat00032
내지
Figure pat00033
의 크기에 비례할 것이다.
즉, 기저 대역으로 복조된 제 k 신호의 크기는 복소 상수
Figure pat00034
의 크기에 비례할 것이다. 따라서, 복소 상수
Figure pat00035
의 크기에 기반하여 서로 다른 주파수 대역의 RF 신호들을 복구 또는 제거할 수 있다.
제 1 인터폴런트 함수(SA(f)) 및 제 2 인터폴런트 함수(SB(f))의 관계는 예시적으로 수학식 13과 같이 나타난다.
Figure pat00036
수학식 16에서, 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들(SA(f),SB(f))의 관계는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 및
Figure pat00037
값에 따라 결정될 것이다.
수학식 13을 참조하면, 수학식 12의 복소 상수
Figure pat00038
(단, 1≤k≤R)의 크기는 수학식 14과 같이 나타난다.
Figure pat00039
수학식 14를 참조하면, 복소 상수
Figure pat00040
의 크기는 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), nk, 및
Figure pat00041
값에 의해서 결정된다.
Figure pat00042
(단, 1≤k≤R)는 제 1 내지 제 R 주파수 대역들(ⓒ~ⓓ)의 전송 주파수들에 대응될 것이다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 복소 상수
Figure pat00043
의 크기에 따라 기저 대역에서 신호의 복구 여부가 결정된다.
Figure pat00044
인 경우, 기저 대역으로 복조된 k 신호의 크기는 0일 것이다. 그리고
Figure pat00045
인 경우, 기저 대역으로 복조된 k 신호의 크기는 0이 아닌 값을 가질 것이다.
구체적으로,
Figure pat00046
인 경우, 기저 대역으로 복조된 k 신호의 크기는 0일 것이다. 그리고
Figure pat00047
인 경우, 기저 대역으로 복조된 k 신호의 크기는 소정의 값을 가질 것이다. 이때, m은 정수이다.
수학식 14에 따르면, 서로 다른 주파수 대역의 RF 신호들이 수신되는 경우, 지연 시간(TΔ), 샘플링 레이트(fs), 그리고
Figure pat00048
를 이용하여 원하지 않는 신호를 제거할 수 있다.
도 5는 도 3의 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(200)에 4개의 RF 신호가 수신되는 경우의 양의 주파수 스팩트럼을 보여주는 그래프이다. 도 3 및 도 5를 참조하면, 4개의 주파수 대역의 RF 신호가 2차 밴드 패스 샘플링 수신기(100)에 수신된다. 서로 다른 4 개의 RF 신호들(R1(f)~R4(f))은 각각 샘플링 레이트(fs)의 주파수 간격으로 나뉜 대역에서 서로 다른 주파수 대역인 n1, n2, n3, n4에 위치한다.
RF 필터부(110)는 제 1 내지 제 4 RF 신호들(R1(f)~R4(f))을 선택할 것이다. 예시적으로, RF 필터부(110)는 4개의 RF 필터들을 포함하고, 대역 통과(band pass) 과정을 거쳐 제 1 내지 제 4 RF 신호들(R1(f)~R4(f))을 선택할 것이다.
샘플링 및 양자화 처리부(120)는 제 1 내지 제 4 RF 신호들(R1(f)~R4(f))에 대해 샘플링 및 양자화를 수행할 것이다. 샘플링 및 양자화 처리부(120)는 클럭 발생부(130)로부터의 클럭 신호에 동기하여 샘플링 및 양자화를 수행할 것이다. 샘플링 및 양자화 처리부(120)는 제 1 및 제 2 스트림 신호(RA(f),RB(f))를 발생할 것이다.
신호 처리부(140)는 제 1 및 제 2 스트림 신호들(RA(f),RB(f))을 수신한다. 합산기(143)에서 출력된 신호는 기저 대역에서 수학식 15과 같이 표현된다.
Figure pat00049
다시 도 5를 참조하면, 제 1 내지 제 4 주파수 대역들(ⅰ~ⅳ)은 각각 n1?fs ~ n4?fs에 대응된다.
예시적으로, 제 1 내지 제 4 주파수 대역들(ⅰ~ⅳ)의 반송 주파수들은 각각 1.11GHz, 1.22GHz, 1.43GHz, 1.64GHz라고 가정한다. 그리고 1.11GHz 대역의 신호만 복구하고자 한다고 가정한다. 복소 상수
Figure pat00050
내지
Figure pat00051
의 크기에 따라 기저 대역에서 신호의 복구 여부가 결정될 것이다.
예시적으로, 샘플링 레이트 fs=100MHz로 선택하면, n1은 11, n2는 12, n3는 14, 그리고 n4는 16으로 결정될 것이다. 그리고 지연 시간(TΔ)는 5ns로 선택하는 경우, 예시적으로 제 1 인터폴런트 함수(SA(f))는 1 및 제 2 인터폴런트 함수(SB(f))는 -β10으로 설계할 수 있다. 즉, 수학식 13 및 14에서
Figure pat00052
는 10이다. 수학식 14을 참조하면, 도 6의 테이블이 도출된다.
도 6은 복소 상수
Figure pat00053
의 값을 예시적으로 보여주는 테이블이다. 도 6을 참조하면, n1=11인 경우,
Figure pat00054
=2이다. 따라서, 기저 대역으로 천이된 제 1 신호는 복구된다. 반면,
Figure pat00055
,
Figure pat00056
및
Figure pat00057
는 0이다. 따라서, 기저 대역으로 천이된 제 2 내지 제 4 신호는 제거될 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 밴드 패스 샘플링 수신기 및 그것의 동작 방법에 따르면, 서로 다른 주파수 대역의 복수의 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 서로 시간 차를 두고 샘플링을 수행하여 제 1 및 제 2 스트림 신호들을 생성한다. 그리고 제 1 및 제 2 스트림 신호들의 위상 편차를 이용하여 디지털 신호 처리를 수행한다. 따라서, 하나의 RF 신호를 검출하는 밴드 패스 샘플링 수신기 및 그것의 동작 방법이 제공된다.
한편, 본 발명의 범위 또는 기술적 사상을 벗어나지 않고 본 발명의 구조가 다양하게 수정되거나 변경될 수 있음은 이 분야에 숙련된 자들에게 자명하다. 상술한 내용을 고려하여 볼 때, 만약 본 발명의 수정 및 변경이 아래의 청구항들 및 동등물의 범주 내에 속한다면, 본 발명이 이 발명의 변경 및 수정을 포함하는 것으로 여겨진다.
110: RF 필터부
120: 샘플링 및 양자화 처리부
130: 클럭 발생부
140: 신호 처리부
141: 제 1 인터폴런트 부
142: 제 2 인터폴런트 부
143: 합산기
TΔ: 지연 시간
ⓐ: 제 1 주파수 대역
ⓑ: 제 2 주파수 대역
n1?fs: 제 1 주파수 대역의 반송 주파수
n2?fs:제 2 주파수 대역의 반송 주파수

Claims (14)

  1. 서로 다른 주파수 대역의 제 1 및 제 2 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해, 서로 시간 차를 가지는 샘플링 레이트를 적용하여 샘플링된 제 1 및 제 2 스트림 신호들을 생성하는 샘플링 처리부; 및
    제 1 인터폴런트 함수와 상기 제 1 스트림 신호를 연산하는, 제 2 인터폴런트 함수와 상기 제 2 스트림 신호를 연산하는, 그리고 두 연산 결과를 합산함으로 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 분리하는 신호 처리부를 포함하되,
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 시간 차, 상기 샘플링 레이트 및 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들에 기반하여 결정되는 밴드 패스 샘플링(Band Pass Sampling) 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들 중 어느 하나를 검출하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 제거하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 시간 차에 따라 발생된 상기 제 1 및 제 2 스트림 신호들의 위상 편차에 기반하여 결정되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들의 반송 주파수(carrier frequency)들에 기반하여 결정되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 반송 주파수들은 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들의 주파수 대역들의 중심 반송 주파수(center carrier frequency)인 밴드 패스 샘플링 수신기.
  7. 제 5 항에 있어서
    상기 제 1 RF 신호의 주파수 대역의 반송 주파수는 상기 샘플링 레이트와 제 1 상수 값의 곱에 대응되고, 상기 제 2 RF 신호의 주파수 대역의 반송 주파수는 상기 샘플링 레이트와 제 2 상수 값의 곱에 대응되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은 상기 제 1 및 제 2 상수 값들에 기반하여 결정되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 함수들은
    Figure pat00058

    를 만족하도록 결정되며,
    상기
    Figure pat00059
    는 상기 제 1 인터폴런트 함수, 상기
    Figure pat00060
    는 상기 제 2 인터폴런트 함수, 상기
    Figure pat00061
    는 상기 시간차, 상기
    Figure pat00062
    는 상기 샘플링 레이트에 대응되고,
    상기
    Figure pat00063
    는 상기 시간차, 상기 샘플링 레이트, 그리고 상기 제 1 및 제 2 상수 값에 기반하여 결정되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기
    Figure pat00064
    는
    Figure pat00065
    그리고
    Figure pat00066

    을 만족하도록 설정되고,
    상기
    Figure pat00067
    은 상기 제 1 상수 값에 대응되고, 상기
    Figure pat00068
    는 상기 제 2 상수 값에 대응되는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리부는
    상기 제 1 인터폴런트 함수와 상기 제 1 스트림 신호를 곱하여 출력하는 제 1 인터폴런트 부;
    상기 제 2 인터폴런트 함수와 상기 제 2 스트림 신호의 곱하여 출력하는 제 2 인터폴런트 부; 및
    상기 제 1 및 제 2 인터폴런트 부들의 출력을 더하는 합산기를 포함하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  12. 제 1 항에 있어서,
    제 1 클럭 신호, 및 상기 제 1 클럭 신호보다 지연된 제 2 클럭 신호를 발생하는 클럭 발생기를 더 포함하되,
    상기 샘플링 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 상기 제 1 및 상기 제 2 클럭 신호들을 이용하여 샘플링하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플링 처리부는 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들이 합쳐진 신호에 대해 샘플링 및 양자화를 수행하여 상기 제 1 및 제 2 스트림 신호들을 생성하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리부는 기저대역으로 복조된 상기 제 1 및 제 2 RF 신호들을 분리하는 밴드 패스 샘플링 수신기.
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