KR20120000842A - 광역 고해상도 영상을 위한 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법 및 이를 이용한 시스템 - Google Patents

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Abstract

다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법 및 이를 이용한 시스템을 개시한다. 상기 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법은 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 제공하는 제1단계, 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각에 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 제1신호 처리부로 수신하는 제2단계, 상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제3단계 및 상기 제2 신호 처리부로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 제4단계를 포함한다.

Description

광역 고해상도 영상을 위한 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법 및 이를 이용한 시스템{Multiple input multiple output(MIMO) synthetic aperture radar(SAR) system for high resolution and wide swath width imaging and System thereof}
본 발명은 영상 레이더에 관한 것으로, 보다 상세하게는 위성 및 항공 영상 레이더에 있어 가장 중요한 요구 조건 중의 하나인 방위 방향 해상도를 향상시키고 관측 폭을 넓히기 위한 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법 및 이를 이용한 시스템에 관한 것이다.
일반적인 레이더(radar)의 거리 해상도(range resolution)는 송신펄스 또는 압축 펄스의 폭에 의해 좌우되고 방위 해상도(azimuth resolution)는 안테나 빔 폭에 의해 결정된다. 고해상도의 지형 영상을 얻기 위해서는 안테나 빔 폭을 작게 하여야 하므로 충분히 큰 안테나가 필요하지만 항공기에 장착되는 탑재체의 크기가 제한되므로 물리적으로 큰 안테나를 이용하여 고해상도 영상을 얻기는 곤란하다.
이런 문제를 해결하기 위하여 안테나를 탑재한 레이더를 이동시키고 신호처리 기법을 이용하여 수신된 신호를 합성하여 마치 커다란 안테나를 사용한 것처럼 고해상도의 영상을 얻는 방법이 1951년 Carl Wiley가 처음으로 제안한 영상레이더(synthetic aperture radar: SAR) 방식이다. 이는 위상 보상에 의한 초점을 형성하게 함으로써 탐지거리와 무관하게 일정한 방위 해상도를 얻을 수 있는 장점이 있으며 구름, 안개 등 기상조건 및 일조량에 상관없이 고해상도의 영상정보를 획득할 수 있다.
도 1은 일반적인 영상레이더(SAR)의 표준영상 모드(strip-map mode)를 나타낸 예시도이며, 도 2는 일반적인 영상레이더(SAR)의 고해상도 모드(spotlight mode)를 나타낸 예시도이며, 도 3은 일반적인 영상레이더(SAR)의 광역감시 모드(wide-scan mode)를 나타낸 예시도이다.
도 1 내지 도 3을 참조하면, 영상레이더 시스템의 기본적인 운용모드는 크게 표준영상 모드(strip-map mode), 고해상도 모드(spotlight mode), 광역감시 모드(wide-scan mode) 세 가지로 분류할 수 있다.
도 1에 기재된 표준영상 모드(strip-map mode)는 가장 기본적인 영상 모드로써 비행 방향으로 관측되는 지형 영상(Scene area)을 일정한 간격을 갖도록 연속적으로 얻을 수 있으며 보통의 해상도를 보장한다.
아래 [수학식 1]은 표준영상 모드의 방위방향 해상도를 나타내는 식이며, [수학식 2]는 관측영역을 구하기 위한 식일 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
Figure pat00002
: 방위 방향 해상도,
Figure pat00003
: 안테나 길이,
Figure pat00004
:비행체 속도
Figure pat00005
: 도플러 밴드위스(banwidth), PRF: 펄스 반복 주파수(Pulse repetition frequency)
[수학식 2]
Figure pat00006
Figure pat00007
: 관측영역,
Figure pat00008
: 광속,
Figure pat00009
: 입사각
위에 도시된 [수학식 1]과 [수학식 2]를 PRF에 관해 정리하면 아래와 같은 [수학식 3]을 도출할 수 있다.
[수학식 3]를 자세히 살펴보면, 방위방향 해상도에 의해 PRF의 하한선이 결정되고 관측 폭에 의해 PRF의 상한선이 결정이 되는 것을 알 수 있다.
즉, 높은 해상도(고해상도 모드)를 위해선 높은 PRF가 필요하지만 넓은 관측 폭(광역 감시 모드)을 위해선 낮은 PRF가 요구되는 것이다.
[수학식 3]
Figure pat00010
Figure pat00011
: 안테나 길이,
Figure pat00012
:비행체 속도
Figure pat00013
: 광속,
Figure pat00014
: 입사각
또한, 도 2에 기재된 고해상도 모드 방식(spotlight mode)은 관측 영역(Scene area)의 정밀 영상을 형성하기 위한 모드 방식으로 서로 다른 방위각에서 기계적, 전자적으로 빔을 출력조절하여 관측 영역(Scene area)에 안테나 빔 조사시간을 증가시켜 타겟(target)의 많은 도플러 정보를 획득함으로써 더욱 높은 해상도의 영상을 얻을 수 있는 방법이다. 그러나, 좁은 정찰범위와 영상의 연속성이 보장되지 않는 단점을 가진다.
도 3에 기재된 광역감시 모드(wide-scan mode)는 순차적으로 고각 방향으로 안테나 빔을 조사하는 방식으로 가장 넓은 정찰범위를 가지지만 한 지역 당 할당되는 빔의 조사 시간이 짧아 해상도가 다른 모드에 비해 현저히 떨어지는 단점을 가지고 있으며 영상 형성에 필요한 추가적인 운용 기법과 처리기법이 필요하므로 그 복잡성으로 인해 표준영상 모드(strip-map mode)와 고해상도 모드(spotlight)에 비해 활용성이 떨어진다.
앞서 언급한 표준영상 모드(strip-map mode)의 방위방향 해상도와 관측영역은 [수학식 1],[수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.
이에 따라 위성용 영상레이더의 방위방향 해상도를 증가시키면서 동시에 관측 폭을 넓히는 많은 연구가 진행되었다.
그중 하나는, 대부분 하나의 송신기를 사용하여 신호를 방사한 후 다수의 수신기를 두어 낮은 반복 펄스 주파수(이하, PRF) 신호를 수신한 다음 인터리빙(interleaving), 표본화(sampling) 등의 신호처리 기법을 통하여 높은 PRF를 사용했을 때와 같은 고해상도 영상을 획득하고 낮아진 PRF 만큼 관측 폭을 넓히는 방법이다.
도 4는 일반적인 영상레이더(SAR)의 squinted multi beam 방법을 나타낸 예시도이며, 도 5는 일반적인 영상레이더(SAR)의 single phase center(SPC) 모드를 나타낸 예시도이며, 도 6은 일반적인 영상레이더(SAR)의 displaced phase center(DPC) 모드를 나타낸 예시도이며, 도 7은 일반적인 영상레이더(SAR)의 쿼드 배열(quad element array) 방법을 나타낸 예시도이며, 도 8은 일반적인 영상레이더(SAR)의 high resolution wide swath(HRWS) 방법을 나타낸 예시도이다.
도 4를 참조하면, 스퀸티드 다중 빔(Squinted multi beam) 방법은 안테나를 수직 축 방향으로 회전하여 안테나의 다중 빔이 넓은 면적에 방사되도록 하는 기술로서 고정된 각도를 이용하여 광역감시 모드 보다 운용 시 편한 장점을 가지고 있다.
하지만, 관측 영역 당 방사되는 시간이 짧아 높은 해상도를 보장하지 못한다.
도 5에 도시된 단일 위상 중심(Single Phase Center: SPC) 방법은 넓은 관측 영역에 넓은 빔 패턴을 이용하여 하나의 송신 안테나로 송신하고 좁은 수신 빔 안테나 여러 개로 수신하는 방법을 나타낸다.
이때 중요한 점은 좁은 여러 개의 수신 빔은 넓은 송신 빔을 겹치는 구간 없이 모두 커버해야 한다는 점이다. 각 좁은 수신 빔은 이미 상대적으로 중심 빔에 비해 기울어진 각도를 알고 있기 때문에 도플러 중심 주파수를 산정할 수 있게 된다.
좁은 영역을 수신한 수신 빔은 그만큼 신호처리에 필요한 도플러 주파수가 줄어들게 되고 예컨대, 도 5의 경우는 약 1/3의 도플러 주파수가 필요하게 된다.
따라서, 도 5에 도시된 표준영상 모드에서 얻는 전체 도플러 주파수 대역을 SPC 모드에서는 1/3만의 주파수 대역을 사용하여 얻을 수 있게 되는 것이다.
즉, 1/3 만큼 줄어든 반복 펄스 주파수(PRF)에 의해 관측 폭은 그에 해당하는 만큼 넓어지는 것이다. 하지만, 단일 위상 중심(Single Phase Center: SPC) 방법은 각 수신 빔의 부엽이 옆의 주엽에 영향을 미치기 때문에 매우 큰 노이즈로 작용하는 단점이 있어 이를 억제하는 방법이 꼭 필요하다.
도 6의 대체 위상 중심(displaced phase center: 이하, DPC) 방법은 단일 위상 중심(Single Phase Center: SPC) 방법과 마찬가지로 넓은 영역에 조사되는 하나의 송신 안테나를 가진다.
하지만, 좁은 수신 빔 여러 개를 사용하는 것이 아니라 송신 빔 만큼의 넓은 빔을 가지는 여러 개의 수신 안테나를 사용한다. 이는 안테나의 부엽이 옆 안테나 주엽의 신호에 노이즈로써 작용하는 점을 막을 수 있다.
도 6의 경우 DPC 방법은 SPC 방법과 마찬가지로 1/3 PRF를 사용하여 표준영상 모드의 경우와 같은 도플러 히스토리를 얻게 되는데 각 채널의 기울어진 도플러 중심 주파수를 사용하는 것이 아니라 수신된 신호를 인터리빙(interleaving) 신호처리 방법으로 사용한다.
즉, 샘플링된 신호를 중간에 적절히 배치하여 마치 높은 PRF로 샘플링한 것과 같은 효과를 얻을 수 있게 되는 것이다.
이때, 요구되는 조건은 매우 정확한 PRF로 신호처리를 해야 한다는 점이다.
만약 PRF에 오차가 생기게 되면 신호를 겹치는 과정에서 큰 오차가 발생하기 때문에 정확하게 원하는 해상도의 영상을 얻기 힘들다. 그럼에도 불구하고 DPC 방법은 방위방향 해상도와 관측 폭의 상쇄(trade-off) 관계를 크게 해소하였기 때문에 이어지는 다른 방법들의 기초가 되며 매우 유용하게 쓰이고 있다.
도 7에 도시된 쿼드 배열(quad element array) 방법은 DPC 방법을 확장한 개념으로 하나의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 방법으로, 세로축으로 분리하여 위치한 안테나는 서로 다른 관측 영역을 가지게 되며 가로축으로 위치한 안테나는 DPC 방법과 같은 기술로 고해상도의 방위방향 해상도를 보장한다.
즉, DPC 안테나를 세로축으로 한단 더 올려 구성한 것으로 볼 수 있다. 이 방법 역시 엄밀한 PRF가 요구되며 세로축으로 분리된 수신 안테나의 작동은 송신 시간 동안 작동을 멈추어야 하기 때문에 두 관측 영역 사이에 불연속적인 영상이 생기는 단점이 존재한다.
DPC 방법을 더욱 확장하여 제시된 방법이 high resolution wide swath(이하, HRWS) 방법이다. 이는 송신 안테나와 수신 안테나를 분리하여 이중 격자(bi-static) 구조를 가지며 작은 송신 안테나로 넓은 관측 영역에 빔을 방사하고 큰 수신 안테나를 사용해 적은 송신 안테나의 이득을 보상한다.
따라서, 도 8을 참조하면, 방위방향으로는 DPC와 같은 방법으로 송신 안테나 길이의 반에 해당하는 해상도를 얻게 되고 거리방향으로는 디지털 빔 형성(digital beamforming)을 통해 수신 시간에 따라 빔을 가까운 관측영역부터 먼 관측영역까지 훑으면서 넓은 범위의 지역을 관측하게 된다. 이러한 방식은 송신 안테나에 비해 커진 수신안테나의 크기 만큼 비례하여 관측영역이 넓어질 수 있다.
하지만, 수신 채널의 증가로 매우 큰 메모리의 필요성과 물리적인 수신 안테나의 크기와 무게의 증가가 HRWS 방법의 단점이 된다.
이러한 하나의 송신 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용하는 방법은 일반적인 하나의 안테나로 송수신을 하는 영상 레이더 시스템에 비하여 방위방향 영상을 N(수신 안테나 개수) 배 증가시키거나 또는 PRF를 N 배 감소시켜 그에 해당하는 관측 폭을 넓힐 수 있는 가능성을 가진다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 기존의 영상 레이더 구조상으로 인해 측정되던 관측 지형의 낮은 방위 방향 해상도와 레이더의 좁은 관측 폭을 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법 및 이를 이용한 시스템으로 해결하고자 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템은 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 구비하는 안테나부, 상기 안테나부로부터 출력된 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각이 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 수신하도록 하는 제1 신호 처리부, 상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제2 신호 처리부 및 상기 제2 신호 처리부로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 영상 처리부를 포함한다.
상기 각 안테나는 상기 관측 영역으로 할당된 채널을 포함하는 송신 펄스를 연속적으로 방사하는 송신부 및 상기 송신 펄스가 관측영역에서 반사되어 되돌아 오는 신호를 해당 채널을 통해 수신하는 수신부가 각각 구비되는 것을 특징으로 한다.
상기 제1신호 처리부는 관측영역으로부터 수신된 송신 신호로부터 각 채널의 저 주파 신호를 검출하는 필터부, 상기 필터부로부터 출력되는 저주파 신호를 복수 개의 신호로 분리하는 분배기 및 상기 분배기로부터 출력되는 신호들의 거리 방향 압축과정을 수행하여 압축된 신호(N2)를 출력하는 거리 방향 압축부를 포함한다.
상기 제2신호 처리부는 제1신호 처리부로부터 출력되는 복수의 압축된 신호를 수신하여 상기 복수의 압축된 신호들 각각의 위상을 보상하는 위상 보상부, 상기 위상 보상부로부터 출력되는 보상 신호를 수신하여 거리 방향 이동 조정 과정을 수행하는 RCMC, 상기 RCMC로 부터 출력되는 데이터를 인터리빙 과정을 수행하는 인터리빙부, 상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 방위 방향 압축부를 포함한다.
상기 제1신호 처리부는 상기 송신 신호의 직교성을 유지하기 위해 slop varying shirp 신호를 사용하는 것을 특징으로 한다.
상기 제1신호 처리부는 상기 수신부로부터 수신된 상기 다수의 송신에 의한 신호 분배 과정을 수행하며, 상기 신호 분배 과정은 상기 다수의 송신 신호들 간의 직교성이 보장되도록 매칭 필터링 방식을 이용하는 것을 특징으로 하며,
[수학식 4]
Figure pat00015
[수학식 5]
Figure pat00016
여기서, i번째의 송신신호(Stxi)를 나타내고, 이때, 기저대역의 신호(Stxb)는 상기 [수학식 5]를 이용하여 도출가능하며, 상기 [수학식 4]와 상기 [수학식 5]를 이용한다.
여기서
Figure pat00017
는 시스템의 중심 주파수를,
Figure pat00018
는 신호의 크기,
Figure pat00019
는 펄스폭,
Figure pat00020
는 chirp 펄스의 선형 주파수 변조율(linear frequency modulation(LFM) rate)를 나타낸다.
상기 영상 레이더 시스템은 한 PRI 구간동안 N2의 샘플 포지션을 획득하는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법은 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 제공하는 단계, 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각에 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 제1신호 처리부로 수신하는 제1단계, 상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제2단계 및 상기 제2 신호 처리부로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 단계를 포함한다.
상기 제1단계는 관측영역으로부터 수신된 송신 신호로부터 각 채널이 독립적인 기저대역을 갖도록 변조하는 (a)단계, 상기 변조된 신호를 1:N 분배기를 이용하여 복수 개(N, N은 자연수)의 신호로 분배하는 (b)단계 및 상기 복수 개의 신호들 각각을 거리 방향에 따른 압축과정을 수행하여 복수개의 압축된 신호(N2, N은 자연수)를 출력하는 (c)단계를 포함한다.
상기 제2단계는 상기 제1단계로부터 출력되는 복수의 압축된 신호를 수신하여 상기 복수 개의 압축된 신호들 각각의 위상을 위상 보상부를 이용하여 보상하는 (d)단계, 상기 위상 보상부로부터 출력되는 보상 신호를 수신하여 거리 방향 이동 조정 과정을 수행하는 (e)단계, 상기 거리방향 이동 조정 과정을 수행하여 출력된 결과값을 토대로 인터리빙 과정을 수행하는 (f)단계 및 상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 (g)단계를 포함한다.
상기 제1단계는 상기 송신 신호의 직교성을 유지하기 위해 slop varying shirp 신호를 사용하는 단계를 더 포함한다.
상기 제1단계는,
상기 수신부로부터 수신된 상기 다수의 송신에 의한 신호 분배과정을 수행하며, 상기 신호 분배과정은 상기 다수의 송신 신호들 간의 직교성이 보장되도록 매칭 필터링 방식을 이용하는 단계인 것을 특징으로 하며,
[수학식 4]
Figure pat00021
[수학식 5]
Figure pat00022
여기서, i번째의 송신신호(Stxi)를 나타내고, 이때, 기저대역의 신호(Stxb)는 상기 [수학식 5]를 이용하여 도출가능하며,
상기 다수의 신호들 간의 직교성은 [수학식 4]와 상기 [수학식 5]를 이용하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
여기서
Figure pat00023
는 시스템의 중심 주파수를,
Figure pat00024
는 신호의 크기,
Figure pat00025
는 펄스폭,
Figure pat00026
는 chirp 펄스의 선형 주파수 변조율(linear frequency modulation(LFM) rate)를 나타낸다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템을 사용함으로써 한 PRI 동안 N2안의 샘플 포지션을 획득하게 되며, 이는 DPC 기반 시스템에 비해 방위방향 해상도를 N배 증가시키거나 또는 반복 펄스 주파수를 N배 감소시켜 그에 해당하는 관측폭을 넓힐 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 영상레이더(SAR)의 표준영상 모드(strip-map mode)를 나타낸 예시도이다.
도 2는 일반적인 영상레이더(SAR)의 고해상도 모드(spotlight mode)를 나타낸 예시도이다.
도 3은 일반적인 영상레이더(SAR)의 광역감시 모드(wide-scan mode)를 나타낸 예시도이다.
도 4는 일반적인 영상레이더(SAR)의 squinted multi beam 방법을 나타낸 예시도이다.
도 5는 일반적인 영상레이더(SAR)의 single phase center(SPC) 모드를 나타낸 예시도이다.
도 6은 일반적인 영상레이더(SAR)의 displaced phase center(DPC) 모드를 나타낸 예시도이다.
도 7은 일반적인 영상레이더(SAR)의 쿼드 배열(quad element array) 방법을 나타낸 예시도이다.
도 8은 일반적인 영상레이더(SAR)의 high resolution wide swath(HRWS) 방법을 나타낸 예시도이다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템을 개략적으로 나타낸 블럭도이다.
도 10은 도 9에 도시된 제1 신호 처리부를 보다 상세하게 나타낸 블럭도이다.
도 11은 도 9에 도시된 제2 신호 처리부를 보다 상세하게 나타낸 블럭도이다.
도 12는 도 10에 도시된 신호들의 타이밍을 나타낸 타이밍도이다.
도 13은 표 1에 도시된 다양한 파라미터 값을 적용하여 각 신호들의 시간에 따른 주파수의 변화를 측정하기 위한 그래프이다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 신호획득 위치를 나타낸 예시도이다.
도 15는 DPC 기반의 영상레이더 시스템과 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 점 표적 임펄스 응답비교를 나타낸 예시도이다.
도 16은 DPC 기반의 영상레이더 시스템과 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 관측 폭 비교를 나타낸 예시도이다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법을 나타낸 플로우 챠트이다.
도 18은 도 17에 기재된 제2 단계를 보다 상세하게 나타낸 플로우 챠트이다.
도 19는 도 17에 기재된 제3 단계를 보다 상세하게 나타낸 플로우 챠트이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "~부","~기" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 첨부 도면 및 도면에 기재된 내용을 참조하여야 한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템을 개략적으로 나타낸 블럭도이다.
도 9에 도시된 바와같이, 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템은 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 구비하는 안테나부(100), 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각에 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 수신하도록 하는 제1 신호 처리부(200), 상기 제1 신호 처리부(200)로부터 출력되는 복수의 압축 신호(MRx1~MRxn)를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제2 신호 처리부(300) 및 상기 제2 신호 처리부(300)로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 영상 처리부(400)를 포함한다.
상기 복수의 안테나 각각은(예컨대, 제1안테나 부터 제n안테나) 상기 관측 영역으로부터 할당된 채널을 포함하는 송신 펄스를 연속적으로 방사하는 송신부 및 상기 송신 펄스가 관측영역에서 반사되어 되돌아 오는 신호를 해당 채널을 통해 수신하는 수신부로 구성될 수 있다.
도 10은 도 9에 도시된 제1 신호 처리부를 보다 상세하게 나타낸 블럭도이다.
도 10을 참조하면, 상기 제1신호 처리부(200)는 필터부(210), 분배부(220) 및 압축부(230)를 포함할 수 있다. 상기 필터부(210)는 관측 영역으로부터 수신된 송신 신호(SRx1~SRxn)로부터 각 채널의 저 주파 신호를 검출하는 기능을 한다.
상기 분배부(220)는 복수의 분배기로 구성될 수 있으며, 상기 필터부(210)로부터 전송되는 복수의 저주파 신호들 각각을 복수 개의 신호(N,N은 자연수)로 분배하는 기능을 수행한다.
상기 압축부(230)는 상기 분배부(220)로부터 전송되는 복수의 저주파 신호들 각각을 거리 방향 압축과정을 수행하여 압축된 신호(N2)를 생성하여 제2신호 처리부(300)로 출력한다.
도 11은 도 9에 도시된 제2 신호 처리부를 보다 상세하게 나타낸 블럭도이다.
도 11을 참조하면, 상기 제2신호 처리부(300)는 위상 보상부(310), RCMC(320) 및 방위 방향 압축부(330)를 포함할 수 있다. 또한, 상기 제2 신호 처리부(300)는 인터리빙부를 더 포함할 수 있다.
상기 위상 보상부(310)는 제1신호 처리부(200)로부터 출력되는 복수의 압축된 신호(N2)를 수신하여 상기 복수의 압축된 신호(N2)들 각각의 위상을 보상하는 기능을 수행한다.
상기 RCMC(320)는 상기 위상 보상부(310)로부터 출력되는 보상 신호를 수신한 후, 거리 방향 이동 조정 과정을 수행하여 그에 상응하는 결과값을 출력한다.
상기 인터리빙부는 상기 RCMC로 부터 출력되는 결과값을 인터리빙한다.
상기 방위 방향 압축부(330)는 상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 기능을 수행한다.
보다 구체적으로, 상기 안테나부 내의 다수의 안테나들은 다수의 송신부와 다수의 수신부로 구성될 수 있으며, 상기 각 송신부로부터 출력되는 출력신호가 관측영역에 전송되어 반사된 다수의 송신신호들 각각은 상기 제1 신호 처리부로 수신된다.
상기 제1 신호 처리부로 수신된 다수의 수신신호들 각각은 매칭 필터링 방식을 통해 독립적인 기저대역(예컨대, 저 대역)을 포함하게 변조된다.
이후, 상기 제1 신호 처리부(200)는 상기 관측영역으로부터 전송된 수신신호는 관측 영역과의 거리를 측정하기 위해 1:N 분배기를 이용하여 거리방향에 따른 압축 신호(N2)를 생성하게 된다. 여기서, 각각의 매칭 필터링에 사용되는 기준신호(reference signal)는 다수의 송신부들 각각에서 방사된 신호일 수 있다.
상기 필터부(210)는 다수의 저대역 통과필터로 구성될 수 있으며, 상기 다수의 저대역 통과필터의 갯수는 상기 다수의 송·수신부의 갯수와 동일한 갯수일 수 있다.
여기서, 상기 안테나부는 다수의 송·수신 안테나로 구성될 수 있으며, 다수의 송신 안테나의 길이는 상기 수신 안테나의 길이와 적어도 동일하거나 2배 이상의 길이를 갖도록 형성된다. 이때 송신 안테나를 구성하는 다수의 개별 안테나는 독립적으로 on / off 가 가능하여 송신안테나의 길이 및 위치를 쉽게 조절할 수 있도록 구성될 수 있다.
참고로, 상기 인터리빙은 페이딩 등에 의한 집중 비트 에로(burst error)가 발생되기 쉬운 무선 채널 환경에서 집중적인 비트 에러를 분산시키는 기술을 나타낸다.
즉, 데이터 열의 순서를 일정 단위로 재 배열시킴으로써, 순간적인 잡음에 의한 데이터 열 중간의 비트가 손실되더라고 그 영향을 국부적으로 나타나게하여 복수할 수 있게 하는 것을 말한다. 이는 어떤 한 시점에서 간섭등으로 정보가 손실된 채 신호를 수신할 경우에, 이 신호를 다시 원래의 순서대로 재배열함으로써 손실된 정보가 분산되며 단지 부분적으로만 정보가 손실되게 할 수 있게 된다.
도 12는 도 9에 도시된 신호들 각각의 타이밍을 나타낸 타이밍도이다.
도 9 내지 도 12를 참조하면, 다수의 송신신호들 각각은(Tx1~TxN) 제1간격(τ)을 갖는 펄스 단위로 수신부 내의 다수의 수신기들 각각에 전송된다. 상기 다수의 송신신호(Tx1 부터 Txn)들 각각은 (△τ)만큼의 시간 간격으로 가이드 타임을 두어 활성화된다.
여기서, 관측 영역으로부터 수신된 송신 신호들 간의 직교성이 보장되어야만 정확한 영상을 복원할 수 있게 된다.
[수학식 4]
Figure pat00027
[수학식 5]
Figure pat00028
상기 [수학식 4]는 i번째의 송신신호(Stxi)를 나타내고, 이대 기저대역의 신호(Stxb)는 상기 [수학식 5]를 이용하여 도출할 수 있다.
여기서
Figure pat00029
는 시스템의 중심 주파수를,
Figure pat00030
는 신호의 크기,
Figure pat00031
는 펄스폭,
Figure pat00032
는 첩(chirp) 펄스의 선형 주파수 변조율(linear frequency modulation(LFM) rate)를 나타낸다.
여기서 다양한 선형 주파수 변조율(LFM rate)를 사용함으로써 송신 신호간의 직교성을 보장할 수 있게 된다.
[수학식 6]
Figure pat00033
이때 거리방향으로 같은 해상도를 얻기 위해서는 다수의 송신신호들 각각은 동일한 대역폭을 가져야 한다. 따라서 서로 다른 선형 주파수 변조율(LFM rate)를 갖는 상기 다수의 송신신호들 각각이 동일한 대역폭을 얻기 위해선 상기 각 송신 신호의 대역폭은 선형 주파수 변조율과 반비례하여야 하며, [수학식 6]을 통해서 상기 대역폭의 크기를 도출할 수 있다.
여기서 첫 번째 송신 신호의 펄스 폭은 가장 길고 선형 주파수 변조율(LFM rate)은 가장 작다고 가정하도록 한다.
이러한 과정은 송신 신호 폭을 줄여준다. 이로 인해 전송되는 평균 전력은 감소되어 영상레이더의 탐지거리가 줄어드는 단점이 발생하게 된다. 이러한 문제점을 보상하기 위해 아래에 기재된 [수학식 7]을 이용하여 보상한다.
[수학식 7]
Figure pat00034
여기서,
Figure pat00035
는 신호의 크기, i는 임의수,
Figure pat00036
는 펄스폭을 나타낸다.
도 13는 표 1에 도시된 다양한 파라미터 값을 적용하여 각 신호들의 시간에 따른 주파수의 변화를 측정하기 위한 예시도이며, 표 1은 4가지 종류의 다양한 파라미터 값을 나타낸 예시도이다.

1st Tx
2nd Tx
3rd Tx
4th Tx
Figure pat00037
9.7 (GHz)
9.7 (GHz)
9.7 (GHz)
9.7 (GHz)
Figure pat00038
300(MHz)
300(MHz)
300(MHz)
300(MHz)
Figure pat00039
1.5·1013
-1.5·1013
1.67·1013
-1.67·1013
Figure pat00040
20(μs)
20(μs)
18(μs)
18(μs)
Figure pat00041
1
1
1.11
1.11
도 13 및 표 1을 참조하면, 표 1에 기재된 파라미터 값들은 예컨대, 제1 송신부(1st Tx) 내지 제4 송신 신호(4th Tx)는 동일한 주파수, 동일한 기저대역을 포함하여야 하며, 선형 주파수 변조율, 펄스폭, 신호의 크기만을 다르게 설정하도록 한다.
상기 표 1에 기재된 4가지 종류의 파라미터 값들을 이용하여 매칭 필터링을 적용한 신호는 우수한 자기상관 관계(auto-correlation) 특성과 낮은 상호 상관 관계(cross-correlation) 특성을 보이는 것을 판단할 수 있다.
상기 상술한 4가지 종류의 파라미터 값을 이용하여 본 발명의 송신 신호로 활용할 경우 거리 압축 후 N2의 독립적인 신호를 획득할 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 신호획득 위치를 나타낸 예시도이다.
도 14에 도시된 바와같이, 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템(b)은 한 PRI 구간동안 N2의 샘플을 획득하는 것을 볼 수 있다. 이는 일반적인 DPC 기반의 영상레이더(a)에서 N개의 샘플을 획득하는 거에 비해 N배 더 많은 샘플을 획득할 수 있다.
이때 획득하는 샘플간의 동일한 간격을 유지하기 위해 먼저 안테나를 탑재한 위성의 이동을 고려하여야한다. k번째(k=자연수) 송신 펄스가 방사할 때 이전 송신 시간동안 이동한 위성의 거리는 아래에 기재된 [수학식 8]으로 도출할 수 있다.
[수학식 8]
Figure pat00042
상기 △mk 는 k번째 송신 펄스가 방사할 때 이전 송신 시간동안 이동안 위성의 거리를 나타내며, k는 자연수, τ는 송신 신호의 펄스폭, △τ는 송신신호들 간의 펄스 간격, Vp는 위성의 평균 속도를 나타낸다.
또한, △mk 만큼 이동한 위성의 위치를 고려하여 송신 신호를 방사하는 송신안테나의 위치를 산출하는 것이 중요하다. 이는 아래에 기재된 [수학식 9]와 같이 나타낼 수 있으며 이를 통해 획득한 압축된 신호(N2)의 샘플 위치들은 동일한 간격을 유지하면서 위치하는 것을 알 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00043
[수학식 10]
Figure pat00044
여기서, △Sk서는 송신 안테나의 위치(이동거리), N은 샘플 포지션을 나타내며, 수학식 11로 나타낼 수 있으며, △mk격는 인공위성의 위치(이동거리)를 나타낸다.
상기 [수학식 10]에서 산출된 송신 안테나의 이동거리는 항상 '0'보다 커야 하며 이를 통해 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 최대 안테나 개수를 산출할 수 있다.
또한, 수신된 신호의 위상을 정확히 보상하기 위해선 송신신호의 지연과 송신안테나의 이동을 보상해 주어야 한다. 상기 송신신호의 지연과 송신안테나의 이동에 대한 보상은 아래에 기재된 [수학식 12]의 위상 보상 간격을 통해 보상되며, [도 10]에 기재된 위상 보상부에서 수행함으로써 왜곡없는 영상을 획득할 수 있게 된다.
[수학식 11]
Figure pat00045
[수학식 12]
Figure pat00046

General parameter
value

Carrier frequency
9.7(GHz)

Platform height
580(km)

Platform velocity
7560(m/s)

Incidednt angle
20°-55°

Chirp signal bandwidth
300(MHz)

Total azimuth antenna length
12(m)

Interval between pulses
5(μＳ)


DPCA based SAR system
Proposed MIMO SAR system

△x(m)
NO. of TX
NO. of Rx
△x(m)
NO. of TX
NO, of Rx

case 1
4
1
3
4
3
4

case 2
3
1
4
3
4
4
표 2 및 표 3은 본 발명의 시스템 파라미터 값 및 DPCA 영상레이더 시스템시뮬레이션과 MIMO 영상레이더 시스템 시뮬레이션을 비교한 경우(Case1,Case2) 경우를 나타낸 표이다.
표 2를 참조하면, 상기 [수학식 11]을 통해 Case 1의 경우 최대 안테나의 개수 10개 임을 알 수 있으며, Case 2의 경우 7개 임을 확인할 수 있다. 이는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템의 운용에 있어 충분함을 알 수 있다.
도 15는 DPC 기반의 영상레이더 시스템과 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 점 표적 임펄스 응답비교를 나타낸 예시도이며, 도 16는 DPC 기반의 영상레이더 시스템과 본 발명의 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템의 관측 폭 비교를 나타낸 예시도이다.
DPCA
based SAR system
Proposed
MIMO SAR system

Case 1 & 2
Case 1
Case 2

PRF (Hz)
1116
372
279



Swath width (km)
Sw1
90
311
617

Sw2
47
160

Sw3
102


Sw4
54


Sw5
83


Sw6
34

상기 표 3은 시뮬레이션 PRF 와 관측폭 비교를 나타낸 표이다.
도 15, 도 16 및 표 3를 참조하면, 점 표적에 대한 임펄스 응답을 DPC 기반 시스템과 다중 입력 다중 출력 시스템을 비교하여 보면, 같은 PRF를 사용할 경우 본 발명의 시스템이 Case 1의 경우 3배, Case 2의 경우 4배 해상도가 향상한 것을 볼 수 있다.
이는 송수신 안테나의 개수가 증가할 수록 해상도가 더욱 향상된다는 것을 알 수 있다. 또한 도 15를 참조하면, 같은 방위방향 해상도(aperture)를 획득할 경우 Case 1의 경우 PRF가 3배 줄어들고 Case 2의 경우 4배 줄어들어 [도 15]과 같이 관측폭이 넓어지는 장점이 있다.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법을 나타낸 플로우 챠트이며, 도 18은 도 17에 기재된 제2 단계를 보다 상세하게 나타낸 플로우 챠트이며, 도 19은 도 17에 기재된 제3 단계를 보다 상세하게 나타낸 플로우 챠트이다.
도 9 내지 도 19를 참조하면, 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용 방법은
서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 제공하는 제1단계(S10), 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각에 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 제1신호 처리부(200)로 수신하는 제2단계(S20), 상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제3단계(S30) 및 상기 제2 신호 처리부(300)로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 제4단계(S40)를 포함한다.
상기 제2단계(S20)는 관측영역으로부터 수신된 송신 신호로부터 각 채널이 독립적인 기저대역을 갖도록 변조하는 (a)단계(S21), 상기 변조된 신호를 1:N 분배기를 이용하여 복수 개(N, N은 자연수)의 신호로 분배하는 (b)단계(S22) 및 상기 복수 개의 신호들 각각을 거리 방향에 따른 압축과정을 수행하여 복수개의 압축된 신호(N2, N은 자연수)를 출력하는 (c)단계(S23)를 포함한다.
상기 제3단계(S30)는 상기 제2단계(S20)로부터 출력되는 복수의 압축된 신호를 수신하여 상기 복수 개의 압축된 신호들 각각의 위상을 위상 보상부를 이용하여 보상하는 (d)단계(S31), 상기 위상 보상부(310)로부터 출력되는 보상 신호를 수신하여 거리 방향 이동 조정 과정을 수행하는 (e)단계(S32), 상기 거리방향 이동 조정 과정을 수행하여 출력된 결과값을 토대로 인터리빙 과정을 수행하는 (f)단계(S33) 및 상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 (g)단계(S34)를 포함할 수 있다..
상기 제2단계(S20)는 상기 송신 신호의 직교성을 유지하기 위해 다양한 슬로프 첩(slop varying shirp) 신호를 사용하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 제2단계(S20)는 안테나부(100)로 수신된 상기 다수의 송신 신호들(SRx1~SRxn) 각각에 의한 신호 분배과정을 수행하며, 상기 신호 분배 과정은 상기 다수의 송신 신호들 간의 직교성이 보장되도록 매칭 필터링 방식을 이용하는 단계일 수 있다.
따라서, 본 발명은 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템은 다수개의 송·수신기를 구비하며, 다양한 파라미터 값과 송신기의 위치변경을 통해 상기 다수개의 송수신기들의 위치 변경을 통해 고해상의 이미지 영상을 얻을 수 있다.
따라서, 본 발명에 따르면, 상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템을 사용함으로써 한 PRI 동안 N2안의 샘플 포지션을 획득하게 되며, 이는 DPC 기반 시스템에 비해 방위방향 해상도를 N배 증가시키거나 또는 반복 펄스 주파수를 N배 감소시켜 그에 해당하는 관측폭을 넓힐 수 있다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하여, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이도, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어서는 안될 것이다.
200: 제1 신호 처리부 300: 제2 신호 처리부
400: 영상처리부

Claims (12)

  1. 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 구비하는 안테나부;
    상기 안테나부로부터 출력된 송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각이 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 수신하도록 하는 제1 신호 처리부;
    상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제2 신호 처리부; 및
    상기 제2 신호 처리부로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 영상 처리부;를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상레이더 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 각 안테나는 상기 관측영역으로 할당된 채널을 포함하는 송신 펄스를 연속적으로 방사하는 송신부; 및
    상기 송신 펄스가 관측영역에서 반사되어 되돌아 오는 신호를 해당 채널을 통해 수신하는 수신부가 각각 구비되는 것을 특징으로 하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템.
  3. 상기 제1신호 처리부는,
    관측영역으로부터 수신된 송신 신호로부터 각 채널의 저 주파 신호를 검출하는 필터부;
    상기 필터부로부터 출력되는 저주파 신호를 복수 개의 신호로 분리하는 분배기; 및
    상기 분배기로부터 출력되는 신호들의 거리 방향 압축과정을 수행하여 압축된 신호(N2)를 출력하는 거리 방향 압축부를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2신호 처리부는,
    제1신호 처리부로부터 출력되는 복수의 압축된 신호를 수신하여 상기 복수의 압축된 신호들 각각의 위상을 보상하는 위상 보상부;
    상기 위상 보상부로부터 출력되는 보상 신호를 수신하여 거리 방향에 따른 이동 조정 과정을 수행하는 RCMC;
    상기 RCMC로 부터 출력되는 데이터를 인터리빙 과정을 수행하는 인터리빙부;
    상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 방위 방향 압축부를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1신호 처리부는,
    상기 송신 신호의 직교성을 유지하기 위해 다양한 첩(shirp) 신호를 사용하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1신호 처리부는,
    상기 수신부로부터 수신된 상기 다수의 송신에 의한 신호 분배 과정을 수행하며, 상기 신호 분배 과정은 상기 다수의 송신 신호들 간의 직교성이 보장되도록 매칭 필터링 방식을 이용하는 것을 특징으로 하며,
    [수학식 4]
    Figure pat00047

    [수학식 5]
    Figure pat00048

    여기서, i번째의 송신신호(Stxi)를 나타내고, 이때, 기저대역의 신호(Stxb)는 상기 [수학식 5]를 이용하여 도출가능하며,
    상기 [수학식 4]와 상기 [수학식 5]를 이용하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 시스템.
    여기서
    Figure pat00049
    는 시스템의 중심 주파수를,
    Figure pat00050
    는 신호의 크기,
    Figure pat00051
    는 펄스폭,
    Figure pat00052
    는 chirp 펄스의 선형 주파수 변조율(linear frequency modulation(LFM) rate)를 나타낸다.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 영상 레이더 시스템은,
    한 PRI 구간동안 N2의 샘플 포지션을 획득하는 것을 특징으로 하며,
    상기 N은 자연수이며, 상기 다수의 송신 신호의 갯수와 동일한 영상 레이더 시스템.
  8. 서로 다른 채널이 각각 할당된 복수의 안테나를 제공하는 제1단계;
    송신 신호에 각 채널의 서로 다른 저 주파 신호들 각각에 1:N 분배기를 거쳐 거리 방향 압축 과정을 통해 선형 주파수 변조를 수행하고, 각 선형 주파수 변조된 신호가 펄스 형태로 해당 안테나를 통해 연속적으로 관측 영역에 송신하여 제1신호 처리부로 수신하는 제2단계;
    상기 제1 신호 처리부로부터 출력되는 압축 신호를 수신하여 위상보상 과정, RCMC(Range cell migration correction)과정, 인터리빙 과정, 및 방위방향 압축을 순차적으로 수행하는 제3단계; 및
    상기 제2 신호 처리부로부터 출력되는 신호를 수신하여 2D 영상 신호로 출력하는 제4단계를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1단계는,
    관측 영역으로부터 수신된 송신 신호로부터 각 채널이 독립적인 기저대역을 갖도록 변조하는 (a)단계;
    상기 변조된 신호를 1:N 분배기를 이용하여 복수 개(N, N은 자연수)의 신호로 분배하는 (b)단계; 및
    상기 분배된 복수 개의 신호들 각각을 거리 방향에 따른 압축과정을 수행하여 복수개의 압축된 신호(N2, N은 자연수)를 출력하는 (c)단계를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제2단계는,
    상기 제1단계로부터 출력되는 복수의 압축된 신호를 수신하여 상기 복수 개의 압축된 신호들 각각의 위상을 위상 보상부를 이용하여 보상하는 (d)단계;
    상기 위상 보상부로부터 출력되는 보상 신호를 수신하여 거리 방향 이동 조정 과정을 수행하는 (e)단계;
    상기 거리방향 이동 조정 과정을 수행하여 출력된 결과값을 토대로 인터리빙 과정을 수행하는 (f)단계; 및
    상기 인터리빙부로부터 출력되는 신호를 수신하여 방위방향 압축을 수행하는 (g)단계를 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제(e)단계는,
    상기 송신 신호들의 동일한 거리 방향에 따른 동일한 해상도를 유지하기 위해 다양한 첩(shirp) 신호를 이용하는 단계를 더 포함하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1단계는,
    상기 수신부로부터 수신된 상기 다수의 송신신호들 각각에 신호 분배 과정을 수행하며, 상기 신호 분배 과정은 상기 다수의 송신 신호들 간의 직교성이 보장되도록 매칭 필터링 방식을 이용하는 단계인 것을 특징으로 하며,
    [수학식 4]
    Figure pat00053

    [수학식 5]
    Figure pat00054

    여기서, i는 i번째의 송신신호(Stxi)를 나타내고(i는 자연수), 이때, 기저대역의 신호(Stxb)는 상기 [수학식 5]를 이용하여 도출가능하며,
    상기 [수학식 4]와 상기 [수학식 5]를 이용하는 다중 입력 다중 출력 영상 레이더 이용방법.
    여기서
    Figure pat00055
    는 시스템의 중심 주파수를,
    Figure pat00056
    는 신호의 크기,
    Figure pat00057
    는 펄스폭,
    Figure pat00058
    는 첩(chirp) 펄스 신호의 선형 주파수 변조율(linear frequency modulation(LFM) rate)를 나타낸다.
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