KR20110096222A - Turbo code decoder and method therefor - Google Patents

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KR20110096222A
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오혁준
홍석호
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광운대학교 산학협력단
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Abstract

PURPOSE: A turbo code decoder and a method for the same are provided to additionally decode a parity bit, thereby minimizing a noise effect. CONSTITUTION: A first MAP decoder(101) produces a first soft-decision information with respect to a first parity bit and a parity bit decoding when receiving the first parity bit. A second MAP decoder(105) produces a second soft-decision information with respect to a second parity bit when receiving the second parity bit. A soft-decision calculator(106) produces final first and second soft-decision information for the first and second parity bit using the first and second soft-decision information for the first and second parity bit. The first MAP decoder acquires a forward direction metric and first backward direction metric and a one kind of metric for first parity bit decoding. The first MAP decoder produces soft-decision information with respect to the first parity bit using the forward direction metric and first backward direction metric and the one kind of metric.

Description

터보 코드 복호기 및 이를 위한 방법{Turbo code decoder and method therefor}Turbo code decoder and method therefor {Turbo code decoder and method therefor}

본 발명은 기존의 터보 코드 복호기를 개선하여 시스테매틱(Systematic) 비트 뿐만 아니라 패리티(Parity) 비트에 대해서도 추가적으로 복호를 할 수 있는 기법에 관한 것이다.The present invention relates to a technique that can further decode not only systematic bits but also parity bits by improving an existing turbo code decoder.

통신시스템의 발달로 인하여 통신 환경의 다양화 및 정보 전송의 고속화는 신뢰성 있는 오류 정정 부호(Error Correcting Code)의 사용을 필요로 한다. 오류 정정 부호 기술이란 디지털 통신 시스템에서 채널 상의 잡음, 간섭, 페이딩 등에 의하여 발생하는 오류를 효율적으로 정정하기 위하여 사용되는 방식으로서 채널 부호(Channel Coding)라고 한다. Due to the development of communication system, diversification of communication environment and high speed of information transmission require the use of reliable error correction code. Error correction code technology is a method used to efficiently correct an error caused by noise, interference, fading, etc. on a channel in a digital communication system, and is called channel coding.

무선 디지털통신에서는 채널상의 에러를 보정하기 위해 송신단에서 에러정정코드를 가하고 디코더에서 에러를 보정하는 방법을 사용한다. 이러한 에러보정 가능한 코딩 방식 중 하나로 사용되는 것이 터보코드(Turbo Code)이다. 보코드는 미국향 CDMA2000 및 유럽향 W-CDMA에서 높은 데이터율(data rate)을 필요로 하는 채널에 채택되고 있다.In wireless digital communication, an error correction code is applied at a transmitter and a decoder is used to correct an error on a channel. One of such error-correctable coding schemes is turbo code. Vocode has been adopted for channels requiring high data rates in US CDMA2000 and W-CDMA for Europe.

이 터보코드는 낮은 수신전력에서도 반복복호를 행함으로써 이론적인 한계치인 샤논한계(Shannon Limit)에 매우 근접하는 것으로 알려져 있다. 이 터보코드의 복호방법에는 SOVA(Soft-Output Viterbi Algorithm) 방식과 MAP(Maximum A osteriori) 방식이 있는데, MAP방식이 SOVA방식보다 채널환경이 좋은 AWGN(Additive White Gausian Noise)환경에 0.38㏈ 정도, 그리고 채널환경이 좋지 않은 레이라이페이딩(Rayleigh Fading)환경에서 3㏈ 정도 더 높은 코딩이득(coding gain)을 갖는 것으로 알려져 있다. 그리고, 같은 MAP복호방식에서도 코드율(code rate) R=1/3인 경우가 R=1/2인 경우보다 더 높은 코딩이득(coding gain)을 갖지만 대역효율면에서 좋지 않게 된다. 그래서 많은 경우에 R=1/3인 상태에서 평쳐링(Puncturing)한 R=1/2로 인코딩한다.The turbo code is known to be very close to the Shannon limit, which is a theoretical limit by performing repeated decoding even at low reception power. The turbo code decoding methods include SOVA (Soft-Output Viterbi Algorithm) and MAP (Maximum A osteriori) methods. In addition, it is known to have a coding gain of about 3 dB higher in a Rayleigh Fading environment where the channel environment is not good. In the same MAP decoding method, the code rate R = 1/3 has a higher coding gain than the case where R = 1/2, but is poor in terms of bandwidth efficiency. Thus, in many cases, encoding is done with R = 1/2, which is flattened with R = 1/3.

도 1은 일반적인 터보코드를 생성하는 터보인코더를 도시한 도면으로서, R=1/3인 터보인코더를 도시한 것이다. 터보인코더는 병렬연접된(parallel concatenated) 두 개의 RSC(Recursive Systematic Convolutional) 블록(RSC1, RSC2)과 한개의 인터리버(interleaver)로 구성되어 있다. 1 shows a turbo encoder for generating a general turbo code, and shows a turbo encoder with R = 1/3. The turbo encoder is composed of two parallel concatenated Recursive Systematic Convolutional (RSC) blocks (RSC1, RSC2) and one interleaver.

RSC 부호란 길쌈 부호의 일종으로 회귀가 되는 시스테매틱 부호이다. RSC 부호는 일반적으로 낮은 부호화율을 갖는 경우에 비 시스테매틱(Non-systematic) 부호보다 우수한 성능을 낼 수 있다고 알려져 있다.RSC code is a type of convolutional code that is a regressive systemic code. RSC codes are generally known to have better performance than non-systematic codes when they have a low coding rate.

정보비트 시퀀스(dk)는 첫번째 RSC블록(RSC1)에 입력되고, RSC블록(RSC1)은 첫번째 패리티비트열(Y1k)을 생성한다. 정보비트시퀀스(dk)는 이와 동시에 인터리버(interleaver)에 입력되어 프레임 단위로 저장된다. 인터리버에 입력된 정보비트시퀀스(dk)는 인터리버에 의해 인터리빙(interleaving)되고, 인터리빙된 정보비트시퀀스(dk')가 두번째 RSC블록(RSC2)에 입력된다. RSC블록(RSC2)은 두번째 패리티비트열(Y2k)을 생성한다.The information bit sequence d k is input to the first RSC block RSC1, and the RSC block RSC1 generates the first parity bit string Y 1k . The information bit sequence d k is simultaneously input to an interleaver and stored in units of frames. The information bit sequence d k input to the interleaver is interleaved by the interleaver, and the interleaved information bit sequence d k ' is input to the second RSC block RSC2. The RSC block RSC2 generates a second parity bit string Y 2k .

입력된 정보비트열(dk)가 그대로 출력된 Xk와 첫번째 및 두번째 패리티비트열 Y1k, Y2k가 합해져 부호시퀀스가 (X1, Y11, Y21, X2, Y12, Y22, X3, Y13, Y23, ......)인 터보코드가 생성되게 되며, 이때 코드율(code rate) R=1/3이 된다. 여기서 대개는 전송효율을 높이기 위해 패리티비트(Yk)를 펑쳐링(Puncturing)하게 되는데, 대개의 경우와 같이 패리티비트의 각 열을 교호적으로 펑쳐링하는 방식에 따라 R=1/2로 펑쳐링하면 부호시퀀스가 (X1, Y11, X2, Y22, ..... , XN -1, Y1N -1, XN, Y2N)과 같이 된다(여기서, N은 짝수). 이 부호시퀀스는 변조된 뒤 채널상으로 전송된다. 채널을 거쳐 수신되는 전송심벌에는 여러 가지 잡음이 더해진다. The input information bit sequence (d k) is as the output X k and the first and second parity bit stream Y 1k, Y 2k haphaejyeo code sequences (X 1, Y 11, Y 21, X 2, Y 12, Y 22 , X 3 , Y 13 , Y 23 ,...) Is generated, and the code rate R = 1/3. In this case, the parity bit (Y k ) is punctured in order to improve transmission efficiency. As in most cases, a puncture of R = 1/2 is performed depending on a method of alternately puncturing each column of the parity bit. The code sequence is equal to (X 1 , Y 11 , X 2 , Y 22 , ....., X N -1 , Y 1N -1 , X N , Y 2N ), where N is an even number. . This code sequence is modulated and transmitted on the channel. Various noises are added to the transmission symbol received through the channel.

터보부호의 복호기는 일반적으로 MAP(Maximum a Posteriori) 방식의 알고리즘을 기반으로 한 트렐리스 복호기를 사용한다. MAP 알고리즘은 잡음이 섞인 신호로부터 APP(A Posteriori Probability)를 계산하는 기법이다. 따라서 수신된 심볼에 대해서 가장 가능성이 있는 정보 비트를 로그우도비(Log Likelihood Ratio)를 토대로 결정하게 된다. 우선 잡음이 섞인 시스테매틱 비트와 첫번째 패리티 비트를 통하여 연판정 정보를 얻게 된다. 이를 다시 두번째 MAP 복호기의 입력 정보로 활용하여 인터리버를 거친 시스테매틱 비트와 두번째 패리티에 대한 연판정 정보를 얻는다. 즉, 임의로 지정된 반복 횟수에 따라서 위의 복호과정을 여러 번 수행하여 전체적인 성능을 향상 시키게 된다.A turbo code decoder generally uses a trellis decoder based on an algorithm of a maximum a posteriori (MAP) scheme. The MAP algorithm is a technique for calculating A Posteriori Probability (APP) from a noisy signal. Therefore, the most likely information bit for the received symbol is determined based on the log likelihood ratio. First of all, soft decision information is obtained from the noise-bearing cystic bits and the first parity bits. This is used as input information of the second MAP decoder to obtain soft decision information on the systematic parity and the second parity through the interleaver. That is, the overall decoding performance is improved by performing the above decoding process several times according to the randomly designated repetition number.

일반적인 터보 코드 복호기의 경우는 부호기에 입력되는 시스테매틱 비트에 대해서만 복호를 실시한다. 따라서 복호된 데이터를 재변조(Remodulation)하여 간섭 신호를 줄이는 고급 신호처리 기법을 사용하는데 많은 제약 사항이 발생한다. 복호된 데이터 중에서 코드 블록 단위로 1개의 비트도 오류가 발생하지 않아야 되기 때문이다. In the case of a general turbo code decoder, only the systematic bits input to the encoder are decoded. Therefore, there are many limitations in using advanced signal processing techniques to reduce the interference signal by remodulating the decoded data. This is because an error does not occur even for one bit in code block units among decoded data.

상기한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 패리티 비트 복호를 수행하는 터보 디코더 및 이를 위한 방법을 제공하는 것이다.An object of the present invention for solving the above problems is to provide a turbo decoder and a method therefor for performing parity bit decoding.

상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 터보 코드 복호기는 제1 패리티 비트를 수신하면 패리티 비트 복호를 상기 제1 패리티 비트에 대한 제1 연판정 정보를 산출하는 제1 MAP 복호기와, 제2 패리티 비트를 수신하면 상기 제2 패리티 비트에 대한 제2 연판정 정보를 산출하는 제2 MAP 복호기와, 상기 제1 및 제2 패리티 비트를 위한 제1 및 제2 연판정 정보를 이용하여 상기 제1 및 제2 패리티 비트를 위한 최종 제1 및 제2 연판정 정보를 산출하는 연판정 계산기를 포함한다.In order to achieve the above object, a turbo code decoder according to an embodiment of the present invention is provided with a first MAP decoder for calculating parity bit decoding and first soft decision information for the first parity bit when receiving a first parity bit. Using a second MAP decoder for calculating second soft decision information for the second parity bit when receiving a second parity bit, and using first and second soft decision information for the first and second parity bits. And a soft decision calculator for calculating final first and second soft decision information for the first and second parity bits.

본 발명에 따라, 패리티 비트에 대한 복호를 통해서 상기된 제약 사항을 피할 수 있기 때문이다. 또한 본 발명에서 제안한 기술을 이용 함으로서 복호기의 성능에 대해서 추가적인 연산 이득(Processing Gain)을 얻게 된다.According to the present invention, the above-mentioned constraints can be avoided through decoding on the parity bit. In addition, by using the technique proposed in the present invention, an additional processing gain is obtained for the performance of the decoder.

상술한 바와 같이 본 발명은 기존의 터보 코드 복호기를 기반으로 시스테매틱 비트 뿐만 아니라 패리티 비트에 대한 복호를 수행하는 장치이다. 패리티 비트를 추가적으로 복호함에 따라서 잡음의 영향을 최소화 할 수 있는 다양한 신호처리 기법을 사용할 수 있다. As described above, the present invention is an apparatus for decoding not only the systematic bits but also the parity bits based on the existing turbo code decoder. By additionally decoding the parity bits, various signal processing techniques can be used to minimize the effects of noise.

또한 기존의 MAP 알고리즘을 패리티 비트에 적용하여 복호를 수행하기 때문에 기존의 터보 코드 복호기를 바탕으로 쉽게 구현 할 수 있는 이점이 있다.In addition, since the decoding is performed by applying the existing MAP algorithm to the parity bit, there is an advantage that can be easily implemented based on the existing turbo code decoder.

도 1은 일반적인 터보코드를 생성하는 터보인코더를 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 터보 코드 복호기의 블록도를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 현재 상태(sk), 패리티 비트(p'k), 다음 상태(sk +1) 및 시스테메틱 비트(d'k)의 값들의 예시를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 터보 코드 복호기에서의 복호 방법을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 패리티 비트 복호를 위한 연판정 정보를 생성하는 방법을 나타낸 도면이다.1 is a diagram illustrating a turbo encoder for generating a general turbo code.
2 is a block diagram of a turbo code decoder according to an embodiment of the present invention.
Figure 3 is a view showing an example of the value of the current state (s k), parity bit (p 'k), the next state (s k +1) and systematic systematic bits (d' k) in accordance with the present invention.
4 is a diagram showing a decoding method in the turbo code decoder of the present invention.
5 is a diagram illustrating a method of generating soft decision information for parity bit decoding according to the present invention.

도 2은 본 발명의 일 실시예에 따른 터보 코드 복호기의 블록 방법을 보인 블록도 이다.2 is a block diagram illustrating a block method of a turbo code decoder according to an embodiment of the present invention.

도 2에서 제안한 터보 코드 복호기는 패리티 비트 정보를 복호 할 수 있는 제1 및 제2 MAP 복호기(101, 105), 제1 및 제2 인터리버(102, 104), 디인터리버(103), 그리고 복호 종료시 연판정 값을 계산하는 연판정 계산기(106)를 포함한다. In the turbo code decoder proposed in FIG. And a soft decision calculator 106 for calculating the soft decision value.

일반적인 MAP 복호기는 시스테매틱 비트에 대한 연판정 값을 얻을 수 있지만 본 발명에서 제안하는 제1 및 제2 MAP 복호기(101, 105)는 패리티 비트에 대한 연판정 값을 추가로 산출한다.A general MAP decoder can obtain soft decision values for cystematic bits, but the first and second MAP decoders 101 and 105 proposed in the present invention further calculate soft decision values for parity bits.

MAP 복호기는 수신된 심볼(R={r1, r2, ..., rN})에 대해서 가장 가능성이 높은 연판정 값을 결정한다.The MAP decoder determines the most likely soft decision value for the received symbols R = {r 1 , r 2 ,..., R N }.

수신된 한 프레임의 심벌시퀀스를 R이라고 하면, R = (r1, ..... , rk, .... , rN)으로 표현할 수 있다.If the symbol sequence of the received one frame is R, it can be expressed as R = (r 1 , ....., r k , ...., r N ).

여기서 Rk = (xk, yk) 이고, 시간 k에서의 수신심벌들이다.Where R k = (x k , y k ) and receive symbols at time k.

복호되는 dk와 관련된 로그우도비(Log Likelihood ratio)는 이하 수학식 1과 같다.The log likelihood ratio associated with the decoded d k is expressed by Equation 1 below.

Figure pat00001
Figure pat00001

여기에서, Pr(dk= 1|R)은 dk가 1이 될 확률을 나타내며, Pr(dk= 0|R)은 dk가 0이 될 확률을 나타낸다. 따라서 각 확률의 비를 이용해서 연판정 값을 얻는다.Here, P r (d k = 1 | R) represents the probability that d k becomes 1, and P r (d k = 0 | R) represents the probability that d k becomes 0. Therefore, the soft decision value is obtained using the ratio of each probability.

제1 MAP 복호기(101)는 시스테매틱 비트에 대하여 상기 수학식 1의 연산을 수행하여 연판정 값을 산출한다. The first MAP decoder 101 calculates a soft decision value by performing the operation of Equation 1 on the systematic bits.

다시 말해, 제1 MAP 복호기(101)는 시스테매틱 비트 dk 및 제1 패리티 비트 pk,1을 수신하고, 시스테매틱 비트 dk 및 제1 패리티 비트 pk ,1에 대해 로그우도비(Log Likelihood ratio)를 산출하여, 시스테매틱 비트 dk에 대한 연판정 정보 Le1(dk)를 제2 인터리버(104)로 출력한다. In other words, the first MAP decoder 101 systematic bits d k and first parity bits p k, received, and systematic bits d k and first parity bits p k, log likelihood ratio for 1 to 1 By calculating the (Log Likelihood ratio), the soft decision information L e1 (d k ) for the systematic bit d k is output to the second interleaver 104.

그리고, 제1 MAP 복호기(101)는 제1 패리티 비트 pk ,1에 대한 연판정 정보 L1(pk,1)를 연판정 계산기(106)로 출력한다. 구체적으로, 제1 MAP 복호기(101)는 수학식 1의 개념을 패리티 비트에 적용하여 수학식 2와 같이 패리티 비트 pk에 대한 연판정 값을 산출한다.The first MAP decoder 101 then outputs the soft decision information L 1 (p k, 1 ) for the first parity bits p k , 1 to the soft decision calculator 106. Specifically, the first MAP decoder 101 applies the concept of Equation 1 to the parity bits to calculate a soft decision value for the parity bit p k as in Equation 2.

Figure pat00002
Figure pat00002

여기에서, Pr(pk= 1|R)은 pk가 1이 될 확률을 나타내며, Pr(pk= 0|R)은 pk가 0이 될 확률을 나타낸다.Here, P r (p k = 1 | R) represents the probability that p k becomes 1, and P r (p k = 0 | R) represents the probability that p k becomes 0.

제1 MAP 복호기(101)는 수학식 2를 상태(sk) 전의를 통하여 정리함으로써 수학식 3을 도출할 수 있다.The first MAP decoder 101 may derive Equation 3 by arranging Equation 2 through the state s k .

Figure pat00003
Figure pat00003

여기에서 sk는 현재 상태를 나태내고, sk -1은 이전 상태를 나타낸다.Where s k represents the current state and s k -1 represents the previous state.

수학식 3에서 상태 전의에 관한 확률(Pr(sk -1,sk,R)을 다음 수학식 4와 같이 순방향 메트릭(αk), 역방향 메트릭(βk), 가지 메트릭(γk)을 이용하여 정리할 수 있다.In Equation 3, the probability Pr (s k -1 , s k , R) for the state before is represented by the forward metric (α k ), the reverse metric (β k ), and the branch metric (γ k ) as shown in Equation 4 below. You can organize it.

Figure pat00004
Figure pat00004

이와 같이, 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 획득하기 위해서는 순방향 메트릭(αk), 역방향 메트릭(βk), 가지 메트릭(γk)을 구해야 한다. As described above, in order to obtain soft decision information on the parity bit, the forward metric α k , the reverse metric β k , and the branch metric k are obtained.

이를 위해 제1 MAP 복호기(101)는 가지 메트릭(γk)을 다음 수학식 5와 같이 산출한다.To this end, the first MAP decoder 101 calculates the branch metric γ k as shown in Equation 5 below.

Figure pat00005
Figure pat00005

여기서 pk'는 패리티 비트의 값(0또는 1)에 따라 -1 또는 1의 값을 갖는다. dk'는 임의의 상태(sk)에서 패리티 비트 값에 대한 시스테매틱 비트의 값에 해당하며, 역시 pk'와 동일하게 -1 또는 1의 값을 갖게 된다. 또한 dk와 pk의 값은 실제 수신된 시스테매틱과 패리티 비트에 대한 연판정 정보에 해당한다.Where p k 'has a value of -1 or 1 depending on the value of the parity bit (0 or 1). d k 'corresponds to the value of the systematic bit for the parity bit value in an arbitrary state s k , and also has a value of -1 or 1 equal to p k '. In addition, the values of d k and p k correspond to soft decision information on the actually received systematic and parity bits.

이어서, 제1 MAP 복호기(101)는 순방향 메트릭(αk)을 다음 수학식 6과 같이 산출한다.Subsequently, the first MAP decoder 101 calculates a forward metric α k as shown in Equation 6 below.

Figure pat00006
Figure pat00006

또한, 제1 MAP 복호기(101)는 역방향 메트릭(βk)을 다음 수학식 7과 같이 산출한다.In addition, the first MAP decoder 101 calculates a backward metric β k as shown in Equation 7 below.

Figure pat00007
Figure pat00007

제1 MAP 복호기(101)는 순방향 메트릭(αk), 역방향 메트릭(βk), 가지 메트릭(γk)을 이용하여 제1 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 산출할 수 있다. The first MAP decoder 101 may calculate soft decision information for the first parity bit using the forward metric α k , the reverse metric β k , and the branch metric k .

도 3은 본 발명에 따른 현재 상태(sk), 패리티 비트(p'k), 다음 상태(sk +1) 및 시스테메틱 비트(d'k)의 값들의 예시를 나타낸 도면이다.Figure 3 is a view showing an example of the value of the current state (s k), parity bit (p 'k), the next state (s k +1) and systematic systematic bits (d' k) in accordance with the present invention.

제2 인터리버(104)는 시스테매틱 비트 dk에 대한 연판정 정보에 대해 인터리빙을 수행한 결과인 Le1(dk)'를 사전 확률로서 제2 MAP 복호기(105)로 출력한다. The second interleaver 104 outputs L e1 (d k ) ', which is a result of performing interleaving on the soft decision information for the systematic bit d k , as a prior probability to the second MAP decoder 105.

또한, 제1 인터리버(102)는 시스테메틱 비트 dk에 대해 인터리빙을 수행하고 그 결과 dk'를 MAP 복호기(105)에 제공한다. In addition, the first interleaver 102 performs interleaving on the systematic bits d k and consequently provides d k ′ to the MAP decoder 105.

제2 MAP 복호기(105)는 제2 인터리버(104)로부터 시스테매틱 비트 dk에 대한 연판정 정보에 대해 인터리빙을 수행한 결과인 사전 확률Le1(dk)'를 수신하고, 제1 인터리버(102)로부터 시스테매틱 비트 dk에 대해 인터리빙을 수행한 결과인 dk'를 수신한다. 또한, 제2 MAP 복호기(105)는 제2 패리티 비트 pk ,2를 수신한다. The second MAP decoder 105 receives from the second interleaver 104 a prior probability L e1 (d k ) ', which is a result of performing interleaving on soft decision information for the systematic bit d k , and receives the first interleaver. Receives d k ', which is the result of performing interleaving on the systematic bit d k , from 102. Also, the second MAP decoder 105 receives the second parity bits p k , 2 .

제2 복호기(105)는 인터리빙된 시스테매틱 비트인 dk', 제2 패리티 비트 pk ,2 및, 사전 확률Le1(dk)'를 이용하여 복호를 수행한다. 즉, 제2 MAP 복호기(105)는 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보인 Le2(dk)'를 산출하고, 제2 패리티 비트 pk ,2에 대한 연판정 정보 L2(pk ,2)를 산출한다. The second decoder 105 performs decoding using the interleaved systematic bits d k ', the second parity bits p k , 2, and the prior probability L e1 (d k )'. That is, the second MAP decoder 105 calculates L e2 (d k ) ', which is soft decision information on the systematic bits, and soft decision information L 2 (p k , 2) for the second parity bits p k , 2 . 2 )

이 경우, 제2 MAP 복호기(105)는 제1 MAP 복호기(101)에 관련하여 설명한 수학식 4 내지 수학식 7을 이용하여 제2 패리티 비트 pk ,2에 대한 연판정 정보 L2(pk ,2)를 산출할 수 있다. In this case, the second MAP decoder 105 may use soft decision information L 2 (p k) for the second parity bits p k , 2 using Equations 4 to 7 described with reference to the first MAP decoder 101. , 2 ) can be calculated.

제2 MAP 복호기(105)는 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보인 Le2(dk)'를 산출하고, 제2 패리티 비트 pk ,2에 대한 연판정 정보 L2(pk ,2)를 연판정 계산기(106)로 출력한다. A second MAP decoder 105, soft decision information for calculating the the L e2 (d k) 'soft decision information for the systematic systematic bit and second parity bits p k, and 2 L 2 (p k, 2) Is output to the soft decision calculator 106.

또한, 제2 MAP 복호기(105)는 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보인 Le2(dk)'에 대해 디인터리버(103)로 출력한다. 디인터리버(103)는 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보인 Le2(dk)'에 대해 디인터리빙을 수행하고 그 결과 Le2(dk)를 제1 MAP 복호기(101)에 출력한다. 제1 MAP 복호기(101)는 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보 Le2(dk)'에 대해 디인터리빙을 수행한 결과 Le2(dk)를 사전 확률 정보로서 사용한다.In addition, the second MAP decoder 105 outputs to the deinterleaver 103 for L e2 (d k ) 'which is soft decision information on the systematic bits. The deinterleaver 103 performs deinterleaving on L e2 (d k ) ', which is soft decision information on the systematic bits, and as a result, outputs L e2 (d k ) to the first MAP decoder 101. The first MAP decoder 101 uses L e2 (d k ) as prior probability information as a result of performing deinterleaving on the soft decision information L e2 (d k ) 'for the systematic bits.

연판정 계산기(106)는 시스테메틱 비트, 제1 패리티 비트 및 제2 패리티 비트에 대해 최종 연판정 정보를 획득한다. The soft decision calculator 106 obtains final soft decision information for the cystic bit, the first parity bit, and the second parity bit.

구체적으로, 연판정 계산기(106)는 이하 수학식 8을 이용하여 시스테메틱 비트에 대한 최종 연판정 정보를 산출한다.Specifically, the soft decision calculator 106 calculates final soft decision information for the systematic bits using Equation 8 below.

Figure pat00008
Figure pat00008

여기에서, σ값은 가우시안 노이즈의 표준편차 값을 나타낸다.Here, sigma value represents the standard deviation value of Gaussian noise.

그리고, 연판정 계산기(106)는 이하 수학식 9을 이용하여 제1 패리티 비트에 대한 최종 연판정 정보를 산출한다.The soft decision calculator 106 calculates final soft decision information for the first parity bit using Equation 9 below.

Figure pat00009
Figure pat00009

그리고, 연판정 계산기(106)는 이하 수학식 10을 이용하여 제2 패리티 비트에 대한 최종 연판정 정보를 산출한다.The soft decision calculator 106 calculates final soft decision information on the second parity bit using Equation 10 below.

Figure pat00010
Figure pat00010

이와 같이, 본 발명에 따른 터보 코드 복호기는 시스테매틱 비트 뿐만 아니라 패리티 비트에 대한 복호를 수행한다. As described above, the turbo code decoder according to the present invention performs decoding on not only the systematic bits but also the parity bits.

도 4는 본 발명의 터보 코드 복호기에서의 복호 방법을 나타낸 도면이다4 is a diagram showing a decoding method in the turbo code decoder of the present invention.

도 4를 참조하면, 터보 코드 복호기는 단계 410에서 시스테메틱 비트 및 제1 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 각각 산출한다. Referring to FIG. 4, the turbo code decoder calculates soft decision information for the systematic bit and the first parity bit in step 410, respectively.

이어서, 터보 코드 복호기는 단계 420에서 시스테메틱 비트에 대한 연판정 정보에 대해 인터리빙을 수행하여 사전 확률 정보로서 출력한다.Subsequently, the turbo code decoder interleaves the soft decision information for the systematic bits in step 420 and outputs the information as prior probability information.

이어서, 터보 코드 복호기는 단계 430에서 시스테메틱 비트에 대해 인터리빙을 수행하고, 단계 440에서 인터리빙된 시스테메틱 비트 및 제2 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 각각 산출한다.Subsequently, the turbo code decoder performs interleaving on the systematic bits in step 430, and calculates soft decision information for the interleaved systemic bits and the second parity bits, respectively.

최종적으로 터보 코드 복호기는 단계 450에서 시스테메틱 비트, 제1 패리티 비트 및 제2 패리티 비트에 대한 최종 연판정 정보를 획득한다.Finally, the turbo code decoder obtains final soft decision information for the systematic bits, the first parity bits, and the second parity bits in step 450.

여기에서, 상기 제1 패리티 비트 및 제2 패리티 비트는 도 5의 방법에 따라 산출된다.Here, the first parity bit and the second parity bit are calculated according to the method of FIG. 5.

도 5는 본 발명에 따른 패리티 비트 복호를 위한 연판정 정보를 생성하는 방법을 나타낸 도면이다.5 is a diagram illustrating a method of generating soft decision information for parity bit decoding according to the present invention.

도 5를 참조하면, 터보 코드 복호기는 단계 510에서 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 획득하기 위해서는 가지 메트릭(γk)을 다음 수학식 11과 같이 산출한다.Referring to FIG. 5, in operation 510, the turbo code decoder calculates a branch metric γ k as shown in Equation 11 to obtain soft decision information on parity bits.

Figure pat00011
Figure pat00011

여기서 pk'는 패리티 비트의 값(0또는 1)에 따라 -1 또는 1의 값을 갖는다. dk'는 임의의 상태(sk)에서 패리티 비트 값에 대한 시스테매틱 비트의 값에 해당하며, 역시 pk'와 동일하게 -1 또는 1의 값을 갖게 된다. 또한 dk와 pk의 값은 실제 수신된 시스테매틱 비트와 패리티 비트에 대한 연판정 정보에 해당한다.Where p k 'has a value of -1 or 1 depending on the value of the parity bit (0 or 1). d k 'corresponds to the value of the systematic bit for the parity bit value in an arbitrary state s k , and also has a value of -1 or 1 equal to p k '. In addition, the values of d k and p k correspond to soft decision information on the actually received systematic bits and parity bits.

이어서, 터보 코드 복호기는 단계 520에서 순방향 메트릭(αk)을 다음 수학식 12과 같이 산출한다.Subsequently, the turbo code decoder calculates the forward metric α k in step 520 as shown in Equation 12 below.

Figure pat00012
Figure pat00012

그런 다음, 터보 코드 복호기는 단계 530에서 수학식 13에 따라 패리티 비트 복호를 위한 역방향 메트릭(βk)를 산출한다.The turbo code decoder then calculates a backward metric β k for parity bit decoding in step 530 according to equation (13).

Figure pat00013
Figure pat00013

최종적으로, 터보 코드 복호기는 단계 540에서 순방향 메트릭(αk), 역방향 메트릭(βk), 가지 메트릭(γk)을 이용하여 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 산출할 수 있다. Finally, the turbo code decoder may calculate soft decision information for the parity bits using the forward metric α k , the reverse metric β k , and the branch γ k at step 540.

Figure pat00014
Figure pat00014

이와 같이, 본 발명에 따른 터보 코드 복호기 및 복호 방법은 시스테매틱 비트 뿐만 아니라 패리티 비트에 대한 복호를 수행한다. 이에 따라, 패리티 비트를 추가적으로 복호함에 따라서 잡음의 영향을 최소화 할 수 있는 다양한 신호처리 기법을 사용할 수 있다. As described above, the turbo code decoder and the decoding method according to the present invention perform decoding on not only the systematic bits but also the parity bits. Accordingly, as the parity bit is additionally decoded, various signal processing techniques capable of minimizing the influence of noise may be used.

상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
Although described above with reference to a preferred embodiment of the present invention, those skilled in the art will be variously modified and changed within the scope of the invention without departing from the spirit and scope of the invention described in the claims below I can understand that you can.

Claims (7)

터보 코드 복호기에 있어서,
제1 패리티 비트를 수신하면 패리티 비트 복호를 상기 제1 패리티 비트에 대한 제1 연판정 정보를 산출하는 제1 MAP 복호기와,
제2 패리티 비트를 수신하면 상기 제2 패리티 비트에 대한 제2 연판정 정보를 산출하는 제2 MAP 복호기와,
상기 제1 및 제2 패리티 비트를 위한 제1 및 제2 연판정 정보를 이용하여 상기 제1 및 제2 패리티 비트를 위한 최종 제1 및 제2 연판정 정보를 산출하는 연판정 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.In the turbo code decoder,
A first MAP decoder configured to calculate parity bit decoding upon receiving a first parity bit, and to calculate first soft decision information for the first parity bit;
A second MAP decoder configured to calculate second soft decision information on the second parity bit when receiving a second parity bit;
And a soft decision calculator for calculating final first and second soft decision information for the first and second parity bits using first and second soft decision information for the first and second parity bits. Turbo code decoder characterized in that. 제1항에 있어서,
상기 제1 MAP 복호기는 제1 패리티 비트 복호를 위한 제1 가지 메트릭, 제1 순방향 메트릭 및 제1 역방향 메트릭을 구하고, 상기 제1 가지 메트릭, 제1 순방향 메트릭 및 제1 역방향 메트릭을 이용하여 상기 제1 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.The method of claim 1,
The first MAP decoder obtains a first branch metric, a first forward metric, and a first reverse metric for first parity bit decoding, and uses the first branch metric, the first forward metric, and the first reverse metric. A turbo code decoder comprising calculating soft decision information for one parity bit. 제1항에 있어서,
상기 제2 MAP 복호기는 제2 패리티 비트 복호를 위한 제2 가지 메트릭, 제2 순방향 메트릭 및 제2 역방향 메트릭을 구하고, 상기 제2 가지 메트릭, 제2 순방향 메트릭 및 제2 역방향 메트릭을 이용하여 상기 제2 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.The method of claim 1,
The second MAP decoder obtains a second branch metric, a second forward metric, and a second reverse metric for second parity bit decoding, and uses the second branch metric, the second forward metric, and the second reverse metric. A turbo code decoder comprising calculating soft decision information for two parity bits. 제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 MAP 복호기 또는 상기 제2 MAP 복호기는 다음 수학식에 따라 제1 또는 제2 가지 메트릭을 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.
Figure pat00015

상기 수학식에서 σ값은 가우시안 노이즈의 표준편차 값을 나타내며, p'k 및 d'k는 임의의 상태(sk)에서 패리티 비트의 값이며, dk 및 pk 값은 실제 수신된 시스테매틱 비트와 패리티 비트에 대한 정보를 나타낸다.The method according to claim 2 or 3,
And the first MAP decoder or the second MAP decoder calculates a first or second branch metric according to the following equation.
Figure pat00015

In the above equation, σ represents a standard deviation value of Gaussian noise, p ' k and d' k are parity bits in an arbitrary state (s k ), and d k and p k are actual received systemic values. It shows information about bits and parity bits. 제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 MAP 복호기 또는 상기 제2 MAP 복호기는 다음 수학식에 따라 제1 또는 제2 순방향 메트릭을 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.
Figure pat00016

여기에서, αk는 순방향 메트릭을 나타내고, γk는 가지 메트릭을 나타낸다. The method according to claim 2 or 3,
Wherein the first MAP decoder or the second MAP decoder calculates a first or second forward metric according to the following equation.
Figure pat00016

Where α k represents the forward metric and γ k represents the branch metric. 제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 MAP 복호기 또는 상기 제2 MAP 복호기는 다음 수학식에 따라 제1 또는 제2 역방향 메트릭을 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.
Figure pat00017

여기에서, βk는 역방향 메트릭을 나타내고, γk는 가지 메트릭을 나타낸다. The method according to claim 2 or 3,
And the first MAP decoder or the second MAP decoder calculates a first or second reverse metric according to the following equation.
Figure pat00017

Here, β k represents the reverse metric and γ k represents the branch metric. 제2항 또는 제3항에 있어서,
상기 제1 MAP 복호기 또는 상기 제2 MAP 복호기는 다음 수학식에 따라 제1 또는 제2 패리티 비트에 대한 연판정 정보를 산출하는 것을 특징으로 하는 터보 코드 복호기.
Figure pat00018

여기에서,αk는 순방향 메트릭을 나타내고, βk는 역방향 메트릭을 나타내고,γk는 가지 메트릭을 나타낸다.
The method according to claim 2 or 3,
Wherein the first MAP decoder or the second MAP decoder calculates soft decision information for the first or second parity bits according to the following equation.
Figure pat00018

Where α k represents the forward metric, β k represents the reverse metric, and γ k represents the branch metric.
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