KR20100097584A

KR20100097584A - 다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20100097584A
Application number: KR1020090084317A
Authority: KR
Inventors: 고현수; 한승희; 정재훈; 권영현; 임빈철; 이문일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2009-02-26
Filing date: 2009-09-08
Publication date: 2010-09-03
Also published as: WO2010098525A1; US8699470B2; US20120027004A1

Abstract

다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치는 입력되는 코드워드(codeword)에 대해 스크램블링(scrambling)을 수행하는 스크램블링 유닛, 상기 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치하는 변조기, 상기 변조심볼에 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성하는 변환 프리코더, 상기 DFT 심볼을 물리적 자원요소에 맵핑하는 자원요소 맵퍼, 및 상기 자원요소에 맵핑된 DFT 심볼을 시간 영역의 SC-FDMA 신호로 생성하는 SC-FDMA 신호 발생기를 포함하되, 상기 변조심볼은 시간 영역에서 복수의 변조심볼 블록으로 선택되고, 상기 선택된 변조심볼 블록은 반복되어 합쳐진 후 상기 변환 프리코더로 입력된다.

Description

다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치 및 방법{Method and apparatus for transmitting data in multiple antenna system}

본 발명은 무선통신에 관한 것으로 보다 상세하게는 다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근에는 무선통신 시스템의 성능과 통신용량을 극대화하기 위하여 다중입출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 시스템이 주목받고 있다. MIMO 기술은 지금까지 하나의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 채택해 송수신 데이터 전송 효율을 향상시킬 수 있는 방법이다. MIMO 시스템을 다중안테나(Multiple antenna) 시스템이라고도 한다. MIMO 기술은 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 그 결과, 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

MIMO 기술에는 송신 다이버시티(transmit diversity), 공간 다중화(spatial multiplexing) 및 빔형성(beamforming) 등이 있다. 송신 다이버시티는 다중 송신 안테나에서 동일한 데이터를 전송하여 전송 신뢰도를 높이는 기술이다. 공간 다중화는 다중 송신 안테나에서 서로 다른 데이터를 동시에 전송하여 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 고속의 데이터를 전송할 수 있는 기술이다. 빔 형성은 다중 안테나에서 채널 상태에 따른 가중치를 가하여 신호의 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio)을 증가시키기 위해 사용된다. 이때, 가중치는 가중치 벡터(weight vector) 또는 가중치 행렬(weight matrix)로 표시될 수 있고, 이를 프리코딩 벡터(precoding vector) 또는 프리코딩 행렬(precoding matrix)이라 한다.

한편, 3세대 이후의 시스템에서 고려되는 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심볼 간 간섭(inter-symbol interference)을 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 시스템이다. OFDM 시스템에서 직렬로 입력되는 데이터는 N개의 병렬 데이터로 변환되어, N개의 직교 부반송파(subcarrier)에 실린다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지한다. 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다.

그런데, OFDM/OFDMA 시스템의 주된 문제점 중 하나는 CM(cubic matric) 또는 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 매우 켜질 수 있다는 것이다. CM 또는 PAPR 문제는 전송 신호의 최대 진폭(peak amplitude)이 평균 진폭보다 매우 크게 나타나는 것으로, OFDM 심볼이 서로 다른 부반송파 상에서 N개의 정현파 신호(sinusoidal signal)의 중첩이라는 사실에 기인한다. CM 또는 PAPR은 특히 배터리의 용량과 관련되어 전력 소모에 민감한 단말에서 문제가 된다. 전력 소모를 줄이기 위해서는 CM 또는 PAPR을 낮추는 것이 필요하다.

CM 또는 PAPR을 낮추기 위해 제안되고 있는 시스템 중 하나가 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access; SC-FDMA)이다. SC-FDMA는 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Division Equalization) 방식에 FDMA(Frequency Division Multiple Access)를 접목한 형태이다. SC-FDMA는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)을 이용하여 데이터를 시간 영역 및 주파수 영역에서 변조 및 복조한다는 점에서 OFDMA와 유사한 특성을 갖지만, 전송 신호의 PAPR이 낮아 전송 전력 절감에 유리하다. 특히 배터리 사용과 관련하여 전송 전력에 민감한 단말로부터 기지국으로의 상향링크 전송에 유리하다고 할 수 있다. 단말이 기지국으로 데이터를 전송할 때, 중요한 점은 전송하는 데이터의 대역폭은 크지 않은 대신 전력을 집중할 수 있는 넓은 커버리지(coverage)이다. SC-FDMA 시스템은 신호의 변화량이 작도록 만들어 동일한 전력 증폭기(power amplifier)를 사용했을 때 다른 시스템보다 더 넓은 커버리지를 가진다.

한편, SC-FDMA 기법과 달리, clustered DFT-S-OFDM은 DFT 확산된 N 심볼열 중 M(<N) 심볼열은 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)하고, 나머지 N-M 심볼열은 M 심볼열이 할당(또는 맵핑)된 부반송파에서 일정 간격 떨어진 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)한다. clustered DFT-S-OFDM을 사용할 경우, 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 할 수 있는 장점이 있다.

그런데, 이러한 SC-FDMA 방식을 적용함에 있어서 주의해야할 것은 단일 반송파 특성(single-carrier property)이 만족되어야 한다는 점이다. 무선통신 시스템은 SC-FDMA 방식 또는 clustered DFT-S-OFDM 방식을 이용함으로써 CM 또는 PAPR을 낮추는 송신 다이버시티(transmit diversity)를 제공할 수 있어야 한다.

단일 반송파 특성을 유지하면서 송신 다이버시티를 제공할 수 있는 데이터 전송장치 및 방법이 요구된다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 단일 반송파 특성을 유지하면서 송신 다이버시티를 구현할 수 있는 데이터 전송장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 일 양태에 따른 다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치는 입력되는 코드워드(codeword)에 대해 스크램블링(scrambling)을 수행하는 스크램블링 유닛, 상기 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치하는 변조기, 상기 변조심볼에 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성하는 변환 프리코더, 상기 DFT 심볼을 물리적 자원요소에 맵핑하는 자원요소 맵퍼, 및 상기 자원요소에 맵핑된 DFT 심볼을 시간 영역의 SC-FDMA 신호로 생성하는 SC-FDMA 신호 발생기를 포함하되, 상기 변조심볼은 시간 영역에서 복수의 변조심볼 블록으로 선택되고, 상기 선택된 변조심볼 블록은 반복되어 합쳐진 후 상기 변환 프리코더로 입력된다.

본 발명의 다른 양태에 따른 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법은 코드워드의 전체 변조심볼들에서 적어도 하나의 변조심볼을 포함하는 복수의 변조심볼 블록을 선택하는 단계, 상기 복수의 변조심볼 블록을 시간 영역에서 반복하는 단계, 및 상기 반복된 복수의 변조심볼 블록을 합쳐서 변환 프리코딩을 수행하는 단계를 포함한다.

무선통신 시스템에서 단일 반송파 특성을 유지하면서 송신 다이버시티를 구현할 수 있다.

도 1은 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다. 무선통신 시스템은 음성, 패킷 데이터 등과 같은 다양한 통신 서비스를 제공하기 위해 널리 배치된다.

도 1을 참조하면, 무선통신 시스템은 단말(10; User Equipment, UE) 및 기지국(20; Base Station, BS)을 포함한다. 단말(10)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(20)은 일반적으로 단말(10)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(Node-B), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 하나의 기지국(20)에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다.

이하에서 하향링크(downlink; DL)는 기지국(20)에서 단말(10)로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink; UL)는 단말(10)에서 기지국(20)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서, 송신기는 기지국(20)의 일부일 수 있고 수신기는 단말(10)의 일부일 수 있다. 상향링크에서, 송신기는 단말(10)의 일부일 수 있고 수신기는 기지국(20)의 일부일 수 있다.

무선통신 시스템은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) /OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 기반 시스템일 수 있다. OFDM은 다수의 직교 부반송파를 이용한다. OFDM은 IFFT(inverse fast Fourier Transform)과 FFT(fast Fourier Transform) 사이의 직교성 특성을 이용한다. 송신기는 데이터에 IFFT를 수행하여 전송한다. 수신기는 수신신호에 FFT를 수행하여 원래 데이터를 복원한다. 송신기는 다중 부반송파들을 결합하기 위해 IFFT를 사용하고, 수신기는 다중 부반송파들을 분리하기 위해 대응하는 FFT를 사용한다.

하향링크 및 상향링크 전송을 위한 다중 접속 방식은 서로 다를 수 있다. 예를 들어, 하향링크는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)를 사용하고, 상향링크는 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 또는 clustered DFT-S-OFDM을 사용할 수 있다. 일반적인 SC-FDMA 방식은 DFT 확산된 심볼열을 연속된 부반송파 또는 등간격의 부반송파에 할당(또는 맵핑)하는 방식이다. clustered DFT-S-OFDM 방식은 DFT 확산된 N 심볼열 중 M(<N) 심볼열은 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)하고, 나머지 N-M 심볼열은 M 심볼열이 할당(또는 맵핑)된 부반송파에서 일정 간격 떨어진 연속된 부반송파에 할당(또는 맵핑)하는 방식이다. clustered DFT-S-OFDM 방식을 사용할 경우, 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling) 이득을 얻을 수 있는 장점이 있다.

무선통신 시스템은 다중안테나(multiple antenna) 시스템일 수 있다. 다중안테나 시스템은 다중입출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 시스템일 수 있다. 또는 다중안테나 시스템은 다중 입력 싱글 출력(multiple-input single- output; MISO) 시스템 또는 싱글 입력 싱글 출력(single-input single-output; SISO) 시스템 또는 싱글 입력 다중 출력(single-input multiple-output; SIMO) 시스템일 수도 있다. MIMO 시스템은 다수의 전송 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용한다. MISO 시스템은 다수의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SISO 시스템은 하나의 송신 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SIMO 시스템은 하나의 송신 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용한다.

다중 안테나 시스템에서 다중 안테나를 이용한 기법으로는 랭크 1에서 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code)와 같은 STC(Space-Time Coding), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있다. 랭크 2 이상에서는 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.

SFBC는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC는 공간 영역과 시간 영역에서 선택성을 적용하는 기법이다. FSTD는 다중 안테나로 전송되는 신호를 주파수로 구분하는 기법이고, TSTD는 다중 안테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD는 시간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP는 단일 프리코딩 행렬을 사용하 는 기법으로, 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP와 단일 코드워드를 사용하는 SCW(Single Codeword) S-VAP가 있다.

도 2는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브 프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)라 한다. 예를 들어, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(resource block)을 포함한다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 SC-FDMA 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 3은 하나의 상향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 상향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 상향링크 슬롯은 7개의 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다.

자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(resource element)라 하며, 하나의 자원블록은 12ㅧ7 자원요소를 포함한다. 상향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 N^UL은 셀에서 설정되는 상향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 상향링크 제어정보를 나르는 PUCCH(physical uplink control channel)가 할당되는 제어영역(control region)과 사용자 데이터 또는 제어정보를 나르는 PUSCH(physical uplink shared channel)가 할당되는 데이터 영역(data region)으로 나눌 수 있다. 서브프레임의 중간 부분에 데이터 영역이 할당되고, 데이터 영역의 양측 부분에 제어영역이 할당된다. 하나의 단말은 동시에 제어영역 및 데이터 영역을 통하여 제어정보 및 사용자 데이터를 전송하지 않는다. PUCCH를 통하여 전송되는 상향링크 제어정보에는 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(precoding matrix index), RI(rank indicator), 무선자원 할당 요청 신호 등이 있다.

하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임의 2개의 슬롯 각각에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록을 사용한다. 즉, 서브프레임 내에서 서로 다른 자원블록(또는 부반송파)의 2개의 슬롯이 사용된다. 따라서, PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다. 여기서는, m=0인 PUCCH, m=1인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 4개의 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시적으로 나타내고 있다.

PUCCH는 다중 포맷을 지원할 수 있다. 즉, 변조 방식(modualtion scheme)에 따라 서브프레임당 서로 다른 비트 수를 갖는 상향링크 제어정보를 전송할 수 있다. 예를 들어, BPSK(Binary Phase Shift Keying)을 사용하는 경우 1비트의 상향링크 제어정보가 PUCCH를 통하여 전송될 수 있으며, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 사용하는 경우 2비트의 상향링크 제어정보가 PUCCH를 통하여 전송될 수 있다.

도 5는 송신기 구조의 일예를 나타낸다. OFDMA 접속 방식을 사용하는 하향링크 전송을 위하여 사용될 수 있다.

도 5를 참조하면, 송신기(100)는 인코더(110-1,...,110-K), 변조기(120-1,...,120-K), 계층 맵퍼(130), 프리코더(140), 부반송파 맵퍼(150-1,...,150-K) 및 OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)를 포함한다. 송신기(100)는 Nt(Nt≥1)개의 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)를 포함한다.

인코더(110-1,...,110-K)는 입력되는 데이터를 정해진 코딩 방식에 따라 인코딩하여 부호화된 데이터(coded data)를 형성한다. 부호화된 데이터를 코드워드(codeword)라 하며, 코드워드 b는 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

여기서, q는 코드워드의 인덱스이고,

은 q 코드워드의 비트수이다.

코드워드는 스크램블링(scrambling)이 수행된다. 스크램블링된 코드워드 c는 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

변조기(120-1,...,120-K)는 코드워드를 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 심볼로 배치한다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation)일 수 있다. 예를 들어, m-PSK는 BPSK, QPSK 또는 8-PSK일 수 있다. m-QAM은 16-QAM, 64-QAM 또는 256-QAM 일 수 있다.

신호 성상 상의 심볼로 배치되는 코드워드 d는 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

은 q 코드워드의 심볼 수이다.

계층 맵퍼(130)는 프리코더(140)가 안테나 특정 심볼을 각 안테나의 경로로 분배할 수 있도록 입력 심볼의 계층을 정의한다. 계층(layer)은 프리코더(140)로 입력되는 정보 경로(information path)로 정의된다. 각 안테나의 경로로 입력되는 심볼 x는 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

이때,

이다. υ는 계층 수를 의미하고,

는 계층 당 변조심볼의 수를 나타낸다.

단일 안테나 전송에서 단일 계층 υ= 1이 사용되고, 단일 계층에 대한 맵핑은 수학식 5와 같이 정의된다.

이때,

이다.

공간 다중화(spatial multiplexing)를 위하여, 코드워드는 표 1에 따라 계층 맵핑될 수 있다.

송신 다이버시티를 위하여, 코드워드는 표 2에 따라 계층 맵핑될 수 있다.

하나의 코드워드가 사용되고, 계층 수 υ는 물리적 채널의 전송에 사용되는 안테나의 수 P와 동일하다.

프리코더(140) 이전의 정보 경로를 가상 안테나(virtual antenna) 또는 계층(layer)이라 할 수 있다. 프리코더(140)는 입력 심볼을 다중 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)에 따른 MIMO 방식으로 처리한다. 예를 들어, 프리코더(140)는 코드북(codebook) 기반의 프리코딩을 이용할 수 있다. 프리코더(140)는 안테나 특정 심볼을 해당 안테나의 경로의 부반송파 맵퍼(150-1,...,150-K)로 분배한다. 프리코더(140)에 의해 하나의 부반송파 맵퍼를 통해 하나의 안테나로 보내어지는 각 정보 경로를 스트림(stream)이라 한다. 이를 물리적 안테나(physical antenna)라 할 수 있다.

각 안테나 포트 p로 보내어지는 신호

는 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

부반송파 맵퍼(150-1,...,150-K)는 입력 심볼을 적절한 부반송파에 할당하고, 사용자에 따라 다중화한다. OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 입력 심볼을 OFDM 방식으로 변조하여 OFDM 심볼을 출력한다. OFDM 신호 발생기(160-1,...,160-K)는 입력 심볼에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행할 수 있으며, IFFT가 수행된 시간 영역 심볼에는 CP(cyclic prefix)가 삽입될 수 있다. OFDM 심볼은 각 송신 안테나(170-1,..,170-Nt)를 통해 전송된다.

MIMO 시스템에서 송신기(100)는 두 가지 모드로 동작할 수 있다. 하나는 SCW 모드이고, 다른 하나는 MCW 모드이다. SCW 모드에서는 MIMO 채널을 통해 송신되는 송신 신호가 동일한 송신률(data rate)을 갖는다. MCW 모드에서는 MIMO 채널을 통해 송신되는 데이터가 독립적으로 인코딩되어, 송신 신호가 서로 다른 송신률을 가 질 수 있다. MCW 모드는 랭크가 2이상인 경우에 동작한다.

도 6은 송신기 구조의 다른 예를 나타낸다. SC-FDMA 접속 방식을 사용하는 상향링크 전송을 위하여 사용될 수 있다.

도 6을 참조하면, 송신기(200)는 스크램블링 유닛(scrambling unit, 210), 변조기(modulator, 220), 변환 프리코더(transform precoder, 230), 자원요소 맵퍼(resource element mapper, 240) 및 SC-FDMA 신호 발생기(250)를 포함한다.

스크램블링 유닛(210)은 입력되는 코드워드에 대해 스크램블링을 수행한다. 코드워드는 하나의 서브프레임의 PUSCH를 통하여 전송되는 비트수만큼의 길이를 가질 수 있다. 변조기(220)는 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치한다. 변조 방식에는 제한이 없으며, m-PSK 또는 m-QAM일 수 있다. 예를 들어, PUSCH에서 변조 방식으로 QPSK, 16QAM, 64QAM 등이 사용될 수 있다.

신호 성상 상의 변조심볼로 배치되는 코드워드 d는 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

은 코드워드 d의 변조심볼의 수를 나타낸다.

변환 프리코더(230)는 신호 성상 상의 변조심볼로 배치된 코드워드 d를

집합(set)로 나누고, 각 집합을 하나의 SC-FDMA 심볼에 대응시 킨다.

는 상향링크 전송을 위한 대역폭에 포함되는 부반송파의 수를 나타내는 것으로 DFT 크기에 대응될 수 있다. 변환 프리코더(230)는 수학식 8과 같이 DFT를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성한다.

여기서, k는 주파수 영역의 인덱스, l은 시간 영역의 인덱스를 의미하고, 자원요소는 (k,l)로 표현된다. 수학식 8에 의한 DFT 심볼은

과 같이 출력된다.

가 상향링크 전송을 위해 스케줄링된 대역폭에 포함되는 자원블록의 수를 나타내고,

가 주파수 영역에서 자원블록에 포함되는 부반송파의 수를 낼 때,

와 같이 표현된다.

는 수학식 9와 같이 적용된다.

이때,

는 음수가 아닌 정수의 집합(set)이다.

자원요소 맵퍼(240)는 변환 프리코더(230)로부터 출력되는 DFT 심볼

을 자원요소에 맵핑시킨다. SC-FDMA 신호 발생기(250)는 각 안테나에 대한 시간 영역의 SC-FDMA 신호를 생성한다. SC-FDMA 신호는 송신안테나를 통하여 전송된다.

이제, 단일 반송파의 낮은 CM(cubic matric)을 유지하면서 송신 다이버시티를 구현할 수 있는 방법에 대하여 설명한다. 송신기법(transmission scheme)에 따라 계층 수가 정해질 수 있고, 계층 수에 따라 DFT의 수(또는 변환 프리코딩의 수)가 결정될 수 있다. 따라서 송신기법에 따라 변환 프리코딩의 길이가 결정될 수 있다. 변조심볼은 결정된 계층에 맵핑된다.

표 3은 송신기법에 따른 계층 수의 일 예를 나타낸다. 본 발명은 송신기법에는 제한되지 않으며, 표 3에 포함된 송신기법 이외에 다양한 송신기법이 적용될 수 있다.

예를 들어, 2개의 송신 안테나를 위한 공간 다중화, STBC, SFBC, FSTD는 2개의 계층 통하여 수행될 수 있고, 변조심볼은 2개의 계층에 나뉘어 맵핑된다. 2개의 계층에서 변조심볼의 수는

와 같이 표현될 수 있다. 송신기법에 따라 변환 프리코딩의 길이가 결정될 수 있다.

단일 계층 전송에서 DFT는 한번 수행되는데 이를 단일 DFT(single DFT)라 한다. 다중 계층 전송에서는 여러 번의 DFT가 수행되는데 이를 다중 DFT(multi DFT)라 한다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 DFT를 수행하는 송신기의 구조를 나타낸다.

도 7을 참조하면, 송신기(300)는 스크램블링 유닛(scrambling unit, 310), 변조기(modulator, 320), 계층 맵퍼(layer mapper, 330), 믹싱 유닛(mixing unit, 340), 변환 프리코더(transform precoder, 350), 자원요소 맵퍼(resource element mapper, 360) 및 SC-FDMA 신호 발생기(370)를 포함한다. 단일 DFT는 계층 맵퍼(330), 믹싱 유닛(340) 및 변환 프리코더(350)를 통하여 수행된다.

스크램블링 유닛(310)은 입력되는 코드워드에 대해 스크램블링을 수행한다. 변조기(320)는 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치한다. 변조 방식에는 제한이 없으며, m-PSK 또는 m-QAM일 수 있다. 코드워드 q에 대하여 복소 값으로 변조된 심볼은 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.

계층 맵퍼(330)는 코드워드 q에 대한 변조심볼을 각 안테나의 경로로 맵핑한다. 각 안테나의 경로로 입력되는 심볼 x는 수학식 11과 같이 표현될 수 있다.

이때,

이다. υ는 계층 수를 의미하고,

는 계층 당 변조심볼의 수를 나타낸다. 단일 계층에서 υ= 1이 사용되고, 단일 계층에 대한 맵핑은 수학식 12와 같이 정의된다.

이때,

이다.

단일 계층에서, 변조심볼은 계층에 맵핑된 심볼과 등가(equivalent)이다. 따라서, 코드워드의 계층 맵핑은 수행되지 않을 수 있으며, 복소 값으로 변조된 심볼은 변환 프리코더(350)로 곧바로 맵핑될 수 있다. 즉, 계층 맵퍼(330)는 생략될 수 있다.

믹싱 유닛(340)은 다이버시티 이득을 위하여 각 계층에 맵핑된 변조심볼을 정해진 규칙에 따라 혼합하여 정렬한다. 정렬된 변조심볼은 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

이때,

이다.

각 계층에 맵핑된 변조심볼은 연속적으로 정렬될 수 있다. 즉, 변조심볼의 혼합 과정은 생략될 수 있다. 이는 빔형성(beamforming), 랭크 1 프리코딩 공간다중화, 작은 지연 CDD, PVS(precoding vector switching), FSTD 등에 이용될 수 있고, 이외의 다른 송신 다이버시티 기법에도 적용될 수 있다.

변환 프리코더(350)는 변조심볼에 DFT를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성한다. 변환 프리코더(350)는 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성하는 변환 프리코딩 과정을 수행한다. 낮은 CM 또는 더 낮은 CM 이득을 얻기 위한 제안하는 DFT 수행 방법으로, 변환 프리코딩 이전에 코드워드의 변조심볼은 시간 영역에서 복수의 변조심볼 블록으로 선택되고, 선택된 변조심볼 블록은 반복되어 합쳐진 후 변환 프리코딩이 수행된다. 시간 영역에서 변조심볼들의 선택 및 반복은 계층 맵퍼(330)에서 수행될 수 있다. 반복된 변조심볼들은 믹싱 유닛(340)에서 합쳐질 수 있다. 또는 계층 맵퍼(330) 및 믹싱 유닛(340)이 생략될 경우, 변환 프리코더(350)에서 시간 영역에서 변조심볼들의 선택 및 반복되고, 반복된 변조심볼들이 합쳐져서 DFT가 수행될 수 있다.

자원요소 맵퍼(360)는 변환 프리코더(350)로부터 출력되는 DFT 심볼을 물리적 자원요소에 맵핑시킨다. SC-FDMA 신호 발생기(370)는 물리적 자원요소에 맵핑된 DFT 심볼을 각 안테나에 대한 시간 영역의 SC-FDMA 신호로 생성한다. SC-FDMA 신호는 송신안테나를 통하여 전송된다.

낮은 CM 또는 더 낮은 CM 이득을 얻기 위하여, 변환 프리코딩 과정을 수행한 후의 심볼들은 주파수 영역에서 인터리브된 유형(interleaved type), 국부적 유형(localized type), 클러스터된 유형(clustered type) 등으로 할당된다. 인터리브된 유형은 심볼들이 전체 시스템의 대역폭에서 등간격의 부반송파에 할당되는 방식이다. 국부적 유형은 심볼들이 전체 시스템의 대역폭에서 국부적으로 인접한 부반송파들에 할당되는 방식이다. 클러스터된 유형은 심볼들이 국부적으로 인접한 부반송파 집합 내에서 등간격 또는 임의의 간격의 부반송파에 할당되는 방식이다.

FSTD의 송신 다이버시티가 사용될 때, 변환 프리코딩 과정 이후의 심볼들은 물리적 안테나로 나누어진다. 각 물리적 안테나로 나누어진 심볼의 길이는 할당된 대역폭보다 작으며, 할당된 대역폭에서 데이터가 실리지 않는 영역은 0 값으로 채워진다. 이에 따라, 각 물리적 안테나로 나누어진 심볼에 의해 PAPR 또는 CM이 증가할 수 있다.

낮은 CM 또는 더 낮은 CM 이득을 얻을 수 있는 DFT 수행 방법이 필요하다. DFT는 계층 맵퍼(330), 믹싱 유닛(340) 및 변환 프리코더(350)를 통하여 수행된다. 경우에 따라, 계층 맵퍼(330) 및 믹싱 유닛(340)은 생략될 수 있다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 DFT 수행 방법을 나타낸다.

도 8을 참조하면, 변조심볼들은 변환 프리코딩을 위한 분할 단위(divide unit)로 나누어질 수 있다(S110). 분할 단위의 길이는 변환 프리코더의 길이와 같거나, 변환 프리코더 길이의 정수배이거나, 변환 프리코더 길이보다 작거나 클 수 있다. 분할 단위의 길이가 변조심볼의 길이와 같은 경우, 변조심볼들의 분할 과정은 수행되지 않을 수 있다. 분할된 심볼들은 하나의 SC-FDMA 심볼에 대응될 수 있다.

변환 프리코딩 수행 전에 시간 영역(time domain)에서 변조심볼이 선택된다(S120). 코드워드의 전체 변조심볼들에서 N개의 변조심볼 블록이 선택될 수 있다(N>0인 정수). 즉, 시간 영역에서 변조심볼의 선택이 N번 수행될 수 있다. 변조심볼 블록의 길이는 변환 프리코더의 길이보다 작거나 분할 단위와 같을 수 있다. 변조심볼 블록은 변조심볼의 전체 길이 내에서 선택될 수 있다. 변조심볼 블록의 선택 방법으로 인터리브된 유형, 국부적 유형, 클러스터된 유형 등이 적용될 수 있다. 인터리브된 유형은 전체 변조심볼들에서 등간격의 변조심볼들이 선택되는 것이고, 국부적 유형은 전체 변조심볼들에서 연속되는 변조심볼들이 선택되는 것이며, 클러스터된 유형은 전체 변조심볼들의 일부 영역에서 등간격의 변조심볼들이 선택되는 것을 의미한다.

변조심볼 블록의 선택 영역(selection region)은 분할 단위 또는 분할 단위보다 작은 영역 또는 변조심볼의 전체 길이가 될 수 있다.

변조심볼 블록은 시간 영역에서 반복된다(S130). 반복된 변조심볼 블록의 전체 길이는 변환 프리코더의 길이와 같을 수 있다. 이러한 변조심볼 블록의 선택 및 반복 과정은 N 번 수행될 수 있다(N>0인 정수). N은 계층 수와 같거나, 변조심볼 블록의 길이로 나누어진 스케줄링 대역폭의 길이와 같을 수 있다. 변조심볼 블록이 반복될 때, 변조심볼 블록이 주파수 영역에서 중복되지 않도록 임의의 위상이 각 변조심볼 블록에 곱해질 수 있다. 또는 임의의 위상이 분할 단위에 따라 곱해질 수 있다. 또는 변환 프리코더의 인덱스에 따라 증가하거나 감소하는 선형 위상이 곱해질 수 있다. 또는 분할 단위에 따라 증가하거나 감소하는 선형 위상이 곱해질 수 있다.

N개의 반복된 변조심볼 블록은 합쳐져서 변환 프리코딩이 수행된다(S140). 변환 프리코더의 길이는 스케줄링 대역폭에서 부반송파 개수와 같을 수 있다. 합쳐진 N개의 반복된 변조심볼 블록들에 대한 변환 프리코딩은 한번 수행될 수 있다.

시간 영역에서 변조심볼들은 인터리브된 유형으로 선택되어 반복될 수 있으 며, 반복된 심볼들이 합쳐져서 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑될 수 있다. 이는 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 코드워드의 계층 맵핑 이후의 변조심볼을 나타내고,

는 믹싱 과정을 수행한 이후의 변조심볼을 나타내고,

은 선택 과정이 수행되는 횟수를 나타내며,

는 선택된 심볼의 위상변조를 나타낸다.

수학식 15는 N=2일 때, 시간 영역에서 인터리브된 유형으로 선택된 변조심볼이 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑되는 경우를 나타낸다.

N=2인 경우, 시간 영역의 변조심볼들 중 홀수 번째(2m+1)의 심볼들과 짝수 번째(2m)의 심볼들이 인터리브된 유형으로 선택된다. 선택된 홀수 번째 심볼들과 짝수 번째 심볼들은 서로 다르게 위상 변조되어 서로 겹치지 않도록 합쳐져서 변환 프리코딩된다.

시간 영역에서 변조심볼들은 국부적 유형으로 선택되어 반복될 수 있으며, 반복된 심볼들의 N개의 블록이 합쳐져서 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑될 수 있다. 이는 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.

수학식 17은 N=2일 때, 시간 영역에서 국부적 유형으로 선택된 변조심볼들이 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑되는 경우를 나타낸다.

수학식 14 내지 17 이외에도, 시간 영역에서 변조심볼의 선택 및 주파수 영역에서의 맵핑 방식은 다양하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 시간 영역에서 인터리 브된 유형으로 변조심볼들이 선택되고, 주파수 영역에서 국부적으로 맵핑될 수 있다. 또는 시간 영역에서 국부적 유형으로 변조심볼들이 선택되고, 주파수 영역에서 국부적으로 맵핑될 수 있다.

단일 DFT의 경우, 변환 프리코더의 크기는 스케줄링 대역폭에서 부반송파의 수와 같을 수 있다. 변조심볼

이

집합(set)로 나누어질 수 있으며, 각 집합은 하나의 SC-FDMA 심볼에 대응될 수 있다.

변환 프리코딩은 수학식 18과 같이 적용될 수 있다.

여기서, k는 주파수 영역의 인덱스, l은 시간 영역의 인덱스를 의미하고, 자원요소는 (k,l)로 표현된다. DFT 심볼은

과 같이 출력된다.

와 같이 표현된다.

는 자원블록에서 PUSCH의 대역폭을 나타내는 것으로 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.

이때,

는 음수가 아닌 정수의 집합(set)이다.

변환 프리코딩을 통하여 DFT 심볼

이 출력되고, DFT 심볼은 물리적 자원요소에 맵핑되어 시간 영역의 SC-FDMA 신호로 생성된다. 주파수 영역에서 변조심볼들이 인터리브되어 맵핑되어 SC-FDMA 신호를 생성하므로, 낮은 CM 또는 더 낮은 CM 이득을 얻을 수 있다.

한편, 시간 영역에서 인터리브된 유형으로 변조심볼들이 선택되거나 국부적 유형으로 변조심볼들이 선택될 때, 선택된 심볼들은 시간 영역에서 반복되지 않고 DFT가 수행될 수 있으며, 생성된 DFT 심볼들이 주파수 영역에서 서로 겹치지 않도록 맵핑될 수 있다. DFT 심볼들이 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑되므로 낮은 CM의 SC-FDMA 신호가 생성될 수 있다.

또 한편, 시간 영역에서 인터리브된 유형으로 변조심볼들이 선택되거나 국부적 유형으로 변조심볼들이 선택되어 반복될 때, 어느 하나의 반복되는 부분에 음(negative)의 위상변조 값을 곱하여 DFT를 수행할 수 있다. 어느 하나의 반복되는 부분에 음의 위상변조 값이 곱해져서 DFT가 수행되면 DFT 심볼들이 주파수 영역에서 인터리브되어 맵핑될 수 있다.

또 한편, 시간 영역에서 인터리브된 유형으로 변조심볼들이 선택되거나 국부적 유형으로 변조심볼들이 선택될 때, 선택되지 않는 변조심볼의 위치에 0 값을 넣 어서 DFT를 수행할 수 있다. 선택되지 않는 변조심볼의 위치에 0 값을 넣어서 DFT를 수행하면 DFT 심볼들이 반복되어 출력되는데, 반복되는 DFT 심볼들을 중에서 필요한 부분만을 주파수 영역에서 서로 겹치지 않도록 맵핑할 수 있다.

상술한 DFT 방법들은 송신 기법에 제한되지 않으며, 다양한 송신 기법에 적용될 수 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 DFT를 수행하는 송신기의 구조를 나타낸다.

도 9를 참조하면, 송신기(400)는 스크램블링 유닛(scrambling unit, 410-1,...,410-K), 변조기(modulator, 420-1,...,420-K), 계층 맵퍼(layer mapper, 430), 변환 프리코더(transform precoder, 440-1,...,440-K), 자원요소 맵퍼(resource element mapper, 450-1,...,450-K) 및 SC-FDMA 신호 발생기(460-1,...,460-K)를 포함한다.

각 스크램블링 유닛(410-1,...,410-K)은 입력되는 코드워드에 대해 스크램블링을 수행한다. 각 변조기(420-1,...,420-K)는 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치한다. 각 변조기(420-1,...,420-K)로부터 생성되는 변조심볼은 수학식 10과 같이 출력될 수 있다.

계층 맵퍼(430)는 코드워드 q에 대한 변조심볼을 각 안테나의 경로로 맵핑한다. 각 안테나의 경로로 입력되는 심볼 x는 수학식 11과 같이 표현될 수 있다. 공간 다중화를 위하여, 코드워드는 표 1에 따라 계층 맵핑될 수 있다. 송신 다이버시티를 위하여, 코드워드는 표 2에 따라 계층 맵핑될 수 있다. 하나의 코드워드가 사 용되고, 계층 수 υ는 물리적 채널의 전송에 사용되는 안테나의 수 P와 동일하거나 동일하지 않을 수 있다.

변환 프리코더(440-1,...,440-K)의 길이는 송신 방식에 따라 달라질 수 있다. 예를 들어, 각 계층의 변조심볼은

과 표현될 수 있으며, 각 계층의 변조심볼은

집합으로 나누어질 수 있고, 각 집합은 하나의 SC-FDMA 심볼에 대응될 수 있다.

각 계층의 변환 프리코더(440-1,...,440-K)는 DFT를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성한다. 각 계층의 변환 프리코딩은 수학식 20과 같이 수행될 수 있다.

각 계층의 DFT 심볼은

과 같이 출력된다.

가 자원블록에서 PUSCH의 대역폭을 나타낼 때,

와 같이 표현되고,

는 수학식 21을 만족한 다.

이때,

는 음수가 아닌 정수의 집합(set)이다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템을 나타낸 블록도이다.

도 2는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.

도 5는 송신기 구조의 일예를 나타낸다.

도 6은 송신기 구조의 다른 예를 나타낸다.

Claims

다중안테나 시스템에서 데이터 전송 장치에 있어서,

입력되는 코드워드(codeword)에 대해 스크램블링(scrambling)을 수행하는 스크램블링 유닛;

상기 스크램블링된 코드워드를 신호 성상 상의 위치를 표현하는 변조심볼로 배치하는 변조기;

상기 변조심볼에 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행하여 주파수 영역의 DFT 심볼을 생성하는 변환 프리코더;

상기 DFT 심볼을 물리적 자원요소에 맵핑하는 자원요소 맵퍼; 및

상기 자원요소에 맵핑된 DFT 심볼을 시간 영역의 SC-FDMA 신호로 생성하는 SC-FDMA 신호 발생기를 포함하되, 상기 변조심볼은 시간 영역에서 복수의 변조심볼 블록으로 선택되고, 상기 선택된 변조심볼 블록은 반복되어 합쳐진 후 상기 변환 프리코더로 입력되는 데이터 전송 장치.
제1 항에 있어서, 상기 복수의 변조심볼 블록을 선택하는 계층 맵퍼를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
제1 항에 있어서, 상기 반복되는 변조심볼 블록을 합치는 믹싱 유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법에 있어서,

코드워드의 전체 변조심볼들에서 적어도 하나의 변조심볼을 포함하는 복수의 변조심볼 블록을 선택하는 단계;

상기 복수의 변조심볼 블록을 시간 영역에서 반복하는 단계; 및

상기 반복된 복수의 변조심볼 블록을 합쳐서 변환 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.
제4 항에 있어서, 상기 코드워드의 전체 변조심볼들을 하나의 SC-FDMA 심볼에 대응될 수 있는 분할 단위로 나누는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.
제4 항에 있어서, 상기 코드워드의 전체 변조심볼들에서 등간격의 변조심볼이 선택되는 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.
제4 항에 있어서, 상기 코드워드의 전체 변조심볼들에서 연속되는 변조심볼들이 선택되는 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.
제4 항에 있어서, 상기 코드워드의 전체 변조심볼들의 일부 영역에서 등간격의 변조심볼들이 선택되는 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수 행 방법.
제4 항에 있어서, 반복된 변조심볼 블록의 전체 길이는 상기 변환 프리코딩을 수행하는 변환 프리코더의 길이와 같은 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.
제4 항에 있어서, 상기 복수의 변조심볼 블록이 주파수 영역에서 중복되는 것을 방지하기 위한 임의의 위상이 곱해져서 반복되는 것을 특징으로 하는 SC-FDMA 신호의 전송을 위한 DFT 수행 방법.