KR20100094218A - Apparatus for estimating channel of ofdm system - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A channel estimator of an OFDM system is provided to execute a channel estimation by using a weighting value based on an adaptive channel impulse response. CONSTITUTION: A channel estimator(100) obtains a channel frequency response value by using a received signal and a reference pilot signal. An interpolator(200) obtains a channel frequency response value in entire effective bands of a present symbol by interpolating the channel frequency response value. An IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) part(300) changes the channel frequency response value of the interpolator into the channel frequency response value in the time domain through the IFFT transformation. A weighting value setting part(400) sets a weighting value according to the size of a pass power. A multiplicator(500) varies the channel impulse response value from the IFFT part. A FFT(Fast Fourier Transform) part(600) transforms the channel impulse response value from the multiplicator into the channel frequency response value in the frequency domain.

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 채널 추정 장치{APPARATUS FOR ESTIMATING CHANNEL OF OFDM SYSTEM}Channel estimating apparatus of OPDM system {APPARATUS FOR ESTIMATING CHANNEL OF OFDM SYSTEM}

본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)시스템에 적용될 수 있는 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용한 채널 추정 장치에 관한 것으로, 특히 OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a channel estimation apparatus using weights based on an adaptive channel impulse response that can be applied to an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system. In particular, in an OFDM system, channel estimation is performed using weights based on an adaptive channel impulse response. By performing the present invention, when the guard band is present, the channel impulse response (CIR) can be eliminated, the channel estimation apparatus of the OFDM system that can ensure a more stable channel estimation performance accordingly.

일반적으로, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 유선 및 무선 채널에서 고속 데이터 전송에 적합한 방식으로 최근 여러 고속 통신시스템의 전송방식으로 채택되고 있다. 즉, 다중경로 페이딩을 갖는 무선 통신채널에서 심볼주기가 짧은 고속 데이터 전송시 단일 반송파 방식을 사용하게 되면 심볼간 간섭이 더욱 심해지기 때문에 수신단의 복잡도가 크게 증가하는 반면, 다중반송파 방식의 경우에는 데이터 전송속도를 그대로 유지하면서 각 부반송파에서의 심볼주기를 부 반송파의 수만큼 확장시킬 수 있기 때문에 하나의 탭을 갖는 간단한 등화기로 다중경로에 의한 심각한 주파수 선택적 페이딩 채널을 잘 대처할 수 있다.In general, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is a method suitable for high-speed data transmission in wired and wireless channels and has recently been adopted as a transmission method of various high-speed communication systems. In other words, when a single carrier method is used for high-speed data transmission with a short symbol period in a wireless communication channel having multipath fading, the inter-symbol interference becomes more severe, whereas in the case of the multi-carrier method, the complexity of the receiver is increased. Since the symbol period in each subcarrier can be extended by the number of subcarriers while maintaining the transmission rate, a simple equalizer with one tap can cope with severe frequency selective fading channels by multipath.

또한, OFDM 방식에서는 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하므로 주파수 이용효율이 높아지고, 송수신단에서 이러한 복수의 반송파를 변조 및 복조하는 과정은 각각 IDFT와 DFT를 수행한 것과 같은 결과가 되어 IFFT와 FFT를 사용하여 고속으로 구현할 수 있다. 이러한 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a/d, DAB/DMB, DVB-T의 표준 방식으로 채택된 바 있다.In addition, the OFDM method uses a plurality of carriers having orthogonality to each other, thereby increasing frequency utilization efficiency, and the process of modulating and demodulating the plurality of carriers at the transmitting and receiving end results in the same result as performing the IDFT and the DFT, respectively. Can be implemented at high speed. Since the OFDM scheme is suitable for high-speed data transmission, it has been adopted as a standard scheme of IEEE 802.11a, IEEE 802.16a / d, DAB / DMB, and DVB-T.

그리고, 다중경로 페이딩 채널을 겪은 OFDM 신호는 주파수 영역에서 주파수 선택적 채널의 영향을 받게 된다. 따라서 안정적인 채널 추정을 위해서는 주파수 영역 채널의 변화에 적응할 수 있도록 통상 특정 부반송파 위치에 파일럿 신호를 전송하게 된다. 이때 각 파일럿 신호의 간격은 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산의 크기를 고려하여 설계되며, 만약 지연 확산의 크기가 증가하여 정해진 파일럿 간격내 채널의 변화가 심화되면 채널 추정 오류가 발생하여 심각한 복조 성능 열화를 초래한다.In addition, an OFDM signal that has undergone a multipath fading channel is affected by a frequency selective channel in the frequency domain. Therefore, for stable channel estimation, a pilot signal is usually transmitted to a specific subcarrier position in order to adapt to a change in a frequency domain channel. At this time, the interval of each pilot signal is designed in consideration of the magnitude of delay spread of the multipath fading channel. If the delay spread increases and the change of the channel within the predetermined pilot interval deepens, channel estimation error occurs and serious demodulation performance deteriorates. Brings about.

이러한 성능 열화를 최소화하기 위해서는 채널 추정 과정에서 다중경로 페이딩 채널의 특성을 알고 있어야 하며, 그 중 채널의 지연 확산에 대한 정보가 가장 중요한 역할을 하게 된다. In order to minimize such performance degradation, the characteristics of the multipath fading channel should be known in the channel estimation process, and information on the delay spread of the channel plays the most important role.

한편, 특정 부반송파에 인정간격으로 실리는 파일럿 신호를 이용하는 OFDM 수신기에서는, 초기 채널 추정을 파일럿 신호 위치에서만 직접 수행하고, 파일럿 신호간의 데이터 신호에 대한 채널 추정은 파일럿 신호의 채널 추정값들을 이용하여 보간 기법 등을 통해서 수행된다.On the other hand, in an OFDM receiver using a pilot signal on a specific subcarrier with an acknowledgment interval, initial channel estimation is directly performed only at the pilot signal position, and channel estimation for data signals between pilot signals is performed using interpolation techniques using pilot channel estimates. And so on.

또한, 파일럿 위치의 초기 채널 추정 값들은 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산의 추정을 위해서도 이용되며, 추정된 지연 확산 값을 통해 상기 보간 기법의 정확도를 높이고 있다.In addition, initial channel estimation values of pilot positions are also used for estimating delay spread of a multipath fading channel, and the accuracy of the interpolation scheme is increased through the estimated delay spread value.

그런데, 인접한 채널간의 간섭을 피하고, 필터 구현을 용이하게 하기 위해서 보호대역을 고려하는데, 이 경우 보호대역에는 신호가 전송되지 않은 가상 부반송파들이 존재하기 때문에 일종의 오버-샘플링(over-sampling) 효과가 나타나게 되는 문제점이 있고, 이로 인해, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 추정 오류가 발생할 뿐만 아니라, 전력 누수현상이 발생하는 문제점이 있다.However, in order to avoid interference between adjacent channels and to facilitate filter implementation, a guard band is considered. In this case, there is a kind of over-sampling effect because there are virtual subcarriers in which no guard signal is transmitted. As a result, not only error in estimation of the channel impulse response value (CIR) occurs, but also power leakage occurs.

본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해서 제안된 것으로써, 그 목적은 OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치를 제공하는데 있다.The present invention has been proposed to solve the above problems of the prior art, and its purpose is to perform channel estimation using weights based on an adaptive channel impulse response in an OFDM system, where a guard band exists, An object of the present invention is to provide a channel estimation apparatus of an OFDM system that can eliminate a spread of an impulse response value (CIR), thereby securing more stable channel estimation performance.

상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 기술적인 측면은, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호와 기준 파일럿 신호를 이용하여 채널 주파수 응답값을 구하는 채널 추정부; 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값을 구하는 보간부; 상기 보간부로부터의 채널 주파수 응답값을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값으로 변환하는 IFFT부; 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값을 이용하여 패스 전력을 구하고, 상기 패스 전력의 크기에 따른 가중치를 설정하는 가중치 설정부; 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값과 상기 가중치 설정부로부터의 가중치를 곱하여, 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값을 변경하는 곱셈부; 및 상기 곱 셈부로부터의 채널 임펄스 응답값을 주파수영역의 채널 주파수 응답값으로 변환하는 FFT부를 포함하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치를 제안한다.One technical aspect of the present invention for achieving the above object of the present invention comprises: a channel estimating unit for obtaining a channel frequency response value using a received signal and a reference pilot signal in distributed pilot positions for each OFDM symbol; Stores a plurality of channel frequency response values sequentially input from the channel estimator, interpolates the channel frequency response values using the stored channel frequency response values of previous symbols, and stores channel frequency response values in all valid bands of the current symbol. Obtaining interpolation unit; An IFFT unit converting the channel frequency response value from the interpolator into a channel impulse response value in the time domain through an IFFT transformation; A weight setting unit for obtaining a pass power using a current channel impulse response value and a previous channel impulse response value from the IFFT unit, and setting a weight according to the magnitude of the pass power; A multiplier for multiplying a channel impulse response value from the IFFT unit by a weight from the weight setting unit to change the channel impulse response value from the IFFT unit; And an FFT unit for converting the channel impulse response value from the multiplication unit into the channel frequency response value in the frequency domain.

상기 채널 추정부는, 최소 자승법LS을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호를 기준 파일럿 신호로 나누어 상기 채널 주파수 응답값을 구하는 것을 특징으로 한다.The channel estimating unit obtains the channel frequency response value by dividing the received signal into a reference pilot signal at a distributed pilot position for each OFDM symbol by using the least square method LS.

상기 보간부는, 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제1 버퍼; 상기 채널 추정부로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제2 버퍼; 및 상기 제1 버퍼 및 제2 버퍼의 채널 주파수 응답값을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값을 구하는 보간기를 포함하는 것을 특징으로 한다.The interpolator may include: a first buffer configured to store four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator; A second buffer for storing the next four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator; And an interpolator for calculating channel frequency response values for all distributed pilot positions using channel frequency response values of the first buffer and the second buffer.

상기 IFFT부는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값에 기설정된 전력보상값을 곱하여 전력을 보상하는 것을 특징으로 한다.The IFFT unit may compensate for power by multiplying a predetermined power compensation value by the channel impulse response value of the IFFT transformed time domain.

상기 가중치 설정부는, 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값의 공액복소값을 곱한 후 제1 상수를 곱하여 제1 응답값을 구하고, 이전의 패스 전력에 제2 상수를 곱하여 제2 응답값을 구한 후, 상기 제1 응답값과 제2 응답값을 더하여 현재 패스 전력을 설정하는 것을 특징으로 한다.The weight setting unit obtains a first response value by multiplying a conjugate complex value of a current channel impulse response value and a previous channel impulse response value from the IFFT unit by a first constant, and multiplies a previous pass power by a second constant. After the second response value is obtained, the current pass power may be set by adding the first response value and the second response value.

상기 제2 상수는, 상기 제1 상수와 합쳐 1이 되고, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수보다는 작은 값으로 설정되는 것을 특징으로 한다.The second constant is 1 in combination with the first constant, becomes "1-a", and is set to a value smaller than the first constant.

상기 가중치 설정부는, 상기 패스 전력과 기설정된 잡음 전력을 이용하여 다음 수학식The weight setting unit uses the pass power and a predetermined noise power as follows.

Figure 112009010104021-PAT00001
Figure 112009010104021-PAT00001

를 이용하여 상기 가중치

Figure 112009010104021-PAT00002
를 구하는 것을 특징으로 한다.Using the weight
Figure 112009010104021-PAT00002
It is characterized by obtaining.

상기 보간부는, 상기 보간기로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값과, 상기 FFT부로부터의 채널 주파수 응답값중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 출력하는 결합부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.The interpolation unit receives a channel frequency response value in the effective band from the interpolator and a channel frequency response value of the guard band among the channel frequency response values from the FFT unit and feeds the channel frequency response value in the guard band into the guard band. It further comprises a coupling unit for outputting a response value.

이와같은 본 발명에 의하면, OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 효과가 있다.According to the present invention, in the OFDM system, by performing the channel estimation using the weight based on the adaptive channel impulse response, when the guard band is present, it is possible to eliminate the spread of the channel impulse response value (CIR) Therefore, there is an effect that can ensure a more stable channel estimation performance.

즉, 본 발명에 의하면, 보호대역을 고려하고 있는 OFDM 시스템에서 기존의 DFT 기반의 채널 추정 기법을 사용할 경우 발생하는 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐현상을 근본적으로 해결할 수 있고, 또한 채널 환경에 따라 초기 채널 추정 과정의 보간방법을 스위치 형태로 다른 방식으로 변경이 가능하므로 다양한 채널 환경에 적용이 가능하며, 게다가 채널 추정 기법을 통해 보호 대역을 고려하고 있는 OFDM 시스템에서도 채널 환경에 상관없이 안정된 채널 추정 성능을 얻을 수 있다.That is, according to the present invention, it is possible to fundamentally solve the spread of channel impulse response values (CIR) generated when using the conventional DFT-based channel estimation scheme in an OFDM system considering a guard band, and also in a channel environment. Therefore, the interpolation method of the initial channel estimation process can be changed in different ways in the form of a switch, so that it can be applied to various channel environments. Moreover, even in an OFDM system considering a guard band through the channel estimation technique, a stable channel regardless of the channel environment Estimated performance can be obtained.

이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

본 발명은 설명되는 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예는 본 발명의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.The present invention is not limited to the embodiments described, and the embodiments of the present invention are used to assist in understanding the technical spirit of the present invention. In the drawings referred to in the present invention, components having substantially the same configuration and function will use the same reference numerals.

도 1은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 블록도이다.1 is a block diagram of a channel estimating apparatus of an OFDM system according to the present invention.

도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(

Figure 112009010104021-PAT00003
)와 기준 파일럿 신호(
Figure 112009010104021-PAT00004
)를 이용하여 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00005
)을 구하는 채널 추정부(100)와, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값
Figure 112009010104021-PAT00006
을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00007
)을 구하는 보간부(200)와, 상기 보간부(200)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00008
)을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00009
)으로 변환하는 IFFT부(300)와, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00010
), 이전 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00011
)을 이용하여 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00012
)을 구하고, 상기 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00013
)의 크기에 따른 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00014
)를 설정하는 가중치 설정부(400)와, 상기 IFFT부(300)로부 터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00015
)과 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00016
)를 곱하여, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00017
)을 변경하는 곱셈부(500)와, 상기 곱셈부(500)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00018
)을 주파수영역의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00019
)으로 변환하는 FFT부(600)를 포함한다.Referring to FIG. 1, a channel estimating apparatus of an OFDM system according to the present invention includes a received signal at a distributed pilot position for each OFDM symbol.
Figure 112009010104021-PAT00003
) And the reference pilot signal (
Figure 112009010104021-PAT00004
Channel frequency response using
Figure 112009010104021-PAT00005
) And a plurality of channel frequency response values sequentially input from the channel estimator 100.
Figure 112009010104021-PAT00006
The interpolation of the channel frequency response values using the stored channel frequency response values of the previous symbols is performed.
Figure 112009010104021-PAT00007
And an interpolation unit 200 for obtaining a channel frequency response value from the interpolation unit 200
Figure 112009010104021-PAT00008
) Is transformed into IFFT transform in time-domain channel impulse response (
Figure 112009010104021-PAT00009
IFFT unit 300 for converting the current channel impulse response value from the IFFT unit 300
Figure 112009010104021-PAT00010
), Previous channel impulse response (
Figure 112009010104021-PAT00011
) To pass power (
Figure 112009010104021-PAT00012
) And the pass power (
Figure 112009010104021-PAT00013
Weight based on the size of
Figure 112009010104021-PAT00014
Weight setting unit 400 for setting the channel impulse response value from the IFFT unit 300 (
Figure 112009010104021-PAT00015
) And weights from the weight setting unit 400 (
Figure 112009010104021-PAT00016
) By multiplying the channel impulse response value from the IFFT unit 300 by
Figure 112009010104021-PAT00017
) And a channel impulse response value from the multiplier 500
Figure 112009010104021-PAT00018
) Is the channel frequency response value (
Figure 112009010104021-PAT00019
FFT unit 600 to convert to).

상기 채널 추정부(100)는, 최소 자승법LS(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(

Figure 112009010104021-PAT00020
)를 기준 파일럿 신호(
Figure 112009010104021-PAT00021
)로 나누어 상기 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00022
)을 구하는 것을 특징으로 한다.The channel estimator 100 uses the least square method LS (Least Square method) to receive received signals at distributed pilot positions for each OFDM symbol.
Figure 112009010104021-PAT00020
) As the reference pilot signal (
Figure 112009010104021-PAT00021
Divide the channel frequency response value by
Figure 112009010104021-PAT00022
) To obtain.

도 2는 본 발명의 보간부의 블록도이고, 도 3은 본 발명의 보간 개념 설명도이다.2 is a block diagram of an interpolation unit of the present invention, and FIG. 3 is an explanatory diagram of an interpolation concept of the present invention.

도 1 내지 도 3을 참조하면, 상기 보간부(200)는, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00023
~
Figure 112009010104021-PAT00024
)을 저장하는 제1 버퍼(210)와, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00025
~
Figure 112009010104021-PAT00026
)을 저장하는 제2 버퍼(220)와, 상기 제1 버퍼(210) 및 제2 버퍼(220)의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00027
~
Figure 112009010104021-PAT00028
,
Figure 112009010104021-PAT00029
~
Figure 112009010104021-PAT00030
)을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00031
)을 구하는 보간기(230)를 포함한다.1 to 3, the interpolator 200 may include four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator 100.
Figure 112009010104021-PAT00023
~
Figure 112009010104021-PAT00024
) And the next four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator (100).
Figure 112009010104021-PAT00025
~
Figure 112009010104021-PAT00026
) And a channel frequency response value of the first buffer 210 and the second buffer 220
Figure 112009010104021-PAT00027
~
Figure 112009010104021-PAT00028
,
Figure 112009010104021-PAT00029
~
Figure 112009010104021-PAT00030
Channel frequency response values for all distributed pilot positions (
Figure 112009010104021-PAT00031
And an interpolator 230 for obtaining.

상기 IFFT부(300)는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00032
)에 기설정된 전력보상값(PC)을 곱하여 전력을 보상할 수 있다.The IFFT unit 300 may include the channel impulse response value of the IFFT transformed time domain (
Figure 112009010104021-PAT00032
) May be multiplied by a predetermined power compensation value PC to compensate for power.

상기 가중치 설정부(400)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00033
), 이전 채널 임펄스 응답값((
Figure 112009010104021-PAT00034
))의 공액복소값(
Figure 112009010104021-PAT00035
)을 곱한 후 제1 상수(a)를 곱하여 제1 응답값(RV1)을 구하고, 이전의 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00036
)에 제2 상수(b)를 곱하여 제2 응답값(RV2)을 구한 후, 상기 제1 응답값(RV1)과 제2 응답값(RV2)을 더하여 현재 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00037
)을 설정할 수 있다.The weight setting unit 400 is a current channel impulse response value from the IFFT unit 300 (
Figure 112009010104021-PAT00033
), Previous channel impulse response ((
Figure 112009010104021-PAT00034
Conjugate complex value of
Figure 112009010104021-PAT00035
) And multiply the first constant (a) to obtain the first response value RV1, and the previous pass power (
Figure 112009010104021-PAT00036
) Is multiplied by a second constant (b) to obtain a second response value (RV2), and the first response value (RV1) and the second response value (RV2) are added to the current pass power (
Figure 112009010104021-PAT00037
) Can be set.

이때, 상기 제2 상수(b)는, 상기 제1 상수(a)와 합쳐 1이 되고, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수(a)보다는 작은 값으로 설정될 수 있다.In this case, the second constant (b) may be set to 1 in combination with the first constant (a) and become “1-a”, and may be set to a value smaller than the first constant (a).

상기 가중치 설정부(400)는, 상기 패스 전력(

Figure 112009010104021-PAT00038
)과 기설정된 잡음 전력(
Figure 112009010104021-PAT00039
)을 이용하여 다음 수학식The weight setting unit 400, the pass power (
Figure 112009010104021-PAT00038
) And the preset noise power (
Figure 112009010104021-PAT00039
) Using

Figure 112009010104021-PAT00040
Figure 112009010104021-PAT00040

를 이용하여 상기 가중치(

Figure 112009010104021-PAT00041
)를 구할 수 있다.Using the weight (
Figure 112009010104021-PAT00041
) Can be obtained.

상기 보간부(200)는, 상기 보간기(230)로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00042
)과, 상기 FFT부(600)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00043
)중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채 널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00044
)을 출력하는 결합부(240)를 더 포함할 수 있다.The interpolator 200 has a channel frequency response value in the effective band from the interpolator 230.
Figure 112009010104021-PAT00042
) And the channel frequency response value from the FFT unit 600 (
Figure 112009010104021-PAT00043
Channel frequency response value of guard band after feedback of channel frequency response value of guard band and inserted into guard band.
Figure 112009010104021-PAT00044
It may further include a coupling unit 240 for outputting.

도 4는 본 발명 및 종래기술의 신호대잡음비-비트에러율을 보이는 그래프이다. 본 발명의 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 성능 검증을 위한 실험은 페이딩 채널 환경 모델 COST(European Co-operation in the field of Scientific and Technical research) 207 TU(Typical Urban)에서 이동체 속도 60km/h와 정지(Static) 2-패스 환경을 고려하였으며, 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었으며, 그 결과는 도 4에 나타내었다. 4 is a graph showing the signal-to-noise ratio bit error rate of the present invention and the prior art. Experiments for verifying the performance of the channel estimation apparatus of the OFDM system of the present invention are carried out in the fading channel environment model COST (European Co-operation in the field of Scientific and Technical research) 207 TU (Typical Urban) Static) A two-pass environment was considered and performed by recording statistical performance figures after a sufficient number of iterations, and the results are shown in FIG. 4.

이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다. Hereinafter, the operation and effects of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1 내지 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치에 대해 설명하면, 도 1에서, 본 발명의 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는, 채널 추정부(100)와, 보간부(200)와, IFFT부(300)와, 가중치 설정부(400)와, 곱셈부(500) 및 FFT부(600)를 포함할 수 있다.1 to 4, a channel estimating apparatus for an OFDM system according to the present invention will be described. In FIG. 1, the channel estimating apparatus for an OFDM system according to the present invention includes a channel estimator 100 and an interpolator 200. ), An IFFT unit 300, a weight setting unit 400, a multiplication unit 500, and an FFT unit 600.

먼저, 도 1을 참조하면, 상기 채널 추정부(100)는, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(

Figure 112009010104021-PAT00045
)와 기준 파일럿 신호(
Figure 112009010104021-PAT00046
)를 이용하여 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00047
)을 구한다.First, referring to FIG. 1, the channel estimator 100 receives a received signal at a distributed pilot position for each OFDM symbol.
Figure 112009010104021-PAT00045
) And the reference pilot signal (
Figure 112009010104021-PAT00046
Channel frequency response using
Figure 112009010104021-PAT00047
)

예를 들어, 상기 채널 추정부(100)는, 하기 수학식 1과 같이, 최소 자승법LS(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(

Figure 112009010104021-PAT00048
)를 기준 파일럿 신호(
Figure 112009010104021-PAT00049
)로 나누어 상기 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00050
)을 구할 수 있다.For example, as shown in Equation 1, the channel estimator 100 uses the least square method LS (Least Square method), and receives a received signal at a distributed pilot position for each OFDM symbol.
Figure 112009010104021-PAT00048
) As the reference pilot signal (
Figure 112009010104021-PAT00049
Divide the channel frequency response value by
Figure 112009010104021-PAT00050
) Can be obtained.

Figure 112009010104021-PAT00051
Figure 112009010104021-PAT00051

상기 수학식 1에서, k는 각 부반송파 인덱스이고, m은 심볼 인덱스이고,

Figure 112009010104021-PAT00052
는 각 분산 파일럿 위치의 인덱스이다.In Equation 1, k is each subcarrier index, m is a symbol index,
Figure 112009010104021-PAT00052
Is the index of each distributed pilot position.

다음, 상기 보간부(200)는, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값

Figure 112009010104021-PAT00053
을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00054
)을 구한다.Next, the interpolator 200 receives a plurality of channel frequency response values sequentially input from the channel estimator 100.
Figure 112009010104021-PAT00053
The interpolation of the channel frequency response values using the stored channel frequency response values of the previous symbols is performed.
Figure 112009010104021-PAT00054
)

도 1 내지 도 3을 참조하여 예를 들면, 상기 보간부(200)는, 제1 버퍼(210)와, 제2 버퍼(220) 및 보간기(230)를 포함할 수 있다.For example, the interpolation unit 200 may include a first buffer 210, a second buffer 220, and an interpolator 230.

이때, 도 2를 참조하면, 상기 제1 버퍼(210)는 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00055
~
Figure 112009010104021-PAT00056
)을 저장하고, 상기 제2 버퍼(220)는 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00057
~
Figure 112009010104021-PAT00058
)을 저장한다. 다음, 상기 보간기(230)는, 도 3에 보인 바와같이 상기 제1 버퍼(210) 및 제2 버퍼(220)의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00059
~
Figure 112009010104021-PAT00060
,
Figure 112009010104021-PAT00061
~
Figure 112009010104021-PAT00062
)을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00063
)을 구한다.In this case, referring to FIG. 2, the first buffer 210 has four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator 100.
Figure 112009010104021-PAT00055
~
Figure 112009010104021-PAT00056
), And the second buffer 220 stores the next four channel frequency response values (sequentially inputted from the channel estimator 100).
Figure 112009010104021-PAT00057
~
Figure 112009010104021-PAT00058
Save). Next, the interpolator 230, as shown in Figure 3, the channel frequency response value of the first buffer 210 and the second buffer 220 (
Figure 112009010104021-PAT00059
~
Figure 112009010104021-PAT00060
,
Figure 112009010104021-PAT00061
~
Figure 112009010104021-PAT00062
Channel frequency response values for all distributed pilot positions (
Figure 112009010104021-PAT00063
)

즉, 하기 수학식 2에 보인 바와같이, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00064
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00065
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00066
)을 구하고, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00067
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00068
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00069
)을 구하고, 상기 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00070
)으로 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00071
)을 구하고, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00072
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00073
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00074
)을 구할 수 있다.That is, as shown in Equation 2 below, the response value of the first buffer 210 (
Figure 112009010104021-PAT00064
) And the response value of the second buffer 220 (
Figure 112009010104021-PAT00065
) Is the channel frequency response (
Figure 112009010104021-PAT00066
) And the response value of the first buffer 210 (
Figure 112009010104021-PAT00067
) And the response value of the second buffer 220 (
Figure 112009010104021-PAT00068
) Is the channel frequency response (
Figure 112009010104021-PAT00069
), And the response value (2) of the second buffer 220
Figure 112009010104021-PAT00070
Channel frequency response (
Figure 112009010104021-PAT00071
) And the response value of the first buffer 210 (
Figure 112009010104021-PAT00072
) And the response value of the second buffer 220 (
Figure 112009010104021-PAT00073
) Is the channel frequency response (
Figure 112009010104021-PAT00074
) Can be obtained.

Figure 112009010104021-PAT00075
Figure 112009010104021-PAT00075

상기 수학식 2를 참조하면, 현재 심볼 인덱스와의 인덱스 거리에 따라 곱해 지는 가중치가 서로 다르게 설정될 수 있음을 알 수 있다.Referring to Equation 2, it can be seen that the weight multiplied according to the index distance from the current symbol index can be set differently.

다음, 상기 IFFT부(300)는, 하기 수학식 3과 같이, 상기 보간부(200)로부터의 채널 주파수 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00076
)을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00077
)으로 변환한다.Next, the IFFT unit 300, as shown in Equation 3 below, the channel frequency response value from the interpolator 200 (
Figure 112009010104021-PAT00076
) Is transformed into IFFT transform in time-domain channel impulse response (
Figure 112009010104021-PAT00077
To).

Figure 112009010104021-PAT00078
Figure 112009010104021-PAT00078

또한, 상기 IFFT부(300)는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00079
)에 기설정된 전력보상값(PC)을 곱하여 전력을 보상할 수 있으며, 예를 들어, 상기 전력보상값(PC)이 3인 경우에는 하기 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.In addition, the IFFT unit 300, the channel impulse response value of the IFFT transformed time domain (
Figure 112009010104021-PAT00079
) May be compensated for by multiplying a predetermined power compensation value PC, and, for example, when the power compensation value PC is 3, it may be expressed as Equation 4 below.

Figure 112009010104021-PAT00080
Figure 112009010104021-PAT00080

즉, 상기 수학식 4에 보인 바와같이, IFFT 이후 심볼의 보호구간 크기 이내의 채널 임펄스 응답값(CIR)만을 선택하고, 심볼의 나머지 구간에 대해서는 제로- 패딩(zero-padding)하는 윈도잉(windowing)을 통해 잡음 감소 효과를 얻을 수 있다. 윈도잉(windowing)을 통해 잡음 감소 효과를 얻을 수 있지만, 제로-패딩된 구간만큼 감소된 전력을 보상하기 위해 채널 임펄스 응답값에 수학식 4와 같이 전력보상값인 3을 곱해 준다. That is, as shown in Equation 4, after the IFFT, only the channel impulse response value (CIR) within the guard interval size of the symbol is selected, and the windowing (zero-padding) for the remaining intervals of the symbol. ) Can achieve noise reduction effect. Although the noise reduction effect can be achieved through windowing, the channel impulse response is multiplied by the power compensation value 3 as shown in Equation 4 to compensate for the power reduced by the zero-padded interval.

다음, 상기 가중치 설정부(400)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00081
), 이전 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00082
)을 이용하여 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00083
)을 구하고, 상기 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00084
)의 크기에 따른 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00085
)를 설정한다.Next, the weight setting unit 400, the current channel impulse response value from the IFFT unit 300 (
Figure 112009010104021-PAT00081
), Previous channel impulse response (
Figure 112009010104021-PAT00082
) To pass power (
Figure 112009010104021-PAT00083
) And the pass power (
Figure 112009010104021-PAT00084
Weight based on the size of
Figure 112009010104021-PAT00085
).

보다 구체적으로는, 상기 가중치 설정부(400)는, 하기 수학식 5에 보인 바와 같이, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00086
), 이전 채널 임펄스 응답값((
Figure 112009010104021-PAT00087
))의 공액복소값(
Figure 112009010104021-PAT00088
)을 곱한 후 제1 상수(a)를 곱하여 제1 응답값(RV1)을 구하고, 이전의 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00089
)에 제2 상수(b)를 곱하여 제2 응답값(RV2)을 구한 후, 상기 제1 응답값(RV1)과 제2 응답값(RV2)을 더하여 현재 패스 전력(
Figure 112009010104021-PAT00090
)을 설정할 수 있다.More specifically, the weight setting unit 400, as shown in Equation 5 below, the current channel impulse response value from the IFFT unit 300 (
Figure 112009010104021-PAT00086
), Previous channel impulse response ((
Figure 112009010104021-PAT00087
Conjugate complex value of
Figure 112009010104021-PAT00088
) And multiply the first constant (a) to obtain the first response value RV1, and the previous pass power (
Figure 112009010104021-PAT00089
) Is multiplied by a second constant (b) to obtain a second response value (RV2), and the first response value (RV1) and the second response value (RV2) are added to the current pass power (
Figure 112009010104021-PAT00090
) Can be set.

Figure 112009010104021-PAT00091
Figure 112009010104021-PAT00091

상기 수학식 5에 보인 바와같이, 상기 제2 상수(b)는, 상기 제1 상수(a)와 합쳐 1이 되고, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수(a)보다는 작은 값으로 설정될 수 있다.As shown in Equation 5, the second constant (b) is equal to 1 in combination with the first constant (a), becomes “1-a”, and is smaller than the first constant (a). Can be set.

상기 가중치 설정부(400)는, 상기 패스 전력(

Figure 112009010104021-PAT00092
)과 기설정된 잡음 전력(
Figure 112009010104021-PAT00093
)을 이용하여 하기 수학식 6과 같이 상기 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00094
)를 구할 수 있으며, 여기서, 상기 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00095
)는 0에서 1 사이의 값으로 설정될 수 있다.The weight setting unit 400, the pass power (
Figure 112009010104021-PAT00092
) And the preset noise power (
Figure 112009010104021-PAT00093
Using the weight as shown in Equation 6 below)
Figure 112009010104021-PAT00094
), Where the weight (
Figure 112009010104021-PAT00095
) Can be set to a value between 0 and 1.

Figure 112009010104021-PAT00096
Figure 112009010104021-PAT00096

상기 수학식 6에서, 잡음 전력(

Figure 112009010104021-PAT00097
)은 일정한 값을 가지므로, 각 패스의 전력(
Figure 112009010104021-PAT00098
)이 클수록 가중치의 값이 커지게 됨을 알 수 있다.In Equation 6, the noise power (
Figure 112009010104021-PAT00097
) Has a constant value, so the power of each pass (
Figure 112009010104021-PAT00098
It can be seen that the larger the) is, the larger the value of the weight.

그 다음, 상기 곱셈부(500)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00099
)과 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00100
)를 곱하여, 하기 수학식 7과 같이, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00101
)이 가중치가 적용된 새로운 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00102
)으로 변경된다.Next, the multiplier 500 performs a channel impulse response value from the IFFT unit 300.
Figure 112009010104021-PAT00099
) And weights from the weight setting unit 400 (
Figure 112009010104021-PAT00100
) By multiplying the channel impulse response value from the IFFT unit 300 as shown in Equation 7 below.
Figure 112009010104021-PAT00101
) Is the new weighted channel impulse response (
Figure 112009010104021-PAT00102
Is changed to).

Figure 112009010104021-PAT00103
Figure 112009010104021-PAT00103

전술한 바와같이, 상기 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00104
)에 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00105
)를 곱해 줌으로써, 추가적인 잡음 감소 효과를 획득할 수 있다. 이때, 상기 가중치는 패스 전력이 클수록 더 큰 값을 가지게 되며, 즉 메인 패스와 위크 패스(weak path)와의 상대적인 전력 차이를 더욱 크게 할 수 있게 됨에 따라, 잡음 제거 효과는 획득될 수 있다.As described above, the channel impulse response value (
Figure 112009010104021-PAT00104
Weight from the weight setting unit 400
Figure 112009010104021-PAT00105
By multiplying), an additional noise reduction effect can be obtained. In this case, the weight has a larger value as the pass power becomes larger, that is, as the relative power difference between the main path and the weak path can be increased, the noise removing effect can be obtained.

그리고, 상기 FFT부(600)는, 하기 수학식 8과 같이, 상기 곱셈부(500)로부터의 채널 임펄스 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00106
)을 주파수영역의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00107
)으로 변환하며, 이러한 과정을 통해서, 가중치가 적용된 채널 임펄스 응답값(CIR)을 다시 FFT 변환하여 채널 주파수 응답값(CFR)을 얻을 수 있게 된다. 이에 따라 보호대역의 채널값을 추정할 수 있다.And, the FFT unit 600, as shown in Equation 8 below, the channel impulse response value from the multiplier 500 (
Figure 112009010104021-PAT00106
) Is the channel frequency response value (
Figure 112009010104021-PAT00107
), And through this process, the channel frequency response value (CFR) can be obtained by FFT transforming the weighted channel impulse response value (CIR) again. Accordingly, the channel value of the guard band can be estimated.

Figure 112009010104021-PAT00108
Figure 112009010104021-PAT00108

마지막으로, 도 2에 도시한 바와같이, 상기 보간부(200)는 결합부(240)를 더 포함할 수 있는데, 상기 결합부(240)는, 하기 수학식 9에 보인 바와같이, 상기 보간기(230)로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(

Figure 112009010104021-PAT00109
)과, 상기 FFT부(600)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-PAT00110
)중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 후에 다음 처리 과정을 진행한다.Lastly, as shown in FIG. 2, the interpolation unit 200 may further include a coupling unit 240. The coupling unit 240 may be configured as shown in Equation 9 below. The channel frequency response value in the effective band from 230
Figure 112009010104021-PAT00109
) And the channel frequency response value from the FFT unit 600 (
Figure 112009010104021-PAT00110
), The channel frequency response of the guard band is fed back and inserted into the guard band before proceeding.

Figure 112009010104021-PAT00111
Figure 112009010104021-PAT00111

이에 따라, 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 보상함으로써, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 근본적으로 해결할 수 있다.Accordingly, by compensating the channel frequency response value in the guard band, it is possible to fundamentally solve the spread phenomenon of the channel impulse response value (CIR).

도 4에 도시한 바와 같이, 본 발명에 의한 그래프(G2)와, 종래기술에 의한 그래프(G2)를 참조하면, 종래기술에서는 신호대잡음비(SNR)가 향상되어도 비트에러율이 개선되지 않지만, 본 발명에서는 신호대 잡음비(SNR)가 향상됨에 따라 비트에러율도 낮아지는 것을 알 수 있다.As shown in Fig. 4, referring to the graph G2 according to the present invention and the graph G2 according to the prior art, in the prior art, even if the signal-to-noise ratio SNR is improved, the bit error rate is not improved. It can be seen that the bit error rate decreases as the signal-to-noise ratio (SNR) is improved.

전술한 바와 같은 본 발명에서, 채널 환경에 따른 주파수 영역에서 초기 채널 추정 후에 시간 영역의 채널 임펄스 응답값(CIR)을 구한 후 이를 윈도잉(windowing)하는 과정에서 채널 임펄스 응답값(CIR)의 전력값을 이용하는 가중치 설정하고, 이후 반복적인 채널 추정과정에서 보호대역의 채널을 점차 정확하게 추정함으로써 보호대역으로 인하 채널 임펄스 응답값의 퍼짐현상을 근본적으로 해결할 수 있고, 채널 환경에 따라 적용이 가능하며 보호대역이 있는 OFDM 시스템 환경에서 기존의 DFT 기반의 채널 추정 기법보다 더욱 향상된 채널 추정 성능을 보임을 확인하였다.In the present invention as described above, the power of the channel impulse response value (CIR) in the process of windowing after obtaining the channel impulse response value (CIR) of the time domain after initial channel estimation in the frequency domain according to the channel environment It is possible to fundamentally solve the spread of the channel impulse response value lowered to the guard band by setting a weight using a value and gradually estimating the channel of the guard band in an iterative channel estimation process, and it can be applied according to the channel environment. It is confirmed that the channel estimation performance is improved more than the conventional DFT-based channel estimation technique in the banded OFDM system environment.

도 1은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 블록도.1 is a block diagram of a channel estimating apparatus of an OFDM system according to the present invention.

도 2는 본 발명의 보간부의 블록도.2 is a block diagram of an interpolation part of the present invention.

도 3은 본 발명의 보간 개념 설명도.3 is an explanatory diagram of an interpolation concept of the present invention.

도 4는 본 발명 및 종래기술의 신호대잡음비-비트에러율을 보이는 그래프.Figure 4 is a graph showing the signal-to-noise ratio bit error rate of the present invention and the prior art.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on the main parts of the drawings

100 : 채널 추정부 200 : 보간부100: channel estimator 200: interpolator

210 : 제1 버퍼 220 : 제2 버퍼210: first buffer 220: second buffer

230 : 보간기 240 : 결합부230: interpolator 240: coupling portion

300 : IFFT부 400 : 가중치 설정부300: IFFT unit 400: weight setting unit

500 : 곱셈부 600 : FFT부500: multiplication unit 600: FFT unit

Claims (8)

OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호와 기준 파일럿 신호를 이용하여 채널 주파수 응답값을 구하는 채널 추정부;A channel estimator for obtaining a channel frequency response value using a received signal and a reference pilot signal at distributed pilot positions for each OFDM symbol; 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값을 구하는 보간부;Stores a plurality of channel frequency response values sequentially input from the channel estimator, interpolates the channel frequency response values using the stored channel frequency response values of previous symbols, and stores channel frequency response values in all valid bands of the current symbol. Obtaining interpolation unit; 상기 보간부로부터의 채널 주파수 응답값을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값으로 변환하는 IFFT부;An IFFT unit converting the channel frequency response value from the interpolator into a channel impulse response value in the time domain through an IFFT transformation; 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값을 이용하여 패스 전력을 구하고, 상기 패스 전력의 크기에 따른 가중치를 설정하는 가중치 설정부;A weight setting unit for obtaining a pass power using a current channel impulse response value and a previous channel impulse response value from the IFFT unit, and setting a weight according to the magnitude of the pass power; 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값과 상기 가중치 설정부로부터의 가중치를 곱하여, 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값을 변경하는 곱셈부; 및A multiplier for multiplying a channel impulse response value from the IFFT unit by a weight from the weight setting unit to change the channel impulse response value from the IFFT unit; And 상기 곱셈부로부터의 채널 임펄스 응답값을 주파수영역의 채널 주파수 응답값으로 변환하는 FFT부 FFT unit for converting the channel impulse response value from the multiplier to the channel frequency response value of the frequency domain 를 포함하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.Channel estimation apparatus of the OFDM system comprising a. 제1항에 있어서, 상기 채널 추정부는,The method of claim 1, wherein the channel estimator, 최소 자승법LS을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호 를 기준 파일럿 신호로 나누어 상기 채널 주파수 응답값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.And estimating the channel frequency response value by dividing a received signal into a reference pilot signal at distributed pilot positions for each OFDM symbol using least squares LS. 제1항에 있어서, 상기 보간부는,The method of claim 1, wherein the interpolation unit, 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제1 버퍼;A first buffer for storing four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator; 상기 채널 추정부로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제2 버퍼; 및A second buffer for storing the next four channel frequency response values sequentially input from the channel estimator; And 상기 제1 버퍼 및 제2 버퍼의 채널 주파수 응답값을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값을 구하는 보간기An interpolator for calculating channel frequency response values for all distributed pilot positions using channel frequency response values of the first buffer and the second buffer. 를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.Channel estimation apparatus of the OFDM system comprising a. 제3항에 있어서, 상기 IFFT부는,The method of claim 3, wherein the IFFT unit, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값에 기설정된 전력보상값을 곱하여 전력을 보상하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치. The channel estimation apparatus of the OFDM system, characterized in that to compensate for power by multiplying the channel impulse response value of the IFFT transform time domain by a predetermined power compensation value. 제3항에 있어서, 상기 가중치 설정부는,The method of claim 3, wherein the weight setting unit, 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값의 공액복소값을 곱한 후 제1 상수를 곱하여 제1 응답값을 구하고, 이전의 패스 전력에 제2 상수를 곱하여 제2 응답값을 구한 후, 상기 제1 응답값과 제2 응답값을 더 하여 현재 패스 전력을 설정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.Multiply the present channel impulse response value from the IFFT unit by the conjugate complex value of the previous channel impulse response value, multiply the first constant to obtain a first response value, and multiply the previous pass power by the second constant to obtain a second response value. And a current pass power is set by adding the first response value and the second response value. 제5항에 있어서, 상기 제2 상수(b)는,The method according to claim 5, wherein the second constant (b), 상기 제1 상수(a)와 합쳐 1이 되고, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수(a)보다는 작은 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.The channel estimation apparatus of the OFDM system, characterized in that the sum of the first constant (a) becomes 1, becomes "1-a", and is set to a value smaller than the first constant (a). 제5항에 있어서, 상기 가중치 설정부는,The method of claim 5, wherein the weight setting unit, 상기 패스 전력과 기설정된 잡음 전력을 이용하여 다음 수학식Using the pass power and the preset noise power, the following equation
Figure 112009010104021-PAT00112
Figure 112009010104021-PAT00112
 를 이용하여 상기 가중치(
Figure 112009010104021-PAT00113
)를 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.Using the weight (
Figure 112009010104021-PAT00113
Channel estimation apparatus of an OFDM system, characterized in that 제3항에 있어서, 상기 보간부는,The method of claim 3, wherein the interpolation unit, 상기 보간기로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값과, 상기 FFT부로부터의 채널 주파수 응답값중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 출력하는 결합부을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.Outputs the channel frequency response value in the guard band inserted into the guard band by receiving the channel frequency response value in the effective band from the interpolator and the channel frequency response value of the guard band among the channel frequency response values from the FFT unit. Channel estimation apparatus of the OFDM system, characterized in that it further comprises a combiner.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101537371B1 (en) * 2014-03-26 2015-07-17 주식회사 텔레칩스 Device and method for providing DFT-based channel estimation in frequency domain for OFDM receivers, and computer-readable recording medium for the same

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