KR20100084320A - Apparatus for controlling motor - Google Patents

Apparatus for controlling motor Download PDF

Info

Publication number
KR20100084320A
KR20100084320A KR1020090003748A KR20090003748A KR20100084320A KR 20100084320 A KR20100084320 A KR 20100084320A KR 1020090003748 A KR1020090003748 A KR 1020090003748A KR 20090003748 A KR20090003748 A KR 20090003748A KR 20100084320 A KR20100084320 A KR 20100084320A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
axis
value
command
current
magnetic flux
Prior art date
Application number
KR1020090003748A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR101560325B1 (en
Inventor
김상민
Original Assignee
삼성테크윈 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성테크윈 주식회사 filed Critical 삼성테크윈 주식회사
Priority to KR1020090003748A priority Critical patent/KR101560325B1/en
Publication of KR20100084320A publication Critical patent/KR20100084320A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101560325B1 publication Critical patent/KR101560325B1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L50/00—Electric propulsion with power supplied within the vehicle
    • B60L50/50—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by batteries or fuel cells
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60W—CONJOINT CONTROL OF VEHICLE SUB-UNITS OF DIFFERENT TYPE OR DIFFERENT FUNCTION; CONTROL SYSTEMS SPECIALLY ADAPTED FOR HYBRID VEHICLES; ROAD VEHICLE DRIVE CONTROL SYSTEMS FOR PURPOSES NOT RELATED TO THE CONTROL OF A PARTICULAR SUB-UNIT
    • B60W10/00—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function
    • B60W10/04—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function including control of propulsion units
    • B60W10/08—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function including control of propulsion units including control of electric propulsion units, e.g. motors or generators
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60W—CONJOINT CONTROL OF VEHICLE SUB-UNITS OF DIFFERENT TYPE OR DIFFERENT FUNCTION; CONTROL SYSTEMS SPECIALLY ADAPTED FOR HYBRID VEHICLES; ROAD VEHICLE DRIVE CONTROL SYSTEMS FOR PURPOSES NOT RELATED TO THE CONTROL OF A PARTICULAR SUB-UNIT
    • B60W20/00—Control systems specially adapted for hybrid vehicles

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

PURPOSE: An apparatus for controlling a motor is provided to stably control the motor at a high speed by preventing a collision due to a separated operation between the accumulation suppression and the weak magnetic-flux control in the integrator of a current adjuster. CONSTITUTION: The controller of a motor includes a current command generator, a current adjustor, an over modulator, a return controller(32), and a command magnetic-flux-value generator. The return controller generates a magnetic-flux deduction value which is proportional to the difference between an initial magnetic-flux-axis command voltage value(Vds^r**) from the current adjustor and a final magnetic-flux-axis command voltage of the over modulator and the difference between an initial torque-axis command voltage value(Vqs^r**) from the current adjustor and a final torque-axis command voltage value from the over modulator. The command magnetic-flux-value(lλlff) from the command magnetic-flux-value generator deducts the magnetic-flux deduction value is a reference magnetic-flux-value(lλlref) which is adopted to the current command generator.

Description

전동기의 제어 장치{Apparatus for controlling motor}Apparatus for controlling motor

본 발명은, 전동기의 제어 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 영구자석 동기 전동기(PMSM : Permanent Magent Synchronous Motor)와 같이 하이브리드 차량 및 전기 자동차 등에서 차륜 구동용으로 사용되는 전동기의 제어 장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control apparatus for an electric motor, and more particularly, to a control apparatus for an electric motor used for wheel driving in a hybrid vehicle and an electric vehicle, such as a permanent magnet synchronous motor (PMSM). .

하이브리드 차량 및 전기 자동차 등에서 차륜 구동용으로 사용되는 전동기로서 영구자석 동기 전동기(PMSM : Permanent Magent Synchronous Motor)가 주로 사용된다.Permanent Magent Synchronous Motor (PMSM) is mainly used as a motor for wheel driving in hybrid vehicles and electric vehicles.

이와 같은 전동기는, 자속-축(D-축) 고정자와 회전력-축(Q-축) 고정자를 구비한 전동기로서, 인버터 예를 들어, PWM (Pulse Width Modulation) 인버터에 의하여 구동된다.Such an electric motor is a motor having a magnetic flux-axis (D-axis) stator and a rotational force-axis (Q-axis) stator, which is driven by an inverter, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) inverter.

따라서, 상기와 같은 전동기의 제어 장치는, 상기 인버터에 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 제공 한다.Therefore, the control apparatus of the electric motor as described above supplies the inverter with the final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * . to provide.

도 1은 종래의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 제어 장치를 보여준다. 도 1을 참조하면, 종래의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 제어 장치는 전류 지령 생성부(12), 전류 조정부(15), 과변조(Over-modulation)부(16), 귀환 제어부(14), 최대 자속값 생성부(11), 및 지령 회전력 조정부(13)를 포함한다. 여기에서, 귀환 제어부(14)는 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)에서의 자속 조절을 위한 약자속 제어를 수행한다. 약자속 제어는 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 구동 전력이 일정하면서 상기 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 역기전력에 의하여 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 구동 전압이 제한되는 제어 영역에서 적용된다. 또한, 과변조부(16)로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)은, 전류 조정부(15)에 귀환되어, 과변조부(16)로 인한 전류 조정부(15)의 적분기 누적 현상을 억제한다. 1 shows a control device of a conventional permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18. Referring to FIG. 1, a control device of a conventional permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18 includes a current command generation unit 12, a current adjustment unit 15, an over-modulation unit 16, and a feedback control unit. 14, the maximum magnetic flux value generating unit 11, and the command rotational force adjusting unit 13 are included. Here, the feedback control unit 14 performs weak magnetic flux control for magnetic flux control in the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18. In the weak magnetic flux control, the driving voltage of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18 is constant while the driving voltage of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18 is limited by the counter electromotive force of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18. Applied in the control area. Further, the final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the overmodulator 16 are the current adjustment unit ( 15), the cumulative phenomenon of the integrator of the current adjuster 15 caused by the overmodulator 16 is suppressed.

귀환 제어부(14)는, 전류 조정부(15)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)에 비례한 최대자속 공제 값을 생성한다.The feedback control unit 14 includes the primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** and the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r ** from the current adjuster 15 . Create a maximum flux deduction proportional to).

귀환 제어부(14)는 제곱평균 생성부(141), 뺄셈부(142), 나눗셈부(143), 비례적분 제어부(144) 및 제한부(145)를 포함한다.The feedback control unit 14 includes a square average generator 141, a subtraction unit 142, a division unit 143, a proportional integral control unit 144, and a limiting unit 145.

제곱평균 생성부(141)는, 전류 조정부(15)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)의 제곱 평균값을 구한다. 전류 조정부(15)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값이 Vdsr**, 일차 회 전력-축(Q-축) 지령 전압값이 Vqsr**, 그리고 제곱평균 생성부(141)의 출력값을 Mag(D,Q)라 하면, 아래의 수학식 1이 적용된다.The root mean square generator 141 includes the primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** and the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r from the current adjuster 15. ** squared mean value. The primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value from the current regulator 15 is Vds r ** , the primary power-axis (Q-axis) command voltage value is Vqs r ** , and the root mean square generator ( If the output value of 141 is Mag (D, Q), Equation 1 below is applied.

Figure 112009002957567-PAT00001
Figure 112009002957567-PAT00001

뺄셈부(142)에서는 최대 합성 전압값(Vdc /

Figure 112009002957567-PAT00002
)에서 상기 제곱평균 생성부(141)의 출력값 Mag(D,Q)를 감산한다. 여기에서, Vdc는 PWM (Pulse Width Modulation) 인버터(17)에 인가되는 직류 링크 전압을 의미한다.In the subtraction unit 142, the maximum synthesized voltage value (Vdc /
Figure 112009002957567-PAT00002
) By subtracting the output value Mag (D, Q) of the square mean generator 141. Here, Vdc means a DC link voltage applied to a pulse width modulation (PWM) inverter 17.

나눗셈부(143)는 뺄셈부(142)로부터의 출력 전압을 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 회전자 각속도(

Figure 112009002957567-PAT00003
)로 나누어 그 결과 값을 출력한다.The division unit 143 converts the output voltage from the subtraction unit 142 into the rotor angular velocity (PMSM) of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18.
Figure 112009002957567-PAT00003
Dividing by) to print the result.

비례적분 제어부(144)는 나눗셈부(143)로부터의 출력 값에 비례적분 제어를 수행하여, 최대자속 공제 값을 생성한다. 비례적분 제어부(144)의 전달 함수 Tpi는 아래의 수학식 2와 같다. The proportional integral controller 144 performs a proportional integral control on the output value from the divider 143 to generate a maximum magnetic flux deduction value. The transfer function Tpi of the proportional integral controller 144 is expressed by Equation 2 below.

Figure 112009002957567-PAT00004
Figure 112009002957567-PAT00004

위 수학식 2에서, Kp는 비례 상수를, Ki는 적분 상수를, 그리고 s는 라플라스 연산자를 각각 가리킨다.In Equation 2, Kp denotes a proportional constant, Ki denotes an integral constant, and s denotes a Laplace operator.

제한부(145)는 비례적분 제어부(144)로부터의 최대자속 공제 값이 상한 값을 넘지 않도록 제한하면서 최대자속 공제 값을 출력한다. The limiting unit 145 outputs the maximum magnetic flux deduction value while restricting the maximum magnetic flux deduction value from the proportional integral controller 144 not to exceed the upper limit value.

한편, 최대 자속값 생성부(11)는, 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 회전 자 각속도(

Figure 112009002957567-PAT00005
)에 반비례한 최대 자속값(|λ|max_ff)을 생성한다. 최대 자속값 생성부(11)로부터의 최대 자속값(|λ|max_ff)은 아래의 수학식 3에 의하여 계산된다.On the other hand, the maximum magnetic flux value generation unit 11 is the rotor angular velocity (PMSM, 18) of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM).
Figure 112009002957567-PAT00005
Generate the maximum magnetic flux value (| λ | max_ff) inversely proportional to). The maximum magnetic flux value | λ | max_ff from the maximum magnetic flux value generation unit 11 is calculated by the following equation (3).

Figure 112009002957567-PAT00006
Figure 112009002957567-PAT00006

위 수학식 3에서, Vdc는 PWM (Pulse Width Modulation) 인버터(17)에 인가되는 직류 링크 전압을 의미한다.

Figure 112009002957567-PAT00007
는 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 고정자들에 인가될 최대 선형-합성 전압값을 의미한다. Lq는 회전력-축(Q-축) 고정자의 인덕턴스를 의미한다.In Equation 3 above, Vdc means a DC link voltage applied to a pulse width modulation (PWM) inverter 17.
Figure 112009002957567-PAT00007
Denotes the maximum linear-synthesis voltage value to be applied to the stators of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18. Lq means the inductance of the torque-axis (Q-axis) stator.

최대 자속값 생성부(11)로부터의 최대 자속값(|λ|max_ff)에서 귀환 제어부(14)로부터의 최대자속 공제 값이 감해진 결과(|λ|max)는 전류 지령 생성부(12)에 입력된다.The result of subtracting the maximum magnetic flux subtraction value from the feedback control unit 14 from the maximum magnetic flux value | λ | max_ff from the maximum magnetic flux value generating unit 11 (| λ | max) is sent to the current command generation unit 12. Is entered.

지령 회전력 조정부(13)는 최대 회전력 생성부(131)와 지령 회전력 제한부(132)를 포함한다. 최대 회전력 생성부(131)는 최대 자속값 생성부(11)로부터의 최대 자속값(|λ|max_ff)에 상응하는 최대 회전력(Te_max)을 생성한다. 지령 회전력 제한부(132)는 지령 회전력(Te**)이 최대 회전력 생성부(131)로부터의 최대 회전력(Te_max)을 넘지 않도록 제한하여 출력한다. The command rotation force adjusting unit 13 includes a maximum rotation force generating unit 131 and a command rotation force limiting unit 132. The maximum rotational force generating unit 131 generates a maximum rotational force Te_max corresponding to the maximum magnetic flux value | λ | max_ff from the maximum magnetic flux value generating unit 11. The command rotational force limiting unit 132 restricts and outputs the command rotational force Te ** not to exceed the maximum rotational force Te_max from the maximum rotational force generating unit 131.

전류 지령 생성부(12)는, 지령 회전력 조정부(13)로부터의 지령 회전력(Te*)과 상기 약자속 제어 결과의 최대 자속 값(|λ|max)에 따라 자속-축(D-축) 지령 전 류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)을 생성한다. 여기에서, 2차원(2D) 테이블들이 각각 사용된다.The current command generation unit 12 generates a magnetic flux-axis (D-axis) command according to the command rotation force Te * from the command rotation force adjusting unit 13 and the maximum magnetic flux value (| λ | max) of the weak magnetic flux control result. Generate current value (ids r * ) and torque-axis (Q-axis) command current value (iqs r * ). Here, two-dimensional (2D) tables are used respectively.

전류 조정부(15)는, 적분기를 구비하여, 전류 지령 생성부(12)로부터의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)에 따라 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 생성한다.The current adjusting unit 15 includes an integrator, and includes a magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and a rotation force-axis (Q-axis) command current value from the current command generation unit 12 ( iqs r * ) to generate the primary flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r ** ) and the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ).

과변조부(16)는, 전류 조정부(15)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 과변조 기법에 의하여 제한하여, 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 상기 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 발생시킨다.The overmodulator 16 has a primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** and a primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the current adjuster 15. * ) Is limited by the overmodulation technique to generate the final flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r * ) and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ). .

여기에서, 과변조부(16)로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)은, 전류 조정부(15)에 귀환되어, 과변조부(16)로 인한 전류 조정부(15)의 적분기 누적 현상을 억제한다. Here, the final magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * and the final rotational force-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the overmodulator 16 are the current adjustment unit. Returning to (15), the cumulative phenomenon of the integrator of the current adjuster 15 caused by the overmodulator 16 is suppressed.

도 2는 영구-자석 동기 전동기(PMSM)의 일반적인 전압 제어 범위를 보여준다. 도 2에서, 참조 부호들 V1 내지 V6은 자속-축(D-축) 인가 전압(Vdsr*)과 회전력-축(Q-축) 인가 전압의 벡터 합의 전압들을 가리킨다.2 shows a general voltage control range of a permanent-magnet synchronous motor (PMSM). In Fig. 2, reference numerals V1 to V6 denote voltages of the vector sum of the magnetic flux-axis (D-axis) applied voltage Vds r * and the rotational force-axis (Q-axis) applied voltage.

도 2를 참조하면, 안쪽 원의 영역은 선형적으로 전압 합성이 가능한 영역으로서,

Figure 112009002957567-PAT00008
는 선형적으로 전압 합성이 가능한 최대 전압값을 가리킨다. Referring to FIG. 2, the region of the inner circle is a region capable of linearly combining voltage.
Figure 112009002957567-PAT00008
Denotes the maximum voltage value that can be linearly synthesized.

바깥쪽 원의 영역은 육단계(six-step) 운전 기법에 의하여 전압 합성이 가능한 영역을 가리킨다.

Figure 112009002957567-PAT00009
는 육단계(six-step) 운전 기법에 의하여 전압 합성이 가능한 최대 전압값을 가리킨다. The area of the outer circle indicates the area where voltage synthesis is possible by a six-step operation technique.
Figure 112009002957567-PAT00009
Is the maximum voltage value that can be synthesized by the six-step operation technique.

육각형의 영역은 공간 벡터 PWM (Pulse Width Modulation) 방식에 의하여 전압 합성이 가능한 영역을 가리킨다.

Figure 112009002957567-PAT00010
는 공간 벡터 PWM (Pulse Width Modulation) 방식에 의하여 전압 합성이 가능한 최대 전압값을 가리킨다. The hexagonal area indicates an area where voltage synthesis is possible by a space vector pulse width modulation (PWM) method.
Figure 112009002957567-PAT00010
Denotes the maximum voltage value at which voltage synthesis is possible by a space vector pulse width modulation (PWM) scheme.

여기에서, 육각형의 영역에서 안쪽 원의 영역이 제외된 빗금 영역은 비선형 전압변조 영역이다. Here, the hatched area in which the inner circle is excluded from the hexagonal area is a nonlinear voltage modulation area.

도 1에 도시된 바와 같은 종래의 전동기의 제어 장치에 의하면, 전류 조정부의 적분기의 누적 억제와 약자속 제어 사이의 분리적 동작에 따른 충돌로 인하여, 비선형 전압변조 영역(도 2의 빗금 영역)에서 전류 제어가 불안정해진다. 따라서, 전동기의 고속 운전시에 안정적인 제어가 어렵다는 문제점이 있다.According to the control apparatus of the conventional electric motor as shown in FIG. Current control becomes unstable. Therefore, there is a problem that stable control is difficult at high speed of the motor.

본 발명의 목적은, 전동기의 고속 운전시에도 안정적인 제어를 할 수 있는 전동기의 제어 장치를 제공하는 것이다. An object of the present invention is to provide a control apparatus for an electric motor that can perform stable control even during high speed operation of the electric motor.

본 발명의 전동기의 제어 장치는, 자속-축(D-축) 고정자와 회전력-축(Q-축) 고정자를 구비한 전동기를 구동하는 인버터에 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 제공하는 것으로서, 전류 지령 생성부, 전류 조정부, 과변조부, 귀환 제어부, 및 지령 자속-값 생성부를 포함한다.The control apparatus of the electric motor of the present invention provides a final flux-axis (D-axis) command voltage value to an inverter for driving an electric motor having a magnetic flux-axis (D-axis) stator and a rotational force-axis (Q-axis) stator. Vds r * ) and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ), including a current command generator, a current regulator, an overmodulator, a feedback controller, and a command flux-value generator. do.

상기 귀환 제어부는, 상기 전류 조정부로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)의 차이값인 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값, 및 상기 전류 조정부로부터의 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)의 차이 값인 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 비례한 자속 공제 값(|λ|fb)을 생성한다.The feedback control unit may include a primary flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** from the current adjuster and a final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r from the overmodulator. *) the difference value of the magnetic flux - from the axis (Q- axis) reference voltage value (Vqs r **) and the said modulator-axis (D- axis) command voltage difference value, and the primary rotational force from the current adjusting unit Generates a magnetic flux deduction value | λ | fb that is proportional to the torque-axis (Q-axis) command voltage difference value that is the difference between the final torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * .

상기 지령 자속-값 생성부로부터의 지령 자속 값(|λ|ff)에서 상기 귀환 제어부로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)이 감해진 결과가 상기 전류 지령 생성부에 적 용되는 기준 자속 값(|λ|ref)이 된다.The reference magnetic flux value applied to the current command generator is a result of subtracting the magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control unit from the command magnetic flux-value generator from the command magnetic flux value | λ | ff. (| λ | ref).

본 발명의 상기 전동기의 제어 장치에 의하면, 상기 귀환 제어부로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)에 의하여 약자속 제어가 수행된다. 또한, 상기 귀환 제어부로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)이 상기 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값과 상기 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 비례한다. According to the control apparatus of the electric motor of the present invention, the weak magnetic flux control is performed by the magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control unit. The magnetic flux subtraction value | λ | fb from the feedback control unit is proportional to the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value and the rotational force-axis (Q-axis) command voltage difference value.

따라서, 약자속 제어가 수행되는 과정에서 상기 전류 조정부의 적분기의 누적 억제가 통합적으로 이루어질 수 있다. 따라서, 상기 전류 조정부의 적분기의 누적 억제와 약자속 제어 사이의 분리적 동작에 따른 충돌이 방지됨으로 인하여, 비선형 전압변조 영역(도 2의 빗금 영역)에서도 전류 제어가 안정될 수 있다. 즉, 전동기의 고속 운전시에도 안정적인 제어가 가능하다.Therefore, cumulative suppression of the integrator of the current adjuster may be integrally performed while the weak magnetic flux control is performed. Therefore, the current control can be stabilized even in the nonlinear voltage modulation region (hatched region of FIG. 2) because a collision due to the separate operation between the cumulative suppression of the integrator and the weak magnetic flux control of the current adjuster is prevented. That is, stable control is possible even at high speed of the motor.

이하, 첨부된 도면들과 함께 본 발명에 따른 바람직한 실시예가 상세히 설명된다.Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 3은 본 발명의 일 실시예의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 제어 장치를 보여준다. 도 3의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)는, 자속-축(D-축) 고정자와 회전력-축(Q-축) 고정자를 구비한 전동기로서, 인버터 예를 들어, PWM (Pulse Width Modulation) 인버터(37)에 의하여 구동된다. 도 4는 도 3의 전류 지령 생성부(33)에서 적용되는 3 개의 제어 영역들을 보여준다. 도 4에서 참조 부호 401 내지 404는 일정 회전력 선도들을 가리킨다. 3 shows a control device of a permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18 of one embodiment of the invention. The permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18 of FIG. 3 is a motor having a magnetic flux-axis (D-axis) stator and a rotational force-axis (Q-axis) stator, and an inverter, for example, PWM (Pulse Width Modulation) ) Is driven by an inverter 37. FIG. 4 shows three control regions applied by the current command generation unit 33 of FIG. 3. In Fig. 4, reference numerals 401 to 404 indicate constant torque lines.

도 3 및 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 제어 장치는, PWM 인버터(37)에 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 제공하는 것으로서, 전류 지령 생성부(33), 전류 조정부(35), 과변조(Over-modulation)부(36), 귀환 제어부(32), 및 지령 자속-값 생성부(31)를 포함한다.3 and 4, the control device of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18 of the embodiment of the present invention, the final flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r ) to the PWM inverter 37 * ) And the final torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ), the current command generation unit 33, the current adjustment unit 35, the over-modulation unit 36 , Feedback control unit 32, and command flux-value generation unit 31.

귀환 제어부(32)는, 전류 조정부(35)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 과변조부(36)로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)의 차이값인 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값, 및 전류 조정부(35)로부터의 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)과 과변조부(36)로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)의 차이 값인 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 비례한 자속 공제 값(|λ|fb)을 생성한다.The feedback control unit 32 includes the primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** from the current adjuster 35 and the final magnetic flux-axis (D-axis) from the overmodulator 36. Magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value, which is the difference value of the command voltage value (Vds r * ), and primary rotational force-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ) from the current adjuster 35 . ) And the magnetic flux deduction value (|) proportional to the difference in the torque-axis (Q-axis) command voltage difference, which is the difference between the final torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ) from the overmodulator 36. λ | fb).

지령 자속-값 생성부(31)로부터의 지령 자속 값(|λ|ff)에서 귀환 제어부(32)로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)이 감해진 결과는 전류 지령 생성부(33)에 적용되는 기준 자속 값(|λ|ref)이 된다.The result of subtracting the magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control unit 32 from the command magnetic flux value | λ | ff from the command magnetic flux-value generator 31 is transmitted to the current command generator 33. It becomes the reference flux value (| λ | ref) applied.

즉, 귀환 제어부(32)로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)에 의하여 약자속 제어가 수행된다. 또한, 귀환 제어부(32)로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)이 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값과 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 비례한다. That is, the weak magnetic flux control is performed by the magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control unit 32. The magnetic flux subtraction value | λ | fb from the feedback control unit 32 is proportional to the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value and the rotational force-axis (Q-axis) command voltage difference value.

따라서, 약자속 제어가 수행되는 과정에서 전류 조정부(35)의 적분기의 누적 억제가 통합적으로 이루어질 수 있다. 따라서, 전류 조정부(35)의 적분기의 누적 억제와 약자속 제어 사이의 분리적 동작에 따른 충돌이 방지됨으로 인하여, 비선형 전압변조 영역(도 2의 빗금 영역)에서도 전류 제어가 안정될 수 있다. 즉, 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 고속 운전시에도 안정적인 제어가 가능하다.Therefore, cumulative suppression of the integrator of the current adjuster 35 may be integrally performed while the weak magnetic flux control is performed. Accordingly, since the collision due to the separate operation between the cumulative suppression of the integrator of the current adjuster 35 and the weak magnetic flux control is prevented, the current control can be stabilized even in the nonlinear voltage modulation region (hatched region of FIG. 2). That is, stable control is possible even at high speed of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18.

전류 지령 생성부(33)는, 지령 회전력(Te*)과 기준 자속 값(|λ|ref)에 따라 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)을 생성한다. 여기에서, 2차원(2D) 테이블들이 각각 사용된다.The current command generation unit 33 has the magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the rotational force-axis Q- in accordance with the command rotation force Te * and the reference magnetic flux value | λ | ref. Axis) Generates the command current value (iqs r * ). Here, two-dimensional (2D) tables are used respectively.

전류 조정부(35)는, 적분기(미도시)를 구비하여, 전류 지령 생성부(33)로부터의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)에 따라 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 생성한다.The current adjuster 35 includes an integrator (not shown), and includes the magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the rotational force-axis (Q-axis) from the current command generator 33. Generate the primary flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r ** ) and the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ) according to the command current value (iqs r * ). .

과변조부(36)는, 전류 조정부(35)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 과변조 기법에 의하여 제한하여, 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 발생시킨다.The overmodulator 36 includes a primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** and a primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the current adjuster 35. * ) Is limited by the overmodulation technique to generate the final flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r * ) and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ).

전류 지령 생성부(33)에서, 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)은 부극성이 고, 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)은 정극성이다(도 4 참조). In the current command generator 33, the magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * has a negative polarity, and the rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * has a positive polarity. (See FIG. 4).

전류 지령 생성부(33)에서, 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)에 따라 3 개의 제어 영역들이 적용된다. In the current command generation unit 33, 3 according to the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * . Control areas are applied.

제1 영역은 최대 회전력을 얻을 수 있는 MTPA(Maximum Torque Per Ampere) 영역이다. The first area is an MTPA (Maximum Torque Per Ampere) area in which maximum torque can be obtained.

제2 영역은 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 구동 전력이 일정하면서 구동 전류 및 구동 전압이 제한됨에 의하여 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 회전력 제어가 불가능한 영역이다. The second area is an area in which the rotational force control of the permanent-magnetic synchronous motor PMSM 18 is impossible because the driving current and the driving voltage are limited while the driving power of the permanent-magnetic synchronous motor PMSM 18 is constant.

제3 영역은 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 구동 전력이 일정하면서 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 역기전력에 의하여 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 구동 전압이 제한되는 영역이다. 제3 영역에 있어서, 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)이 영(0)일 경우의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 최대값은

Figure 112009002957567-PAT00011
로 설정된다. 여기에서,
Figure 112009002957567-PAT00012
는 전류 지령 생성부(33)에 입력되는 기준 자속 값을 가리킨다. 또한, Ld는 자속-축(D-축) 고정자의 인덕턴스를 가리킨다. In the third region, the driving voltage of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18 is constant while the driving voltage of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18 is limited by the counter electromotive force of the permanent-magnetic synchronous motor (PMSM) 18. Area. In the third region, the maximum value of the magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * when the rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * is zero (0)
Figure 112009002957567-PAT00011
Is set to. From here,
Figure 112009002957567-PAT00012
Denotes a reference magnetic flux value input to the current command generator 33. Ld also indicates the inductance of the flux-axis (D-axis) stator.

제3 영역에 있어서, 어느 한 지령 회전력(Te*)을 발생시킬 수 있는 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 조합들에 의한 일정 회전력 선도가 형성된다(도 4의 401 내지 404). 물론, 참조 부호 404의 곡선의 회전력이 가장 크다.In the third area, the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the positive rotational force-axis (Q-axis) command that can generate any one command torque (Te * ) A constant torque diagram is formed by combinations of current values iqs r * (401 to 404 in FIG. 4). Of course, the rotational force of the curve 404 is the largest.

전류 지령 생성부(33)에 있어서, 지령 회전력(Te*)과 기준 자속 값(|λ|ref)에 상응하는 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 2차원 테이블이 사용된다. 또한, 지령 회전력(Te*)과 기준 자속 값(|λ|ref)에 상응하는 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 2차원 테이블이 사용된다. 이에 따라, 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)이 생성된다.In the current command generation unit 33, two of the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * corresponding to the command rotation force Te * and the reference magnetic flux value | λ | ref. Dimension tables are used. In addition, a two-dimensional table of the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * corresponding to the command rotational force Te * and the reference magnetic flux value | λ | ref is used. Thereby, the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * are generated.

따라서, 상기 제3 영역에 있어서, 지령 회전력(Te*)의 증가량에 대한 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 증가량의 비율에 비하여, 지령 회전력(Te*)의 증가량에 대한 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 증가량의 비율이 보다 큰 약자속 제어가 수행된다.Accordingly, in the third region, the command rotation force Te * is compared with the ratio of the increase amount of the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * to the increase amount of the command rotation force Te * . The weak magnetic flux control is performed in which the ratio of the increase amount of the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * to the increase amount of is greater.

여기에서, 기준 자속 값(|λ|ref)에 비례하여 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 상한 값이 설정된다.Here, the upper limit value of the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * is set in proportion to the reference magnetic flux value | λ | ref.

한편, 약자속 제어 및 적분기 누적 억제를 통합적으로 수행하기 위한 귀환 제어부(32)는 제1 감산기(321), 제1 저역 통과 필터(322), 제2 감산기(323), 제2 저역 통과 필터(324), 제1 연산부(325) 및 제2 연산부(326)를 포함한다.On the other hand, the feedback control unit 32 for integrally performing weak magnetic flux control and integrator accumulation suppression includes a first subtractor 321, a first low pass filter 322, a second subtractor 323, and a second low pass filter ( 324, a first calculator 325, and a second calculator 326.

제1 감산기(321)는 전류 조정부(35)로부터의 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)과 과변조부(36)로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)의 차이 값인 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값을 구한다.The first subtractor 321 includes the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r ** from the current adjuster 35 and the final torque-axis (Q-axis) from the overmodulator 36. Find the torque-axis (Q-axis) command voltage difference, which is the difference between the command voltage values (Vqs r * ).

제1 저역 통과 필터(322)는 제1 감산기(321)로부터의 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 저역 통과 필터링을 수행한다. 제1 저역 통과 필터(322)의 전달 함수는 각각

Figure 112009002957567-PAT00013
이다. 여기에서, s는 라플라스 연산자를, Ki는 적분 상수를, 그리고 Kpq는 비례 상수를 각각 가리킨다.The first low pass filter 322 performs low pass filtering on the rotation force-axis (Q-axis) command voltage difference value from the first subtractor 321. The transfer function of the first low pass filter 322 is respectively
Figure 112009002957567-PAT00013
to be. Where s denotes the Laplace operator, Ki denotes an integral constant, and Kpq denotes a proportional constant.

적분 상수 Ki는 아래의 수학식 4에 의하여 결정된다.The integral constant Ki is determined by Equation 4 below.

Figure 112009002957567-PAT00014
Figure 112009002957567-PAT00014

위 수학식 4에서, Rs는 고정자 저항값을,

Figure 112009002957567-PAT00015
는 전류 조정부(35)에서의 교차각 주파수를 가리킨다.In Equation 4 above, Rs is a stator resistance value,
Figure 112009002957567-PAT00015
Denotes the crossing angle frequency in the current adjuster 35.

비례 상수 Kpq는 아래의 수학식 5에 의하여 결정된다.The proportional constant Kpq is determined by Equation 5 below.

Figure 112009002957567-PAT00016
Figure 112009002957567-PAT00016

위 수학식 5에서, Lq는 회전력-축(Q-축) 고정자의 인덕턴스를 가리킨다.In Equation 5 above, Lq indicates the inductance of the rotational force-axis (Q-axis) stator.

제2 감산기(323)는, 전류 조정부(35)로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압 값(Vdsr**)과 과변조부(36)로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)의 차이값인 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값을 구한다.The second subtractor 323 includes the primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** from the current adjuster 35 and the final magnetic flux-axis (D-axis) from the overmodulator 36. (2) Find the difference between the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage, which is the difference between the command voltage value (Vds r * ).

제2 저역 통과 필터(324)는 제2 감산기(323)로부터의 상기 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값에 저역 통과 필터링을 수행한다. 제2 저역 통과 필터(324)의 전달 함수는 각각

Figure 112009002957567-PAT00017
이다. 여기에서, s는 라플라스 연산자를, Ki는 적분 상수를, 그리고 Kpd는 비례 상수를 각각 가리킨다.The second low pass filter 324 performs low pass filtering on the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value from the second subtractor 323. The transfer function of the second low pass filter 324 is each
Figure 112009002957567-PAT00017
to be. Where s is the Laplace operator, Ki is the integral constant, and Kpd is the proportional constant.

적분 상수 Ki는 상기 수학식 4에 의하여 결정된다.The integral constant Ki is determined by Equation 4 above.

비례 상수 Kpd는 아래의 수학식 6에 의하여 결정된다.The proportional constant Kpd is determined by Equation 6 below.

Figure 112009002957567-PAT00018
Figure 112009002957567-PAT00018

위 수학식 5에서, Ld는 자속-축(D-축) 고정자의 인덕턴스를 가리킨다. In Equation 5 above, Ld indicates the inductance of the magnetic flux-axis (D-axis) stator.

제1 연산부(325)는 제1 저역 통과 필터(322)로부터의 출력 값(Q)과 제2 저역 통과 필터(324)로부터의 출력 값(D)의 제곱 평균을 구한다. 따라서, 제1 연산부(325)는 아래의 수학식 7에 따라 제곱 평균 값 Mag(D,Q)을 구한다. The first calculating unit 325 calculates a square average of the output value Q from the first low pass filter 322 and the output value D from the second low pass filter 324. Therefore, the first calculating unit 325 obtains the square mean value Mag (D, Q) according to Equation 7 below.

Figure 112009002957567-PAT00019
Figure 112009002957567-PAT00019

제2 연산부(326)는 제1 연산부(325)로부터의 제곱 평균 값 Mag(D,Q)에 설정 상수(α)를 곱한 결과인 자속 공제 값(|λ|fb)을 생성한다.The second calculation unit 326 generates a magnetic flux deduction value | λ | fb which is a result of multiplying a set constant α by the square average value Mag (D, Q) from the first calculation unit 325.

한편, 지령 자속-값 생성부(31)는, 전류 지령 생성부(33)에 입력될 지령 회 전력(Te*)에 상응하는 지령 자속 값(|λ|ff)의 1차원 테이블에 의하여 지령 자속 값(|λ|ff)을 생성한다. On the other hand, the command flux-value generator 31 commands the command flux by a one-dimensional table of the command flux value | λ | ff corresponding to the command rotation power Te * to be input to the current command generator 33. Generate the value (| λ | ff).

상기와 같은 본 발명의 일 실시예의 영구-자석 동기 전동기(PMSM, 18)의 제어 장치가 도출되는 근거를 수학적으로 상세히 설명하면 다음과 같다.The reason for the control device of the permanent-magnet synchronous motor (PMSM) 18 of the embodiment of the present invention as described above will be described in detail mathematically.

전류 조정부(35)에서 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)은 아래의 수학식 8에 의하여 결정된다.The primary magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** in the current adjuster 35 is determined by Equation 8 below.

Figure 112009002957567-PAT00020
Figure 112009002957567-PAT00020

상기 수학식 8에서, s는 라플라스 연산자를, Kpd는 상기 수학식 6에 의하여 얻어지는 비례 상수를, Ki는 상기 수학식 4에 의하여 얻어지는 적분 상수를, idsr *는 전류 지령 생성부(33)로부터의 자속-축(D-축) 지령 전류값을, idsr은 자속-축(D-축) 현재 전류값을, ωr은 회전자 각속도를, 그리고 λqsr은 회전력-축(Q-축) 고정자에서의 현재 자속값을 각각 가리킨다.In Equation 8, s is a Laplace operator, Kpd is a proportional constant obtained by Equation 6, Ki is an integral constant obtained by Equation 4, ids r * from the current command generation unit 33 Is the flux-axis (D-axis) command current value, ids r is the current value of the flux-axis (D-axis), ωr is the rotor angular velocity, and λqs r is the torque-axis (Q-axis) stator. Points to the current flux value in Ess.

이와 유사하게, 전류 조정부(35)에서 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr **)은 아래의 수학식 9에 의하여 결정된다.Similarly, the primary rotational force-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r ** in the current adjuster 35 is determined by Equation 9 below.

Figure 112009002957567-PAT00021
Figure 112009002957567-PAT00021

상기 수학식 8에서, iqsr*는 전류 지령 생성부(33)로부터의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값을, iqsr은 회전력-축(Q-축) 현재 전류값을, 그리고 λdsr은 자속-축(D-축) 고정자에서의 현재 자속값을 각각 가리킨다.In Equation 8, iqs r * denotes a torque force-axis (Q-axis) command current value from the current command generator 33, iqs r denotes a torque force-axis (Q-axis) current current value, and λds r denotes the current flux value in the flux-axis (D-axis) stator, respectively.

전동기(18)에 인가되는 실제 자속-축(D-축) 전압 즉, 과변조부(36)로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)은 아래의 수학식 10에 의하여 결정된다.The actual flux-axis (D-axis) voltage applied to the motor 18, that is, the final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * from the overmodulator 36 is expressed by Equation 10 below. Is determined by.

Figure 112009002957567-PAT00022
Figure 112009002957567-PAT00022

정상 상태에서 고정자 저항에 의한 전압 강하를 무시하면, 상기 수학식 10은 아래의 수학식 11로 간략화될 수 있다.Neglecting the voltage drop caused by the stator resistance in the steady state, Equation 10 may be simplified to Equation 11 below.

Figure 112009002957567-PAT00023
Figure 112009002957567-PAT00023

마찬가지로, 전동기(18)에 인가되는 실제 회전력-축(Q-축) 전압 즉, 과변조부(36)로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)은 아래의 수학식 12에 의하여 결정된다.Similarly, the actual torque-axis (Q-axis) voltage applied to the electric motor 18, i.e., the final torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the overmodulator 36, is It is determined by equation 12.

Figure 112009002957567-PAT00024
Figure 112009002957567-PAT00024

정상 상태에서 고정자 저항에 의한 전압 강하를 무시하면, 상기 수학식 12는 아래의 수학식 13으로 간략화될 수 있다.Neglecting the voltage drop caused by the stator resistance in the steady state, Equation 12 may be simplified to Equation 13 below.

Figure 112009002957567-PAT00025
Figure 112009002957567-PAT00025

따라서, 제1 감산기(321)로부터의 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값 △Vqsr 은 아래의 수학식 14에 의하여 얻어진다.Therefore, the rotation force-axis (Q-axis) command voltage difference value DELTA Vqs r from the first subtractor 321 is obtained by the following equation (14).

Figure 112009002957567-PAT00026
Figure 112009002957567-PAT00026

마찬가지로, 제2 감산기(323)로부터의 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값 △Vdsr 은 아래의 수학식 15에 의하여 얻어진다.Similarly, the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value DELTA Vds r from the second subtractor 323 is obtained by the following equation (15).

Figure 112009002957567-PAT00027
Figure 112009002957567-PAT00027

따라서, 상기 수학식들 14 및 15에 의하여 기준 자속 값(|λ|ref)를 변경함에 따라, 약자속 제어와 적분기 누적 억제가 통합적으로 수행됨을 알 수 있다.Accordingly, it can be seen that the weak magnetic flux control and the integrator accumulation suppression are integrally performed by changing the reference magnetic flux value (| λ | ref) by the equations (14) and (15).

제1 저역 통과 필터(322)로부터의 출력 값(Q)는 아래의 수학식 16에 의하여 결정된다.The output value Q from the first low pass filter 322 is determined by Equation 16 below.

Figure 112009002957567-PAT00028
Figure 112009002957567-PAT00028

상기 수학식 16을 살펴보면, 잘 알려져 있는 전류 조정부(35) 내의 적분항 출력과 동일함을 알 수 있다. 상기 수학식 16에서,

Figure 112009002957567-PAT00029
를 diq라 하면 상기 수학식 16은 아래의 수학식 17과 같다.Looking at Equation 16, it can be seen that the same as the integral term output in the well-known current adjuster 35. In Equation 16,
Figure 112009002957567-PAT00029
When diq is expressed as Equation 16, Equation 17 below.

Figure 112009002957567-PAT00030
Figure 112009002957567-PAT00030

마찬가지로, 제2 저역 통과 필터(324)로부터의 출력 값(D)는 아래의 수학식 18에 의하여 결정된다.Similarly, the output value D from the second low pass filter 324 is determined by Equation 18 below.

Figure 112009002957567-PAT00031
Figure 112009002957567-PAT00031

상기 수학식 18을 살펴보면, 잘 알려져 있는 전류 조정부(35) 내의 적분항 출력과 동일함을 알 수 있다. 상기 수학식 18에서,

Figure 112009002957567-PAT00032
를 did라 하면 상기 수학식 18은 아래의 수학식 19와 같다.Looking at Equation 18, it can be seen that the same as the integral term output in the well-known current adjuster 35. In Equation 18,
Figure 112009002957567-PAT00032
When the did (Equation 18) is the same as Equation 19 below.

Figure 112009002957567-PAT00033
Figure 112009002957567-PAT00033

따라서, 제1 연산부(325)로부터의 제곱 평균 값 Mag(D,Q)는 아래의 수학식 20에 의하여 결정된다.Therefore, the root mean square value Mag (D, Q) from the first calculator 325 is determined by Equation 20 below.

Figure 112009002957567-PAT00034
Figure 112009002957567-PAT00034

상기 수학식 20을 살펴보면, 전류 조정부(35) 내의 D-Q축상의 적분기 출력으로서, 약자속 제어 영역(도 4의 제3 영역)에서의 전압 부족량과 동일함을 알 수 있 다. 즉, 전동기(18)가 일정한 회전력으로 동작할 때에는 제1 연산부(325)로부터의 제곱 평균 값 Mag(D,Q)은 영(0)이 된다. 또한, 약자속 제어 영역(도 4의 제3 영역)에서 전압 여유(Voltage margin)가 적을수록 제1 연산부(325)로부터의 제곱 평균 값 Mag(D,Q)이 커진다. Looking at Equation 20, it can be seen that the integrator output on the D-Q axis in the current adjuster 35, which is the same as the voltage shortage in the weak magnetic flux control region (third region of FIG. 4). That is, when the motor 18 operates at a constant rotational force, the square mean value Mag (D, Q) from the first calculating section 325 becomes zero (0). In addition, as the voltage margin decreases in the weak magnetic flux control region (third region of FIG. 4), the square mean value Mag (D, Q) from the first calculator 325 increases.

귀환 제어부(32)로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)은 아래의 수학식 21로 표현될 수 있다.The magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control unit 32 may be expressed by Equation 21 below.

Figure 112009002957567-PAT00035
|λ|fb =
Figure 112009002957567-PAT00035
| λ | fb =

제2 연산부(326)에서의 설정 상수(α)는 변조 지수를 제어하기 위한 것으로서 단위는 rad/s로 표현될 수 있다. 제2 연산부(326)에서의 설정 상수(α)가 적을수록 더 큰 회전력을 얻을 수 있지만 전류 맥동이 증가한다. 반대로, 제2 연산부(326)에서의 설정 상수(α)가 클수록 전류 맥동이 감소하지만, 주어진 전압 제한 조건에서 더 큰 회전력을 얻을 수 있다. 그러므로, 제2 연산부(326)에서의 설정 상수(α)는 제어의 목적, 전류 제어의 과도상태 응답 특성, 및 출력 회전력에 따라 적절히 조정되는 것이 바람직하다.The set constant α in the second calculator 326 is for controlling the modulation index, and a unit may be expressed as rad / s. The smaller the set constant α in the second calculating section 326, the larger the rotational force can be obtained, but the current pulsation increases. Conversely, the larger the set constant α in the second calculating section 326, the smaller the current pulsation, but a greater rotational force can be obtained under a given voltage limit condition. Therefore, the setting constant α in the second calculating section 326 is preferably adjusted according to the purpose of control, the transient response response characteristic of the current control, and the output rotational force.

도 5는 도 3의 제어 장치에 의하여 도 4의 제3 영역에서 약자속 제어가 수행되는 경우에 사용된 전류 궤적의 일 예를 보여준다. 도 6은 도 5의 전류 궤적에서의 실제 전류들의 파형들을 함께 보여준다. 도 7은 도 6의 전류들(Iqsr,Idsr)에 의하여 얻어진 회전력(Te_f)의 파형을 보여준다. 도 8은 도 7의 회전력(Te_f)을 얻 기 위하여 도 3의 인버터(37)에 인가되는 직류 링크 전압(Vdc)의 파형을 보여준다. 도 9는 도 7의 회전력(Te_f)에 의하여 회전되는 전동기의 회전 속도(Wrpm)의 파형을 보여준다.FIG. 5 shows an example of a current trajectory used when weak magnetic flux control is performed in the third region of FIG. 4 by the control device of FIG. 3. 6 shows the waveforms of actual currents in the current trajectory of FIG. 5 together. FIG. 7 shows a waveform of the rotation force Te_f obtained by the currents Iqs r and Ids r of FIG. 6. FIG. 8 shows waveforms of the DC link voltage Vdc applied to the inverter 37 of FIG. 3 to obtain the rotation force Te_f of FIG. 7. FIG. 9 shows waveforms of the rotational speed Wrpm of the motor rotated by the rotational force Te_f of FIG. 7.

도 5 내지 9의 결과를 얻는 데에 사용된 약자속 제어의 실험 조건에 있어서, 지령 회전력(Te*)을 40 뉴턴-미터(Nm)로 설정한 상태에서, 부하 전동기의 회전 속도를 영(0) 알피엠(rpm)에서 4,800 알피엠(rpm)으로 상승시킨 후에 다시 영(0) 알피엠(rpm)으로 하강시켰다. 도 7 내지 9에서 참조 부호 PA는 동일한 중간 시점을 가리킨다. In the experimental conditions of the weak magnetic flux control used to obtain the results of FIGS. 5 to 9, the rotational speed of the load motor is zero (0) with the command rotation force Te * set to 40 Newton-meter (Nm). ) Ramp to 4,800 arpm (rpm) and then back to zero (rpm). In Figs. 7 to 9, reference numeral P A denotes the same intermediate viewpoint.

도 6에서 참조 부호 601은 회전력-축(Q-축) 고정자에 흐르는 전류(Iqsr)의 파형을 가리킨다. 참조 부호 602는 자속-축(D-축) 고정자에 흐르는 전류(Idsr)의 파형을 가리킨다. 도 6을 참조하면, 수직 방향으로 10 암페어(A) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 10 초(sec) 간격으로 등분되어 있다.In FIG. 6, reference numeral 601 denotes a waveform of the current Iqs r flowing through the rotational force-axis (Q-axis) stator. Reference numeral 602 denotes a waveform of the current Ids r flowing through the magnetic flux-axis (D-axis) stator. Referring to FIG. 6, the components are equally divided at intervals of 10 amperes A in the vertical direction and equally divided at intervals of 10 seconds in the horizontal direction.

도 7을 참조하면, 수직 방향으로 15 뉴턴-미터(Nm) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 10 초(sec) 간격으로 등분되어 있다. Referring to Figure 7, it is divided equally at 15 Newton-meter (Nm) interval in the vertical direction, and evenly at 10 seconds interval in the horizontal direction.

도 8을 참조하면, 수직 방향으로 10 볼트(V) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 10 초(sec) 간격으로 등분되어 있다. 도 8에서 중간 시점(PA)에서의 전압은 320 볼트(V)이다. Referring to FIG. 8, the parts are equally divided at intervals of 10 volts (V) in the vertical direction and equally divided at intervals of 10 seconds in the horizontal direction. In FIG. 8, the voltage at an intermediate point P A is 320 volts (V).

도 9를 참조하면, 수직 방향으로 1,000 알피엠(rpm) 간격으로 등분되고, 수 평 방향으로 10 초(sec) 간격으로 등분되어 있다. 도 9에서 중간 시점(PA)에서의 회전 속도는 3,000 알피엠(rpm)이다.Referring to Figure 9, it is equally divided at intervals of 1,000 Alp (rpm) in the vertical direction, it is divided into 10 seconds (sec) interval in the horizontal direction. In FIG. 9, the rotational speed at an intermediate time point P A is 3,000 alpm.

도 5 내지 9를 참조하면, 안정적으로 약자속 제어가 수행됨을 알 수 있다.5 to 9, it can be seen that the weak magnetic flux control is stably performed.

도 10은 도 3의 제어 장치에 의하여 도 4의 제1 영역에서 최대 회전력 제어가 수행되는 경우에 발생되는 상전압(Vas)의 파형을 보여준다. 도 11은 도 10의 상전압(Vas)에 상응하는 상전류(Ias)의 파형을 보여준다. 도 12는 도 10 및 11의 상전압(Vas) 및 상전류(Ias)가 발생되는 경우에 도 3의 인버터(37)에 인가되는 직류 링크 전압(Vdc)의 파형을 보여준다. 도 13은 변조 지수를 구하기 위하여 도 10의 상전압(Vas)의 파형에 대하여 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행한 결과를 보여준다.FIG. 10 illustrates waveforms of phase voltage Vas generated when the maximum torque control is performed in the first region of FIG. 4 by the control device of FIG. 3. FIG. 11 shows a waveform of the phase current Ias corresponding to the phase voltage Va of FIG. 10. 12 illustrates waveforms of the DC link voltage Vdc applied to the inverter 37 of FIG. 3 when the phase voltage Va and the phase current Ias of FIGS. 10 and 11 are generated. FIG. 13 shows a result of performing a Fast Fourier Transform on the waveform of the phase voltage Va of FIG. 10 to obtain a modulation index.

도 10 내지 13의 결과를 얻는 데에 사용된 최대 회전력 제어의 실험 조건에 있어서, 전동기(18)의 회전 속도가 4,000 알피엠(rpm)인 상태에서 지령 회전력(Te*)을 40 뉴턴-미터(Nm)로 설정하였다. 도 10 내지 13에서 참조 부호 PA는 동일한 중간 시점을 가리킨다. In the experimental conditions of the maximum torque control used to obtain the results of FIGS. 10 to 13, the command torque (Te * ) was set to 40 Newton-meter (Nm) with the rotation speed of the motor 18 at 4,000 arpm. ). 10 to 13, reference numeral P A indicates the same intermediate time point.

도 10을 참조하면, 수직 방향으로 100 볼트(V) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 1 밀리-초(ms) 간격으로 등분되어 있다. 도 10에서 중간 시점(PA)에서의 전압은 영(0) 볼트(V)이다. Referring to Figure 10, it is divided equally at intervals of 100 volts (V) in the vertical direction and equally at intervals of 1 millisecond (ms) in the horizontal direction. In FIG. 10, the voltage at the intermediate point P A is zero volts V. FIG.

도 11을 참조하면, 수직 방향으로 10 암페어(A) 간격으로 등분되고, 수평 방 향으로 1 밀리-초(ms) 간격으로 등분되어 있다. 도 11에서 중간 시점(PA)에서의 전류는 0 암페어(A)이다. Referring to Figure 11, it is divided equally at intervals of 10 amperes (A) in the vertical direction and equally at 1 milli-second (ms) interval in the horizontal direction. In FIG. 11, the current at the intermediate time point P A is 0 amps (A).

도 12를 참조하면, 수직 방향으로 10 볼트(V) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 1 밀리-초(ms) 간격으로 등분되어 있다. 도 12에서 중간 시점(PA)에서의 전압은 300 볼트(V)이다. Referring to Figure 12, it is divided equally at intervals of 10 volts (V) in the vertical direction and equally at intervals of 1 millisecond (ms) in the horizontal direction. In FIG. 12, the voltage at the intermediate time point P A is 300 volts (V).

도 13을 참조하면, 수직 방향으로 40 볼트(V) 간격으로 등분되고, 수평 방향으로 2 킬로-헬쯔(KHz) 간격으로 등분되어 있다.Referring to Figure 13, it is divided equally at intervals of 40 volts (V) in the vertical direction, and equally at 2 kilo-Hetz (KHz) intervals in the horizontal direction.

도 11을 참조하면, 상전류(Ias)의 파형이 정현파로서 안정되게 도출됨을 확인하였다. 또한, 도 12의 직류 링크 전압(Vdc)의 값과 도 13의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)의 결과에 의하여 얻어진 변조 지수는 "0.97"이었다. 즉, 최대 회전력 제어를 위한 육단계(6-step) 제어 기법에서의 변조 지수 "1"에 근접하였다.Referring to FIG. 11, it was confirmed that the waveform of the phase current Ias is derived stably as a sine wave. In addition, the modulation index obtained by the value of the DC link voltage Vdc of FIG. 12 and the fast Fourier transform of FIG. 13 was "0.97". That is, the modulation index "1" in the six-step control technique for maximum torque control is approached.

따라서, 도 10 내지 13을 참조하면, 안정적으로 최대 회전력 제어가 수행됨을 알 수 있다. Therefore, referring to FIGS. 10 to 13, it can be seen that the maximum rotational force control is stably performed.

본 발명은, 상기 실시예에 한정되지 않고, 청구범위에서 정의된 발명의 사상 및 범위 내에서 당업자에 의하여 변형 및 개량될 수 있다. The present invention is not limited to the above embodiments, but may be modified and improved by those skilled in the art within the spirit and scope of the invention as defined in the claims.

하이브리드 차량 및 전기 자동차 등에서 차륜 구동용으로 사용되는 전동기와 같이, 외부 환경에 의하여 회전 속도가 수시로 변할 수 있는 전동기들에 이용될 수 있다.It can be used for electric motors whose rotational speed can change frequently by an external environment, such as an electric motor used for wheel driving in a hybrid vehicle and an electric vehicle.

도 1은 종래의 영구-자석 동기 전동기(PMSM)의 제어 장치를 보여주는 블록도이다.1 is a block diagram showing a control device of a conventional permanent-magnet synchronous motor (PMSM).

도 2는 영구-자석 동기 전동기(PMSM)의 일반적인 전압 제어 범위를 보여주는 도면이다.2 shows a general voltage control range of a permanent-magnet synchronous motor (PMSM).

도 3은 본 발명의 일 실시예의 영구-자석 동기 전동기(PMSM)의 제어 장치를 보여주는 블록도이다.3 is a block diagram showing a control device of a permanent-magnet synchronous motor (PMSM) of an embodiment of the present invention.

도 4는 도 3의 전류 지령 생성부에서 적용되는 3 개의 제어 영역들을 보여주는 도면이다.4 is a diagram illustrating three control regions applied to the current command generation unit of FIG. 3.

도 5는 도 3의 제어 장치에 의하여 도 4의 제3 영역에서 약자속 제어가 수행되는 경우에 사용된 전류 궤적의 일 예를 보여주는 도면이다.FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a current trajectory used when weak magnetic flux control is performed in the third region of FIG. 4 by the control device of FIG. 3.

도 6은 도 5의 전류 궤적에서의 실제 전류들의 파형들을 함께 보여주는 타이밍도이다.FIG. 6 is a timing diagram showing waveforms of actual currents in the current trajectory of FIG. 5.

도 7은 도 6의 전류들에 의하여 얻어진 회전력의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 7 is a timing diagram showing a waveform of a rotation force obtained by the currents of FIG. 6.

도 8은 도 7의 회전력을 얻기 위하여 도 3의 인버터에 인가되는 직류 링크 전압의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 8 is a timing diagram illustrating waveforms of a DC link voltage applied to the inverter of FIG. 3 to obtain the rotational force of FIG. 7.

도 9는 도 7의 회전력에 의하여 회전되는 전동기의 회전 속도의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 9 is a timing diagram illustrating waveforms of a rotation speed of an electric motor rotated by the rotation force of FIG. 7.

도 10은 도 3의 제어 장치에 의하여 도 4의 제1 영역에서 최대 회전력 제어 가 수행되는 경우에 발생되는 상전압의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 10 is a timing diagram illustrating waveforms of phase voltages generated when the maximum torque control is performed in the first region of FIG. 4 by the control device of FIG. 3.

도 11은 도 10의 상전압에 상응하는 상전류의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 11 is a timing diagram illustrating a waveform of a phase current corresponding to the phase voltage of FIG. 10.

도 12는 도 10 및 11의 상전압 및 상전류가 발생되는 경우에 도 3의 인버터에 인가되는 직류 링크 전압의 파형을 보여주는 타이밍도이다.FIG. 12 is a timing diagram illustrating waveforms of a DC link voltage applied to the inverter of FIG. 3 when the phase voltage and the phase current of FIGS. 10 and 11 are generated.

도 13은 변조 지수를 구하기 위하여 도 10의 상전압의 파형에 대하여 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)을 수행한 결과를 보여주는 도면이다.FIG. 13 is a diagram illustrating a result of performing Fast Fourier Transform on the waveform of the phase voltage of FIG. 10 to obtain a modulation index.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명><Explanation of symbols for the main parts of the drawings>

17, 37...PWM (Pulse Width Modulation) 인버터,17, 37 ... PWM (Pulse Width Modulation) inverter,

18...영구-자석 동기 전동기(PMSM),18.Permanent-Magnetic Synchronous Motor (PMSM),

31...지령 자속-값 생성부, 32...귀환 제어부,31 ... command flux-value generator, 32 ... feedback controller,

33...전류 지령 생성부, 35...전류 조정부, 33 ... current command generator, 35 ... current regulator,

36...과변조부, 37...PWM (Pulse Width Modulation) 인버터.36 ... overmodulation, 37 ... PWM (Pulse Width Modulation) inverter.

321...제1 감산기, 322...제1 저역 통과 필터,321 ... first subtractor, 322 ... first low pass filter,

323...제2 감산기, 324...제2 저역 통과 필터,323 ... second subtractor, 324 ... second low pass filter,

325...제1 연산부, 326...제2 연산부.325 ... first calculating unit, 326 ... second calculating unit.

Claims (13)

자속-축(D-축) 고정자와 회전력-축(Q-축) 고정자를 구비한 전동기를 구동하는 인버터에 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 제공하는 전동기의 제어 장치에 있어서,Final magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r * ) and final torque-axis for inverters that drive motors with flux-axis (D-axis) stators and torque-axis (Q-axis) stators In the control apparatus of a motor which provides a (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ), 전류 지령 생성부, 전류 조정부, 과변조부, 귀환 제어부, 및 지령 자속-값 생성부를 포함하고,A current command generator, a current regulator, an overmodulator, a feedback controller, and a command flux-value generator; 상기 귀환 제어부가,The feedback control unit, 상기 전류 조정부로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)의 차이값인 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값, 및 상기 전류 조정부로부터의 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)의 차이 값인 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 비례한 자속 공제 값(|λ|fb)을 생성하고,The difference value between the primary flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** from the current adjuster and the final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * from the overmodulator. D-axis command voltage difference value, and primary torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ) from the current regulator and the final torque-axis (from the overmodulator) Q-axis) Generates a magnetic flux deduction (| λ | fb) proportional to the torque-axis (Q-axis) command voltage difference value, which is a difference value of the command voltage value (Vqs r * ), 상기 지령 자속-값 생성부로부터의 지령 자속 값(|λ|ff)에서 상기 귀환 제어부로부터의 자속 공제 값(|λ|fb)이 감해진 결과가 상기 전류 지령 생성부에 적용되는 기준 자속 값(|λ|ref)이 되는 전동기의 제어 장치. The result of subtracting the magnetic flux deduction value | λ | fb from the feedback control value from the command magnetic flux value value generator ||||| | λ | ref) electric motor control device. 제1항에 있어서, 상기 전류 지령 생성부가,The method according to claim 1, wherein the current command generation unit, 지령 회전력(Te*)과 상기 기준 자속 값(|λ|ref)에 따라 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)을 생성하는 전동기의 제어 장치. The magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) and the rotational force-axis (Q-axis) command current value (iqs r ) depending on the command rotation force Te * and the reference magnetic flux value (| λ | ref). The control unit of the electric motor generating * ). 제2항에 있어서, 상기 전류 조정부가,The method of claim 2, wherein the current adjustment unit, 적분기를 구비하여, 상기 전류 지령 생성부로부터의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)에 따라 상기 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 상기 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 생성하는 전동기의 제어 장치. An integrator, and the primary magnetic flux according to the magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * and the rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * from the current command generator. A control device for an electric motor that generates a -axis (D-axis) command voltage value (Vds r ** ) and the primary rotational force-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ). 제3항에 있어서, 상기 과변조부가,The method of claim 3, wherein the overmodulation unit, 상기 전류 조정부로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)을 과변조 기법에 의하여 제한하여, 상기 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)과 상기 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)을 발생시키는 전동기의 제어 장치. The primary flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** and the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r ** ) from the current regulator are limited by an overmodulation technique. And the final magnetic flux-axis (D-axis) command voltage value (Vds r * ) and the final rotational force-axis (Q-axis) command voltage value (Vqs r * ). 제4항에 있어서, 상기 인버터가,The method of claim 4, wherein the inverter, PWM (Pulse Width Modulation) 인버터인 전동기의 제어 장치. PWM (Pulse Width Modulation) A control unit for an electric motor that is an inverter. 제4항에 있어서, 상기 전류 지령 생성부에서,The method according to claim 4, wherein in the current command generation unit, 상기 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)이 부극성이고, 상기 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)이 정극성인 전동기의 제어 장치. And the magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) is negative and the rotational force-axis (Q-axis) command current value (iqs r * ) is positive. 제6항에 있어서, 상기 전류 지령 생성부에서,The said current command generation part of Claim 6, 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)에 따라 3 개의 제어 영역들이 적용되고, Three control regions are applied according to the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) and the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value (iqs r * ). 상기 3 개의 제어 영역들이,The three control regions, 최대 회전력을 얻을 수 있는 MTPA(Maximum Torque Per Ampere) 영역인 제1 영역;A first region that is a maximum torque per ampere (MTPA) region capable of obtaining a maximum torque; 상기 전동기의 구동 전력이 일정하면서 구동 전류 및 구동 전압이 제한됨에 의하여 상기 전동기의 회전력 제어가 불가능한 영역인 제2 영역; 및A second region in which the rotational force of the electric motor cannot be controlled by limiting the driving current and the driving voltage while the driving power of the motor is constant; And 상기 전동기의 구동 전력이 일정하면서 상기 전동기의 역기전력에 의하여 상기 전동기의 구동 전압이 제한되는 제3 영역을 포함한 전동기의 제어 장치. And a third region in which the driving voltage of the electric motor is limited by the counter electromotive force of the electric motor while the driving power of the electric motor is constant. 제7항에 있어서, 상기 제3 영역에 대하여, The method of claim 7, wherein with respect to the third region, 어느 한 지령 회전력(Te*)을 발생시킬 수 있는 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 조합들에 의한 일정 회전력 선도가 형성되는 전동기의 제어 장치. Negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) that can generate either command torque (Te * ) and positive rotational force-axis (Q-axis) command current value (iqs r *) The control device of the electric motor is formed a constant torque diagram by the combination of). 제8항에 있어서, 상기 전류 지령 생성부에서,The said current command generation part of Claim 8, 상기 지령 회전력(Te*)과 상기 기준 자속 값(|λ|ref)에 상응하는 상기 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 2차원 테이블; 및A two-dimensional table of the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * corresponding to the command rotation force Te * and the reference magnetic flux value (| λ | ref); And 상기 지령 회전력(Te*)과 상기 기준 자속 값(|λ|ref)에 상응하는 상기 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 2차원 테이블에 의하여,By a two-dimensional table of the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * corresponding to the command rotational force Te * and the reference magnetic flux value | λ | ref, 상기 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)과 상기 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)을 생성하는 전동기의 제어 장치. And the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) and the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value (iqs r * ). 제9항에 있어서, 상기 제3 영역에 대하여, The method of claim 9, wherein with respect to the third region, 상기 지령 회전력(Te*)의 증가량에 대한 상기 정극성의 회전력-축(Q-축) 지령 전류값(iqsr*)의 증가량의 비율에 비하여,Compared to the ratio of the increase amount of the positive rotational force-axis (Q-axis) command current value iqs r * to the increase amount of the command rotation force Te * , 상기 지령 회전력(Te*)의 증가량에 대한 상기 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 증가량의 비율이 보다 큰 약자속 제어가 수행되는 전동기의 제어 장치. The weak magnetic flux control in which the ratio of the increase amount of the said negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value ids r * with respect to the increase amount of the said command rotation force Te * is performed. 제10항에 있어서, 상기 제3 영역에 대하여, The method of claim 10, wherein with respect to the third region, 상기 기준 자속 값(|λ|ref)에 비례하여 상기 부극성의 자속-축(D-축) 지령 전류값(idsr*)의 상한 값이 설정되는 전동기의 제어 장치.And an upper limit value of the negative magnetic flux-axis (D-axis) command current value (ids r * ) in proportion to the reference magnetic flux value (| λ | ref). 제11항에 있어서, 상기 귀환 제어부가,The method of claim 11, wherein the feedback control unit, 상기 전류 조정부로부터의 일차 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 회전력-축(Q-축) 지령 전압값(Vqsr*)의 차이 값인 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값을 구하는 제1 감산기;The difference between the primary torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r ** from the current regulator and the final torque-axis (Q-axis) command voltage value Vqs r * from the overmodulator. A first subtractor for obtaining a rotation force-axis (Q-axis) command voltage difference value; 상기 제1 감산기로부터의 상기 회전력-축(Q-축) 지령 전압 차이값에 저역 통과 필터링을 수행하는 제1 저역 통과 필터;A first low pass filter for performing low pass filtering on the rotational force-axis (Q-axis) command voltage difference value from the first subtractor; 상기 전류 조정부로부터의 일차 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr**)과 상기 과변조부로부터의 최종 자속-축(D-축) 지령 전압값(Vdsr*)의 차이값인 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값을 구하는 제2 감산기;The difference value between the primary flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r ** from the current adjuster and the final flux-axis (D-axis) command voltage value Vds r * from the overmodulator. A second subtractor for obtaining a magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value; 상기 제2 감산기로부터의 상기 자속-축(D-축) 지령 전압 차이값에 저역 통과 필터링을 수행하는 제2 저역 통과 필터;A second low pass filter for performing low pass filtering on the magnetic flux-axis (D-axis) command voltage difference value from the second subtractor; 상기 제1 저역 통과 필터로부터의 출력 값(Q)과 상기 제2 저역 통과 필터로부터의 출력 값(D)의 제곱 평균 값을 구하는 제1 연산부; 및A first calculating unit for calculating a squared mean value of an output value Q from the first low pass filter and an output value D from the second low pass filter; And 상기 제1 연산부로부터의 제곱 평균 값에 설정 상수를 곱한 결과인 상기 자속 공제 값(|λ|fb)을 생성하는 제2 연산부를 포함한 전동기의 제어 장치. And a second calculating section for generating the magnetic flux deduction value (| λ | fb) which is a result of multiplying a square average value from the first calculating section by a set constant. 제12항에 있어서, 상기 지령 자속-값 생성부가, The method of claim 12, wherein the command flux-value generating unit, 상기 전류 지령 생성부에 입력될 상기 지령 회전력(Te*)에 상응하는 지령 자속 값(|λ|ff)의 1차원 테이블에 의하여 상기 지령 자속 값(|λ|ff)을 생성하는 전동기의 제어 장치. An apparatus for controlling a motor that generates the command flux value | λ | ff by a one-dimensional table of the command flux value | λ | ff corresponding to the command rotation force Te * to be input to the current command generation unit. .
KR1020090003748A 2009-01-16 2009-01-16 Apparatus for controlling motor KR101560325B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090003748A KR101560325B1 (en) 2009-01-16 2009-01-16 Apparatus for controlling motor

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090003748A KR101560325B1 (en) 2009-01-16 2009-01-16 Apparatus for controlling motor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100084320A true KR20100084320A (en) 2010-07-26
KR101560325B1 KR101560325B1 (en) 2015-10-15

Family

ID=42643752

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090003748A KR101560325B1 (en) 2009-01-16 2009-01-16 Apparatus for controlling motor

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101560325B1 (en)

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3455017B2 (en) 1996-06-24 2003-10-06 財団法人鉄道総合技術研究所 Control device for permanent magnet synchronous motor for vehicle drive
EP2075906A4 (en) 2006-10-19 2013-09-11 Mitsubishi Electric Corp Vector controller of permanent magnet synchronous motor

Also Published As

Publication number Publication date
KR101560325B1 (en) 2015-10-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kwon et al. Voltage feedback current control scheme for improved transient performance of permanent magnet synchronous machine drives
JP5246508B2 (en) Control device for motor drive device
JP5120670B2 (en) Control device for motor drive device
JP5120669B2 (en) Control device for motor drive device
US8228016B2 (en) Gain adjustment to improve torque linearity in a field weakening region
US8258735B2 (en) Power converting apparatus for motor driving
Yu et al. Optimum DC bus voltage analysis and calculation method for inverters/motors with variable DC bus voltage
JP5035641B2 (en) Control device for motor drive device
US9998058B2 (en) Control apparatus for AC motor
US9325274B2 (en) Apparatus for carrying out improved control of rotary machine
JP5281339B2 (en) Synchronous motor drive system and control device used therefor
US20130020971A1 (en) Temperature compensation for improved field weakening accuracy
EP2760127A2 (en) Method of controlling an AC machine and controller for controlling an AC machine
US20150381081A1 (en) Controlling an ac machine
KR20100029276A (en) Controller for electric motor
JP6776066B2 (en) Inverter controller and motor drive system
US20160352269A1 (en) Apparatus for controlling rotary electric machine
JP7312065B2 (en) Motor control device, electromechanical integrated unit, generator system, motor drive device and electric vehicle system
WO2013035382A1 (en) Control system for synchronous motor
Yu et al. Control method for calculating optimum DC bus voltage to improve drive system efficiency in variable DC bus drive systems
WO2018116668A1 (en) Motor control device and electric vehicle
EP3883123B1 (en) Motor control device
KR20080019131A (en) Electric motor using a voltage control device and method for controlling thereof
US20230223824A1 (en) Motor control device, mechatronic unit, power generation system, boost converter system, and electric vehicle system
Morimoto et al. Position sensorless PMSM drive system including square-wave operation at high-speed

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181001

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191001

Year of fee payment: 5