KR20100063654A - 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호의 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 신호의 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명에서는 하드웨어 복잡도를 줄일 수 있고, 구현이 간단하며, 추정 오차를 줄일 수 있는 수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 장치는, 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 미리 결정된 개수의 송신단으로부터 다중 경로를 통해 송신된 신호를 수신하는 미리 결정된 개수의 수신단으로 구성된 RF부와, 상기 RF부의 신호를 전달받아 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 변환된 신호를 직류 성분을 제거하고, I/Q 불균형을 보상하는 신호 변환 및 보상부와, 신호의 포화상태 정도에 따라 캐리어를 센싱하고 상기 포화상태 정보를 제공하는 포화 기반 캐리어 센싱부와, 상기 디지털 변환된 신호와 상기 포화 상태 정보를 전달받아 자동 이득제어를 수행하는 자동 이득 제어부와, 상기 자동 이득 제어부에서 제공되는 미리 결정된 기간 동안의 상기 자동 이득 제어 정보를 이용하여 상기 다중 경로 상의 잡음을 미리 결정된 비율에 따라 증폭하는 잡음 매칭 증폭기와, 상기 잡음 매칭 증폭기의 신호를 전달받아 반송파 주파수 옵셋을 보정하고 고속 퓨리에 연산을 수행하며 위상을 보상하는 CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부를 포함한다.

AGC, 자동 전압제어, 노이즈 장치, 노이즈 매핑 증폭기

Description

다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL RECEIVING OF WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS USING MULTIPLE ANTENNA}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호의 수신 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 신호의 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

"본 발명은 지식경제부의 IT성장동력기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제고유번호: 2006-S-014-03, 과제명: 200Mbps급 IEEE 802.11n 모뎀 및 RF 칩셋 개발]."

기존의 무선 통신 시스템은 음성위주의 서비스를 근간으로 하고 있으나 최근에는 음성뿐만 아닌 데이터 서비스의 비중이 점차 증가하고 있다. 또한 데이터 서비스를 제공하는 데이터 망은 유선기반의 데이터 망이 주를 이루었으나 인간의 기본적인 욕구인 이동성을 보장하기 위하여 무선의 서비스를 제공하기 위한 노력들이 지속적으로 이루어져왔다. 그리하여 데이터를 무선을 통해 고속으로 전송하기 위하여 다양한 표준들이 제정되었으며 상용화되고 있다.

이러한 무선 표준에는 무선랜(Wireless LAN), 와이브로(Wibro), 와이맥스(WiMAX) 등의 표준들이 존재한다. 이와 같은 무선 통신 표준에서는 증가하는 대용량 멀티미디어 콘텐츠에 대한 수요를 만족시키기 위해 고급 무선 전송 기술을 사용하게 되었다. 이러한 기술을 사용함으로써 이동성을 지원하는 데이터 서비스가 가능하며 영상 통화와 대용량 멀티미디어 콘텐츠를 이용할 수 있게 되었다. 또한 무선 통신 기술들에서 고속의 데이터 전송을 위하여 사용하는 기술은 직교 주파수 분할 다중화 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplex : 이하 'OFDM'이라 칭함)과 다중 안테나 기술(Multi Input Multi Output) 등이 있다.

OFDM 방식은 하나의 데이터 열을 단일 반송파(Single Carrier)로 전송하는 것이 아니라 여러 개의 부반송파(Subcarrier)로 나누어서 전송하는 것이다. 무선통신의 채널환경에서는 건물과 같은 장애물로 인해 다중경로를 갖게 되며 이러한 다중경로에 의해 지연확산이 발생한다. 다음 심벌이 전송되는 시간보다 지연확산시간 가 클 경우 심벌 간 간섭(Inter Symbol Interference : 이하 'ISI'라 칭함)이 발생하게 된다. 이 경우 주파수 영역에서 보면 선택적으로 페이딩(Frequency Selective Fading)이 발생하는데 하나의 반송주파수를 사용하는 경우 심벌 간 간섭성분을 제거하기 위해 등화기를 사용한다. 그러나 데이터의 속도가 증가하면서 등화기의 복잡도도 함께 증가한다.

OFDM 방식에서는 고속의 데이터를 다수의 부반송파를 이용하여 병렬로 전송 함으로 각 부반송파에서의 하나의 반송주파수의 주파수 선택적 페이딩을 해소 할 수 있는 효과가 있다. 또한 전송 중 지연된 지연파에 의한 심볼간 간섭(ISI)으로 인해 직교 성분이 흐려지는 것을 방지하기 위해 가드인터벌을 삽입하여 간섭을 해소한다. 현재 OFDM 방식은 802.11 Wireless LAN, DMB(Digital Multimedia Broadcasting), PLC(Power Line Communication), xDSL, 4G 이동통신, HPi(High-Speed Portable internet) 등 많은 분야의 핵심기술로 사용되고 있다.

또한 기존의 무선 통신 시스템은 음성 서비스 위주였으며 채널의 열악성을 극복하기 위해 주로 채널 코딩을 이용하였다. 그러나 언제, 어디서나 누구와도 통화가 가능한 고품질의 멀티미디어 서비스가 요구됨에 따라 기존의 음성 중심에서 데이터 위주로 그 중심이 이동하게 되고 이를 실현하기 위해서 많은 양의 데이터를 더욱 빨리 그리고 오류가 적게 보내는 기술이 요구되어 졌다. 그러나 이동통신 환경은 다중경로, 음영효과, 전파감쇠, 간섭 등의 영향으로 인해 신호를 크게 왜곡시킨다. 특히 다중경로에 의한 페이딩 현상은 서로 다른 경로를 거쳐 수신되는 서로 다른 크기와 위상을 갖는 신호의 합에 의한 신호의 심각한 왜곡을 초래한다. 이러한 페이딩 현상은 고속 디지털 통신이 해결해야 할 문제 중의 하나이다. 이 문제를 해결하기 위해서 등장한 방법 중의 하나가 MIMO 시스템이다.

MIMO 시스템은 기존의 단일 입력 단일 출력(Single Input Single Output : 이하 "SISO"라 칭함)시스템을 발달시킨 형태로 송신 측과 수신 측의 안테나를 여러 개 사용한다. 여러 개의 안테나를 통해 여러 신호를 한꺼번에 보내고 받는 것이 기본이며 이를 통해 대역폭(bandwidth)은 더 이상 늘리지 않고 기존의 시스템보다 더 욱 많은 데이터를 보내는 장점이 있다.

그러나 MIMO 시스템은 고속 전송 시 발생하는 심벌간의 간섭, 주파수 선택적 페이딩에 약하다는 단점이 있다. 이런 단점을 극복하기 위해 OFDM 방법을 함께 사용한다. OFDM은 데이터를 병렬 처리함으로써 고속의 데이터스트림을 저속으로 분할하여 다수의 반송파를 사용하여 동시에 전송한다. 저속의 병렬 반송파를 사용함으로써 심벌구간이 증가하게 되므로 ISI가 줄어들게 되고 또한 가드 인터벌(guard interval)의 사용으로 거의 완벽히 ISI가 제거된다. 또한 OFDM은 여러 개의 반송파를 이용함으로써 주파수 선택적 페이딩에 강한 장점이 있다. 결국 이 두 시스템을 결함함으로써 MIMO 시스템의 장점은 그대로 이용하고 단점은 OFDM시스템을 이용해 상쇄시킬 수 있다. N개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 가지는 형태가 일반적인 MIMO 시스템이다.

예를 들어 무선랜 시스템에서는 IEEE 802.11b에서 CCK 방식으로 11Mbps의 속도를 가졌지만 직교 주파수 분할 방식을 도입한 IEEE 802.11g/a 에서는 54Mbps까지 지원 가능하고 다중 안테나 기술을 도입한 IEEE 802.11n에서는 300Mbps 이상의 물리 계층 데이터 레이트가 지원 가능하다.

또한 무선 통신 기술을 설계함에 있어 가장 중요한 고려사항은 지원 가능한 처리율(Throughput)과 신호 도달 가능한 거리이다. IEEE 802.11n에서 300Mbps 물리 계층 전송 속도를 갖더라도 이론적으로 180Mbps 이상의 처리율은 어렵다. 이러한 전송 속도를 얻기 위해서는 물리 계층에서 64-QAM과 같은 고차원 변조 방식과 5/6 코드 레이트(Code Rate)의 낮은 부호율로 전송을 하고 MAC(Media Access Control) 계층에서 해더를 최소화하여 오버헤드를 줄이기 위해 어그리게이션(aggregation)이나 블록 ACK(Block ACK) 방식을 적용해야 하는데 이와 같은 방식은 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 노이즈에 크게 영향 받는다.

다중 안테나 수신기에서 다중 안테나 수신 경로의 노이즈 분포는 다중 안테나 수신 신호 검출기의 성능에 큰 영향을 미치는데, 그 이유는 검출기의 복잡도를 최소로 하기위해 다중 안테나 수신 경로의 잡음 분포가 동일하다는 가정을 하기 때문이다. 만약 이 노이즈 분포가 복수의 수신 경로 사이에서 상이하게 발생한다면 송신 신호를 수신단에서 검출하기위해 더욱 복잡한 알고리즘이 필요하고 하드웨어 자원이 많이 소요될 것이다. 기존 방식에서는 다중 수신 경로간의 잡음 분포도를 동일하게 만들기 위해 수신 신호를 고속 푸리에 변환을 한 후 사용하지 않는 주파수 위치에서 잡음 신호의 크기를 계산하여 각 복수개의 수신단 잡음을 구하고 그 차를 보상하는 방식을 사용하였다. 이 방법은 정확한 잡음을 구하기 위해 복잡한 하드웨어를 가져야 하고, 하드웨어를 간단히 만들었을 경우 그 정확도가 떨어져서 오히려 성능이 저하되는 결과를 초래하게 된다. 또한 보통 복수의 잡음 지수는 시간에 따라 변하는 함수가 아니라 안테나 및 아날로그 소자의 잡음 지수에 기인하기 때문에 매번 잡음 분포를 계산하여 반영하는 방식은 추정 오차에 의한 성능 저하만 발생시킬 수 있다. 따라서 하드웨어 구조가 간단하며 복잡도가 낮은 복조기의 연구가 필요하다.

따라서 본 발명에서는 하드웨어 복잡도를 줄일 수 있는 수신 장치 및 방법을 제공한다.

또한 본 발명에서는 구현이 간단한 수신 장치 및 방법을 제공한다.

또한 본 발명에서는 추정 오차를 줄일 수 있는 수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 장치는, 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 장치는, 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서, 미리 결정된 개수의 송신단으로부터 다중 경로를 통해 송신된 신호를 수신하는 미리 결정된 개수의 수신단으로 구성된 RF부와, 상기 RF부의 신호를 전달받아 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 변환된 신호를 직류 성분을 제거하고, I/Q 불균형을 보상하는 신호 변환 및 보상부와, 신호의 포화상태 정도에 따라 캐리어를 센싱하고 상기 포화상태 정보를 제공하는 포화 기반 캐리어 센싱부와, 상기 디지털 변환된 신호와 상기 포화 상태 정보를 전달받아 자동 이득제어를 수행하는 자동 이득 제어부와, 상기 자동 이득 제어부에서 제공되는 미리 결정된 기간 동안의 상기 자동 이득 제어 정보를 이용하여 상기 다중 경로 상의 잡음을 미리 결정된 비율에 따라 증폭하는 잡음 매칭 증폭기와, 상기 잡음 매칭 증폭기의 신호를 전달받아 반송파 주파수 옵셋을 보정하고 고속 퓨리에 연산을 수행하며 위상을 보상하는 CFO/ 위상 조정 및 고속 푸리에 변환부를 포함한다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 수신 방법은, 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신 방법에 있어서, 미리 결정된 개수의 다중 경로를 통해 신호를 수신하는 신호 수신 과정과, 상기 신호의 포화 상태 정도에 따라 캐리어를 센싱하고, 상기 포화상태 정보를 생성하여 제공하는 과정과, 상기 수신된 신호와 상기 신호의 포화 상태 정보를 이용하여 상기 수신된 신호의 자동 이득 성분을 계산하는 자동 이득 계산 과정과, 미리 결정된 구간동안의 상기 자동이득 성분을 기준으로 상기 미리 결정된 다중 경로 상의 잡음을 미리 결정된 비율에 따라 증폭하는 잡음 매칭 과정을 포함한다.

본 발명의 신호 수신 장치 및 방법은 하드웨어 복잡도를 줄일 수 있고, 구현이 간단하며, 추정 오차를 줄일 수 있다.

본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 상세히 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신기 전체 구조도이다.

도 1에서는 다중 안테나를 통하여 수신되는 신호를 수신하기 위하여 저잡음 증폭기(LNA)(101a 내지 101c), 가변 이득 증폭기(VGA)(103a 내지 103c), 자동 이득 조절 장치 (AGC : automatic gain control)(105), 포화 기반 캐리어검출기(Saturation based carrier sense)(107), 아날로그/디지털 변환기(ADC)(109a 내지 109c), 직류 제어기(DC cancel)(113a 내지 113c), I/Q 불균형 보상장치(I/Q mismatch compensation)(115a 내지 115c), 채널 믹서 (Channel Mixer)(117), 저역 필터 및 데시메이터(LPF + deci/2)(119), 잡음 매칭 증폭기(121a 내지 121c), 버퍼(123a 및 123c), 수신 신호 강도 기반 캐리어 검출기(RSSI based carrier sense)(125), 자기 상관기(Auto Correlation)(127), 교차 상관기(Cross Correlation)(127), CFO 추정기(CFO est.)(131), 프레임 동기부(133), XCR 기반 캐리어 검출기(135), CFO 조절기(CRO correct)(137a 내지 137c), 고속 퓨리에 연산 장치 (FFT)(139a), 파일롯 기반 CFO 및 위상 검출기(CFO & phase est. with pilot)(141), 채널 추정기(CH Est.)(143), 위상 보상기(Phase Comp.)(145a 내지 145c), MIMO 검출기(MIMO detector)(147), 디맵퍼(demapper)(149a 내지 149b)로 구성된다.

도 1에서 아날로그/디지털 변환기(ADC)(109a 내지 109c), 직류 제어기(DC cancel)(113a 내지 113c), I/Q 불균형 보상장치(I/Q mismatch compensation)(115a 내지 115c)를 신호 변환 및 보상부라 하고, 버퍼(123a 내지 123c), CFO 조절기(CRO correct)(137a 내지 137c), 고속 퓨리에 연산 장치 (FFT)(139a), 위상 보상기(Phase Comp.)(145a 내지 145c)를 CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부라 칭한 다.

도 1을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 수신기의 동작과정에 관하여 살펴보기로 한다. 다수의 안테나들로부터 수신된 무선 신호를 처리하는 RF블록(100)에서는 저잡음 증폭기(LNA)(101a 내지 101c)와 가변 이득 증폭기(103a 내지 103c)만을 도시하였다. 안테나로부터 수신된 신호는 저잡음 증폭기(101a 내지 101c)에서 노이즈를 억제하여 증폭하고, 가변 이득 증폭기(103a 내지 103c)시스템에 필요한 수신 신호의 크기 및 잡음 레벨을 조절한다.

RF 블록(100)에서는 RF 주파수 대역의 신호를 원하는 대역의 신호로 변환한 후 아날로그-디지털 변환기(ADC)(109a 내지 109c)로 전달한다. 아날로그-디지털 변환기(ADC)(109a 내지 109c)는 RF부(100)에서 전달받은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 이와 같이 변환된 디지털 신호는 직류 제어기(DC cancel)(113a 내지 113c)와 자동 이득 제어기(AGC)(105) 및 포화 기반 캐리어검출기(Saturation based carrier sense)(107)로 입력된다. 먼저 직류 제어기(113a 내지 113c)는 RF 회로와 디지털로 변환되면서 발생한 직류 성분(DC tone)을 제거하여 출력한다. 이와 같이 직류 성분이 제거된 신호는 I/Q 채널 불균형 보상 장치(I/Q comp.)(115a 내지 115c)로 입력된다. I/Q 채널 불균형 보상장치(115a 내지 115c)는 In-phase 성분과 Quadrature-phase 성분 사이의 잘못 매칭된 성분을 보상하여 잡음 매칭 증폭기(121a 내지 121c)와 채널 믹서(channel mixer)(141)로 전달한다. 잡음 매칭 증폭기(121a 내지 121c)는 다수의 입력된 신호(도 1에서는 3개의 안테나로 입력되는 것을 가정하여 설명하고 있으며 그러므로 다수의 입력된 신호는 3개를 의미한다.)의 잡음 전력을 동일하게 하기 위하여 처음 신호를 기준으로 나머지의 신호의 크기를 프로그램 레지스터의 값에 따라 조절하여 버퍼(buffer)(123a 내지 123c)로 전달한다. 즉 도 1에서 3개의 입력신호를 가정하였을 경우 첫 번째 신호를 기준으로 두 번째와 세 번째의 잡음 전력을 동일하게 하기 위하여 두 번째와 세 번째 신호의 크기를 프로그램된 즉, 신호의 전력레벨에 따라 미리 결정된 값을 가지도록 저장된 레지스터의 값에 따라 잡음 매칭 증폭기(121a 내지 121c)가 조절한다. 버퍼(buffer)(115)는 잡음 매칭 증폭기에서 조절된 신호를 입력받아 저장한 후 상기 조절된 신호는 특정 주기 단위로 읽혀지며 캐리어 주파수 옵셋(CFO : Carrier Frequency Offset) 조절기(137a 내지 137c)로 전달한다. CFO 조절기(137a 내지 137c)는 캐리어 주파수 옵셋을 검출하여 이를 조절한다. 수신신호의 CFO는 고속 퓨리에 연산기 (FFT) 블록의 입력 버퍼에서 보상하며, 주파수와 위상에러는 FFT 동작 이후에 파일럿 신호들을 추정하여 보상한다. 반송파(Carrier) 주파수는 시간 축상에서 FFT 동작 이전에 보상한다.

고속 퓨리에 변환기(139a 내지 139c)는 CFO 조절기(137a 내지 137c)로부터 출력된 신호를 고속 퓨리에 변환한 후 위상 보상기(145a 내지 145c)로 전달한다. 위상 보상기(145a 내지 145c)는 퓨리에 변환된 신호들을 위상 보상하고, MIMO 검출기(147)는 각 안테나별 또는 각 밴드별 또는 각 스트림별 신호를 검출한다. 디맵퍼(Soft Demap)(149a 내지 149b)는 MIMO 검출기(147)에서 검출된 신호를 각 안테나별 또는 각 밴드별 또는 각 스트림별 신호를 디맵핑한다.

아날로그-디지털 변환기(109a 내지 109c)의 출력신호는 자동 이득 제어 기(AGC)(105)에서 신호의 이득을 조절하기 위하여 사용된다. 그리고 아날로그-디지털 변환기(109a 내지 109c)에서 출력된 디지털 신호를 수신하는 캐리어 센싱 기반 포화 검출기(132)는 캐리어 신호를 검출함을 목적으로 포화 여부에 따라 신호를 검출하기 위하여 모니터링 하며 자동 이득 제어기(AGC)(105)로 신호 레벨 정보를 제공한다. 또한 프레임 동기를 맞추기 위하여 프레임 동기부(133)로 전달한다. 그리하여 자동 이득 제어기(AGC)(105)는 수신된 디지털 신호를 포화 기반 캐리어검출기(Saturation based carrier sense)(107)로부터 수신된 신호 레벨 정보에 근거하여 저잡음 증폭기(101a 내지 101c)와 가변 이득 증폭기(103a 내지 103c)의 이득 값을 제어한다.

한편, I/Q 불균형 보상장치(115a 내지 115c)에서 출력된 신호를 수신한 채널 믹서(117)는 수신된 신호를 혼합하여 출력한다. 그러면 저역 필터 및 평균기(LPF + deci/2)(119)는 수신된 신호를 저역 통과 필터링한 후 10진수의 값을 1/2로 나누어서 평균을 계산한다. 저역 필터 및 평균기(119)의 출력은 수신 신호 강도 기반 캐리어 검출기(RSSI based carrier sense)(125)와 자기 상관기(Auto correlation)(127) 및 교차 상관기(Cross correlation)(129)로 입력된다. 수신 신호 강도 기반 캐리어 검출기(RSSI based carrier sense)(125)는 수신 강도를 기반으로 캐리어를 검출하여 프레임 동기부(133)로 전달한다. 그리고 자기 상관기(127)는 자기 상관값을 계산하여 주파수 옵셋을 검출하기 위하여 CFO 검출기(CFO est.)로 전달한다. 교차 상관기(129)는 교차 상관값을 계산하여 XCR 기반 캐리어 검출기(135)로 전달한다. CFO 검출기(131)는 자기 상관기(127)에서 전달받은 상관값을 이용하여 CFO를 검출하고 그 결과를 CFO 조절기(137a 내지 137c)와 프레임 동기부(133)로 제공한다. 그러면 프레임 동기부(133)는 수신 신호 강도 기반 캐리어 검출기(RSSI based carrier sense)(125)와 교차 상관기(129)와 포화 기반 캐리어검출기(Saturation based carrier sense)(107) 및 CFO 검출기(146)로부터의 신호를 수신하여 프레임 동기를 검출한다. XCR 기반 캐리어 검출기(135)는 프리엠블 교차 상관성을 기반으로 캐리어를 검출한다.

즉 캐리어 센싱을 하기 위한 다른 형태로 신호의 전력과 교차 상관을 이용하여 RSSI와 XCR 블록을 이용하여 수행한다. 수신된 신호의 세기가 측정되고 알고 있는 프리엠블(preamble) 신호는 자기상관(auto- correlation)과 교차상관(cross-correlation)을 이용하여 CFO 추정과 프레임 심볼 동기화에 사용된다. CFO는 신호의 자기상관을 사용하여 추정하며 프리엠블을 이용한 입력 신호의 교차상관을 사용하여 숏 프리엠블(short preamble)의 끝을 찾는다. 수신한 신호가 legacy packet인지 HT(High Throughput) packet인지 자동 검출(auto-detection)한다. 수신된 가능한 3개의 신호 중 첫 번째와 두 번째 신호를 사용하여 디지털 프론트엔드를 수행하므로 구현의 복잡도를 줄일 수 있다. 본 발명에서는 3개의 경로 중 첫 번째와 두 번째 경로의 신호를 이용하여 디지털 프론트엔드를 수행하여 구현의 복잡도를 줄일 수 있다.

또한 고속 퓨리에 변환기(139a 내지 139c)는 고속 퓨리에 변환된 정보를 파일롯 기반 CFO 및 위상 검출기(CFO & phase est. with pilot)(141)로 제공하여 파일럿과 함께 CFO 및 위상을 추정한다. 이와 같이 추정된 위상 정보는 위상 보상 기(145a 내지 145c)와 CFO 조절기(137a 내지 137c)로 제공된다. 뿐만 아니라 고속 퓨리에 변환기(117)는 채널 추정기(CH Est.)(143)로 정보를 제공하여 채널 추정을 수행하며 채널 추정기(143)에서 이루어진 채널 추정 정보를 이용하여 MIMO 검출기(147)는 각 스트림별 신호를 출력하게 된다.

도 2는 In-Phase 성분과 Quadrature-phase 성분을 이용하서 신호를 변조하는 개념도이다.

각각의 신호(S(n))를 In-Phase 성분(I(n))과 Quadrature-phase 성분(Q(n))에 곱하여 각각 In-Phase 성분과 Quadrature-phase 성분으로 나누어져 변조된 신호(

)로 만들 수 있다.

이하에서 수학식과 수신기의 구조를 이용하여 본 발명을 보다 상세하게 설명하기로 한다. 본 발명은 다중 안테나를 갖는 수신기 구조에 있어서 각각의 수신단 경로의 노이즈 레벨이 다른 경우 디지털 잡음 매칭 증폭기로 노이즈 레벨을 갖게 만드는 장치이다. 각각의 수신 경로의 이득을 독립적으로 제어할 수 있도록 프로그램 가능한 레지스터를 두어 이득을 조절할 수 있게 하며 노이즈 레벨 차이 계산 및 각각의 레지스터가 어느 정도로 조절될 것인가는 칼리브레이션 기간동안 구해져서 시스템 동작이 시작되기 전에 결정된다. 다중 경로 안테나를 갖는 무선 통신 시스템에 있어서 노이즈 레벨을 맞추는 것이 왜 중요한지 다중 안테나를 이용한 수신 신호 검출 장치에서 프로세싱되는 과정을 통해 설명하도록 한다.

수신 신호가 r인 경우 복조되는 신호는 아래의 <수학식 1>과 같이 나타낸다.

여기에서 H는 채널 임펄스 응답 매트릭스이고 본 발명에서는 3개의 수신단과 2개의 송신단을 사용하는 다중안테나 즉 3*2 채널의 경우를 예들 들어 설명한다.

는

의 결정인자(Determenent)이며

는 항등 매트릭스 (Identity Matrix)에 잡음 분산(Noise Variance)를 곱한 매트릭스이다. H는 콤플렉스 컨쥬게이트 전치행렬(complex conjugate transpose)을 나타낸다. 즉 H와

는 <수학식 2>로 나타낼 수 있다.

수신단에서 MMSE(Minimum Mean Square Error) 검출 필터의 가중치(w)는 아래의 <수학식 3> 같이 정의될 수 있다.

또한

는 아래의 <수학식 4>와 같이 표현된다.

*는 콤플렉스 컨쥬게이트(complex conjugate)를 의미한다. 또한,

는 <수학식 5>와 같이 계산될 수 있다.

도 3은 본 발명에서 검증하고자 하는 수신기의 채널 임펄스를 도시하였다.

이 때

은 무선 통신에서 도 3과 같은 채널 임펄스 응답을 갖는다. 여기서

의 경우 3개의 수신단과 2개의 송신단이 존재할 경우 각각 두 번째 송신단에서 송신하여 세 번째 수신단에서 수신한 신호를 의미한다. 즉 3개의 채널을 통해서 수신된 신호들 중 3번째 채널로 두 번째의 수신기를 통하여 수신하였다는 의미이다. 상술한 <수학식 1> 내지 <수학식 5>는 잡음 분산이 다중 안테나 경로에서 동일하게 발생한다는 가정하여 도출한 수학식 이며 만약 각 수신 안테나 경로의 잡음 지수가 다르면 상술한 <수학식 1> <내지 수학식 5>는 더 복잡해 질 수 있다. 수신기 구현 복잡도를 줄이고 성능을 최대화 하기 위해 본 발명은 각 수신단 경로의 노이즈 균형을 맞추도록 한다.

도 4는 도 3의 채널 임펄스 중 첫 번째 채널의 노이즈가 클 경우 신호를 도시하였다.

와

에서 채널 추정 결과에 노이즈 성분이 큰 것으로 나온다. 이 경우는 전체적인 노이즈가 크므로 성능이 위의 것보다 열화되지만 그 문제 이외에 노이즈 불균형 문제로 인해 다중 안테나 수신 신호 검출기에서 열화가 발생한다. 이러한 문제를 해결하기 위해 본 발명은 칼리브레이션 구간을 두고 시스템이 동작하기 전에 주어진 프로토콜에 맞추어 노이즈 균형을 맞추는 작업을 수행한다.

잡음 매칭 증폭기(121a 내지 121c)에서는 예를 들어 3개의 수신 경로를 가정할 때 노이즈 비율이 1번: 2번: 3번 =8: 4: 2 라면 이는 자동 이득 조절 장치 (AGC : automatic gain control)(105)에서 계산된 자동 이득 조절을 바탕으로 가장 큰 신호 크기를 갖는 수신 경로를 기준으로 다른 패스의 노이즈 크기를 조정한다. 칼리브레이션 구간 동안은 즉 1번이 가장 수신 신호가 큰 경로라면 2번 패스에 2배, 3번 패스에 4배를 하고, 2번이 가장 큰 수신 경로라면, 1번에 1/2배, 3번에 2배, 3번이 가장 큰 수신 경로라면, 1번에 1/4배, 2번에 1/2배를 하여 잡음 분포 크기를 동일하게 맞춘다.

그 이유는 기본적으로 각 수신 경로마다 VGA와 LNA이득이 다를 수 있으므로 수신단의 포화 상태에 의한 신호 왜곡을 방지하기 위함이다. 즉, 자동이득조절을 위한 신호 크기 측정 결과 가장 큰 신호 레벨을 갖는 수신 경로를 기준으로 잡음 분포를 맞춤으로서 신호 포화에 의한 왜곡을 방지한다. 노이즈 잡음의 양을 정확히 계산하는 것은 하드웨어적으로 복잡하고 어려우므로 이러한 일련의 과정을 위한 프 로토콜을 다음과 같이 정의한다.

예를 들어 가장 수신 신호가 큰 경로를 기준으로 나머지 두 개의 경로의 디지털 앰프의 스케일링 팩터를 점점 크게 하여 성능 지표를 보고, 성능이 안 좋아지면 스케일링 팩터를 점점 작아지게 하여 성능 지표를 보며, 그래도 성능이 안 좋아지면 하나는 크게하고 다른 하나는 작게하여 성능 지표를 보는 방식이다. 스케일링 팩터의 간격과 순서는 프로그래머블하게 레지스터로 만든다. 또한 프로토콜에 의한 칼리브레이션 모드 동안의 잡음 분포 조정은 On/Off가 가능하며 수동으로 측정된 잡음 분포를 바탕으로 고정된 레지스터 값으로 세팅이 가능하도록 함으로써 다중 안테나 수신단의 항상 안정적인 잡음 균형이 가능하도록 한다.

<발명의 구체적 효과>

도 5a 내지 5g는 본 발명을 적용하였을 경우 실제적인 효과를 나타내기 위한 결과도이다.

이하에서는 상술한 본 발명의 시스템인 2개의 송신단과 3개의 수신단을 가지는 802.11n 무선랜 시스템을 예를 들어 설명하기로 한다. 일단 3개의 수신단 중 하나의 수신 경로에 노이즈 피겨가 다른 경로들에 비해 높을 경우 노이즈 불균형 현상 때문에 다중 안테나 신호 검출기 (MIMO Detector)에서 성능 열화 현상이 발생할 수 있다. 이러한 경우 본 발명을 사용하면 디지털 프론트엔드에서 노이즈 앰프를 이용해 노이즈 불균형 현상을 완화시킬 수 있다.

도 5a는 수신단 3개의 경로가 동일한 노이즈 성분일 경우 효과도이다. 수신 단 3개 경로 모두 동일한 노이즈 성분을 갖는다고 가정하면 다음과 같이 약 -28.68dB의 EVM(Error Vector Magnitude) 성능을 얻을 수 있다. 여기서 EVM은 이상적인 파형과 측정된 파형 사이의 차이 측정한 것이며 이 차이가 에러 벡터로 지칭되며 보통 QPSK와 같은 M-ary I/Q 변조 체계와 관련하여 참조되며 복조된 기호의 IQ '배열" 플롯 상에 나타난다. 도 5b는 3개의 경로 중 1번 경로가 추자적으로 가질 수 있는 노이즈 성분을 의미한다. 도 5c는 본 발명을 적용하지 않았을 경우 즉 증폭률을 1.0으로 했을 경우이며, 도 5d 내지 도 5g는 본 발명을 적용하였을 경우 즉 증폭률을 증가시켰을 경우를 나타낸다. 도 5d 내지 도 5g에서는 증폭률을 1.5에서 0.5씩 증가하여 도 5g에서는 증폭률이 2.5가 된다. 노이즈 성분의 불균형이 발생하면 도 5c 같이 -22.9dB로 약 6.7dB 성능 저하가 발생하지만, 다른 2개 경로의 증폭률을 점점 높일수록 EVM이 개선되어 2.5배 증폭률에서 -25.9dB를 얻게 되어, 본 발명을 사용하지 않은 경우보다 약 3dB 개선을 얻을 수 있게 된다. 이 때 증폭시키는 두개의 경로에서 정해진 비트수를 초과하는 경우 샘플들이 클립핑되어 성능 저하가 발생할 수 있는데 본 실험에서는 10비트를 사용했으며 -512 부터 +511까지의 범위를 넘는 샘플들은 클립핑 샘플수로 처리하여 전체 샘플수로 나누어 그 발생 확률을 나타내었다. 실험 결과에 따르면 약 10%까지의 클립핑률까지는 클립핑에 의한 성능 저하보다 노이즈 균형에 의해 얻는 성능 향상이 더 커서 전체적인 EVM 향상을 얻었으나 점점 클립핑률이 커질수록 클립핑에 의한 성능 저하가 다중 경로의 노이즈 균형에 의해 얻는 성능 향상보다 커져서 EVM이 저하되었다.

도 1은 본 발명의 일실시 예에 따른 수신기 전체 구조도,

도 2는 In-Phase 성분과 Quadrature-phase 성분을 이용하서 신호를 변조하는 개념도,

도 3은 본 발명에서 검증하고자 하는 수신기의 채널 임펄스를 도시,

도 4는 도 3의 채널 임펄스 중 첫 번째 채널의 노이즈가 클 경우 신호를 도시,

도 5a 내지 도 5g는 본 발명을 적용하였을 경우 실제적인 효과를 나타내기 위한 결과도.

Claims (10)

1. 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신 장치에 있어서,

   미리 결정된 개수의 송신단으로부터 다중 경로를 통해 송신된 신호를 수신하는 미리 결정된 개수의 수신단으로 구성된 RF부와,

   상기 RF부의 신호를 전달받아 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 변환된 신호를 직류 성분을 제거하고, I/Q 불균형을 보상하는 신호 변환 및 보상부와,

   신호의 포화상태 정도에 따라 캐리어를 센싱하고 상기 포화상태 정보를 제공하는 포화 기반 캐리어 센싱부와,

   상기 디지털 변환된 신호와 상기 포화 상태 정보를 전달받아 자동 이득제어를 수행하는 자동 이득 제어부와,

   상기 자동 이득 제어부에서 제공되는 미리 결정된 기간 동안의 상기 자동 이득 제어 정보를 이용하여 상기 다중 경로 상의 잡음을 미리 결정된 비율에 따라 증폭하는 잡음 매칭 증폭기와,

   상기 잡음 매칭 증폭기의 신호를 전달받아 반송파 주파수 옵셋을 보정하고 고속 퓨리에 연산을 수행하며 위상을 보상하는 CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부를 포함하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
2. 제 1항에 있어서, 상기 신호 변환 및 보상부는

   상기 RF부의 신호를 전달받아 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환기(ADC)와,

   상기 디지털로 변환된 신호의 직류 성분을 제거하는 직류 제어기와,

   상기 직류가 제거된 신호에서 Inphase 성분과 Quadrature 성분의 불균형을 보상하는 I/Q 불균형 보상장치를 포함하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
3. 제 1항에 있어서, CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부는,

   상기 잡음 매칭 증폭기에서 조절된 신호를 제공받아 반송파 주파수 옵셋을 조절하는 CFO 조절기와,

   상기 CFO가 조절된 신호를 전달받아 고속 퓨리에 연산을 수행하는 고속 퓨리에 연산 장치와,

   상기 고속 퓨리에 연산을 수행한 신호를 전달받아 위상을 보상하는 위상 보상기를 포함하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 신호 변환 및 보상부와 상기 잡음 매칭 증폭기와 상기 CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부는 상기 미리 결정된 수신단의 개수만큼 구성하며 하나의 수 신단에 하나의 신호 변환 및 보상부와 상기 잡음 매칭 증폭기와 상기 CFO/위상 조정 및 고속 푸리에 변환부가 대응되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
5. 제 1항에 있어서, 상기 미리 결정된 비율은,

   상기 잡음 매칭 증폭기에서 상기 다중 경로에서 수신된 신호들의 잡음 레벨 분포를 모두 동일하게 하는 비율임을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
6. 제 5항에 있어서, 상기 잡음 매칭 증폭기는,

   상기 미리 결정된 구간 동안 결정된 상기 자동 이득 제어 결과를 기준으로 고정된 레지스터 값으로 비율을 조절할 수 있으며 설정/비설정(ON/OFF)이 가능함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
7. 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신 방법에 있어서,

   미리 결정된 개수의 다중 경로를 통해 신호를 수신하는 신호 수신 과정과,

   상기 신호의 포화 상태 정도에 따라 캐리어를 센싱하고, 상기 포화상태 정보 를 생성하여 제공하는 과정과,

   상기 수신된 신호와 상기 신호의 포화 상태 정보를 이용하여 상기 수신된 신호의 자동 이득 성분을 계산하는 자동 이득 계산 과정과,

   미리 결정된 구간동안의 상기 자동이득 성분을 기준으로 상기 미리 결정된 다중 경로 상의 잡음을 미리 결정된 비율에 따라 증폭하는 잡음 매칭 과정을 포함하는 무선 통신 시스템의 수신 방법.
8. 제 7항에 있어서,

   상기 잡음 매칭 과정은 상기 미리 결정된 다중 경로의 수만큼 존재하며 하나의 다중 경로에 하나의 잡음 매칭 과정이 대응되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 방법.
9. 제 7항에 있어서, 상기 미리 결정된 비율은,

   상기 잡음 매칭 과정에서 상기 다중 경로에서 수신된 신호들의 잡음 레벨의 분포를 모두 동일하게 하는 비율임을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.
10. 제 7항에 있어서, 상기 잡음 매칭 과정은,

    상기 미리 결정된 구간 동안 결정된 상기 자동 이득 제어 결과를 기준으로 고정된 레지스터로 비율을 조절할 수 있으며 설정/비설정(ON/OFF)이 가능함을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 수신 장치.

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