KR20100043387A - Current controller of active power filter - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A current controller of an active power filter is provided to eliminate a steady-state error by repetitively computing an output value at same time of previous period. CONSTITUTION: An input comparator(110) generates an error signal by comparing a three-phase current of an output terminal of a power filter with a preset reference current. A repetition PI(Proportional Integral) controller(130) controls the error signal received message from the input comparator. The repetition PI controller eliminates the steady-state error by repetitively computing the output value at same time of previous period. A comparator(150) generates an AC signal by comparing an error signal of each phase received from the repetition PI controller with a predetermined carrier frequency.

Description

능동형 전력필터의 전류제어 장치{CURRENT CONTROLLER OF ACTIVE POWER FILTER}Current control device of active power filter {CURRENT CONTROLLER OF ACTIVE POWER FILTER}

본 발명은 능동형 전력필터의 인버터 제어에 관한 것으로, 특히 전원에 포함된 고조파를 제거하는 능동형 전력필터의 인버터를 제어하기 위한 능동형 전력필터의 전류제어 장치에 관한 것이다.The present invention relates to an inverter control of an active power filter, and more particularly, to an apparatus for controlling a current of an active power filter for controlling an inverter of an active power filter for removing harmonics included in a power source.

현재 능동형 전력필터에 구비된 인버터의 경우는 전류변환기에서 출력된 스위칭신호에 의해 온/오프가 제어되는 데, 상기 인버터는 전류변환기의 D-Q 변환을 기초로 하여 전원 전류를 제어하고 있다. In the case of an inverter provided in an active power filter, on / off is controlled by a switching signal output from a current converter. The inverter controls power current based on the D-Q conversion of the current converter.

하지만, 기존의 인버터의 경우에는 제어하고자 하는 특정 주파수의 전류에만 초점이 맞추어져 있지, 그 외의 주파수는 추종이 불가능하게 설계되어 있다. 이는 D-Q 변환을 이용하는 전류제어기의 맹점이기도 하며, D-Q 변환을 할 때 이용되는 주파수 이외의 주파수에 대한 응답특성은 떨어지게 된다. However, in the case of the existing inverter is not focused only on the current of the specific frequency to be controlled, other frequencies are designed to be unable to follow. This is also a blind spot of the current controller using the D-Q conversion, and the response characteristics for frequencies other than the frequency used when performing the D-Q conversion are inferior.

도 1은 종래 기술에 의한 전력필터의 스위칭소자를 제어하는 전류제어기를 나타낸 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a current controller for controlling a switching element of a power filter according to the prior art.

도시된 바와 같이 전력필터(1)의 출력단에서 검출한 3상(r, s, t) 입력전류를 각각 Ir, Is, It라고 할 때, 상기 3상 전류를 D-Q 변환기(11)에 의해 전원전압과 동기화된 직류전류 값인 Iq, Id값으로 변환한다. As shown, when the three-phase (r, s, t) input currents detected at the output terminal of the power filter 1 are Ir, Is, It, respectively, the three-phase current is supplied by the DQ converter 11 to the power supply voltage. Convert into Iq and Id values, which are DC current values synchronized with.

비교기(13)는 이와 같이 변환된 Iq, Id값과 미리 설정된 기준값인 Iq*, Id*값을 각각 입력받아 상호 비교한 후 그 비교 결과에 따른 오차값을 출력하게 된다. The comparator 13 receives the converted Iq and Id values and the preset reference values Iq * and Id * values, respectively, and compares each other, and outputs an error value according to the comparison result.

상기에서 출력된 오차값을 PI 제어기(15)에서 각각 입력받아 각각의 축인 Q축과 D축에 따른 제어를 하여 오차를 최소화하는 방향으로 제어를 하게 된다. 이때, PI 제어기(15)에서 출력된 값이 전원전압과 동기화된 직류값이기 때문에 이를 다시 역 D-Q 변환기(17)를 통해 역 변환시켜 다시 3상 값으로 각각 출력하게 된다. The error values output from the above are input from the PI controller 15 to control the Q axis and the D axis, which are the respective axes, to control in the direction of minimizing the error. At this time, since the value output from the PI controller 15 is a DC value synchronized with the power supply voltage, it is inversely converted through the inverse D-Q converter 17 and outputted as a three-phase value.

이어, 비교기(19)는 역 D-Q 변환기(17)를 통해 출력된 각 상의 값과 소정의 주파수발생기로부터 입력된 캐리어 주파수를 상호 비교하여 그 결과에 따른 스위칭 제어신호를 전력필터(1)에 구비된 각 스위칭소자로 출력하게 된다.Next, the comparator 19 compares the value of each phase output through the inverse DQ converter 17 with the carrier frequency input from the predetermined frequency generator, and provides the switching control signal according to the result to the power filter 1. Output to each switching device.

여기에서, 전류제어기(10)의 D-Q 변환기(11)로 입력되는 입력전류 Ir, Is, It의 파형이 도 2a와 같다면 이를 D-Q 변환기(11)를 통해 변환된 파형은 도 2b와 같게 된다. 이는 D-Q 변환기(11)의 원리가 전원 주파수에 동기된 값을 표현하는 것이므로 마치 직류처럼 보이게 되는 것이다.Here, if the waveforms of the input currents Ir, Is, It input to the D-Q converter 11 of the current controller 10 are as shown in FIG. 2A, the waveforms converted through the D-Q converter 11 are shown in FIG. 2B. This is because the principle of the D-Q converter 11 represents a value synchronized with the power frequency, so that it looks like a direct current.

이와 같이 D-Q 변환기(11)에 의해 변환된 값인 Iq, Id 전류가 도 2b에서와 같이 표현되면, 이를 비교기(13)에서 기준전류인 Iq*, Id*와의 비교에 의해 오차신호를 발생시킨다. 이때 기준전류 값도 도 2b에서와 같이 직류 값으로 되고, 이를 비교기(13)에서 비교를 하게 되면 두 직류값의 차이만큼의 오차신호를 발생시키게 된다. 여기에서 기준전류가 직류이고, 검출된 입력전류가 D-Q변환기(11)에 의해 직류 값으로 변환되었기 때문에 오차신호도 직류값으로 된다. When the currents Iq and Id, which are values converted by the D-Q converter 11, are expressed as shown in FIG. 2B, the comparator 13 generates an error signal by comparison with the reference currents Iq * and Id *. In this case, the reference current value also becomes a DC value as shown in FIG. 2B, and when the comparator 13 compares the reference current value, an error signal corresponding to the difference between the two DC values is generated. Here, since the reference current is direct current and the detected input current is converted into a direct current value by the D-Q converter 11, the error signal also becomes a direct current value.

상기 직류 오차를 PI 제어기(15)에서 제어를 하게 되면, 오차를 줄여가는 방향으로 제어를 하게 되고 오차가 직류 값이기 때문에 정상상태 오차를 발생시키지 않고 오차를 줄여가는 방향으로 추종하게 된다. 이렇게 나온 값 또한 직류 값, 즉 전원전압과 동기화된 값이므로 이를 교류 값으로 바꾸어줄 필요가 있다. 그러므로 역 D-Q 변환기(17)를 통해 변환을 하게 되면 3상에 대한 값이 나오게 되고, 이를 비교기(19)에서 소정의 주파수발생기에서 발생된 캐리어 주파수와 비교하여 소정 주파수의 스위칭 신호를 생성하게 된다.When the DC error is controlled by the PI controller 15, the DC error is controlled in the direction of reducing the error, and since the error is a DC value, the DC error is followed in the direction of reducing the error without generating a steady state error. This value is also a DC value, that is, a value synchronized with the power supply voltage, so it needs to be converted into an AC value. Therefore, when the conversion is performed through the inverse D-Q converter 17, a value for three phases is generated, and the comparator 19 compares it with a carrier frequency generated by a predetermined frequency generator to generate a switching signal having a predetermined frequency.

만일, 기본파로 된 입력전류가 t1 시점에서 변화되었을 경우, 이 입력전류에 대한 D-Q변환 결과를 각각 나타내면 도 3a 및 도 3b와 같다.If the input current of the fundamental wave is changed at time t1, the result of D-Q conversion for the input current is shown as in FIGS. 3A and 3B, respectively.

즉, 도 3a에서와 같이 t1시점에서 입력전류가 변하게 되었을 때, D-Q변환의 결과는 도 3b에서와 같이 계단파형으로 바뀌게 된다. 이 계단파형은 기존의 PI 제어기(15)에서 쉽게 구현이 가능한 형태이기 때문에 시간이 지나면 목표로 한 값으로 추종할 수 있게 된다.That is, when the input current changes at the time t1 as shown in FIG. 3A, the result of the D-Q conversion is changed into a stepped waveform as shown in FIG. 3B. Since the step waveform is a form that can be easily implemented in the existing PI controller 15, it can follow the target value over time.

이와 같은 종래기술은 도 4a에서와 같이 고조파가 포함되었을 때는 도 2a에서와는 달리 D-Q 변환기(11)를 통해 변환된 파형이 도 4b와 같이 직류에 교류가 포함되는 형태의 파형으로 된다. 이렇게 교류가 포함되게 되면 PI 제어기(15)에서 제어를 하게 되면, 위상지연 등이 발생하여 정상상태 오차를 만들어내게 된다. 이는 정상적으로 제어를 할 수 없음을 의미하게 된다.In the related art, when harmonics are included as in FIG. 4A, the waveform converted through the D-Q converter 11 becomes a waveform in which alternating current is included in DC as in FIG. 4B, unlike in FIG. 2A. When AC is included in this way, when the control is performed in the PI controller 15, a phase delay is generated to generate a steady state error. This means that control cannot be performed normally.

또한, 도 4a에서는 기본 주파수와 고조파 한 가지만을 복합하여 만들었지만 여러 가지의 고조파가 섞이게 되면 다양한 교류 형태의 고조파가 실린 형태의 파형으로 변환되어 궁극적으로 이 모든 주파수 대역을 보상할 수 없게 되는 문제점이 발생하게 된다. 즉, 도 5에서와 같이 전류 지령치가 Id로 되었을 때 전력필터(1)에는 리액터(L1, L2, L3)가 있으므로 원하는 파형은 도 5의 원하는 파형 형태로 실제 전류 지령치보다 앞선 파형으로 되어야 한다. 하지만 실제로는 도 5에서와 같이 전류 지령치(Id)보다 늦은 형태의 파형이 만들어지므로 정상상태 오차를 만들어내게 된다.In addition, in FIG. 4A, only one fundamental frequency and one harmonic are mixed, but when various harmonics are mixed, the harmonics of various alternating currents are converted into waveforms containing various alternating harmonics. Will occur. That is, as shown in FIG. 5, when the current command value becomes Id, the reactors L1, L2, and L3 are included in the power filter 1, and thus the desired waveform should be a waveform ahead of the actual current command value in FIG. 5. In practice, however, as shown in FIG. 5, a waveform having a shape later than the current command value Id is generated, thereby generating a steady state error.

본 발명의 목적은 기존의 D-Q 변환기에 의해 제어를 하는 방식에서 기본 주파수에 다양한 고조파가 포함되면 정상상태 오차를 제대로 제어할 수 없는 것을 보완하고자 반복적인 패턴을 이용하여 정상상태 오차를 제거하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치를 제공하는 데 있다.An object of the present invention is to active power to remove the steady-state error by using a repetitive pattern to compensate for the inability to properly control the steady-state error if the fundamental frequency includes a variety of harmonics in the control method by the conventional DQ converter It is to provide a current control device of the filter.

본 발명의 목적은 한 사이클이나 혹은 그 보다 짧은 기간동안 반복되는 고조파 패턴을 추출하여 이전 주기의 동일한 시점의 출력값을 주기마다 반복적으로 연산 제어함으로써 정상상태 오차를 없앨 수 있는 능동형 전력필터의 전류제어 장치를 제공하는 데 있다.It is an object of the present invention to extract a harmonic pattern that repeats for one cycle or shorter period and to repeatedly calculate and control the output value at the same point in a previous cycle for each cycle to eliminate the steady state error. To provide.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 기술적 수단은, 전력필터의 출력단에서 검출한 3상 전류와 미리 설정된 기준전류를 각각 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 오차신호를 발생하는 입력비교기; 상기 입력비교기로부터 각각 입력된 오차신호를 비례 및 적분 제어를 통해 정상상태 오차를 줄이도록 제어하되, 이전 주기의 동일한 시점의 출력값을 반복적으로 연산하여 정상상태 오차를 제거하는 rPI 제어기; 및 상기 rPI 제어기로부터 각각 입력된 각 상의 오차신호와 입력된 소정의 캐리어 주파수를 각기 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 비교기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.Technical means according to the present invention for achieving the above object, an input comparator for receiving the three-phase current and the predetermined reference current detected by the output stage of the power filter, respectively, and compares and generates an error signal according to the comparison result; An rPI controller controlling the error signals input from the input comparator to reduce the steady state error through proportional and integral control, and repeatedly calculating the output values at the same time point in the previous period to remove the steady state error; And a comparator for comparing an error signal of each phase input from the rPI controller and a predetermined carrier frequency, respectively, and generating an AC signal according to the comparison result.

구체적으로, 상기 입력비교기는 전력필터의 출력단에서 검출한 r상 전류(Ir)와 미리 설정된 기준전류(Ir*)를 각각 비교하는 제1 입력비교기; 상기 전력필터의 출력단에서 검출한 s상 전류(Is)와 미리 설정된 기준전류(Is*)를 각각 비교하는 제2 입력비교기; 및 상기 전력필터의 출력단에서 검출한 t상 전류(It)와 미리 설정된 기준전류(It*)를 각각 비교하는 제3 입력비교기;로 이루어진 것을 특징으로 한다.Specifically, the input comparator includes: a first input comparator for comparing the r-phase current Ir detected at the output terminal of the power filter with a preset reference current Ir * ; A second input comparator for comparing the s-phase current Is detected by the output terminal of the power filter with a preset reference current Is * ; And a third input comparator for comparing the t-phase current It detected at the output terminal of the power filter with a preset reference current It * , respectively.

상기 rPI 제어기는, 상기 제1 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제1 제어기; 상기 제2 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제2 제어기; 및 상기 제3 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제3 제어기;로 이루어진 것을 특징으로 한다.The rPI controller may include: a first controller which removes a steady state error of an error signal input from the first input comparator; A second controller for removing a steady state error of the error signal input from the second input comparator; And a third controller for removing a steady state error of the error signal input from the third input comparator.

상기 비교기는, 상기 제1 제어기에서 입력된 r상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제1 비교기; 상기 제2 제어기에서 입력된 s상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제2 비교기; 및 상기 제3 제어기에서 입력된 t상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제3 비교기;로 이루어진 것을 특징으로 한다.The comparator includes: a first comparator for comparing an error signal of r phase input from the first controller with a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result; A second comparator for comparing an error signal of the s-phase input from the second controller with a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result; And a third comparator for comparing an error signal of t phase input from the third controller with a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명은 종래의 D-Q 변환기에 의한 PI제어 방식과는 다르게 반복적으로 이루어지는 제어에서 주기마다 이전 주기의 결과값을 반복적으로 연산 및 제어함으로써 정상상태 오차를 없앨 수 있는 효과가 있다.As described above, the present invention has the effect of eliminating the steady state error by repeatedly calculating and controlling the result value of the previous period for each period in the control that is repeatedly performed unlike the PI control method by the conventional D-Q converter.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 보다 상세하게 설명하고자 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 6은 본 발명에 적용된 능동형 전력필터를 나타낸 회로도로서, 도시된 바와 같이 전력필터(1)는 직류를 저장하는 커패시터(C1)가 있고, 상기 커패시터(C1)와 복수의 스위칭소자(S1∼S6)로 이루어진 인버터(5)가 3상(r, s, t)으로 연결되어 있으며, 상기 인버터(5)의 각 스위칭소자(S1∼S6)와 전원라인 사이에 코일과 같은 리액터(L1, L2, L3)가 각각 연결되어 있다. FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an active power filter according to the present invention. As shown in FIG. 6, the power filter 1 includes a capacitor C1 for storing direct current, and the capacitor C1 and a plurality of switching elements S1 to S6. Inverter (5) consisting of a three-phase (r, s, t) is connected, and between the switching elements (S1 ~ S6) and the power line of the inverter (5), such as a coil (L1, L2, L3) are each connected.

능동형 전력필터(1)는 이와 같은 구성을 통해 전원에 포함된 고조파를 제거하는 동작을 하게 된다. The active power filter 1 operates to remove harmonics included in the power supply through such a configuration.

도 7은 본 발명에 의한 능동형 전력필터의 전류제어기를 나타낸 도면으로서, 전류제어기(100)는 입력비교기(110)와 반복 PI(reiteration Proportional Integrator; 이하 'rPI'라고 함)제어기(130), 및 비교기(150)를 포함하여 이루어져 있다.7 is a view showing a current controller of an active power filter according to the present invention, the current controller 100 is an input comparator 110 and a repetition proportional integrator (PI) controller 130, and Comparator 150 is included.

도시된 바와 같이 입력비교기(110)는 전력필터(1)의 출력단에서 검출한 3상 전류(Ir, Is, It)와 미리 설정된 기준전류(Ir*, Is*, It*)를 각각 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 오차신호를 발생하도록 구성되어 있다. 상기 입력비교기(110)는 3개의 입력비교기(111∼113)로 이루어져 있는 데, 제1 입력비교기(111)는 전력필터(1)의 출력단에서 검출한 r상 전류(Ir)와 미리 설정된 기준전류(Ir*)를 각각 비교하고, 제2 입력비교기(112)는 전력필터(1)의 출력단에서 검출한 s상 전류(Is)와 미리 설정된 기준전류(Is*)를 각각 비교하며, 제3 입력비교기(113)는 전력필터(1)의 출력단에서 검출한 t상 전류(It)와 미리 설정된 기준전류(It*)를 각각 비교하게 된다.As shown, the input comparator 110 receives and compares the three-phase currents Ir, Is, It and the preset reference currents Ir *, Is *, It * detected at the output of the power filter 1, respectively. After that, it is configured to generate an error signal according to the comparison result. The input comparator 110 is composed of three input comparators 111 to 113. The first input comparator 111 is a r-phase current Ir detected at the output terminal of the power filter 1 and a preset reference current. (Ir * ) are compared, and the second input comparator 112 compares the s-phase current Is detected at the output terminal of the power filter 1 with a preset reference current Is * , respectively, and receives a third input. The comparator 113 compares the t-phase current It detected at the output terminal of the power filter 1 with the preset reference current It * , respectively.

rPI 제어기(130)는 입력비교기(110)에서 각각 각각 입력된 오차신호를 비례 및 적분 제어를 통해 정상상태 오차를 줄이도록 제어하되, 이전 주기의 동일한 시점의 출력값을 반복적으로 연산하여 정상상태 오차를 제거하도록 구성되어 있다. 상기 비례(Proportional) 제어는 현재값이 목표값에 서서히 안정되게 근접할 수 있도록 유연한 응답을 제공하지만 정상상태에서의 잔류 편차(Steady State Error)가 발생되며, 적분(Integral) 제어는 미소한 잔류편차를 시간적으로 누적하여 어떤 크기로 된 곳에서 조작량을 증가하여 정상상태 오차(Steady State Error)를 없애 현재값이 목표값에 일치되도록 한다.The rPI controller 130 controls the error signals respectively input by the input comparator 110 to reduce the steady state error through proportional and integral control, and repeatedly calculates the steady state error by repeatedly calculating output values at the same point in the previous period. It is configured to remove. The proportional control provides a flexible response so that the present value can slowly and stably approach the target value, but a Steady State Error occurs, and the integral control has a slight residual deviation. By accumulating in time, the manipulated value is increased at a certain size to eliminate Steady State Error so that the present value matches the target value.

아울러, 상기 rPI 제어기(130)는 각 입력비교기(111∼113)에 대응한 3개의 제어기(131∼133)로 이루어져 있는데, 제1 제어기(131)는 제1 입력비교기(111)로부터 출력된 오차신호를 입력받아 정상상태 오차를 제거하고, 제2 제어기(132)는 제2 입력비교기(112)로부터 출력된 오차신호를 입력받아 정상상태 오차를 제거하며, 제3 제어기(133)는 제3 입력비교기(113)로부터 출력된 오차신호를 입력받아 정상상태 오차를 제거하게 된다.In addition, the rPI controller 130 is composed of three controllers (131 to 133) corresponding to each of the input comparators (111 to 113), the first controller 131 is the error output from the first input comparator (111) The controller receives the signal to remove the steady state error, and the second controller 132 receives the error signal output from the second input comparator 112 to remove the steady state error, and the third controller 133 receives the third input. The error signal output from the comparator 113 is input to remove the steady state error.

그리고, 비교기(150)는 각 rPI 제어기(131∼133)에서 각각 입력된 각 상에 대한 오차신호와 소정의 주파수발생기에 의해 발생된 캐리어 주파수를 각기 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 각각 발생하여 출력하는 3개의 비교기(151∼153)로 구성되어 있다. Then, the comparator 150 receives and compares the error signal for each phase input from each of the rPI controllers 131 to 133 and the carrier frequency generated by the predetermined frequency generator, and then compares the AC signal according to the comparison result. Is composed of three comparators 151 to 153, each generating and outputting?

즉, 제1 비교기(151)는 제1 제어기(131)에서 입력된 r상의 오차신호와 소정의 주파수발생기에 의해 발생된 캐리어 주파수를 각기 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하고, 제2 비교기(152)는 제2 제어기(132)에서 입력된 s상의 오차신호와 소정의 주파수발생기에 의해 발생된 캐리어 주파수를 각기 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하며, 제3 비교기(153)는 제3 제어기(133)에서 입력된 t상의 오차신호와 소정의 주파수발생기에 의해 발생된 캐리어 주파수를 각기 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생한다.That is, the first comparator 151 receives and compares the error signal of r phase input from the first controller 131 with the carrier frequency generated by the predetermined frequency generator and generates an AC signal according to the comparison result. The second comparator 152 receives the s-phase error signal input from the second controller 132 and the carrier frequency generated by the predetermined frequency generator, respectively, and generates an AC signal according to the comparison result. The third comparator 153 receives and compares the error signal of t phase input from the third controller 133 with the carrier frequency generated by the predetermined frequency generator and generates an AC signal according to the comparison result.

상기 입력비교기(110)와 rPI 제어기(130) 및 비교기(150)는 도시된 바와 같이 3상 전류(Ir, Is, It)를 개별적으로 처리하게 되며, 비교기(150)에서 출력되는 교류신호는 도 6에 도시된 전력필터(1)의 스위칭소자(S1∼S6)의 스위칭 신호로 사용된다. 물론, 상기 각 비교기(151∼153)에서 출력되는 신호는 복수의 신호로 나누어지는데, 그 중 하나의 신호는 인버터를 통해 각 스위칭소자(S2, S4, S6)로 공급되어 매칭되는 스위칭소자(S1/S2, S3/S4, S5/S6)끼리 온, 오프가 번갈아가며 일어나도록 한다. The input comparator 110, the rPI controller 130, and the comparator 150 separately process three-phase currents Ir, Is, It, as shown, and the AC signal output from the comparator 150 is shown in FIG. It is used as a switching signal of the switching elements S1 to S6 of the power filter 1 shown in FIG. Of course, the signals output from the comparators 151 to 153 are divided into a plurality of signals, one of which is supplied to each of the switching elements S2, S4, and S6 through an inverter and matched with the switching elements S1. / S2, S3 / S4, S5 / S6) turn on and off alternately.

도 7과 같이 구성된 전류제어기(100)의 동작에 관한 파형도를 도 8에 나타내었다. 도 8에 도시된 바와 같이 본 발명에 의한 rPI 제어기(130)는, 도 1에 도시된 일반적인 PI 제어기(15)와는 달리 반복되는 주기에 해당하는 한 주기만큼, 즉 n개의 PI 제어기의 결과 값을 가지고 있다. A waveform diagram of the operation of the current controller 100 configured as shown in FIG. 7 is shown in FIG. 8. As shown in FIG. 8, the rPI controller 130 according to the present invention differs from the general PI controller 15 shown in FIG. 1 by one cycle corresponding to a repeated cycle, that is, the result values of n PI controllers. Have.

첫 번째 시작할 때의 rPI 제어기(130)를 rPI(0)라고 한다면 이는 주기가 시작될 때마다 제어가 반복되는 제어기를 의미한다. 즉, rPI(0) 제어기는 다른 일반적인 제어기와는 달리, 주기의 처음에만 동작하는 제어기이다. 그리고 다음으로 rPI(1) 제어기가 rPI(0) 제어기 다음의 파형에서 제어가 시작되고, 한 주기가 끝나서 다시 rPI(0) 다음 순서에서 제어가 된다.If the rPI controller 130 at the first start is called rPI (0), this means a controller in which control is repeated every time the cycle starts. That is, the rPI (0) controller is a controller that operates only at the beginning of the cycle, unlike other general controllers. Then, the rPI (1) controller starts to control the waveform after the rPI (0) controller, and after one cycle ends, the rPI (1) controller is controlled in the next order of rPI (0).

상기에서 rPI 제어기(130)로 rPI(n)개의 제어기가 필요하다는 것은 아니며, 단지 rPI 제어기(130)가 rPI(n)개의 결과를 각 0∼n개만큼 가지고 있다가 그 순서가 올 때 작동시키면 된다는 것을 의미한다.This does not mean that rPI (n) controllers are required as the rPI controller 130, but only if the rPI controller 130 has rPI (n) results of 0 to n each and then operates when the order comes. It means.

본 발명에 의한 rPI 제어기(130)를 기존의 PI 제어기(15)와의 차이점을 설명하면 다음과 같다.The difference between the rPI controller 130 according to the present invention and the existing PI controller 15 is as follows.

도 9a에서는 기존의 PI 제어기(15)의 설명을 나타내고 있다.In FIG. 9A, a description of the existing PI controller 15 is shown.

도 9a에서와 같이 t0일 때 값이 0이고, t1일 때 값이 1인 삼각파라고 가정한다. 그리고 PI 제어기(15)는 기본적으로 이득(K)이 0.5라고 할 때 그 연산 방식은 간단하게 아래 수학식 1과 같이 표현할 수 있다. As in FIG. 9A, it is assumed that a value is 0 when t0 and a triangular wave whose value is 1 when t1. In addition, when the PI controller 15 basically assumes that the gain K is 0.5, the operation scheme may be simply expressed as Equation 1 below.

y(n)＝y(n-1)＋K*Erry (n) = y (n-1) + K * Err

여기서, n은 신호의 주기적인 시점이고, Err는 오차신호의 크기이고, K는 rPI 제어기의 이득이다.Where n is the periodic point of time of the signal, Err is the magnitude of the error signal, and K is the gain of the rPI controller.

실제로 PI 제어는 상기 수학식 1보다 더 복잡한 수식을 갖지만 PI가 비례적분(Proportional Integrator)이므로 비례 적분 제어기의 가장 간단한 형태를 사용하여 전개하기로 한다.In practice, the PI control has a more complicated formula than Equation 1, but since PI is a proportional integrator, it will be developed using the simplest form of the proportional integral controller.

t0시점에서 오차값(Err)이 0이므로 PI 제어기(15)의 출력값인 y(0)는 상기 수식에 의해 y(0)＝y(-1)＋0.5*0＝0이 된다.Since the error value Err is 0 at the time t0, y (0), which is the output value of the PI controller 15, becomes y (0) = y (-1) + 0.5 * 0 = 0 by the above expression.

t1시점에서는 오차값(Err)이 1이 되므로 PI 제어기(15)의 출력값인 y(1)는 상기 수식에 의해 y(1)＝y(0)＋0.5*1＝0.5이다.Since the error value Err becomes 1 at the time t1, y (1), which is an output value of the PI controller 15, is y (1) = y (0) + 0.5 * 1 = 0.5 according to the above expression.

t2시점에서는 오차값(Err)이 0.5가 되므로(즉, 목표값은 0이나 현재 값이 0.5이므로 0-0.5＝-0.5), PI 제어기(15)의 출력값인 y(2)는 상기 수학식 1에 의해 y(2)＝y(1)＋0.5*-0.5＝0.25가 된다.At time t2, the error value Err becomes 0.5 (that is, since the target value is 0 but the current value is 0.5, 0-0.5 = -0.5), y (2), which is the output value of the PI controller 15, is represented by Equation 1 above. Y (2) = y (1) + 0.5 * -0.5 = 0.25.

이런 식으로 계속 계산을 하게 되면, 결국 최종값은 도 9a의 점선과 같이 tn시점에서는 0.33, tn＋1시점에서는 0.67이 되어 실제 목표하는 0과 1의 값에 도달하지 않게 되고, 이 상태가 정상상태 오차로 존재하게 된다.If the calculation continues in this way, the final value is 0.33 at tn time and 0.67 at tn + 1 time as shown by the dotted line in Fig. 9a, so that the actual target values of 0 and 1 are not reached. Will exist.

하지만, 본 발명에 의한 반복 제어를 이용한 rPI 제어기(130)는 기존의 PI 제어기(15)와 다르게 연산하게 된다. 이 연산 결과에 따른 파형을 도 9b에 나타내었다. 도 9b의 파형은 t0일 때 값이 0이고, t1일 때 값이 1인 삼각파이며, rPI 제어기(130)의 이득(K)이 0.5라고 가정한다.However, the rPI controller 130 using the iterative control according to the present invention is calculated differently from the conventional PI controller 15. The waveform according to this calculation result is shown in FIG. 9B. The waveform of FIG. 9B is a triangular wave having a value of 0 when t0 and a value of 1 when t1 and a gain K of the rPI controller 130 is 0.5.

반복 제어를 사용한 rPI 제어기(130)는 기본적으로 PI 제어기를 사용하나 수학식은 상기 기존의 수학식 1과는 다른 형태를 보이게 되는데, 이를 간단하게 표현하면 아래 수학식 2와 같다. The rPI controller 130 using the iterative control basically uses a PI controller, but the equation is different from the conventional Equation 1, which is simply expressed as Equation 2 below.

y(n,r)＝y(n-1,r)＋K*Err(r)y (n, r) = y (n-1, r) + K * Err (r)

여기서, n은 신호의 주기적인 시점이고, Err는 오차신호의 크기이고, K는 rPI 제어기의 이득이며, r은 주기에 대한 변수이다.Where n is the periodic point of time of the signal, Err is the magnitude of the error signal, K is the gain of the rPI controller, and r is a variable for the period.

즉, 기존의 PI 제어기(15)의 출력은 간단하게 y(n)＝Y(n-1)＋K*Err라 가정하였는데, 본 발명에 의한 rPI 제어기(130)는 반복되는 주파수의 1주기에 맞추어 주기의 차원이 한 개 더 들어가게 되어 상기 수학식 2로 표현된다.That is, it is assumed that the output of the conventional PI controller 15 is simply y (n) = Y (n-1) + K * Err. The rPI controller 130 according to the present invention is adapted to one cycle of repeated frequencies. One more dimension of the period is represented by Equation 2 above.

상기 수학식 2의 r에 대한 설명을 하면, 이는 주기에 대한 변수로서 도 9b에 서와 같이 한 주기는 t0, t1로 표현될 수 있다. 그리고 다음 주기는 t2, t3으로 표현될 수 있으며, 그 다음 주기는 t4, t5 등과 같은 식으로 반복적인 주기 함수로 표현할 수 있는데, 이때 t0과 t1을 r＝0, 1일 때로 표현되고, t2와 t3일 때를 다시 r＝0, 1로 표현할 수 있다. 마찬가지로 주기가 길어 1주기를 나타내는 것이 길어질 때면, 예를 들어 1주기를 100개 정도로 표현하게 되면, r＝0, 1, 2, ..., 99로 표현할 수 있을 것이다. 하지만 간단히 설명하기 위해 두 개의 시간함수로 주기를 표현할 수 있도록 하였다.Referring to r in Equation 2, this is a variable for a period, and as shown in FIG. 9B, one period may be represented by t0 and t1. The next period may be represented by t2 and t3, and the next period may be represented by a repetitive periodic function such as t4 and t5, where t0 and t1 are represented by r = 0, 1, and t2 and When t3, r = 0 and 1 can be expressed again. Similarly, when the period is long and one cycle is long, for example, if one cycle is represented by about 100, r = 0, 1, 2, ..., 99 may be represented. But for the sake of simplicity, we can express the period in two time functions.

예컨대, 반복 제어를 사용한 rPI 제어기(130)에서 t0시점 이전의 y(-1,r)와 오차값(Err(r))은 0이라고 가정한다.For example, it is assumed that y (-1, r) and error value Err (r) before time t0 are 0 in rPI controller 130 using repetitive control.

t0시점에서 오차값(Err(0))은 0이므로 이전의 PI 제어기와 같이 rPI 제어기(130)의 출력값인 y(0,0)는 수식에 의해 y(0,0)＝y(-1,0)＋0.5*0＝0이 된다.Since the error value (Err (0)) is 0 at time t0, as in the previous PI controller, y (0,0), which is an output value of the rPI controller 130, is represented by y (0,0) = y (-1, 0) + 0.5 * 0 = 0.

t1시점에서 오차값(Err(1))은 이전 값이 0이므로 오차값(Err(1))은 1이 된다. 즉, rPI 제어기(130)의 출력값인 y(0,1)는 수식에 의해 y(0,1)＝y(-1,1)＋0.5*1＝0.5가 된다.At the time t1, the error value Err (1) is equal to 1 since the previous value is 0. That is, y (0,1), which is an output value of the rPI controller 130, becomes y (0,1) = y (-1,1) + 0.5 * 1 = 0.5 by the expression.

t2시점에서 오차값(Err(0))은 이전 y(0,0)값이 0이므로 마찬가지로 rPI 제어기(130)의 출력값인 y(1,0)는 수식에 의해 y(1,0)＝y(0,0)＋0.5*0＝0이 된다.At the time t2, the error value Err (0) is equal to the previous y (0,0) value, so that y (1,0), which is the output value of the rPI controller 130, is equal to y (1,0) = y (0,0) + 0.5 * 0 = 0.

t3시점에서 오차값(Err(1))은 이전 y(0,1)값이 0.5이므로 rPI 제어기(130)의 출력값인 y(1,1)는 수식에 의해 y(1,1)＝y(0,1)＋0.5*0.5＝0.75가 된다.At the time t3, the error value Err (1) has a previous y (0,1) value of 0.5, so y (1,1), which is an output value of the rPI controller 130, is represented by y (1,1) = y ( 0, 1) + 0.5 * 0.5 = 0.75.

이와 같이 반복적으로 계산하게 되면, 결국 도 9b의 점선으로 표시한 것과 같이 y(n,0)＝0, y(n,1)＝1에 수렴하는 결과를 보이게 되어 정상상태 오차없이 제 어가 가능하게 되는 것을 보여주게 된다.Repeated calculations like this result in convergence to y (n, 0) = 0 and y (n, 1) = 1, as indicated by the dotted line in FIG. 9B, so that control is possible without a steady state error. Will be shown.

따라서, 본 발명에서는 종래의 D-Q 변환기에 의한 PI 제어 방법이 기준이 되는 주파수 이외의 주파수를 제어할 때 정상상태 오차가 발생된다는 점에 착안하여 반복적으로 이루어지는 제어에서 이전 주기의 동일한 시점의 출력값을 주기마다 반복적으로 연산 제어함으로써 정상상태 오차를 없앨 수 있다.Therefore, in the present invention, the steady state error occurs when the conventional PI control method by the DQ converter controls a frequency other than the reference frequency, giving an output value at the same time point of the previous period in the control repeatedly performed. It is possible to eliminate the steady state error by repeating operation control every time.

즉, 본 발명에서는 기본파 외에 고조파가 섞인 전류를 제어하는 능동형 전력필터(Active Power Filter)의 인버터 제어에 있어서, 한 사이클이나 혹은 그 보다 짧은 기간동안 반복되는 고조파 패턴을 추출하여 이를 각각 제어함으로써 효과적으로 고조파가 섞인 전류를 제어할 수 있게 된다.That is, in the present invention, in the inverter control of the active power filter for controlling the current in which harmonics are mixed in addition to the fundamental wave, the harmonic pattern repeated for one cycle or a shorter period is effectively extracted and controlled respectively. Harmonic mixed currents can be controlled.

상기의 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대한 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 기술적 사상 내에서 다양한 수정, 변경 및 부가가 가능할 것이다. 그러므로, 이러한 수정, 변경 및 부가는 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Preferred embodiments of the present invention are disclosed for purposes of illustration, and those skilled in the art will be able to make various modifications, changes, and additions within the spirit of the present invention. Therefore, such modifications, changes and additions should be determined not only by the claims below, but also by equivalents to those claims.

도 1은 종래기술에 의한 전력필터의 스위칭소자를 제어하는 전류제어기를 나타낸 회로도이다.1 is a circuit diagram showing a current controller for controlling a switching element of a power filter according to the prior art.

도 2a 및 도 2b는 종래기술의 입력전류 파형과 D-Q변환 결과를 나타낸 파형도이다.2A and 2B are waveform diagrams showing input current waveforms and D-Q conversion results of the prior art.

도 3a 및 도 3b는 종래기술의 입력전류가 변할 때의 전류 파형 및 D-Q 결과를 나타낸 파형도이다.3A and 3B are waveform diagrams showing current waveforms and D-Q results when a conventional input current is changed.

도 4a 및 도 4b는 종래의 고조파가 포함되었을 경우 전류 파형 및 D-Q 변환 결과를 나타낸 파형도이다.4A and 4B are waveform diagrams showing current waveforms and D-Q conversion results when conventional harmonics are included.

도 5는 종래의 원하는 PI 결과와 실제 PI 결과를 나타낸 파형도이다.5 is a waveform diagram showing a conventional desired PI result and the actual PI result.

도 6은 일반적인 능동형 전력필터를 나타낸 회로도이다.6 is a circuit diagram illustrating a general active power filter.

도 7은 본 발명에 의한 전력필터의 스위칭소자를 제어하는 전류제어기를 나타낸 회로도이다.7 is a circuit diagram showing a current controller for controlling the switching element of the power filter according to the present invention.

도 8은 본 발명의 제어 방법을 설명하기 위해 나타낸 도면이다.8 is a diagram illustrating a control method of the present invention.

도 9a 및 도 9b는 종래기술의 PI제어기와 본 발명에 의한 rPI제어기를 각각 설명하기 위해 나타낸 도면이다.9A and 9B are diagrams for explaining the PI controller of the prior art and the rPI controller according to the present invention, respectively.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for the main parts of the drawings

1: 전력필터 5: 인버터(스위칭소자)1: power filter 5: inverter (switching element)

100: 전류제어기 110: 입력비교기100: current controller 110: input comparator

130: rPI(reiteration Proportional Integrator) 제어기130: reiteration proportional integrator controller

150: 비교기150: comparator

Claims (5)

전력필터의 출력단에서 검출한 3상 전류와 미리 설정된 기준전류를 각각 입력받아 비교한 후 그 비교 결과에 따른 오차신호를 발생하는 입력비교기;An input comparator for receiving the three-phase current detected by the output stage of the power filter and a preset reference current, comparing them, and generating an error signal according to the comparison result; 상기 입력비교기로부터 각각 입력된 오차신호를 비례 및 적분 제어를 통해 정상상태 오차를 줄이도록 제어하되, 이전 주기의 동일한 시점의 출력값을 반복적으로 연산하여 정상상태 오차를 제거하는 반복 PI제어기; 및 A repeating PI controller controlling the error signals input from the input comparator to reduce the steady state error through proportional and integral control, and repeatedly calculating the output values at the same time point of the previous cycle to remove the steady state error; And 상기 반복 PI제어기로부터 각각 입력된 각 상의 오차신호와 입력된 소정의 캐리어 주파수를 각기 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 비교기;를 포함하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치.And a comparator for comparing an error signal of each phase respectively input from the repetitive PI controller and a predetermined carrier frequency and generating an AC signal according to the comparison result. 청구항 1에 있어서,The method according to claim 1, 상기 반복 PI제어기는 아래 수학식1에 의해 주기적으로 반복되는 고조파에 대한 정상상태 오차를 제어하는 것을 특징으로 하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치.The repeating PI controller is a current control device of an active power filter, characterized in that for controlling the steady state error for the harmonics that are periodically repeated by the following equation (1). 수학식 1Equation 1 y(n,r)＝y(n-1,r)＋K*Err(r)y (n, r) = y (n-1, r) + K * Err (r) 단, n은 신호의 주기적인 시점이고, Err는 오차신호의 크기이고, K는 반복 PI제어기의 이득이며, r은 주기에 대한 변수임.Where n is the periodic point of the signal, Err is the magnitude of the error signal, K is the gain of the repetitive PI controller, and r is the variable for the period. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,The method according to claim 1 or 2, 상기 입력비교기는, 전력필터의 출력단에서 검출한 r상 전류(Ir)와 미리 설정된 기준전류(Ir*)를 각각 비교하는 제1 입력비교기; 상기 전력필터의 출력단에서 검출한 s상 전류(Is)와 미리 설정된 기준전류(Is*)를 각각 비교하는 제2 입력비교기; 및 상기 전력필터의 출력단에서 검출한 t상 전류(It)와 미리 설정된 기준전류(It*)를 각각 비교하는 제3 입력비교기;로 이루어진 것을 특징으로 하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치.The input comparator includes: a first input comparator for comparing the r-phase current Ir detected at the output terminal of the power filter with a preset reference current Ir * ; A second input comparator for comparing the s-phase current Is detected by the output terminal of the power filter with a preset reference current Is * ; And a third input comparator for comparing the t-phase current It detected at the output terminal of the power filter with a preset reference current It * . 2. 청구항 3에 있어서,The method according to claim 3, 상기 반복 PI제어기는, 상기 제1 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제1 제어기; 상기 제2 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제2 제어기; 및 상기 제3 입력비교기로부터 입력된 오차신호의 정상상태 오차를 제거하는 제3 제어기;로 이루어진 것을 특징으로 하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치.The repetitive PI controller may include: a first controller configured to remove a steady state error of an error signal input from the first input comparator; A second controller for removing a steady state error of the error signal input from the second input comparator; And a third controller for removing a steady state error of the error signal input from the third input comparator. 청구항 4에 있어서,The method according to claim 4, 상기 비교기는, 상기 제1 제어기에서 입력된 r상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제1 비교기; 상기 제2 제어기에서 입력된 s상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제2 비교기; 및 상기 제3 제어기에서 입력된 t상의 오차신호와 외부로부터 입력된 캐리어 주파수를 비교한 후 그 비교 결과에 따른 교류신호를 발생하는 제3 비교기;로 이루어진 것을 특징으로 하는 능동형 전력필터의 전류제어 장치.The comparator includes: a first comparator for comparing an error signal of r phase input from the first controller with a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result; A second comparator for comparing an error signal of the s-phase input from the second controller with a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result; And a third comparator for comparing an error signal of t phase input from the third controller and a carrier frequency input from the outside and generating an AC signal according to the comparison result. .
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