KR20100037605A - 전력 스펙트럼 밀도(ｐｓｄ) 및 사이클릭 스펙트럼의 측정을 통해 사인파 성분들을 포함하는 신호들의 검출 - Google Patents

전력 스펙트럼 밀도(ｐｓｄ) 및 사이클릭 스펙트럼의 측정을 통해 사인파 성분들을 포함하는 신호들의 검출 Download PDF

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Abstract

WRAN(Wireless Regional Area Network) 수신기는 다수의 채널 중 하나를 통해 무선 네트워크와 통신하기 위한 송수신기, 및 ATSC(Advanced Television Systems committee) DTV(digital television) 방송 신호가 검출되지 않았을 때 다수의 채널 중 어떤 채널들을 포함하는 지원 채널 리스트 형성시 사용하기 위한 신호 검출기를 포함한다. 신호 검출기는 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 및 사이클릭 스펙트럼의 함수로서 스펙트럼 감지를 수행한다.

Description

전력 스펙트럼 밀도(ＰＳＤ) 및 사이클릭 스펙트럼의 측정을 통해 사인파 성분들을 포함하는 신호들의 검출{DETECTION OF SIGNALS CONTAINING SINE-WAVE COMPONENTS THROUGH MEASUREMENT OF THE POWER SPECTRAL DENSITY(PSD) AND CYCLIC SPECTRUM}
본 발명은 일반적으로 통신 시스템들에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 예를 들면, 지상파 방송, 셀룰라, Wi-Fi(Wireless-Fidelity), 위성 등의 무선 시스템들에 관한 것이다.
최근, CR(Cognitive Radio)(예를 들면, J. Mitola III, "Conitive Radio: An Integrated Agent Architecture for Software Defined Radio," Ph.D. Thesis, Royal Institute of Technology, Sweden, May 2000 참조)은 무선 스펙트럼의 성김(sparsity)의 문제에 대한 실용적 해결책을 제공하기 위해 교섭된(negotiated), 또는 기회주의적(opportunistic) 스펙트럼 공유를 구현하는 것을 제안하였다. CR을 적절히 동작시키기 위해, 스펙트럼 감지(spectrum sensing), 즉, 허가된 신호들을 자신들이 할당된 스펙트럼 대역 내에서 검출하기 위한 능력을 수행하는 것이 중요하다. 결과적으로, 스펙트럼 감지는 CR의 핵심 기술들 중 하나가 된다. 스펙트럼 감지를 수행하는데 있어 가장 큰 도전 과제는 매우 낮은 신호 대 잡음비(SNR; signal-to-noise ratio) 조건들에서 신호들을 감지하는 것이다.
이와 관련하여, IEEE 802.22 표준 그룹 내에서 WRAN(Wireless Regional Area Network) 시스템이 연구되고 있다. WRAN 시스템은, 제1 목표로서, 도시 또는 준도시 지역들에 서비스하는 광대역 액세스 기술들의 것과 유사한 성능 레벨들로 시골 및 원격지들과 낮은 인구 밀도의 주목받지 못하는 지역들을 다루기(address) 위해, 비간섭(non-interfering) 체제로, TV 스펙트럼 내에서 미사용 텔레비전(TV) 방송 채널들을 이용하는 것을 의도한다. 부가하여, WRAN 시스템은 또한 스펙트럼이 이용가능한 인구 밀도가 보다 높은 지역들에 서비스하기 위해 스케일링(scale)하는 것도 가능하다. WRAN 시스템의 하나의 목표가 TV 방송들과 간섭하지 않는 것이기 때문에, WRAN에 의해 서비스되는 영역(WRAN 영역)에 존재하는 허가된 TV 신호들을 신뢰성있고(robustly) 정확하게 감지하는 것이 중요한 절차가 된다. 예를 들면, ATSC DTV(Advanced Televison Systems Committee Digital Television) 방송 신호의 존재를 감지하는 데에 있어, 미탐지(miss detection) 확률은, SNR이 -20.8 dB일 때 0.1 확률의 허위 경고(false alarm)에 수반되는 0.1을 초과해서는 안된다.
본 발명의 원리에 따라, 장치는 수신된 신호를 다운컨버팅하고, 다운컨버팅된 수신 신호를 데시메이팅(decimate)하며, 데시메이팅된 신호에서 에너지 피크들을 검출함으로써 스펙트럼 감지를 수행한다.
본 발명의 예시적 실시예에서, 장치는 WRAN(Wireless Regional Area Network) 수신기이다. WRAN 수신기는 다운컨버팅된 신호를 제공하기 위해 수신 신호를 다운컨버팅하는 다운컨버터, 데시메이팅된 신호를 제공하기 위해 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하기 위한 데시메이터, 및 데시메이팅된 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)의 함수로서 현재(incumbent)의 ATSC DTV 방송 신호들에 대한 스펙트럼 감지를 수행하는 검출기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 예시적 실시예에서, 장치는 WRAN 수신기이다. WRAN 수신기는 다운컨버팅된 신호를 제공하기 위해 수신 신호를 다운컨버팅하는 다운컨버터, 데시메이팅된 신호를 제공하기 위해 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하는 데시메이터, 및 데시메이팅된 신호의 사이클릭(cyclic) 스펙트럼의 함수로서 현재의 ATSC 방송 신호들에 대한 스펙트럼 감지를 수행하는 검출기를 포함한다.
전술한 설명 및 상세한 설명을 읽음으로써 명백해지는 바와 같이, 다른 실시예들 및 특징들 또한 가능하고 본 발명의 원리들 내에 들어온다.
도 1은 텔레비전(TV) 채널들을 리스트한 테이블 1을 도시한다.
도 2 및 도 3은 ATSC DTV 신호에 대한 포맷을 도시한다.
도 4는 종래의 ATSC 필드 싱크 검출기를 도시한다.
도 5는 본 발명의 원리에 따른 예시적 WRAN 시스템을 도시한다.
도 6 및 도 7은 도 5의 WRAN 시스템 내에서 사용하기 위한 본 발명의 원리들에 따른 예시적 흐름도들을 도시한다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 원리들에 따른 예시적 신호 검출기들을 도시한다.
본 발명의 개념을 제외하고, 도면들에 도시된 구성요소들은 잘 알려져 있고, 상세히 설명되지는 않을 것이다. 또한, 텔레비전 방송, 수신기들 및 비디오 인코딩은 친숙한 것으로 가정하고 본 명세서에서 상세히 설명하지는 않는다. 예를 들면, 본 발명의 개념을 제외하고, NTSC(National Television Systems Committee), PAL(Phase Alternation Lines), SECAM(SEquential Couleur Avec Memoire) 및 ATSC(Advanced Television Systems Committee) 같은 TV 표준들에 대한 현재 및 제안된 권고사항들과는 친숙한 것으로 가정한다. ATSC 방송 신호들에 대한 추가의 정보는 다음의 ATSC 표준들에서 발견될 수 있다: Digital Television Standard (A/53), Revision C, including Amendment No.1 and Corrigendum No. 1, Doc. A/53C; 및 Recommended Practice: Guide to the Use of the ATSC Digital Television Standard (A/54). 유사하게, 본 발명의 개념 외에, 8-VSB(eight-level vestigial sideband), QAM(Quadrature Amplitude Modulation), OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 또는 COFDM(coded OFDM) 같은 전송 개념들, 및 RF(radio-frequency) 프론트-엔드 같은 수신기 컴포넌트들, 또는 저잡음 블록, 튜너들, 및 복조기들, 상관기들, 리크 적분기(leak integrator)들 및 자승기(squarer)들이 가정된다. 유사하게, 본 발명의 개념 외에, 트랜스포트 비트 스트림들을 생성하기 위한 (MPEG(Moving Picture Expert Group)-2 시스템들 표준(ISO/IEC 13818-1) 같은) 포맷팅 및 인코딩 방법들은 잘 알려져 있고 본 명세서에서 설명되지는 않는다. 또한, 본 발명의 개념은 통상의 프로그래밍 기술들을 사용하여 구현될 수 있고, 그리하여 본 명세서에서 설명되지는 않을 것이라는 점을 유의해야 한다. 마지막으로, 도면들 상의 유사한 참조 번호들은 유사한 구성요소들을 나타낸다.
미국용의 TV 스펙트럼이 도 1의 테이블 1에 도시되어 있으며, 이 테이블은 TV 채널들의 리스트를 VHF(very high frequency) 및 UHF(ultra high frequency) 대역들로 제공하고 있다. 각각의 TV 채널에 대해, 할당된 주파수 대역의 대응하는 로우 에지(low edge)가 도시되어 있다. 예를 들면, TV 채널 2는 54 MHz(millions of hertz)에서 시작하고, TV 채널 37은 608 MHz에서 시작하며, TV 채널 68은 794 MHz에서 시작한다. 종래 기술에서 알려진 바와 같이, 각각의 TV 채널 또는 대역은 6 MHz의 대역폭을 점유한다. 이와 같이, TV 채널 2는 주파수 스펙트럼(또는 범위) 54 MHz 내지 60 MHz를 커버하고, TV 채널 37은 608 MHz에서 614 MHz까지의 대역을 커버하며, TV 채널 68은 794 MHz에서 800 MHz까지의 대역을 커버한다. 본 설명의 문맥에서, TV 방송 신호는 "광대역" 신호이다. 전술한 바와 같이, WRAN 시스템은 TV 스펙트럼 내의 미사용 텔레비전(TV) 방송 채널들을 이용한다. 이와 관련하여, WRAN 시스템은 WRAN 시스템이 사용하기에 실제로 이용가능한 TV 스펙트럼의 부분을 결정하기 위해 WRAN 지역 내에서 이들 TV 채널들 중 어느 것이 실제로 활성(또는 "현재(incumbent")인지를 판정하도록 "채널 감지"를 수행한다.
본 예에서, 각각의 TV 채널은 대응하는 ATSC 방송 신호와 연관되어 있다고 가정한다. ATSC 방송 신호는 또한 본 명세서에서 디지털 TV(DTV) 신호로 지칭된다. ATSC 신호의 포맷은 도 2 및 도 3에 도시되어 있다. DTV 데이터는 8-VSB(vestigial sideband)를 사용하여 변조되고 데이터 세그먼트들로 전송된다. ATSC 데이터 세그먼트가 도 2에 도시되어 있다. ATSC 데이터 세그먼트는 832개의 심볼로 구성된다: 데이터 세그먼트 싱크(sync)를 위한 네 개의 심볼, 및 828개의 데이터 심볼. 도 2에서 볼 수 있는 바와 같이, 데이터 세그먼트 싱크는 각각의 데이터 세그먼트의 시작부에 삽입되고, 바이너리(binary) 1001 패턴을 나타내는 2 레벨(바이너리) 4 심볼 시퀀스이고, 8-VSB 심볼 기준으로 [5 -5 -5 5]에 대응한다. 다중 데이터 세그먼트들(313 세그먼트들)은 ATSC 데이터 필드를 포함하고, 이는 총 260,416 심볼(832 x 313)을 포함한다. 데이터 필드 내의 제1 데이터 세그먼트는 제1 싱크 세그먼트로 지칭된다. 필드 싱크 세그먼트의 구조가 도 3에 도시되어 있으며, 여기서 각각의 심볼은 한 비트의 데이터(2-레벨)를 나타낸다. 필드 싱크 세그먼트에서, 데이터 세그먼트 싱크에 바로 이어 511 비트(PN511)의 의사-랜덤 시퀀스가 온다. PN511 시퀀스 뒤에, 서로 연쇄된 63비트들(PN63)의 세 개의 동일한 의사-랜덤 시퀀스가 있으며, 제2 PN 63 시퀀스는 하나 걸러 데이터 필드마다 반전된다(the second PN63 sequence being inverted every other data field).
데이터 세그먼트 싱크 및 필드 싱크는 ATSC 방송 신호에 대한 시그너처(signature) 신호들을 나타낸다. 예를 들면, 수신된 신호를 ATSC 방송 신호로서 식별하기 위해 수신된 신호 내의 데이터 세그먼트 싱크 패턴의 검출이 사용된다. 이와 같이, 매우 낮은 신호 대 잡음비(SNR) 환경들에서 ATSC 방송 신호들의 검출의 정확성을 향상시키기 위해, ATSC DTV 신호 내에 임베디드된 데이터 세그먼트 싱크 심볼들 및 필드 싱크 심볼들을 이용하여, 검출 확률을 향상키는 한편, 허위 경보 확률을 줄일 수 있다. 도 4는 종래의 필드 싱크 검출기를 도시한다. 도 4의 필드 싱크 검출기는 다운컨버터(55), 정합 필터(60), 구성요소(65) 및 피크 검출기(70)를 포함한다. 다운컨버터(55)는 수신된 신호(54)를 아날로그 또는 디지털 도메인의 기저대역으로 다운 컨버팅한다(신호가, 예를 들면, 10.762 MHz의 공칭(nominal) 심볼 레이트로 또는 심볼 레이트의 두 배로 디지털 샘플들로서 존재한다). 그 결과의 기저 대역 신호, 56이 정합 필터(60)에 인가된다. 이는 수신된 신호가 ATSC 방송 신호인지를 식별하기 위해 이진 시퀀스, 즉, 전술한 PN511 또는 PN511 더하기 PN 63에 정합된다. 예를 들면, Y0를 네 개의 심볼 세그먼트 싱크 시퀀스로서 나타내고, Y1를 PN511 시퀀스로서, Y2를 PN63 시퀀스로서, 그리고 Y3를 63개의 제로 값의 심볼들을 갖는 시퀀스로서 나타낸다. 그러면, 이들 시퀀스의 연쇄(concatenation)를 나타내는 것으로서 시퀀스 Z=[Y0, Y1, Y2, Y3, Y2]로 표현한다. Y3(모두 제로 시퀀스)가 사용되는 이유는 중간의 PN63 시퀀스가 하나 걸러 한 필드마다 반전되기 때문이다. 명백하게도, ATSC DTV 신호를 검출하기 위해, Z=[Y0, Y1], Z=[Y0, Y1, Y2] 또는 Z=[Y0, Y1, Y3, Y3, Y2] 같은 시퀀스 Z의 다른 형태들도 사용될 수 있다. 따라서, 정합 필터(60)는 이진 시퀀스 Z에 정합되는 필터인데, 즉, z가 [z(1), z(2), ..., z(n)]으로 표시되면 필터의 임펄스 응답은 [z(n), z(n-1), ..., Z(1)]이다. 샘플링 레이트가 심볼 레이트의 두 배이면, Z 시퀀스는 [z(1), 0, z(2), 0, z(3), ..., 0, z(n)]으로서 수정될 것이고, 여기서 제로 값의 심볼들이 Z 시퀀스내의 심볼들 사이에 삽입되었다. 정합 필터(60)에 이어, 신호의 크기(65)가 취해진다(또는 보다 쉽게 말하면, 크기의 제곱이 I2+Q2로서 취해지는데, 여기서 I 및 Q는 각각 정합 필터(60)로부터 나오는 신호의 동상(in-phase) 및 직각 위상(quadrature) 성분들이다). 이 크기 값(66)이 피크 검출기(70)에 인가되고, 이 피크 검출기는 현저한(outstanding) 피크가 존재하는지를 판정한다. 현저한 피크가 존재하면, ATSC 방송 신호가 제공된다고 가정되고 피크 검출기(70)는 신호(71)를 통해 ATSC 방송 신호의 존재를 표시한다.
전술한 검출기의 접근법에 대비하여, 현재(incumbent) 신호들에 대한 스펙트럼 감지를 수행하는데 다른 방법들이 사용될 수 있다. 후술하는 바와 같이, 그리고, 본 발명의 원리에 따라, 현재 신호들에 대한 스펙트럼 감지를 수행하기 위해 수신된 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 또는 수신된 신호의 사이클릭 스펙트럼이 사용될 수 있다.
정현파들의 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 함수들은 디랙 델타 함수들(Dirac delta functions), 예를 들면, 다음의 수학식 1로 구성된다.
Figure pct00001
디랙 델타 함수는, 이 함수의 에너지가 한 점에 집중되는 특성을 가져서 신호가 정현 함수(sinusoidal function)들을 포함할 때, 신호의 PSD가 높은 진폭(high-amplitude) 피크들을 포함하도록 한다. 더욱이, 동일한 신호 에너지를 갖는 신호들에 대해, 정현파들은 자신의 PSD 상에 상당한 크기의 피크들이 있기 때문에 더 인지가능하다. 따라서, 정현파들을 포함하는 신호에 대해, 신호의 PSD 상에서 피크들을 검출함으로써 스펙트럼 감지가 수행될 수 있다.
x(t)를, 주파수 α를 갖는 유한 세기(finite-strength)의 사인파 성분들과 가산 백색 가우스 잡음(AWGN) w(t)의 합으로 하면 x(t)는 다음의 수학식 2와 같다.
Figure pct00002
또한, w(t)는 제로-평균(zero-mean)이고 w(t)의 자체상관 함수는 다음의 수학식 3과 같이 가정한다.
Figure pct00003
따라서, x(t)의 PSD는 다음의 수학식 4와 같다.
Figure pct00004
더욱이, x(t)의 사이클릭 스펙트럼(예를 들면, 사이클릭 스펙트럼에 대한 배경 정보에 대해서는, W. A. Gardner, "Exploitation of Spectral Redundancy in Cyclostationary Signals," IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 8, No. 2, pp. 14-36, April 1991 참조)은 다음의 수학식 5와 같다.
Figure pct00005
수학식 5로부터, 잡음은, 이상적으로 사이클릭 주파수들 α=±2f0일 때 x(t)의 사이클릭 스펙트럼에 영향을 미치지 않는다. 따라서, 본 발명의 원리들에 따라, 신호의 사이클릭 스펙트럼 상에서 피크들을 검출함으로써 스펙트럼 감지를 수행하는 것이 PSD를 사용하는 것보다 스펙트럼 감지에 더 좋을 수 있다.
그러나, 신호의 PSD와 사이클릭 스펙트럼 중 어느 것을 채택해도 스펙트럼 성분들의 정확한 측정을 필요로 한다. 전술한 바와 같이, 디랙 델타 함수는 이 함수의 에너지가 한 점에 집중된다는 양호한 특성을 갖는다. 그래서, 측정 방법의 (PSD에 대한) 주파수 분해능(resolution) 또는 (사이클릭 스펙트럼에 대한) 사이클릭 주파수 분해능은 특정 주파수들에서 또는 사이클릭 주파수들에서 피크들을 분해(resolve)할 정도로 충분히 높게 할 필요가 있다. 고도의 분해능에 대한 필요성은 주로 송신기의 오실레이터와 그에 대응하는 수신기의 오실레이터 간의 오정합에 기인한 주파수 오프셋 문제로부터 나온다는 것을 유의해야 한다. 주파수 오프셋이 없다면, 델타 함수들의 포지션들(positions)이 정확히 알려지고 그들 주파수들에서 스펙트럼을 측정하는 것은 용이하다. PSD에 대한 측정 방법들에 관한 정보는 P. Stoica 및 R. MOSS의 "Spectral Analysis of Signals", Pearson Prentice Hall, New Jersy, 2005의 챕터 2에 설명되어 있고; 사이클릭 스펙트럼에 대한 측정 방법들에 관한 정보는 W.A. Gardner의 "Measurement of Spectral correlation", IEEE Transactions on Acousitics, Speech, and Signal Processing, Vol. ASSP-34, No. 5, October 1986에서 발견된다. 이들 방법들은 두 개의 카테고리로 나눠지는데, 그중 하나는 시간적 스무딩(temporal smmoothing)에 의해 무작위 영향들을 감소시키는 것이고, 다른 하나는 스펙트럼 스무딩에 의한 것이다. 이들 모든 방법들에 대해서, 주파수 분해능을 증가시키기 위한 유일한 방법은 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; DFT)의 사이즈를 증가시키는 것이다. 그러나, 매우 큰 사이즈의 DFT에 의해서도, 델타 함수들이 어떠한 주파수 오정합에든지 매우 민감하기 때문에 그 델타 함수들을 분해하지 못할 수 있다.
이러한 주파수 분해능 문제를 극복하기 위해, 그리고, 본 발명의 원리들에 따라, PSD 뿐만 아니라 사이클릭 스펙트럼의 측정을 위해 거의 연속적인 주파수 스무딩 방법이 제공된다. r(t)를 수신된 대역 통과 신호라고 하자. 반송파 주파수가 신호 대역폭보다 더 크기 때문에, 수신된 대역 통과 신호 r(t)는, 에일리어싱(aliasing)없이, 더 낮은 중심 주파수 fIF로 용이하게 다운 컨버팅될 수 있다. 이제, rk(t)를 중심 주파수 fIF+kf△를 갖는 다운 컨버팅된 신호로 하는데, 여기서, f△는 몇 헤르쯔로 설정된다. 그러면, 신호 r(t)의 PSD는 다음의 수학식 6과 같이 주어진다.
Figure pct00006
그리고, 신호 r(t)의 사이클릭 스펙트럼은 다음의 수학식 7과 같이 주어진다.
Figure pct00007
여기서, Xk(t, f)는 수학식 8과 같다.
Figure pct00008
이것은 슬라이딩(sliding) DFT의 다운 컨버팅된 출력이고, Ts는 시간 샘플링 증분이며, N은 DFT에 의해 푸리에 변환되는, 데이터 세그먼트 △t에서의 시간 샘플들의 수이다. 따라서, △t=(N-1)Ts. 시간 샘플링 증분 Ts는 RF 프론트 엔드에 있는 아날로그 대 디지털 컨버터에 의해 사용되는 샘플링 증분이 아닐 수 있고 복잡한 이슈들 또는 다른 관심사들을 위해 변경될 수 있다. 여기서, 파라미터 Ts는 수학식 6, 수학식 7 및 수학식 8을 수행하는데 사용되는 신호 rk(t)의 시간 샘플링 증분을 나타낸다. 이 방법은 스펙트럼 스무딩 방법과 유사하다. 그러나, 스무딩을 수행하기 위해 사용되는 주파수 대역들에 대해 좀 더 자유가 주어지고, f△를 제어함으로써 매우 높은 주파수 분해능 또는 사이클릭 주파수 분해능을 갖는다. 실제 구현예들은 오실레이터의 정확도 및 하드웨어의 복잡도와 관련하여 하드웨어 제한들에 의해 제한될 수 있다는 것을 유의해야 한다.
그러나, 스펙트럼 감지가 수신된 신호가 대략 주파수 대역들의 구간(period)들 주위에서 델타 함수를 포함하는지의 여부와만 관련될 필요가 있다고 가정하면, 검출의 복잡도는 신호의 데시메이션에 의해 더 감소될 수 있다. 따라서, 그리고 본 발명의 원리들에 따라, 장치는 수신된 신호를 다운컨버팅하고, 다운컨버팅된 수신 신호를 데시메이팅하고, 데시메이팅된 신호에서 에너지 피크들을 검출함으로써 스펙트럼 감지를 수행한다.
이제, 도 5를 참조하면, 본 발명의 원리들을 채택하는 예시적 WRAN(200)이 도시되어 있다. WRAN 시스템(200)은 지리적 영역(WRAN 영역)(도 5에는 도시 생략됨)을 서비스한다. 일반적으로, WRAN 시스템은 하나 또는 그 이상의 CPE(customer premise equipment)(250)와 통신하는 적어도 하나의 기지국(BS)(205)을 포함한다. CPE는 고정되어 있을 수 있다. CPE(250)와 BS(205) 양자 모두 무선 엔드포인트들을 나타낸다. CPE(250)는 프로세서 기반 시스템이고, 도 5에 점선 박스들 형태로 도시된 프로세서(290) 및 메모리(295)로 표시된 바와 같이 하나 또는 그 이상의 프로세서들 및 연관된 메모리를 포함한다. 이 맥락 하에서, 컴퓨터 프로그램들, 또는 소프트웨어는 프로세서(290)에 의한 실행을 위해 메모리(295)에 저장된다. 프로세서는 하나 또는 그 이상의 저장된 프로그램 제어 프로세서들을 대표하고 이들은 송수신기 기능에만 전용될 필요는 없는데, 예를 들면, 프로세서(290)는 CPE(250)의 다른 기능들도 제어할 수 있다. 메모리(195)는 임의의 스토리지 디바이스, 예를 들면, RAM(random-access memory), ROM(read-only memory) 등을 대표하고, CPE(250)의 내부 및/또는 외부에 있을 수 있으며, 필요에 따라, 휘발성 및/또는 불휘발성일 수 있다. 안테나(210 및 255)를 통한 BS(205)와 CPE(25) 간의 통신의 물리적 계층은 송수신기(285)를 통한 예시적 OFDM을 기반으로 하고 화살표 211로 표시되어 있다. WRAN 네트워크에 진입하기 위해, CPE(250)는 우선 BS(205)와 연관하는 것을 시도한다. 이 시도 동안, CPE(250)는, 제어 채널(도시 생략)을 통해 BS(205)에게 CPE(250)의 능력에 대한 정보를 송수신기(285)를 통해 송신한다. 보고된 능력은, 예를 들면, 최소 및 최대 송신 전력, 및 송신 및 수신을 위한 지원되는 또는 이용가능한 채널 리스트를 포함한다. 이와 관련하여, CPE(250)는 어떤 TV 채널들이 WRAN 영역 내에서 활성이 아닌지를 판정하기 위해 본 발명의 원리들에 따라 "채널 감지"를 수행한다. 그 결과로 WRAN 통신에서 사용하기 위한 이용가능한 채널 리스트가 BS(205)에 제공된다. BS(205)는 전술한 보고된 정보를 이용하여 CPE(250)가 BS(205)와 연관하도록 허용할 지의 여부를 판정한다.
이제 도 6을 참조하면, 본 발명의 원리들에 따라 채널 감지에 이용하기 위한 예시적인 흐름도가 도시되어 있다. 도 6의 흐름도는, 채널들 전부에 걸쳐, 또는 CPE(250)가 가능한 이용을 위해 선택하였던 채널들만에 걸쳐 CPE(250)에 의해 수행될 수 있다. 양호하게는, 채널에서 현재 신호들을 검출하기 위해, CPE(250)는 검출 기간 동안 그 채널에서의 전송을 중단해야 한다. 이와 관련하여, BS(205)는 제어 메시지(도시되지 않음)를 CPE(250)로 보냄으로써 침묵(quiet) 구간을 스케쥴링할 수 있다. 단계(305)에서, CPE(250)는 채널을 선택한다. 이 예에서, 채널은 도 1의 표 1에 도시된 TV 채널들 중 하나로 가정되지만, 본 발명의 개념은 이에 국한되지 않으며 다른 대역폭들을 갖는 다른 채널들에도 적용된다. 단계(310)에서, CPE(250)는 선택된 채널을 스캔하여 현재 신호의 존재를 체크한다. 특히, CPE(250)는 본 발명의 원리들에 따라 전력 스펙트럼 밀도(PSD) 및 사이클릭 스펙트럼의 함수로서 "스펙트럼 감지"를 수행하여 어떤 허가된 채널들이 WRAN 영역에서 액티브하지 않은지 여부를 판정한다. 허가된 신호들 또는 현재 신호들의 몇가지 예로는 DVB-T 신호들, DVB-H 신호들 및 ATSC-DTV 신호들이 있다. 만일 어떠한 현재 신호들도 검출되지 않았다면, 이때는, 단계(315)에서, CPE(250)는 이용가능한 채널 리스트(주파수 사용 맵으로도 지칭됨) 상에서 WRAN 시스템에 의해 이용가능한 채널로서, 선택된 채널들을 표시한다. 그러나, 만일 현재 신호가 검출된다면, 이때는, 단계(320)에서, CPE(250)는 WRAN 시스템에 의해 이용가능하지 않은 채널로서, 선택된 채널들을 마킹한다. 본 명세서에서 이용되는 바와 같이, 주파수 사용 맵은 단순히 도 1의 메모리(295) 등에 저장된 데이터 구조인데, 이는 하나 또는 그 이상의 채널들 및 그 일부를 도 1의 WRAN 시스템에서 이용가능하거나 또는 이용가능하지 않은 채널로서 식별한다. 채널을 이용가능하거나 또는 이용가능하지 않은 채널로서 마킹하는 것은 여러 방식들로 행해질 수 있다는 점에 유의하여야 한다. 예컨대, 이용가능한 채널 리스트는 이용가능한 채널들만의 리스트일 수 있고, 따라서 다른 채널들을 이용가능하지 않은 채널로서 효과적으로 표시할 수 있다. 마찬가지로, 이용가능한 채널 리스트는 이용가능하지 않은 채널들만을 표시할 수 있고, 따라서 다른 채널들을 이용가능한 채널로서 효과적으로 표시할 수 있다.
도 6의 단계(310)를 수행하기 위한 예시적인 흐름도가 도 7에 도시되어 있다. 단계(355)에서, CPE(250)는 선택된 채널 상의 수신된 신호 r(t)를 다운컨버팅하여 다운컨버팅된 신호를 제공한다. CPE(250)는 다운컨버팅된 신호의 저역 통과 필터링을 또한 수행할 수 있다는 점에 유의하여야 한다. 단계(360)에서, CPE(250)는 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하여 데시메이팅된 신호를 제공한다. 단계(365)에서, CPE(250)는 데시메이팅된 신호에 대해 스펙트럼 계산들(추가로 후술함)을 수행하여 판정 통계 또는 판정 메트릭 T를 형성한다. 단계(370)에서, CPE(250)는 계산된 판정 메트릭 T를 실험적으로 결정될 수 있는 임계값에 비교한다. 만일 임계값을 초과하면, ATSC 방송 신호가 존재하는 것으로 가정된다. 임계값을 초과하지 않으면, ATSC 방송 신호가 존재하지 않은 것으로 가정된다.
도 7의 흐름도의 맥락에서, 두가지 예, 즉 PSD의 이용과 사이클릭 스펙트럼의 이용이 스펙트럼 감지를 수행하는데 제공된다.
PSD 접근법과 관련하여, 전송된 신호의 PSD가 주파수 f 0에서 델타 함수를 포함하는 것으로 생각해 보자. 이 맥락에서, CPE(250)는, 단계(355)에서, 수신된 신호 r(t)의 주파수를 다운컨버팅하거나 또는 시프트하여 중심 주파수 f IF+kf Δ를 갖는 다운컨버팅된 신호를 제공하는데, 이 신호는 추가로 저역 통과 필터링될 수 있다. 단계(360)에서, CPE(250)는 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하거나 또는 다운샘플링하여 r k(t-nT s)를 얻는다. 단계(365)에서, CPE(250)는 판정 메트릭 T를 결정하는데 이용하도록 수신된 신호와 연관된 PSD를 계산하기 위해 수학식 6 및 수학식 8을 이용한다. 단계(365)에서 이용될 수 있는 판정 메트릭의 한가지 예는 다음과 같다.
Figure pct00009
여기서, 판정 메트릭 T는 추정된 PSD의 모든 반송파들에 걸친 최대 진폭이다. 단계(365)에서 이용하기 위한 판정 통계 T의 다른 예는 다음과 같다.
Figure pct00010
끝으로, 단계(370)에서, CPE(250)는 현재 신호가 존재하는지 여부를 결정하기 위해 판정 메트릭 T를 임계값에 비교한다.
사이클릭 스펙트럼 접근법과 관련하여, 그 PSD의 주파수 f 0에서 델타 함수를 포함하는 전송된 신호는 사이클릭 주파수±2f 0의 주파수 0에서 델타 함수를 가질 것이다. 이 맥락에서, CPE(250)는, 단계(355)에서, 먼저 수신된 신호 r(t)를, 피크들을 포함하는 작은 주파수 대역들을 필터링하기 위해 협대역 통과 필터로 필터링한 후, 수신된 신호 r(t)의 주파수를 다운컨버팅하거나 또는 시프트하여 중심 주파수 f IF+kf Δ를 갖는 다운컨버팅된 신호를 제공한다. 이 다운컨버팅된 신호는 추가로 저역 통과 필터링될 수 있다. 단계(360)에서, CPE(250)는 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하거나 다운샘플링하여 r k(t-nT s)를 얻는다. 단계(365)에서, CPE(250)는 판정 메트릭 T를 결정하는데 이용하도록 수신된 신호와 연관된 상이한 사이클릭 주파수들 α에 걸쳐 사이클릭 스펙트럼을 계산하기 위해 수학식 7 및 수학식 8을 이용한다. 단계(365)에서 이용될 수 있는 판정 메트릭의 한가지 예는 모든 사이클릭 스펙트럼들에 걸친 주파수 0에서의 최대 진폭을 판정 통계로 이용하는 것이다. 끝으로, 단계(370)에서, CPE(250)는 현재 신호가 존재하는지 여부를 결정하기 위해 판정 메트릭 T를 임계값에 비교한다.
도 8을 간단히 참조하면, CPE(250)에서 이용하기 위한 수신기(405)의 예시적인 부분이 (예를 들어, 송수신기(285)의 일부로서) 도시되어 있다. 본 발명의 개념과 관련된 수신기(405) 부분만이 도시되어 있다. 도 8에 도시된 구성요소들은 일반적으로 PSD 접근법을 이용하는 맥락에서 도해된 도 7의 흐름도의 단계들에 대한 설명에 대응한다. 이와 같이, 도 8에 도시된 구성요소들은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수 있다. 이와 관련하여, 수신기(405)는 프로세서 기반 시스템이며, 도 8에서 점선 박스들의 형태로 도시된 프로세서(590) 및 메모리(595)가 나타내는 바와 같이 하나 또는 그 이상의 프로세서 및 연관된 메모리를 포함한다. 프로세서(590) 및 메모리(595)는 도 5의 프로세서(290) 및 메모리(295)에 추가되거나 또는 이와 같을 수 있다는 점에 유의하여야 한다. 수신기(405)는, 다운컨버터(505), 저역 통과 필터(510), 데시메이터(515), 수신된 신호와 연관된 PSD를 계산하기 위한 PSD 구성요소(520), 및 임계값 비교기(525)를 포함한다. 간명함을 위해, 만일 프로세싱이 디지털 도메인에서 이루어지면, 자동 이득 제어(AGC) 구성요소, 아날로그-디지털 변환기(ADC) 및 추가적인 필터링과 같은 몇몇 구성요소들은 도 8에 도시되어 있지 않다. 본 발명의 개념 이외에, 이러한 구성요소들은 당업자들이 쉽게 알 수 있을 것이다. 또한, 당업자들이라면 프로세싱의 일부가 필요에 따라 복잡한 신호 경로들을 수반할 수 있다는 것을 알 것이다.
전술한 흐름도들의 맥락에서, 각각의 선택된 채널에 대해, 수신된 신호(504)가 존재할 수 있는데, 여기서 반송파 주파수 f c는 현재 선택된 채널의 함수로서 선택된다(예를 들어, 도 1 참조). 다운컨버터(505)는 수신된 신호 r(t)를 다운컨버팅하고, 저역 통과 필터(510)를 통해 다운컨버팅된 신호를 데시메이터(515)에 제공한다. 데시메이터(515)는 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하고 이 데시메이팅된 신호를 PSD 구성요소(520)에 제공한다. PSD 구성요소(520)는 수학식 6 및 수학식 8에 따라 수학식 9 또는 수학식 10 중 어느 하나를 이용하여 판정 메트릭 T를 계산한다. 임계값 비교기(525)는 현재 신호가 존재하는지 여부를 결정하기 위해 판정 메트릭 T를 임계값에 비교하고 수신기에 의한 이용을 위해 신호(526)를 통해 그 결과를 제공한다.
본 발명의 원리들에 따른 수신기(405)의 다른 변형예가 도 9에 도시되어 있다. 이는 전술한 바와 같이 수학식 7 및 수학식 8에 따라 판정 메트릭 T를 계산하는 사이클릭 스펙트럼 구성요소(545)의 이용을 제외하면, 도 8의 수신기(405)와 유사하다. 이 예에서, 임계값 비교기(525)는 현재 신호가 존재하는지 여부를 결정하기 위해 판정 메트릭 T를 임계값에 비교하고 수신기에 의한 이용을 위해 신호(526)를 통해 그 결과를 제공한다.
전술한 바와 같이, PSD 또는 사이클릭 스펙트럼 접근법 중 어느 하나를 이용하여 높은 신뢰도를 갖고 낮은 신호 대 잡음 환경들에서 ATSC DTV 신호들의 존재를 검출하는 것이 가능하다. 그러나, 본 발명의 개념은 이에 국한되지 않으며 임의의 신호의 존재를 검출하는 데도 또한 적용될 수 있다. 예컨대, 본 발명의 개념은 예를 들어 DVB-T(Digital Video Broadcasting Terrestrial)에서 이용되는 바와 같이 OFDM 타입의 신호들의 검출에도 적용될 수 있다. 본 발명의 개념에 대해 도 5의 CPE(250)의 맥락에서 설명하였지만, 본 발명은 이에 국한되지 않으며 예를 들어 채널 감지를 수행할 수 있는 BS(205)의 수신기에도 또한 적용된다는 점에 유의하여야 한다. 또한, 본 발명의 개념은 WRAN 시스템에 국한되지 않으며 채널 또는 스펙트럼 감지를 수행하는 임의의 수신기에 적용될 수 있다.
이와 같이, 전술한 바는 단지 본 발명의 원리들을 예시하는 것이며, 따라서 당업자들이라면, 본 명세서에서 명확히 설명하지 않았더라도, 본 발명의 원리들을 구현하고 본 발명의 사상 및 범주 내에 드는 여러 대안적인 배치들을 도출할 수 있다는 점을 알 것이다. 예컨대, 개별의 기능적인 구성요소들의 맥락에서 설명되었더라도, 이러한 기능적인 구성요소들은 하나 또는 그 이상의 집적 회로들(ICs)로 구현될 수 있다. 마찬가지로, 개별의 구성요소들로 도시되어 있더라도, (예를 들어, 도 5, 도 8 및 도 9의) 이러한 구성요소들 중 임의의 구성요소 또는 모든 구성요소들은 예를 들어 도 6 및 도 7에 도시된 단계들 중 하나 또는 그 이상의 단계들에 대응하는 연관 소프트웨어를 실행하는 디지털 신호 프로세서 등의 저장된 프로그램 제어 프로세서로 구현될 수 있다. 또한, 본 발명의 원리들은 예를 들어 위성, Wi-Fi(Wireless-Fidelity), 셀룰러 등과 같은 다른 타입의 통신 시스템들에 적용될 수 있다. 더욱이, 본 발명의 개념은 정지 또는 모바일 수신기들에도 또한 적용될 수 있다. 따라서, 예시적인 실시예들에 대해 여러 수정들이 행해질 수 있으며 첨부된 청구범위에 정의된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않고서 다른 배치들을 도출할 수 있다는 점을 알아야 한다.

Claims (18)

  1. 무선 엔드포인트(endpoint)에서 사용하기 위한 방법으로서,
    다수의 채널들 중 하나를 선택하는 단계;
    선택된 채널 상에서 수신된 신호를 다운컨버팅하여 다운컨버팅된 신호를 제공하는 다운컨버팅 단계;
    상기 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅(decimate)하여 데시메이팅된 신호를 제공하는 데시메이팅 단계; 및
    상기 선택된 채널 상의 현재(incumbent) 신호의 존재를 검출하기 위해 상기 데시메이팅된 신호 상에서 에너지 피크들(peaks)을 검출하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 검출 단계는,
    상기 데시메이팅된 신호의 전력 스펙트럼 밀도의 함수로서 판정 메트릭(metric)을 결정하는 단계, 및
    상기 결정된 판정 메트릭을 임계값에 비교하여 상기 선택된 채널 상에서의 현재 신호의 존재를 검출하는 단계
    를 포함하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 파라미터 T로 표현되고, 여기서 T는 다음과 같은 방법.
    Figure pct00011
  4. 제2항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 파라미터 T로 표현되고, 여기서 T는 다음과 같은 방법.
    Figure pct00012
  5. 제1항에 있어서,
    상기 검출 단계는,
    상기 데시메이팅된 신호의 사이클릭(cyclic) 스펙트럼의 함수로서 판정 메트릭을 결정하는 단계, 및
    상기 결정된 판정 메트릭을 임계값에 비교하여 상기 선택된 채널 상에서의 현재 신호의 존재를 검출하는 단계
    를 포함하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 모든 사이클릭 스펙드럼들에 걸쳐 주파수 0에서 최대 진폭인 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 현재 신호는 ATSC(Advanced Television Systems committed) 신호인 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 다운컨버팅 단계는 상기 다운컨버팅된 신호를 제공하기 위한 저역 통과 필터링하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    현재 신호가 존재하지 않는다면, 상기 선택된 채널이 사용을 위해 이용가능하다는 것을 표시하도록 이용가능한 채널 리스트를 마킹(mark)하는 단계를 더 포함하는 방법.
  10. 선택된 채널로부터 다운컨버팅된 신호를 제공하기 위한 다운컨버터;
    상기 다운컨버팅된 신호를 데시메이팅하여 데시메이팅된 신호를 제공하기 위한 데시메이터(decimator); 및
    상기 선택된 채널 상에서의 현재 신호의 존재를 검출하기 위해 상기 데시메이팅된 신호에서 에너지 피크들을 검출하기 위한 프로세서
    를 포함하는 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 프로세서는, (a) 상기 데시메이팅된 신호의 전력 스펙트럼 밀도의 함수로서 판정 메트릭을 결정하고, (b) 상기 결정된 판정 메트릭을 임계값에 비교하여 상기 선택된 채널 상에서의 현재 신호의 존재를 검출하는 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 파라미터 T로 표현되고, 여기서 T는 다음과 같은 장치.
    Figure pct00013
  13. 제11항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 파라미터 T로 표현되고, 여기서 T는 다음과 같은 장치.
    Figure pct00014
  14. 제10항에 있어서,
    상기 프로세서는, (a) 상기 데시메이팅된 신호의 사이클릭 스펙트럼의 함수로서 판정 메트릭을 결정하고, (b) 상기 결정된 판정 메트릭을 임계값에 비교하여 상기 선택된 채널 상에서의 현재 신호의 존재를 검출하는 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 판정 메트릭은 모든 사이클릭 스펙드럼들에 걸쳐 주파수 0에서 최대 진폭인 장치.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 현재 신호는 ATSC 신호인 장치.
  17. 제10항에 있어서,
    상기 다운컨버팅된 신호를 제공하기 위한 저역 통과 필터를 더 포함하는 장치.
  18. 제10항에 있어서,
    현재 신호가 존재하지 않는다면, 상기 선택된 채널이 사용을 위해 이용가능하다는 것을 표시하도록 이용가능 채널 리스트를 저장하는 메모리를 더 포함하는 장치.
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