KR20100028968A - Linear voltage embodiment method in over modulation domain of 3 pahse full-bridge inverter - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 2상 풀브릿지 인버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 2상 풀브릿지 인버터의 2상 정지 좌표계 상에서 선형 및 과변조 영역 구분없이 과변조 기법을 구현하는 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a two-phase full bridge inverter, and more particularly, to an overmodulation region linear of a two-phase full bridge inverter that implements an overmodulation technique without discriminating linear and overmodulation regions on a two-phase stationary coordinate system of a two-phase full bridge inverter. The present invention relates to a method for implementing red voltage characteristics.
일반적으로, 직류 전원으로부터 3상 교류 출력전압을 발생하는 3상 전압형 인버터는 모터 구동, 정전 보상장치 등과 같은 응용분야에 폭넓게 사용되고 있다.In general, a three-phase voltage inverter that generates a three-phase AC output voltage from a DC power supply has been widely used in applications such as a motor drive and an electrostatic compensation device.
인버터에 사용되는 PWM 기법은 IGBT(INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR) 스위치 소자들의 상태에서 조합되는 다수 개의 스위칭 모드에 따라 나타나는 출력 전압벡터를 가지고 기준전압 벡터를 합성하는 공간전압 벡터 PWM 기법(SPACE VECTOR pwm;SVPWM)으로 전압벡터의 크기 및 위상을 순시적으로 합성할 수 있다. The PWM technique used in the inverter is a space voltage vector PWM technique (SPACE VECTOR pwm; ) Can instantaneously synthesize the magnitude and phase of the voltage vector.
이러한 공간전압 벡터 PWM 기법은 고정된 스위칭 주파수를 갖고 주어진 직류단 전압을 최대한 이용할 수 있으며, 정상상태에서의 고조파 왜율이 기존의 다른 PWM 기법보다 적다. This spatial voltage vector PWM technique has a fixed switching frequency and can take full advantage of a given DC stage voltage. The harmonic distortion at steady state is less than that of other conventional PWM techniques.
최근에는 2상 전동기 구동 시스템에 최소 4개의 스위치만으로 교류 전동기를 구동시킬 수 있다는 장점으로 인해 2상 전동기 구동 시스템에 대한 연구가 진행되고 있다.Recently, due to the advantage that the AC motor can be driven by only at least four switches in the two-phase motor drive system, research on the two-phase motor drive system has been conducted.
2상 전동기 구동 시스템에 2상 풀브릿지 인버터를 적용할 경우, 종래의 MDPS(Motor Driven Power Steering) 및 조향 장치에 적용되는 3상 하프브릿지 인버터에 비해 DC링크 전압 이용률을 더 높일 수 있어 자동차용 전자 샤시 시스템과 같이 입력 전압이 낮지만 대전력 구동이 필요한 분야에서는 2상 전동기 구동 시스템을 대체할 새로운 구조로 떠오르고 있다.When applying a two-phase full bridge inverter to a two-phase electric motor drive system, it is possible to increase the DC link voltage utilization higher than the three-phase half bridge inverter applied to the conventional motor driven power steering (MDPS) and steering device. In low input voltage applications such as chassis systems, where high power drive is required, new structures are emerging as alternatives to two-phase motor drive systems.
전술한 기술은 본 발명의 배경기술의 이해를 위해서 기재한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 널리 알려진 종래기술을 의미하는 것은 아니다.The above-described technology is described for understanding the background of the present invention, and does not mean a conventional technology well known in the art.
본 발명의 목적은 2상 풀브릿지 인버터에서 전압 벡터 공간 내에서 선형 변조 영역과 과변조 영역을 구분하고 과변조 영역에서 선형적 전압 특성을 얻을 수 있도록 전압 벡터를 수정함으로써 토크 리플 등의 MDPS 성능을 향상시킬 수 있도록 한 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 제공하는 데 있다. An object of the present invention is to improve the MDPS performance such as torque ripple by modifying the voltage vector to distinguish the linear modulation region and the overmodulation region in the voltage vector space and to obtain the linear voltage characteristics in the overmodulation region in a two-phase full bridge inverter. The present invention provides a method for implementing the overmodulation region linear voltage characteristic of a two-phase full bridge inverter.
본 발명의 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법은 2상 풀브릿지 인버터의 전압 벡터 구성을 선형 변조 영역과 과변조 영역으로 구분하는 단계, 지령 전압 벡터로부터 상기 선형 변조 영역으로 수정 전압 벡터를 선정하는 단계 및 상기 지령 전압 벡터의 a상 극전압 지령과 b상 극전압 지령을 이용하여 상기 수정 전압 벡터의 a상 극전압 지령과 b상 극전압 지령을 선정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.In the method of implementing the overmodulated region linear voltage characteristic of a two-phase full bridge inverter of the present invention, dividing the voltage vector configuration of the two-phase full bridge inverter into a linear modulation region and an overmodulation region, from the command voltage vector to the linear modulation region. Selecting a correction voltage vector and selecting a phase pole voltage command and b phase pole voltage command of the correction voltage vector using a phase pole voltage command and b phase pole voltage command of the command voltage vector. It is characterized by.
상기 전압 벡터 구성은 상기 2상 풀브릿지 인버터의 전압 변조지수에 따라 선형 변조 영역과 과변조 영역으로 구분되는 것을 특징으로 한다.The voltage vector configuration may be divided into a linear modulation region and an overmodulation region according to the voltage modulation index of the two-phase full bridge inverter.
상기 수정 전압 벡터는 상기 지령 전압 벡터로부터 대각선 방향의 벡터로 수선을 내려 상기 선형 변조 영역과 만나는 지점의 전압 벡터이고, 상기 수정 전압 벡터의 a상 극전압 지령과 b상 극전압 지령은 하기의 수학식 3을 통해 선정되며, 수학식 3은 The correction voltage vector is a voltage vector at a point where the line meets the linear modulation region by dividing the line from the command voltage vector in a diagonal direction, and the a-phase pole voltage command and the b-phase pole voltage command of the modified voltage vector are as follows. Equation 3 is selected, Equation 3 is
단, min(x,y)는 x,y 중 작은 값Where min (x, y) is the smaller of x, y
인 것을 특징으로 한다.It is characterized by that.
상기 수정 전압 벡터는 위상이 상기 지령 전압 벡터와 동일하고 크기가 상기 선형 변조 영역의 최대값인 전압 벡터이고, 상기 수정 전압 벡터의 a상 극전압 지령과 b상 극전압 지령은 하기의 수학식 5를 통해 선정되며, 수학식 5는The correction voltage vector is a voltage vector whose phase is the same as the command voltage vector and whose magnitude is the maximum value of the linear modulation region, and the a-phase pole voltage command and the b-phase pole voltage command of the crystal voltage vector are represented by Equation 5 It is selected through, Equation 5 is
이고, 단, max(x,y,z)는 x,y,z 중 가장 큰 값With max (x, y, z) being the largest of x, y, z
인 것을 특징으로 한다.It is characterized by that.
상기 수정 전압 벡터는 상기 선형 변조 영역 내 상기 지령 전압 벡터와 최소 거리의 전압 벡터이고, 상기 수정 전압 벡터의 a상 극전압 지령과 b상 극전압 지령은 하기의 수학식 6을 통해 선정되며, 수학식 6은The correction voltage vector is a voltage vector of a minimum distance from the command voltage vector in the linear modulation region, and the a-phase pole voltage command and the b-phase pole voltage command of the crystal voltage vector are selected through Equation 6 below. Equation 6
인 것을 특징으로 한다.It is characterized by that.
이와 같이 구성되는 본 발명에 따르면, 2상 풀브릿지 인버터에서 전압 벡터 공간 내에서 선형 변조 영역과 과변조 영역을 구분하고 전압 벡터를 수정하여 과변조 영역에서 선형적 전압 특성을 얻을 수 있어 또한 토크 리플 등의 MDPS 성능을 향상시킬 수 있다.According to the present invention configured as described above, in the two-phase full bridge inverter, linear voltage characteristics can be obtained in the overmodulated region by dividing the linear modulation region and the overmodulated region in the voltage vector space and modifying the voltage vector. MDPS performance can be improved.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 기법 구현 방법을 첨부된 도면들을 참조하여 상세하게 설명한다.Hereinafter, a method of implementing an overmodulation technique of a two-phase full bridge inverter according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 1 은 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 회로도이고, 도 2 는 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 정지좌표계 상의 전압 벡터 구성을 도시한 도면이다.FIG. 1 is a circuit diagram of a two-phase full bridge inverter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram illustrating a voltage vector configuration on a stationary coordinate system of a two-phase full bridge inverter according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터는 a,b 두 개의 단상 풀브릿지 인버터가 병렬로 연결된 구조로서, 각 상에 대해서 독립적인 제어가 가능하다.In the two-phase full bridge inverter according to the embodiment of the present invention, a and b two single-phase full bridge inverters are connected in parallel, and each phase can be independently controlled.
이러한 2상 풀브릿지 인버터는 각각의 단상 풀브릿지 인버터에 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)와 같은 스위칭 소자가 4개씩 총 8개의 스위칭 소자(Sap,San,S'ap,S'an,Sbp,Sbn,S'bp,S'bn)가 설치되고, 이들 스위칭 소자들은 제어부(미도시)에 의해 PWM 방식으로 제어되어 출력전압이 안정화되도록 한다.This two-phase full bridge inverter has a total of eight switching elements (S ap , S an , S ' ap , S' an , S bp ) with four switching elements such as Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) in each single-phase full bridge inverter. , S bn , S ' bp , S' bn ) are installed, and these switching elements are controlled in a PWM manner by a controller (not shown) to stabilize the output voltage.
제어부는 2상 풀브릿지 인버터에 구비된 스위칭 소자들을 각기 독립적으로 제어하는데, 한 쌍씩 턴온 및 턴온시킴으로써 각 스위칭 모드에 나타나는 전압벡터 의 크기 및 위상을 순시적으로 합성하여 공간 전압 벡터를 합성한다. The control unit independently controls the switching elements included in the two-phase full bridge inverter. By turning on and turning on a pair, the controller synthesizes the spatial voltage vector by instantaneously synthesizing the magnitude and phase of the voltage vector appearing in each switching mode.
도 2 는 상기한 2상 풀브릿지 인버터의 정지좌표계 상의 전압 벡터 구성을 도시한 도면으로서, 전압 벡터 구성을 살펴보면, 인가 가능한 전압 벡터 중 V1,V2,V4,V5,V7,V8,V10,V11는 독립적으로 인가가 가능하며, 대각선 방향 벡터인 V3,V6,V9,V12는 두 상 전압 벡터의 조합으로 구성된다. 또한, V0,V13,V14,V15는 영벡터이다. FIG. 2 is a diagram illustrating a voltage vector configuration on a stationary coordinate system of the two-phase full bridge inverter. Referring to the voltage vector configuration, V 1 , V 2 , V 4 , V 5 , V 7 , and V are applicable. 8 , V 10 and V 11 can be applied independently, and the diagonal vectors V 3 , V 6 , V 9 and V 12 consist of a combination of two phase voltage vectors. In addition, V 0 , V 13 , V 14 and V 15 are zero vectors.
여기서, DC링크 전압을 Vdc라고 하면, 2상 풀브릿지 인버터에서 선형적인 전압 인가가 가능한 영역은 한 변의 길이가 2Vdc인 외곽의 정사각형으로 제한되며 선형적으로 합성이 가능한 회전 전압 벡터의 크기는 반지름의 길이가 Vdc인 원의 안쪽으로 제한된다. Here, if the DC link voltage is V dc , the area where linear voltage can be applied in a two-phase full bridge inverter is limited to an outer square having a side length of 2V dc and the magnitude of the linearly synthesized rotation voltage vector is The length of the radius is limited to the inside of the circle with V dc .
선형 변조 영역은 선형적으로 전압 합성이 가능한 정사각형의 안쪽 영역이고, 과변조 영역은 선형 변조 영역의 바깥쪽으로써 변조지수에 의해 결정된다. 그리고, 2상 풀브릿지 인버터의 최대 전압 운전은 3상의 6-step 과 마찬가지로 4-step 모드로 동작할 때이며, 이 때의 전압 변조 지수는 다음의 수학식1 같다. The linear modulation region is the inner region of the square capable of linear voltage synthesis, and the overmodulation region is determined outside the linear modulation region by the modulation index. The maximum voltage operation of the two-phase full bridge inverter is operated in the 4-step mode as in the six-step of the three phases, and the voltage modulation index at this time is expressed by Equation 1 below.
이다. to be.
상기한 전압 벡터를 바탕으로 이하 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 제1,2,3실시예로 구분하고, 이들을 도 3 내지 도 11 을 참조하여 상세하게 설명한다.Based on the above voltage vector, the method for implementing the overmodulated region linear voltage characteristic of the two-phase full bridge inverter according to the embodiment of the present invention is divided into the first, second, and third embodiments, and these are illustrated in FIGS. 3 to 11. It demonstrates in detail with reference.
도 3 은 본 발명의 제1실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면이고, 도 4 는 본 발명의 제1실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면이며, 도 5 는 본 발명의 제1실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면이다.3 is a diagram illustrating a method for implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an instantaneous value of the command voltage according to the first embodiment of the present invention. FIG. 5 is a diagram showing a correction voltage vector for a command voltage vector according to the first embodiment of the present invention.
본 발명의 제1실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법은 다음과 같다.A method of implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to the first embodiment of the present invention is as follows.
상기한 전압 벡터에 있어서, 2상 풀브릿지 인버터의 대각선 방향 벡터는 수평 벡터와 수직 방향 벡터의 합이다. 따라서, 스위칭 소자들 중 한 쌍의 스위칭 소자를 오프시킨 후, 데드 타임 기간이 경과하고, 다른 한 쌍의 소자를 온시킨 후 데드 타임 기간을 경과하는 스위칭 한 주기 내에서 독립적인 전압 인가가 불가능하다. 그러나 2상 풀브릿지 인버터에서 선형 변조 영역의 최대 전압은 대각선 방향 벡터를 인가할 때이며, 이때의 크기는 √2이다. In the voltage vector described above, the diagonal direction vector of the two-phase full bridge inverter is the sum of the horizontal and vertical vectors. Therefore, it is impossible to apply an independent voltage within a switching period in which a dead time period elapses after turning off a pair of switching elements, and a dead time period elapses after turning on a pair of other elements. . However, in the two-phase full bridge inverter, the maximum voltage of the linear modulation region is when a diagonal vector is applied, and the magnitude of this is √2.
따라서 최대 전압 운전 모드인 4-step 운전을 고려할 때 스위칭 상태 유지 과변조에서는 대각선 방향 벡터를 선택하여 지령 대각선 전압의 차이 중 큰 쪽을 최대한 유지시켜주도록 구현한다.Therefore, considering the 4-step operation, the maximum voltage operation mode, the switching state maintenance overmodulation is implemented to select the diagonal direction vector to maintain the largest of the difference of the command diagonal voltage as much as possible.
즉, 도 3 에서 스위칭 상태 유지 과변조를 구현하기 위하여 지령 전압 벡터로부터 대각선 방향 벡터로 수직선을 내리면, 지름이 2Vdc인 정사각형의 외곽선과 한 점에서 만난다. 이 점을 스위칭 상태 유지 과변조를 통한 수정 전압 벡터로 선정하고 이를 구현하기 위한 전압 벡터를 V＊ ovm _ sw라 하자. That is, in order to implement the switching state maintenance overmodulation in FIG. 3, when the vertical line is lowered from the command voltage vector to the diagonal direction vector, it meets at one point with a square outline having a diameter of 2V dc . Select this point as the correction voltage vector through the switching state overmodulation, and let V ＊ ovm _ sw be the voltage vector to implement this.
도 3 에서 V＊ ovm _ sw을 a,b상으로 각각 분해하면 a상 전압 지령은 Van=Vdc 이고, b상 전압 지령은 Vbn=Vdc가 된다. 여기서, a상 전압 지령은 알고 있으므로 b상 전압 지령 Vbn3을 알면 수정 전압 벡터 V＊ ovm _ sw을 인가할 수 있다. In FIG. 3, when V * ovm _ sw is decomposed into the a and b phases, the a phase voltage command is V an = V dc , and the b phase voltage command is V bn = V dc . Here, a phase command voltage can be applied to modify the voltage vector V * _ ovm sw Knowing the b-phase command voltage V bn3 knows.
이에 따라, 지령 전압 벡터와 수정 전압 벡터의 양 끝점 및 정사각형 외곽선과 수직선이 만나는 교점을 꼭지점으로 하는 삼각형이 형성되고, 이 삼각형은 한 각이 45도인 직각 이등변 삼각형임을 알 수 있다. 따라서, 하기의 수학식2가 성립한다. Accordingly, a triangle formed as a vertex is formed at both ends of the command voltage vector and the corrected voltage vector and the intersection point of the square outline and the vertical line, and the triangle is a right angle isosceles triangle having 45 degrees. Therefore, Equation 2 below holds true.
이다. to be.
이 때 
단, min(x,y)는 x,y 중 작은 값Where min (x, y) is the smaller of x, y
이다.to be.
따라서, 별도의 섹터 구분 없이 선형 변조 영역부터 과변조 영역까지 선형적 전압 특성을 구현할 수 있다. Accordingly, the linear voltage characteristic can be implemented from the linear modulation region to the overmodulation region without separate sector division.
도 4 와 도 5 는 본 발명의 제1실시예에 따른 스위칭 상태 유지 과변조의 모의 실험 결과를 도시한 것으로서, 도 4 와 도 5 를 참조하면, 본 발명의 제1실시예에 따른 스위칭 상태 유지 과변조는 4-step 운전에 근사한 파형으로 전압 벡터가 수정됨을 알 수 있다. 4 and 5 illustrate simulation results of the switching state maintenance overmodulation according to the first embodiment of the present invention. Referring to FIGS. 4 and 5, the switching state maintenance according to the first embodiment of the present invention is shown. Overmodulation is a waveform approximating the 4-step operation and it can be seen that the voltage vector is modified.
즉, a,b 평면에서 사각형을 벗어나는 원의 형태로 전압 지령을 할 경우 실제로는 인가가 불가능하지만, 인가 가능한 사각형 내의 전압 벡터로 수정이 됨을 알 수 있다. That is, when the voltage command in the form of a circle out of the rectangle in the a, b plane is not practically applied, it can be seen that the correction is made to the voltage vector in the applicable rectangle.
도 6 은 본 발명의 제2실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면이고, 도 7 은 본 발명의 제2실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면이며, 도 8 은 본 발 명의 제2실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면이다.FIG. 6 is a diagram illustrating a method of implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a diagram illustrating a command voltage instantaneous value according to a second embodiment of the present invention. FIG. 8 is a diagram showing a correction voltage vector for a command voltage vector according to the second embodiment of the present invention.
본 발명의 제2실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법은 지령 전압 벡터와 과변조 후의 수정 전압 벡터의 위상이 동일하게 되도록 전압을 수정하는 방법이다.According to the second embodiment of the present invention, the method of implementing the overmodulation region linear voltage characteristic of the two-phase full bridge inverter is a method of correcting the voltage such that the phase of the command voltage vector and the corrected voltage vector after overmodulation become the same.
도 4 에서 전압 벡터 V＊ ovm _ ang은 동일 위상의 과변조를 위하여 수정된 전압 벡터로서, 수정된 전압 벡터 V＊ ovm _ ang을 구현하기 위한 a상 및 b상 전압 지령은 다음의 수학식4와 같다. Voltage vector in Fig. 4, V * ovm _ ang is a modified voltage vector for the in phase with the modulation, a modified voltage vector V * ovm _ a-phase and b-phase voltage command for implementing the ang is formula of the following 4 Same as
이때 α는 수정 전압 벡터가 지령 전압 벡터와 위상을 같게 유지하면서 그 크기만 선형 변조 영역의 최대값을 유지하도록 하는데, 도 6 과 같은 상황에서는 다음과 같은 조건을 만족한다.In this case, α maintains the crystal voltage vector in phase with the command voltage vector while maintaining its maximum value only in the linear modulation region. In the situation as shown in FIG. 6, the following condition is satisfied.
이 때 V* an는 알고 있는 값이고, Van은 Vdc이므로 α의 값을 구할 수 있다. 이를 도 2 의 각 섹터들의 과변조 구간에 대하여 나타내면 표 1과 같다. In this case, V * an is a known value, and V an is V dc, so the value of α can be obtained. Table 1 shows the overmodulation sections of the sectors of FIG. 2.
만일 변조지수(MI)가 1보다 작은 영역이나, MI가 1보다 크더라도 정사각형 외곽을 벗어나지 않는 경우 즉, 선형 변조 영역 내의 전압 벡터의 경우 α=1로 놓을 수 있다. If the modulation index MI is less than 1 or if the MI is larger than 1, α = 1 may be set in the case where the modulation index MI does not leave the outside of the square, that is, the voltage vector in the linear modulation region.
이때, 선형 변조 영역 및 과변조 영역에 대한 α를 일반화하여 다음 수학식5와 같이 극전압(Van,Vbn) 지령을 선정하면, In this case, if the polar voltage (V an , V bn ) command is selected as shown in Equation 5 by generalizing α for the linear modulation region and the overmodulation region,
이고, 단, max(x,y,z)는 x,y,z 중 가장 큰 값이다.Where max (x, y, z) is the largest value of x, y, z.
즉, 별도의 섹터 구분 없이 선형 변조 영역부터 과변조 영역까지 동일 위상 과변조 기법을 구현할 수 있다. That is, the same phase overmodulation technique can be implemented from the linear modulation region to the overmodulation region without separate sector division.
도 7 과 도 8 은 전압 변조 지수 1.27에 관하여 제안한 동일 위상 과변조 기법을 모의 실험한 결과로서, 도시된 바와 같이 지령 전압 벡터와 동일한 위상을 유지하면서 변조 가능한 최대의 값으로 전압 벡터가 수정됨을 알 수 있다. 7 and 8 are simulation results of the proposed in-phase overmodulation technique with respect to the voltage modulation index 1.27. As shown in FIG. 7, the voltage vector is modified to the maximum modifiable value while maintaining the same phase as the command voltage vector. Can be.
즉, a,b 평면에서 사각형을 벗어나는 원의 형태로 전압 지령을 할 경우 실제 로는 인가가 불가능하지만, 인가 가능한 사각형 내의 전압 벡터로 수정이 됨을 알 수 있다. That is, when the voltage command in the form of a circle out of the square in the a, b plane is not practically applied, it can be seen that the modification is made to the voltage vector in the applicable rectangle.
도 9 는 본 발명의 제3실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면이고, 도 10 은 본 발명의 제3실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면이며, 도 11 은 본 발명의 제3실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면이다.9 is a diagram illustrating a method of implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 10 is a reference voltage instantaneous value according to a third embodiment of the present invention. FIG. 11 is a diagram showing a correction voltage vector for a command voltage vector according to the third embodiment of the present invention.
본 발명의 제3실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법은 지령 전압 벡터와 과변조 후의 수정 전압 벡터의 거리가 최소가 되도록 전압을 수정하는 방법으로서, 도 9 에 도시되 바와 같이, 사각형 외곽의 벡터를 사각형 안쪽의 벡터로 최소의 이동 거리로 수정한다.A method of implementing an overmodulated region linear voltage characteristic of a two-phase full bridge inverter according to a third embodiment of the present invention is a method of correcting a voltage such that a distance between a command voltage vector and a corrected voltage vector after overmodulation is minimized. As shown in, the vector outside the rectangle is modified to the minimum moving distance with the vector inside the rectangle.
2상 풀브릿지 인버터의 전압 제한은 정사각형의 외곽선이며 a상 혹은 b상의 외곽선에 수직선을 내리고 수직선과 전압 제한선이 만나는 곳을 수정 전압 벡터로 선정하면 최소 거리 과변조를 구현할 수 있다. The voltage limit of the two-phase full bridge inverter is a square outline, and the minimum distance overmodulation can be realized by lowering the vertical line to the outline of a phase or b phase and selecting the point where the vertical line meets the voltage limit line as the correction voltage vector.
bound(x,y,z)를 다음과 같이 정의하고, define bound (x, y, z) as
V* an, V* bn를 각각 지령 전압 벡터를 구현하기 위한 a상 극전압 지령, b상 극전압 지령 Van, Vbn을 과변조 기법을 통하여 수정된 전압 벡터 V* ovm _ min를 구현하기 위 한 a상 및 b상 극전압 지령이라고 하면, Van, Vbn은 3상 하프브릿지 인버터와 비슷하게 다음의 수학식 6과 같이 구할 수 있다. Implement the modified voltage vector V * ovm _ min through the overmodulation technique of the a phase extreme voltage command and the b phase extreme voltage command V an , V bn to implement V * an and V * bn , respectively. Supposing the a-phase and b-phase pole voltage commands, V an and V bn can be obtained as shown in Equation 6 below, similarly to a three-phase half-bridge inverter.
도 10 과 도 11 은 전압 변조 지수(MI) 1.27에 관하여 제안한 최소 거리 과변조 방법을 Matlab/Simulink 를 이용하여 구현한 모의 실험 결과이다. 10 and 11 show simulation results of the Matlab / Simulink implementation of the proposed minimum distance overmodulation method for the voltage modulation index (MI) 1.27.
도 10 은 지령 전압 벡터와 수정 전압 값을 나타낸 것이며, x축은 1[msec/div], y축은 100[V/div]이다. 도 5 는 a,b 상 평면에서 나타낸 a상 과 b상의 지령 전압 및 수정 전압 벡터이다. 즉, 지령 전압에서 최소의 이동 거리를 유지하며 전압이 수정됨을 알 수 있다. 10 shows the command voltage vector and the correction voltage value, the x-axis is 1 [msec / div] and the y-axis is 100 [V / div]. 5 is a reference voltage and correction voltage vector of the a and b phases shown in the a and b phase planes. That is, it can be seen that the voltage is modified while maintaining the minimum moving distance from the command voltage.
따라서, a,b 평면에서 사각형을 벗어나는 원의 형태로 전압 지령을 할 경우 실제로 이는 인가가 불가능하므로 인가 가능한 사각형 내의 전압 벡터로 수정이 됨을 알 수 있다. Therefore, when the voltage command in the form of a circle out of the rectangle in the a, b plane, it is actually impossible to apply it can be seen that it is modified to the voltage vector in the applicable rectangle.
본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 기술이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시에가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 특허청구범위에 의하여 정해져야할 것이다.Although the present invention has been described with reference to the embodiments shown in the drawings, this is merely illustrative and those skilled in the art to which the art belongs can make various modifications and equivalent other embodiments therefrom. Will understand. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the claims.
도 1 은 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 회로도.1 is a circuit diagram of a two-phase full bridge inverter according to an embodiment of the present invention.
도 2 는 본 발명의 실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 정지좌표계 상의 전압 벡터 구성을 도시한 도면.2 is a diagram illustrating a voltage vector configuration on a stationary coordinate system of a two-phase full bridge inverter according to an embodiment of the present invention.
도 3 은 본 발명의 제1실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면.3 is a diagram illustrating a method of implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a first embodiment of the present invention;
도 4 는 본 발명의 제1실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면.4 is a diagram showing a command voltage correction value for the command voltage instantaneous value according to the first embodiment of the present invention.
도 5 는 본 발명의 제1실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면.FIG. 5 shows a correction voltage vector with respect to a command voltage vector according to the first embodiment of the present invention. FIG.
도 6 은 본 발명의 제2실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면.6 is a diagram illustrating a method of implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a second embodiment of the present invention.
도 7 은 본 발명의 제2실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면.Fig. 7 is a diagram showing a command voltage correction value for the command voltage instantaneous value according to the second embodiment of the present invention.
도 8 은 본 발명의 제2실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면.8 shows a correction voltage vector with respect to the command voltage vector according to the second embodiment of the present invention.
도 9 는 본 발명의 제3실시예에 따른 2상 풀브릿지 인버터의 과변조 영역 선형적 전압 특성 구현 방법을 도시한 도면.9 is a diagram illustrating a method for implementing overmodulation region linear voltage characteristics of a two-phase full bridge inverter according to a third embodiment of the present invention.
도 10 은 본 발명의 제3실시예에 따른 지령 전압 순시값에 대한 지령 전압 수정값을 도시한 도면.10 is a diagram showing a command voltage correction value for the command voltage instantaneous value according to the third embodiment of the present invention.
도 11 은 본 발명의 제3실시예에 따른 지령 전압 벡터에 대한 수정 전압 벡터를 도시한 도면.FIG. 11 shows a correction voltage vector with respect to a command voltage vector according to the third embodiment of the present invention. FIG.
Claims (8)
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|---|---|---|---|---|
| KR101321427B1 (en) * | 2011-11-21 | 2013-10-28 | 한국전기연구원 | 3 phase converter system for protecting open phase problem and control method thereof |
| KR101583951B1 (en) | 2014-07-02 | 2016-01-08 | 현대자동차주식회사 | Control device and method for improving inverter output of green car |
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2008
- 2008-09-05 KR KR1020080087949A patent/KR20100028968A/en not_active Application Discontinuation
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