KR20090116169A - 전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기 - Google Patents

전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기에 관한 것으로, 고주파(Radio Frequency: RF) 전압신호를 RF 전류신호로 변환하는 전압이득 조절이 가능한 트랜스컨덕터단, 상기 RF 전류신호의 주파수(fRF)와 국부발진(Local Osillation: LO) 신호의 주파수(fLO)의 합이나 차에 해당하는 주파수를 갖는 신호를 출력하는 스위칭단과, 상기 스위칭단과 상기 트랜스컨덕터단을 분리시키는 커패시터를 포함하여, 높은 전압이득과 짝수 번째 하모닉 성분(고조파 성분)이 제거되어 개선된 선형성을 얻을 수 있는 이점이 있다.
주파수 혼합기, 스위칭단, 트랜스컨덕터단, 전압이득, 선형성.

Description

전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기{A LOW VOLTAGE MIXTER WITH IMPROVED GAIN AND LINEARITY}
본 발명은 주파수 혼합기(mixer)에 관한 것으로, 특히 상기 주파수 혼합기의 트랜스컨덕터단과 스위칭단의 바이어스를 분리하여 전압이득과 선형성을 개선하는 주파수 혼합기에 관한 것이다.
주파수 혼합기는 고주파 송수신 신호(Radio Frequency: RF)를 기저대역(baseband) 데이터 신호로 직접 변환 시키거나, 혹은 중간주파수인 IF(Intermediate Frequency) 신호 형태로 변환시키는 기능을 수행하며, 무선통신 송수신기에 널리 사용되고 있다.
도 1은 종래기술에 따른 싱글 밸런스(single-balanced) 주파수 변환 회로를 도시하고 있다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 싱글 밸런스 주파수 혼합기는 하나의 트랜지스터 MN1(112)으로 구성된 트랜스컨덕터(140), 두 개의 트랜지스터 MN2(108)와 MN3(110)으로 구성된 스위치단(130), 그리고 저항 RL(100, 102)으로 구성된 출력단(150)으로 나누어 볼 수 있다. MN1(112)의 게이트(114)에 입력 RF 신호가 인가되면, 트랜스컨덕터(140)는 이를 전류신호(Igm)로 변환하고, 변환된 전류 신호는 MN2(108)와 MN3(110)의 소스로 입력된다. 이때 국부발진(Local Oscillation) 신호 LO+(107)과 LO-(109)가 MN2(108)와 MN3(110)를 온-오프(on-off) 스위칭함으로써 RF 주파수와 LO 주파수의 차(Intermediate Frequency: IF)에 해당되는 신호가 출력단 IF+(104), IF-(106)에 출력된다. 일반적으로 주파수 혼합기는 트랜스컨덕터단(140)의 트랜지스터에 흐르는 전류(Igm)를 증가시키면 선형성이 좋아진다. 하지만 상기 싱글 밸런스 주파수 혼합기의 경우 Igm을 증가시키면, 상기 스위칭단(130)의 트랜지스터(108, 110)와 출력단(150)의 저항(100, 102)에 흐르는 전류 또한 증가한다. 상기 스위칭단(130)의 트랜지스터의 전류가 증가하면 출력 잡음이 증가하고, 출력단의 저항(100, 102)에 흐르는 전류(ISW)가 증가하면, 저항(100 혹은 102)에 걸리는 전압 강하가 커져서 출력전압 스윙 마진이 감소하는 단점이 있다.
상기 싱글 밸런스 주파수 혼합기의 단점을 보완하기 위하여 제안된 Current-Bleeding 기법을 이용한 주파수 혼합기가 있다. 상기 Current-Bleeding 주파수 혼합기에서는 별도의 전류소스를 사용하여 트랜스컨덕터(MN1)(112)에 더 많은 전류를 흐르도록 하고 스위칭단(130)과 부하저항(100, 102)에 흐르는 전류(ISW)를 줄일 수 있다. 하지만, 부가적으로 삽입된 전류소스가 또 하나의 잡음원으로 동작하고, 스 위칭단(MN2, MN3) 공통소스 노드의 기생 캐퍼시턴스를 커지게 함으로써 주파수 혼합기의 indirect-mechanism에 의한 잡음이 증가하게 된다.
상술한 바와 같이, 싱글 밸런스 주파수 혼합기, Current-Bleeding 주파수 혼합기들의 경우, 트랜스컨덕터단과 스위칭단의 각각의 바이어스 전류는 독립적이지 않고 서로 밀접하게 관련되어 있으며 스위칭단 트랜지스터들의 소스는 트랜스컨덕터단 트랜지스터의 드레인에 연결되어 있는 등 트랜스컨덕터단과 스위칭단의 바이어스를 각 단의 기능에 맞게 최적화하기가 어렵다. 일반적으로 트랜스컨덕터단의 선형성은 트랜스컨덕터단의 트랜지스터에 걸리는 게이트-소스간 전압과 드레인-소스간 전압이 클수록 좋아진다. 따라서 종래의 주파수 혼합기 구조에서는 트랜스컨덕터의 선형성을 높이는데 한계가 있다.
본 발명은 상술한 문제점들을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 전압이득을 높이고 선형성을 개선한 주파수 혼합기를 제공하는 데 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 전압이득과 선형성을 개선한 저전압 주파수 혼합기에 있어서, 고주파(Radio Frequency: RF) 전압신호를 RF 전류신호로 변환하는 전압이득 조절이 가능한 트랜스컨덕터단, 상기 RF 전류신호의 주파수(fRF)와 국부발진(Local Osillation: LO) 신호의 주파수(fLO)의 합이나 차에 해당하는 주파수를 갖는 신호를 출력하는 스위칭단과, 상기 스위칭단과 상기 트랜스컨덕터단을 분리시키는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 트랜스컨덕터단과 스위칭단을 캐퍼시터를 이용하여 각 단의 DC 바이어스를 분리함으로써, 높은 전압이득과 짝수 번째 하모닉 성분(고조파 성분)이 제거되어 개선된 선형성을 얻을 수 있는 이점이 있다. 또한 더블 밸런스 주파수 혼합기 구조에 본 발명을 적용할 경우 저전압에 동작하는 주파수 혼합기를 설계할 수 도 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명은 전압이득과 선형성이 개선된 주파수 혼합기에 대해 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 싱글 밸런스 주파수 혼합기를 도시하고 있다.
상기 도 2를 참조하면, 주파수 혼합기는 캐퍼시터 C1(110)에 의해 트랜스컨덕터단(230)과 스위칭단(240)으로 분리된 구조를 갖는다.
상기 트랜스컨덕터(230)는 각 하나의 N-형 MOS(MN1)(218)와 P-형MOS(MP1)(224)로 구성되며 두 트랜지스터는 게이트단(220)을 공유하며 상기 게이트단(220)을 통해 RF신호를 입력받는다. 두 트랜지스터는 드레인단(223)을 공유하며 상기 드레인(223)에 연결된 캐퍼시터 C1(110)을 통해 RF전류(IRF)를 스위칭단(240)으로 전달한다. 상기 RF전류(IRF)는 RF신호의 위상이 (+)일 때 스위칭단(240)에서 상기 트랜스컨덕터(230)으로 흐르게 되고, RF신호의 위상이 (-)일 때 상기 트랜스컨덕터(230)에서 스위칭단(240)으로 흐르게 된다.
다른 실시 예에 따라서, N-형MOS(MN1)(218) 대신 P-형MOS(MP1)(224)으로, P-형MOS(MP1)(224) 대신 N-형MOS(MN1)(218)으로, 변경하여 구현할 수도 있다.
가변저항 R1(223)은 트랜지스터들의 게이트(220)와 드레인(223)의 DC전압이 같도록 하고, 교류적으로 신호를 피드백(feedback)하여 전압이득을 조절할 수 있도록 한다. 구현에 따라서, 가변저항 R1(223) 대신 고정저항으로 구현할 수도 있다. 하지만 고정저항으로 구현할 시, 전압이득이 상수로 고정된다.
상기 스위칭단(240)은 종래의 싱글 밸런스 주파수 혼합기의 스위칭단(130)과 동일하게 구성하고 트랜지스터들(MN2, MN3)(210, 212)의 공통 소스 노드에 전류원 IDC(215)를 연결하여 상기 스위칭단(240)의 바이어스를 인가한다.
반면, 상기 트랜스컨덕터(230)의 바이어스는 별도의 바이어스 회로 없이 셀프 바이어싱(self-biasing)에 의하여 바이어스가 인가된다. 예를 들면, MN1(218)과 MP1(224)에 흐르는 DC 전류 크기는 동일하고, 또한 트랜지스터의 게이트(220)에는 DC 전류가 흐르지 않기 때문에 가변저항 R1(222)으로 연결된 게이트(220)와 드레인(223)은 동일한 전압이 인가된다. 따라서, P형 MOS(224)와 N형 MOS(218)의 크기(트랜지스터 폭)의 비율 조절만으로 각 트랜지스터의 바이어스를 조절할 수 있게 된다. 일반적으로 트랜지스터는 게이트-소스 전압(Vgs)과 드레인-소스 전압(Vds)가 클수록 선형성이 좋으므로 Vgs=Vds=1/2VDD 되도록 각 트랜지스터의 크기를 조절한다.
상기 트랜스컨덕터(230)의 입력단에 들어오는 RF신호의 전압을 vin 이라 하면, 트랜지스터 MN1(218)과 MP1(224)에 흐르는 전류 id ,n과 id ,p 그리고 스위칭단(240)으로 흐르는 전류 IRF는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008032245312-PAT00001
Figure 112008032245312-PAT00002
Figure 112008032245312-PAT00003
Figure 112008032245312-PAT00004
여기서, gmn은 n형 MOS(218)의 트랜스컨덕턴스, gmp은 p형 MOS(224)의 트랜스컨덕턴스이다. 즉 id ,n는 2차 하모닉에 의한 전류(
Figure 112008032245312-PAT00005
), 3차 하모닉 성분에 의한 전류(
Figure 112008032245312-PAT00006
), n차 하모닉 성분에 의한 전류 등이 모두 더해진 전류이고, id ,p는 2차 하모닉에 의한 전류(
Figure 112008032245312-PAT00007
), 3차 하모닉 성분에 의한 전류(
Figure 112008032245312-PAT00008
), n차 하모닉 성분에 의한 전류 등이 더해진 전류이다.
한편, 상기 트랜스컨덕터(230)로부터 캐퍼시터 C1(110)을 통해 넘어온 RF 전류신호(IRF)를 공통 소스 노드로 인가된다. 트랜지스터의 소스 쪽을 들여다 본 임피던스가 전류원 IDC(215)보다 낮으므로 대부분의 RF 전류신호(IRF)가 상기 스위칭단(240)의 트랜지스터로 입력되도록 구성한다.
본 발명의 주파수 혼합기 동작을 살펴보면, RF 신호가 트랜스컨덕터(230)로 입력되면(220), 상기 트랜스컨덕터(230)는 RF 신호(220)를 전류신호(IRF)로 변환하고, 변환된 전류신호는 스위칭단(240)으로 인가된다. 상기 스위칭단(240)으로 인가된 전류신호(IRF)는, 국부발진 신호(208, 214)가 MN2(210), MN3(212)를 온-오프 스위칭함으로써, RF 주파수와 LO 주파수의 차(중간 주파수)에 해당하는 신호가 출력된다.
상기 도 2의 싱글 밸런스 주파수 혼합기를 이용하여 하기 도 3의 더블 밸런스 주파수 혼합기를 설계할 수도 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 더블 밸런스 주파수 혼합기를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 더블 밸런스 주파수 혼합기는 제 1 트랜스컨덕터(360), 제 2 트랜스컨덕터(380), 스위칭단(350)으로 구분된다.
캐퍼시터 C1(336)에 의해 상기 제 1 트랜스컨덕터단(360)과 상기 스위칭단(350)으로 분리된다. 캐퍼시터 C1(330)는 에 의해 상기 제 2 트랜스컨덕터단(380)과 상기 스위칭단(350)으로 분리된다. 다시 말해, 상기 캐퍼시터 C1(336)는 전류원(334)으로부터 DC 전류 IDC를 차단하고 교류 전류 IRF만을 통과시키고, 상기 캐퍼시터 C1(330)는 전류원(332)으로부터 DC 전류 IDC를 차단하고 교류 전류 IRF만을 통과시킨다.
상기 제 1 트랜스컨덕터(360)는 각 하나의 N-형 MOS(MN1)(338)와 P-형MOS(MP1)(344)로 구성되며 두 트랜지스터는 게이트단(342)을 공유하며 상기 게이트단(342)을 통해 + RF신호를 입력받는다. 두 트랜지스터는 드레인단을 공유하며 상기 드레인에 연결된 캐퍼시터 C1(336)을 통해 RF전류(IRF)가 스위칭단(350)으로부터 유입된다. 상기 가변저항 R1(340)은 상기 제 1 트랜스컨덕터(360)에 바이어스를 인가하고, 저항값을 가변시킴으로써 전압이득이 조절된다.
마찬가지로, 상기 제 2 트랜스컨덕터(380)는 각 하나의 N-형 MOS(MN1)(328)와 P-형MOS(MP1)(326)로 구성되며 두 트랜지스터는 게이트단(324)을 공유하며 상기 게이트단(342)을 통해 - RF신호를 입력받는다. 두 트랜지스터는 드레인단을 공유하며 상기 드레인에 연결된 캐퍼시터 C1(330)을 통해 RF전류(IRF)가 스위칭단(350)으로부터 유입된다. 상기 가변저항 R1(326)은 상기 제 2 트랜스컨덕터(380)에 바이어스를 인가하고, 저항값을 가변시킴으로써 전압이득이 조절된다.
상기 스위칭단(350)은 제 1 스위칭과 제 2 스위칭으로 구분된다. 상기 제 1 스위칭는 저항 RL(300, 302), MN2(308), MN3(312)로 구성되고, 상기 제 2 스위칭는 저항 RL(300, 302), MN2(316), MN3(318)로 구성된다.
상기 제 1 스위칭는 상기 제 1 트랜스컨덕터(360)에서 + RF 신호를 RF 전류로 변환할 때, 상기 RF 전류의 주파수를 중간 주파수(IF)로 출력한다. 즉, 국부발진 신호 LO+(310)와 LO-(314)가 MN2(308)와 MN3(312)를 온-오프 스위칭함으로써, RF 주파수와 LO 주파수의 차가 출력된다.
유사하게, 상기 제 2 스위칭는 상기 제 2 트랜스컨덕터(324)에서 - RF 신호를 RF 전류로 변환할 때, 상기 RF 전류의 주파수를 중간 주파수(IF)로 출력한다. 즉, 국부발진 신호 LO+(320)와 LO-(314)가 MN2(316)와 MN3(320)를 온-오프 스위칭함으로써, RF 주파수와 LO 주파수의 차가 출력된다.
IDC 전류원(334)은 상기 제 1 스위칭의 바이어스로 인가되고, IDC 전류원(334)은 상기 제 2 스위칭의 바이어스로 인가된다.
이처럼, 상기 더블 밸런스 주파수 혼합기는 RF, LO, IF 신호 포트들이 서로 분리되어 있기 때문에, 각 포트간의 격리도(isolation)가 좋으며, 위상차에 의해서 짝수차수 고조파 성분이 상쇄되기 때문에 각종 스퓨리어스(spurious)나 고조파 발생이 억제된다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의해 제안된 주파수 혼합기의 트랜스컨덕터(230)와 스위칭단(240)의 바이어스를 서로 독립적으로 분리함으로써, 트랜스컨덕 터단(230)의 트랜스컨덕턴스는 (gmn+gmp)가 되어 종래의 트랜스컨덕턴스보다 약 2배의 전압이득을 얻을 수 있다. 또한 gmn2=gmp2일 경우 2차 하모닉 성분이 제거되어 선형성을 향상시킬 수 있다.
도 4는 본 발명에 의해 구성된 트랜스컨덕터의 출력 전류 IRF의 스펙트럼을 보여준다. 상기 도 4에서 기본주파수 신호는 6dB 증가하였고, 2차 하모닉 성분은 35dB 정도 줄어든 것을 확인할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 종래기술에 따른 싱글 밸런스(single-balanced) 주파수 변환 회로도,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 싱글 밸런스 주파수 혼합기,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 더블 밸런스 주파수 혼합기 및,
도 4는 종래의 주파수 혼합기와 본 발명의 주파수 혼합기의 트랜스컨덕터의 출력전류(IRF)의 스펙트럼 비교 그래프.

Claims (8)

  1. 전압이득과 선형성을 개선한 저전압 주파수 혼합기에 있어서,
    고주파(Radio Frequency: RF) 전압신호를 RF 전류신호로 변환하는 전압이득 조절이 가능한 트랜스컨덕터단과,
    상기 RF 전류신호의 주파수(fRF)와 국부발진(Local Osillation: LO) 신호의 주파수(fLO)의 합이나 차에 해당하는 주파수를 갖는 신호를 출력하는 스위칭단과,
    상기 스위칭단과 상기 트랜스컨덕터단을 분리시키는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 트랜스컨덕터는
    제 1 MOS 트랜지스터의 드레인이 제 2 MOS 트랜지스터의 드레인과 연결되고, 상기 제 1 MOS 트랜지스터의 게이트와 상기 제 2 MOS 트랜지스터의 게이트가 RF 신호를 입력받도록 구성하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 MOS 트랜지스터와 상기 제 2 MOS 트랜지스터는 서로 다른 종류의 MOS 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 트랜스컨덕터는
    상기 제 1 MOS 트랜지스터와 상기 제 2 MOS 트랜지스터의 드레인과 게이트를 연결하는 소정의 저항을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 소정의 저항은 가변저항 혹은 고정저항으로 전압이득을 결정하고, 상기 제 1 MOS 트랜지스터와 상기 제 2 MOS 트랜지스터에 바이어스를 인가하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 트랜스컨덕터단과 상기 스위칭단의 바이어스는 상기 커패시터에 의해 서로 독립적으로 분리되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 스위칭단은
    제 3 MOS 트랜지스터와 제 4 MOS 트랜지스터의 소스에 전류원을 공급하여 바이어스를 인가하고, 제 3 MOS 트랜지스터와 제 4 MOS 트랜지스터의 드레인과 각각 출력저항을 연결하여 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제 3 MOS 트랜지스터와 상기 제 4 MOS 트랜지스터의 게이트에 각각 국부발진 신호(LO+, LO-)가 공급되어, 온-오프(on-off) 스위칭 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기.
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