KR20090042132A - 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치 및그 방법 - Google Patents

차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치 및그 방법 Download PDF

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KR20090042132A
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Abstract

차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼(Differentially Biorthogonal Chirp Spread Spectrum) 신호의 수신 장치 및 그 방법이 개시된다.
본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치는,
송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환부, 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하는 복수 개의 정합 필터를 포함하는 정합 필터부, 상기 정합 필터에 따라 생성된 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하는 상관 메트릭 산출부, 상기 상관 메트릭 산출부에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 생성하는 브랜치 메트릭 산출부, 상기 브랜치 메트릭 산출부에서 산출된 브랜치 메트릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩의 패스 메트릭을 연산하는 패스 메트릭 산출부, 및 상기 패스 메트릭 산출부에 의해 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원하는 결정부를 포함한다.
본 발명에 의하면, 비터비(viterbi)의 트렐리스(trellis) 를 이용하여 이원 직교 부호화가 포함되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 높은 이득으로 수신할 수 있으며, AWGN 환경 뿐만 아니라 다중 경로 환경에서도 우수한 신호 성능 검출을 이끌어 낼 수 있기 때문에 고성능을 필요로 하는 서버 수신기 등에 활용할 수 있는 효과가 있다.

Description

차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치 및 그 방법{Apparatus and Method for receiving differentially biorthogonal chirp spread spectrum signal}
본 발명은 신호 검출에 관한 것으로서, 특히 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼(Differentially Biorthogonal Chirp Spread Spectrum:DBO-CSS) 신호를 수신하는 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근, 유비쿼터스의 개념이 일반화되면서 유비쿼터스 센서 네트워크의 센서 후보들이 많이 나타나고 있다. 여기서, 유비쿼터스 센서 네트워크란 사물과 환경의 변화를 실시간으로 감지 또는 추적하기 위하여 센서, 안테나, 집적회로 등을 하나의 칩으로 만든 장치를 사물에 집어넣고 이를 네트워크로 연결하여 구성한 무선 네트워크이다.
한편, 이와 같은 센서 후보의 하나로 IEEE 802.15 TG 4a에서는 IR-UWB(Impulse Radio-Ultra Wide Band) 방식과 ISM(Industrial, Science, and Medical) DBO-CSS 방식을 표준으로 제정하였다. 그 중 ISM DBO-CSS 방식은 그 이름에서 나타나 있는 바와 같이 이원 직교(biorthogonal) 부호화 후 이를 차분 변 조(Differentially Modulation)하고 그 결과를 첩(Chirp) 확산하는 방식을 취하고 있다.
기존의 DBO-CSS는 WPAN(Wireless Personal Area Networks)을 위해 만들어진 방식으로, 소형 및 저전력 소모를 기본으로 하고 있다. DBO-CSS는 차분 복조 시 넌코히어런트(noncoherent) 방식을 사용하는데, 일반적으로 넌코히어런트 방식은 코히어런트(coherent) 방식에 비해 좋지 않은 BER(Bit Error Rate) 특성을 나타내게 되므로, 응용 시스템이 고성능을 필요로 할 때에는 두 방식의 성능 차를 극복하기 위해 DF-DPD(Decision Feedback Differential Phase Detection), Viterbi-DD(Viterbi Differential Detection), MSDD(Multiple Symbol Differential Detection) 등의 방식들을 적용하게 된지만, 이와 신호 검출 기법은 이원 직교 부호화가 포함되는 DBO-CSS에 적용될 수 없다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명이 해결하고자 하는 첫 번째 과제는 이원 직교 부호화가 포함되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼(DBO-CSS) 신호를 송신단에서 전송된 신호로부터 최대 신호 에너지 경로를 역추적함으로써 신호 검출의 성능을 향상시킬 수 있는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치를 제공하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 두 번째 과제는 상기 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치를 이용한 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법을 제공하는 것이다.
상기 첫 번째 과제를 해결하기 위하여 본 발명은,
송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환부; 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하는 복수 개의 정합 필터를 포함하는 정합 필터부; 상기 정합 필터에 따라 생성된 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하는 상관 메트릭 산출부; 상기 상관 메트릭 산출부에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 생성하는 브랜치 메트릭 산출부; 상기 브랜치 메트릭 산출부에서 산출된 브랜치 메트 릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩의 패스 메트릭을 연산하는 패스 메트릭 산출부; 및 상기 패스 메트릭 산출부에 의해 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원하는 결정부를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치를 제공한다.
한편, 상기 상관 메트릭 산출부는 상기 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 상기 풀첩에 속하는 나머지 서브첩들의 위상을 보정하고, 상기 보정된 서브첩들의 위상으로 구성되는 풀첩 상태 조합을 생성하는 풀첩 상태 생성 모듈을 포함하되, 상기 풀첩 상태 생성 모듈에 의해 생성된 풀첩 상태 조합의 인덱스 및 상기 풀첩에 속하는 각각의 서브첩에 따라 상관 메트릭을 생성할 수 있다.
그리고, 상기 풀첩은 4개의 서브첩으로 이루어지되, 상기 상관 메트릭
Figure 112008031371412-PAT00001
은 상기 수신 신호
Figure 112008031371412-PAT00002
의 풀첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00003
이고, 상기
Figure 112008031371412-PAT00004
풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00005
이고, 상기 풀첩 상태 조합의 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00006
이고, 0 번째 서버첩을 기준으로 수학식
Figure 112008031371412-PAT00007
에 의해 연산되는 것을 특징으로 한다.
아울러, 상기 브랜치 메트릭
Figure 112008031371412-PAT00008
은
Figure 112008031371412-PAT00009
는 풀첩 인덱스를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00010
는 상기
Figure 112008031371412-PAT00011
번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하며,
Figure 112008031371412-PAT00012
는
Figure 112008031371412-PAT00013
번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00014
가 이원 직교 지시자를 의미할 때, 수학식
Figure 112008031371412-PAT00015
에 의해 연산되는 것을 특징으로 한다.
한편, 상기 브랜치 메트릭
Figure 112008031371412-PAT00016
은 상기 송신 신호가 수신되는 채널 경로가 복수 개인 다중 채널 경로일 때,
Figure 112008031371412-PAT00017
는 풀첩 인덱스를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00018
는 상기
Figure 112008031371412-PAT00019
번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하며,
Figure 112008031371412-PAT00020
는
Figure 112008031371412-PAT00021
번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00022
가 이원 직교 지시자를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00023
이 상기 다중 채널 경로의 인덱스일 경우, 수학식
Figure 112008031371412-PAT00024
에 의해 연산되는 것을 특징으로 한다.
아울러, 상기 이원 직교 지시자는
Figure 112008031371412-PAT00025
번째 풀첩과 인접한 직전의
Figure 112008031371412-PAT00026
번째 풀첩의 서브첩 간의 이원 직교 여부에 따라 이원 직교 지시값이 결정되며, 상기 서브첩 간의 관계가 상호 이원 직교하면 1의 값을 가지고, 이원 직교하지 않으면 0의 값을 가지는 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 패스 메트릭
Figure 112008031371412-PAT00027
은 풀첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00028
이고, 상기
Figure 112008031371412-PAT00029
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00030
이며,
Figure 112008031371412-PAT00031
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00032
이고,
Figure 112008031371412-PAT00033
는
Figure 112008031371412-PAT00034
의 실수값이고,
Figure 112008031371412-PAT00035
는
Figure 112008031371412-PAT00036
의 허수값이며, 브랜치 메트릭이
Figure 112008031371412-PAT00037
일 때, 수학식
Figure 112008031371412-PAT00038
에 의해 산출되는 것을 특징으로 한다.
상기 두 번째 과제를 해결하기 위하여 본 발명은,
송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 디지털 신호 변환 단계; 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하여 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 생성하는 단계; 상기 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하여 상관 메트릭을 산출하는 단계; 상기 산출된 상관 메트릭에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 산출하는 단계; 상기 산출된 브랜치 메트릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩의 패스 메트릭을 연산하는 단계; 및 상기 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원하는 단계를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법을 제공한다.
여기서, 상기 상관 메트릭을 산출하는 단계는 상기 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 상기 풀첩에 속하는 나머지 서브첩들의 위상을 보정하고, 상기 보정된 서브첩들의 위상으로 구성되는 풀첩 상태 조합을 생성하는 단계; 및 상기 풀첩 상태 조합의 인덱스 및 상기 풀첩에 속하는 각각의 서브첩에 따라 상관 메트릭을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 브랜치 메트릭은 상기 풀첩, 상기 풀첩에 속하는 서브첩, 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브첩, 및 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브 첩 간의 이원 직교 여부에 따라 결정되는 이원 직교 지시자에 의해 생성되는 것을 특징으로 한다.
한편, 상기 패스 메트릭
Figure 112008031371412-PAT00039
은 풀첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00040
이고, 상기
Figure 112008031371412-PAT00041
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00042
이며,
Figure 112008031371412-PAT00043
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00044
이고,
Figure 112008031371412-PAT00045
는
Figure 112008031371412-PAT00046
의 실수값이고,
Figure 112008031371412-PAT00047
는
Figure 112008031371412-PAT00048
의 허수값이며, 브랜치 메트릭이
Figure 112008031371412-PAT00049
일 때, 수학식
Figure 112008031371412-PAT00050
에 의해 산출되는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의하면 비터비(viterbi)의 트렐리스(trellis) 를 이용하여 이원 직교 부호화가 포함되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 높은 이득으로 수신할 수 있으며, AWGN 환경 뿐만 아니라 다중 경로 환경에서도 우수한 신호 성능 검출을 이끌어 낼 수 있기 때문에 고성능을 필요로 하는 서버 수신기 등에 활용할 수 있는 효과가 있다.
먼저, 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 신호(DBO-CSS)의 수신 장치 및 그 방법을 설명하기에 앞서, 도 1 내지 도 4를 참조하여 DBO-CSS 신호 및 이를 위한 송신 장치에 대하여 설명한다.
첩(chirp) 신호는 시간이 지남에 따라 주파수가 증가 또는 감소하여 신호의 의 시작과 끝에서 주파수가 다른 특성을 가지며, 이에 따라 신호 자체의 상호 상관(cross-correlation) 특성이 우수한 장점을 가진다. 하기 수학식 1은 주파수가 선형적으로 변화되는 선형 첩(linear chirp) 신호를 예시한 것인데, 이는 도 1에 도시된 형태와 같은 파형으로 나타난다.
Figure 112008031371412-PAT00051
상기 수학식 1에서,
Figure 112008031371412-PAT00052
는 첩 신호의 시작 주파수,
Figure 112008031371412-PAT00053
는 첩 신호의 대역폭(Band Width),
Figure 112008031371412-PAT00054
는 시간,
Figure 112008031371412-PAT00055
은 첩 신호의 존속 시간(duration time),
Figure 112008031371412-PAT00056
는 단위 계단 함수(unit step function)를 나타낸다.
본 발명에서는 이러한 첩 신호를 2개 이상 묶어 그룹화하고, 그룹화된 풀첩(full chirp) 단위로 신호를 송수신한다.
도 2는 4개의 서브첩(sub chirp)이 하나의 풀첩(full chirp)을 형성하는 DBO-CSS 신호를 예시한 것이다.
그리고, 도 3은 상기 도 2에 따른 서브첩의 서로 다른 4가지 조합(즉, 4가지 형태의 풀첩)을 시간-주파수 영역에서 나타낸 것이다.
도 2 및 도 3을 참조하면, 본 발명에 적용되는 DBO-CSS 신호는 전체 밴드(band)가 2개의 서브밴드(sub band)로 나누어 지며, 각각의 서브밴드에는 주파수가 시간에 따라 증가하는 업첩(up chirp)과 주파수가 시간에 따라 감소하는 다운 첩(down chirp)이 형성된다. 그리고, 각각의 서브첩에 대하여는 상승형 코사인 윈도우(Raised Cosine Window)를 이용하여 주파수 영역의 사이드로브(side lobe)를 줄임으로써 보다 넓은 대역의 신호를 사용할 수 있도록 한다.
상게하게는, 도 3에서 각 서브첩의 연결부위는 주파수의 불연속점이 되어 고주파를 생성할 것으로 보이지만, 각 서브첩에 대하여 시간 영역에서 상승형 코사인 윈도우를 씌움으로써 서브첩 경계부분의 성분이 0에 가깝게 되어 도 2에 도시된 바와 같이 불연속점이 만들어 지지 않는다.
도 4는 본 발명에 적용되는 DBO-CSS 신호의 송신 장치의 일 예에 따른 블록도이다. 여기서, DBO-CSS 신호 송신 장치는 차분적 이원 직교 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식을 적용할 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, DBO-CSS 신호 송신 장치는 디멀티플렉서(DEMUX)(410), 직렬-병렬 변환기(Serial-to-parallel Converter)(420a, 420b), 심볼 맵퍼(Symbol Mapper)(430a, 430b), 병렬-직렬 변환기(Parallel-to-serial Converter)(440a, 440b), QPSK 맵퍼(QPSK Mapper)(450), 차분 인코더(Differential Encoder)(460), 첩 확산 스펙트럼 발생기(CSS Generator)(470), 및 DBO-CSS 신호 생성기(480) 등으로 구성될 수 있다.
디멀티플렉서(410)는 패킷 형태로 입력되는 이진 데이터(Binary Data)에 대하여 짝수 번째 비트는 상위(I) 패스로 전달하고 홀수 번째 비트는 하위(Q) 패스로 전달한다. 그러면, 직렬-병렬 변환기(420a, 420b)는 직렬로 입력되는 비트들을 병렬로 변환하고, 심볼 맵퍼(430a, 430b)는 병렬로 변환된 비트들(데이터 심볼)을 코 드워드(code word)로 매핑(mapping)한다.
여기서, 하기의 표 1은 3비트 데이터 심볼을 4개의 이원 직교 코드로 매핑하는 8-ary 이원 직교 매핑 테이블의 일 예를 예시한 것이다.
Figure 112008031371412-PAT00057
병렬-직렬 변환기(440a, 440b)는 이원 직교 코드워드를 직렬 칩 열(serial chip row)로 변환시키고, QPSK 맵퍼(450)는 하기 표 2에 예시된 바와 같이 I(In phase)성분과 Q(Quadrature phase)성분으로 이루어진 각 쌍의 칩들을 QPSK 심볼에 매핑한다.
Figure 112008031371412-PAT00058
차분 인코더(460)는 현재의 QPSK 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00059
,
Figure 112008031371412-PAT00060
,
Figure 112008031371412-PAT00061
,
Figure 112008031371412-PAT00062
}과 QPSK 심볼 피드백 메모리를 통해 피드백되는 직전의 QPSK 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00063
,
Figure 112008031371412-PAT00064
,
Figure 112008031371412-PAT00065
,
Figure 112008031371412-PAT00066
}을 동일한 위치의 코드 간 차분 변조를 수행하는데, 이는 즉,
Figure 112008031371412-PAT00067
과
Figure 112008031371412-PAT00068
,
Figure 112008031371412-PAT00069
과
Figure 112008031371412-PAT00070
,
Figure 112008031371412-PAT00071
와
Figure 112008031371412-PAT00072
,
Figure 112008031371412-PAT00073
과
Figure 112008031371412-PAT00074
을 차분 변조하여 DQPSK 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00075
,
Figure 112008031371412-PAT00076
,
Figure 112008031371412-PAT00077
,
Figure 112008031371412-PAT00078
}을 생성한다.
한편, 첩 신호 발생기(CSS Generator)(470)는 도 3에 도시된 4가지 형태의 풀첩 중 하나를 주기적으로 생성하고, DQCSS 변조기(480)는 DQPSK 심볼 스트림을 첩 신호 발생기에서 생성된 서브첩들에 의해 확산시켜 DBO-CSS 신호를 생성한다. 이와 같이 생성된 기저대역의 DBO-CSS 신호(
Figure 112008031371412-PAT00079
)는 하기 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008031371412-PAT00080
상기 수학식 2에서,
Figure 112008031371412-PAT00081
은 상기 도 3에서 정의된 4개의 첩 심볼 중 어느 것이 사용되었는지를 정의한 첩 심볼 타입 인덱스를 의미하고, 여기서 4개의 첩 심볼 타입 인덱스를 사용할 경우, 상기 첩 심볼 타입 인덱스
Figure 112008031371412-PAT00082
은 1, 2, 3, 4로 인덱스 가 부여될 수 있다.
그리고,
Figure 112008031371412-PAT00083
은 첩 심볼의 순열번호이고,
Figure 112008031371412-PAT00084
는 서브첩의 번호이다. 또한,
Figure 112008031371412-PAT00085
는 DQPSK 코딩의 출력값으로 나오는 실수데이터
Figure 112008031371412-PAT00086
과 허수 데이터
Figure 112008031371412-PAT00087
로 구성되는 복소 정보의 순열이다. 여기서
Figure 112008031371412-PAT00088
와
Figure 112008031371412-PAT00089
는 +1 또는 -1의 값을 가질 수 있다.
그러면, 첩 심볼의 순열번호가
Figure 112008031371412-PAT00090
이고, 서브첩의 번호
Figure 112008031371412-PAT00091
인 복소 정보의 순열
Figure 112008031371412-PAT00092
는
Figure 112008031371412-PAT00093
와
Figure 112008031371412-PAT00094
의 합으로 표현될 수 있다.
Figure 112008031371412-PAT00095
는 서브첩 신호의 중심 주파수이다. 이는 첩 심볼 타입 인덱스
Figure 112008031371412-PAT00096
과 서브첩 번호인
Figure 112008031371412-PAT00097
에 의해 정해진다.
여기서,
Figure 112008031371412-PAT00098
는 서브첩 신호의 특성을 나타내는 상수이며, 예컨대
Figure 112008031371412-PAT00099
값이 사용될 수 있다. 그리고,
Figure 112008031371412-PAT00100
는 시간 0을 중심으로 서브첩의 양쪽 끝과 그 밖에서 0 값을 가지는 윈도우 함수(window function)이며,
Figure 112008031371412-PAT00101
는 첩신호의 기울기로 +1은 업첩을 의미하고, -1은 다운첩을 의미한다.
그리고,
Figure 112008031371412-PAT00102
은 하기 수학식 3에 나타난 바와 같이 실제 서브첩의 시작 시간을 정의한다. 이는 첩 심볼의 평균시간인
Figure 112008031371412-PAT00103
과 서브첩 신호구간인
Figure 112008031371412-PAT00104
에 의해 결정된다.
Figure 112008031371412-PAT00105
한편, 상기 수학식 3에서
Figure 112008031371412-PAT00106
은 2개의 첩 심볼 사이에 적용되는 시간 간격을 결정하는 상수이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면에 의거하여 상세히 설명하기로 한다.
한편, 다음에 예시하는 본 발명의 실시예는 여러 가지 다른 형태로 변형할 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시예에 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 실시예는 당 업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 더욱 완전하게 설명하기 위하여 제공된다.
도 5는 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 일 실시예를 도시한 것이다.
도 5를 참조하면, 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 일 실시예는 아날로그-디지털 변환기(510), 차분 검출기(Differential Detector)(520), 누적기(Accumulator)(530), 디코더(Decoder)(540), 결정부(Decisioner)(550) 등을 포함한다.
우선, 아날로그-디지털 변환기(510)는 안테나를 통해 수신된 아날로그 DBO- CSS 신호를 디지털 신호로 변환한다.
그리고, 차분 검출기(520)는 디지털 신호로 변환된 현재의 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00107
,
Figure 112008031371412-PAT00108
,
Figure 112008031371412-PAT00109
,
Figure 112008031371412-PAT00110
}에 이전 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00111
,
Figure 112008031371412-PAT00112
,
Figure 112008031371412-PAT00113
,
Figure 112008031371412-PAT00114
}의 켤레복소수를 동일한 위치의 코드간에 곱하여 전술한 바와 동일한 방법으로 {
Figure 112008031371412-PAT00115
,
Figure 112008031371412-PAT00116
,
Figure 112008031371412-PAT00117
,
Figure 112008031371412-PAT00118
}을 검출한다.
그리고, 누적기(530)는 이를 4개의 서브첩 구간에 대하여 누적함으로써 확산된 서브첩을 역확산하고, 디코더(540)는 누적기(530)에서 역확산된 서브첩을 이원 직교 복호화한다.
결정부(550)는 복호화된 값들에 대하여 송신 신호와 가장 유사한 최대의 에너지를 가지는 값을 선택함으로써 수신 신호를 복원한다.
도 6은 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 다른 실시예를 도시한 것이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 다른 실시예는 아날로그-디지털 변환기(610), 정합 필터(Matched Filter)(620), 차분 검출기(Differential Detector)(630), 디코더(Decoder)(640), 및 결정부(Decisioner)(650) 등을 포함한다.
아날로그-디지털 변환기(610)는 안테나를 통해 수신된 아날로그 DBO-CSS 신호를 디지털 신호로 변환한다.
정합 필터(620)는 4개의 서브첩에 각각 대응되는 4개의 필터를 포함하도록 구성되어, 입력된 신호에 대하여 각각의 해당 서브첩만 통과시킨다. 참고로, 본 실시예는 정합 필터를 이용하기 때문에 제1 실시예에 비해 잡음의 영향을 크게 줄여 성능을 향상시킬 수 있다. 차분 검출기(630)는 현재의 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00119
,
Figure 112008031371412-PAT00120
,
Figure 112008031371412-PAT00121
,
Figure 112008031371412-PAT00122
}에 이전 심볼 스트림 {
Figure 112008031371412-PAT00123
,
Figure 112008031371412-PAT00124
,
Figure 112008031371412-PAT00125
, }의 켤레복소수를 동일한 위치의 코드간에 곱하여 {
Figure 112008031371412-PAT00127
,
Figure 112008031371412-PAT00128
, ,
Figure 112008031371412-PAT00130
}를 검출한다.
이 경우, 차분 검출기(630)는 4개의 필터에 각각 대응되어 해당 심볼을 차분 검출하도록 구성될 수 있다. 이에 따라 각 심볼은 병렬적으로 처리되며, 제1 실시예의 누적기(530)가 생략될 수 있다. 한편, 디코더(640)는 그 결과를 이원 직교 복호화하고, 결정부(650)는 복호화된 값들에 대하여 가장 개연성이 높은 값을 선택함으로써 수신 신호를 복원한다.
도 7은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치를 도시한 것이다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치는 아날로그-디지털 변환부(710), 정합 필터(720), 상관 메트릭(correlation metric) 산출부(730), 브랜치 메트릭(branch metric) 산출부(740), 패스 메트릭(path metric) 산출부(750), 결정부(760) 등을 포함한다.
본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치는 차분적 이원 직교 부호 이득(differentially biorthogonal coding gain)을 얻기 위하여 차분관계를 이용한 트랠리스(trellis) 다이어그램을 사용한다. 차분관계를 이 용한 트랠리스(trellis) 다이어그램은 도 8에 도시된 바와 같다.
도 7의 상술에 앞서, 도 8의 차분관계를 이용한 트랠리스(trellis) 다이어그램을 발명의 구성의 명확화를 위해 우선 상술하기로 한다.
도 8에서, 각 스테이지(stage)는 각 풀첩을 나타내며, 각 상태(state)에는 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩의 상대적인 위상들의 조합을 나타낸다.
예를 들어, 송신하기 위한 풀첩의 위상이 [
Figure 112008031371412-PAT00131
,
Figure 112008031371412-PAT00132
,
Figure 112008031371412-PAT00133
,
Figure 112008031371412-PAT00134
]라면, 트랠리스 다이어그램에 따른 풀첩의 상태는 첫 번째 서브첩인
Figure 112008031371412-PAT00135
를 기준으로 나머지 서버첩의 상대적인 위상으로 나타내게 되며, 트랠리스 다이어그램에 따른 풀첩의 상태는 [
Figure 112008031371412-PAT00136
,
Figure 112008031371412-PAT00137
,
Figure 112008031371412-PAT00138
]가 된다.
한편, DBO-CSS에서 서브첩 간의 위상차는 [0, π/2, π, -π/2]의 4 가지가 가능하므로 총 상태의 수는 43=64가 된다.
아울러, 도 7을 참조하여 상술하면, 상기 도6과 마찬가지로, 아날로그-디지털 변환부(710)는 안테나를 통해 수신된 아날로그 DBO-CSS 신호를 디지털 신호로 변환한다.
그리고, 정합 필터(720)는 4개의 서브첩에 각각 대응되는 4개의 필터를 포함하도록 구성되어, 디지털 변환된 DBO-CSS 신호에 대하여 각각의 해당 서브첩만 통과시켜 상관 메트릭 산출부(730)로 전송한다.
한편, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치는 상관 메트릭(Correlation Metric; CM), 브랜치 메트릭(Branch Metric; BM), 패스 메트릭(Path Metric; PM)을 이용하여 원 신호를 복원하는 것을 특징으로 한다.
상관 메트릭 산출부(720)는, 전술한 트랠리스 다이어그램과 관련하여, 발생 가능한 모든 상태에 대한 수신 신호간의 상관 메트릭을 구한다. 이는 서브첩 4개에 대한 에너지를 구하는 것으로, 산출된 상관 메트릭들 중 최대의 에너지를 가지는 경우가 송신 신호와 가장 유사한 서브첩의 조합에 해당하게 된다. 상관 메트릭은 예컨대 하기 수학식 4에 의해서 구해질 수 있다.
Figure 112008031371412-PAT00139
상기 수학식 4에서,
Figure 112008031371412-PAT00140
는 풀첩 번호,
Figure 112008031371412-PAT00141
은 상기 풀첩의 특정 서브첩을 기준으로 정해진 나머지 서브첩의 상대적인 위상들의 조합으로 표현되는 상태번호,
Figure 112008031371412-PAT00142
는 수신 신호
Figure 112008031371412-PAT00143
의
Figure 112008031371412-PAT00144
번째 풀첩의
Figure 112008031371412-PAT00145
번째 서브첩 신호를 나타낸다. 그리고,
Figure 112008031371412-PAT00146
는
Figure 112008031371412-PAT00147
를 넘지 않는 최대 정수 값을 의미한다.
상기 수학식 4에 의해 송신 신호와 같은 상태값으로 상관 메트릭을 계산하게 되면 신호의 에너지가 특정 서브첩과 같은 방향으로 하나의 풀첩내의 서브첩이 같은 방향으로 모이게 되는 결과를 얻게 된다. 이는 도 9a 내지 도 9c에 도시된 바와 같다.
도 9a 내지 도 9c는 도 7의 상관 메트릭 산출부(720)에서의 상관 메트릭을 구하는 과정을 도식화한 것이다.
이는 하나의 풀첩
Figure 112008031371412-PAT00148
에 대하여 0번째 서브첩을 기준으로 하여 나머지 서브첩이 같은 방향을 가지도록 나머지 서브첩의 위상을 보정하게 된다.
즉, 도 9a에서와 같이 서로 다른 위상을 가지는 서브첩에 대하여, 도 9b에서와 같이 0번째 서브첩을 기준으로 상기 수학식 4에 따라 상관 메트릭을 연산하여 위상을 보정함으로써, 도 9c에 따라 서브첩이 모두 동일한 위상을 가지도록 보정할 수 있다.
이와는 달리, 송신신호와 다른 상태값으로 상관 메트릭을 계산하게 되면, 위상이 첫 번째 서브첩과 다르고, 신호의 크기가 감쇄된 형태로 나타난다.
상관 메트릭의 계산이 끝나면, 브랜치 메트릭 산출부(740)는 인접 스테이지 즉, 인접한 풀첩과 차분 위상을 계산하여 브랜치 메트릭을 구한다.
본 발명에 따른 DBO-CSS에서는 풀첩 단위의 차분 변조가 이루어지며, 차분 변조시 각 서브첩에 할당되는 차분 위상값은 이원 직교(biorthogonal) 관계를 유지하므로, 본 발명에서는 이원 직교 관계에 있는 인접 스테이지인 풀첩 간의 서브첩을 기준으로 한 서브첩의 상태 간의 차분 위상을 계산하였다.
하기 수학식 5는 브랜치 메트릭에 대한 계산식을 나타낸다. 여기서, 송신신호와 같은 상태값으로 연산된 상관 메트릭간의 브랜치 메트릭값은 다른 경우에 비 하여 최대 에너지를 가지며, 그 위상은 0번째 서브첩간의 위상차이에 해당하는 [0, π/2, π, -π/2]중 하나가 된다.
하기 수학식 5에서
Figure 112008031371412-PAT00149
는 이원 직교 지시자(biorthogonal indicator)로 특정 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 동일한 인덱스를 가지는 서브첩 간의 관계가 이원 직교하면 1, 아니면 0을 나타낸다.
Figure 112008031371412-PAT00150
상기 수학식 5에서
Figure 112008031371412-PAT00151
는 풀첩 번호를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00152
는 상기
Figure 112008031371412-PAT00153
번째 풀첩의 서브첩 번호를 의미하며,
Figure 112008031371412-PAT00154
는
Figure 112008031371412-PAT00155
번째 풀첩의 서브첩 번호를 의미한다.
이와 같이, 브랜치 메트릭의 계산이 완료되면 일반적인 차분 위상 복호기에 사용되는 결정 방식을 적용하여
Figure 112008031371412-PAT00156
이 최대인
Figure 112008031371412-PAT00157
에 따라 수신 신호를 복원할 수 있다. 여기서,
Figure 112008031371412-PAT00158
이다.
한편, 패스 메트릭 산출부(750)는 브랜치 메트릭(BM)을 이용하여 하기 수학식 6과 같이 패스 메트릭(PM)을 계산한다.
Figure 112008031371412-PAT00159
상기 수학식 6에서
Figure 112008031371412-PAT00160
는
Figure 112008031371412-PAT00161
의 실수값을,
Figure 112008031371412-PAT00162
는
Figure 112008031371412-PAT00163
의 허수값을 의 미한다.
마찬가지로, 상기 수학식 6에서
Figure 112008031371412-PAT00164
는 풀첩 번호를 의미하고,
Figure 112008031371412-PAT00165
는 상기
Figure 112008031371412-PAT00166
번째 풀첩의 서브첩 번호를 의미하며,
Figure 112008031371412-PAT00167
는
Figure 112008031371412-PAT00168
번째 풀첩의 서브첩 번호를 의미한다.
한편, 채널 경로가 복수 개인 다중 경로 채널 환경에서는, 다중 경로 채널을 위한 상기 수학식 5을 하기 수학식 7과 같이 변경하여 레이크 수신기를 구성할 수 있다.
Figure 112008031371412-PAT00169
수학식 7에서,
Figure 112008031371412-PAT00170
은 다중 경로 번호,
Figure 112008031371412-PAT00171
은 다중 경로의 수 즉, 핑거의 수를 의미한다.
마지막으로, 결정부(760)는 산출된 패스 메트릭을 참조하여 최대 에너지 경로(path)를 찾아 송신 신호를 역추적함으로써 수신단에서의 수신 신호를 복원한다.
도 10은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법의 흐름도를 도시한 것이다.
한편, 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법은 전술한 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치와 기술적 개념이 동일한 바, 중복된 상술은 가급적 생략하기로 한다.
도 10을 참조하면, 우선 송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송 된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다(S1010).
그 다음, 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하여 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 생성한다(S1020).
차분적 이원 직교 첩 스프레드 스펙트럼은 복수 개의 서로 다른 서브첩으로 구성되어 있으며, 이원 직교 코드는 각각의 서브첩에 의해 확산되는 구조를 가지게 된다.
이와 같이 확산된 신호를 역확산시켜 가장 높은 신호 대 잡음비를 가지는 신호로 복원하기 위한 최적의 방법은 각 서브 첩의 샘플값의 켤레 복소수를 필터의 계수로 가지는 정합필터를 이용하는 것이다.
특히, 본 발명에서는 정합 필터의 갯수를 4개로 설정할 수 있으며, 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼에서 사용되는 네 개의 서브 첩은 실수 및 허수의 계수가 순서나 부호가 다를 뿐 모두 같다는 특성을 이용하여 정합 필터를 구성할 수 있다.
이와 같이, 본 발명에서 사용되는 정합 필터는 복소 필터를 사용하여, 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하게 된다.
그 다음, 상기 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하여 상관 메트릭을 산출한다(S1030).
상관 메트릭은 전술한 트랠리스 다이어그램과 관련하여 발생가능한 모든 상태에 대한 수신 신호 간의 상관 메트릭을 구한다.
이는 서브첩 4개에 대한 에너지를 구하는 것으로 산출된 상관 메트릭 중 최대의 에너지를 가지는 경우가 송신 신호와 가장 유사한 서브첩의 조합에 해당하게 된다.
여기서, 상관 메트릭은 상기 수학식 4에 동일하게 연산되며, 상기 수학식 4에 의해 상관 메트릭을 연산하게 되면, 신호의 에너지가 풀첩 내에서 특정 서브첩과 같은 방향으로 모이게 되는 결과를 얻게 된다.
상세하게는, 상기 상관 메트릭은 상기 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 상기 풀첩에 속하는 나머지 서브첩들의 위상을 보정하고, 상기 보정된 서브첩들의 위상으로 구성되는 풀첩 상태 조합을 생성하고, 상기 풀첩 상태 조합의 인덱스 및 상기 풀첩에 속하는 각각의 서브첩에 따라 상관 메트릭을 생성한다.
그 다음, 상기 산출된 상관 메트릭에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 산출한다(S1040).
브랜치 메트릭은 상기 풀첩, 상기 풀첩에 속하는 서브첩, 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브첩, 및 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브첩 간의 이원 직교 여부에 따라 결정되는 이원 직교 지시자에 의해 상기의 수학식 5에 의해 연산될 수 있다.
그 다음, 상기 산출된 브랜치 메트릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩 의 패스 메트릭을 연산한다(S1050).
패스 메트릭은 브랜치 메트릭의 누적 에너지를 연산하여 가장 가능성이 높은 트랠리스 패스를 선택할 수 있도록 하는 것으로, 에너지 누적과 최대 에너지 경로 선택의 과정으로 구성된다.
상기 패스 메트릭은 풀첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00172
이고, 상기
Figure 112008031371412-PAT00173
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00174
이며,
Figure 112008031371412-PAT00175
번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
Figure 112008031371412-PAT00176
이고,
Figure 112008031371412-PAT00177
는
Figure 112008031371412-PAT00178
의 실수값이고,
Figure 112008031371412-PAT00179
는
Figure 112008031371412-PAT00180
의 허수값이며, 브랜치 메트릭이
Figure 112008031371412-PAT00181
일 때 상기의 수학식 6에 따라 연산된다.
아울러, 채널 경로가 복수 개인 다중 경로 채널 환경에서는 다중 경로 채널을 위하여 상기의 수학식 7에 따라 패스 메트릭을 연산하여 레이크 수신기를 구현할 수 있다.
마지막으로, 상기 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원한다(S1060).
패스 메트릭의 최종 단계에서 최대 에너지를 가지는 경로는 송신되었을 가능성이 가장 높은 트랠리스 경로이므로, 이 경로를 역추적하면 가장 가능성이 높은 트랠리스 경로를 찾아낼 수 있다.
찾아낸 경로에 해당하는 입력값을 이용하여 신호를 복원하게 되면, 가장 오류 확률이 낮은 신호를 복원해 낼 수 있다.
상기와 같이 패스 패트릭이 구성되면, 이를 기반으로 가장 큰 에너지 값을 가지는 패스 메트릭을 기반으로 송신단에서 송신된 신호를 추정할 수 있으며, 이에 따라 추정된 신호를 송신단에서 송신한 송신 신호로 하여 수신단에서 상기 송신 신호를 복원하게 된다.
한편, 도 11a 및 도 11b는 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치에 있어서 실시 상태 별로 AWGN 채널에서의 수신 성능을 비교한 그래프로서, 11a는 BER을, 12b는 PER을 기준으로 본 발명과 각 실시 상태를 비교하였다.
도 11a 및 도 11b에서 그래프(1110)은 수신기의 신호 수신 성능의 기준으로써, 이원 직교 부호화 후에 코히어런트 QPSK 변조하고, 코히어런트하게 수신된 신호를 의미한다.
이 방법의 성능은 제안된 수신기가 가질 수 있는 최대 성능의 한계치를 나타내기 위하여 그래프로 도시하였으면, BER의 경우 코히어런트한 방식의 2배, PER의 경우 코히어런트한 방식과 동일한 성능을 나타낼 때가 DBO-CSS 수신기의 성능의 한계가 된다.
차분 위상 변조 방식은 코히어런트한 방식이 심볼 오류가 하나의 심볼 단위로 나타나는 것에 비하여 심볼 오류가 쌍으로 나타나게 되므로, BER은 코히어런트한 방식에 비하여 2배 높게 나타나게 되고, 오류가 쌍으로 나타나더라도 하나이 패킷 오류를 나타내는 것은 동일하므로, 코히어런트한 방식과 동일한 PER을 가지게 된다.
그래프(1120)는 상기 도 4에 따른 일반적인 신호 수신기의 신호 수신 성능 그래프를 도시한 것이고, 그래프(1130)는 BM만을 이용한 신호 수신기의 신호 수신 성능 그래프를 도시한 것이고, 그래프(1140)는 BM 및 PM을 이용한 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펨트럼 신호의 수신 장치의 신호 수신 성능 그래프를 도시한 것이다.
도 11a에 의하면, AWGN 채널의 환경에서 시뮬레이션 한 결과, 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펨트럼 신호의 수신 장치의 신호 수신 성능이 BM만을 이용한 신호 수신기의 신호 수신 성능보다 우수함은 물론 일반적인 신호 수신기에 비하여 약 2.5dB의 SNR 성능 향상을 가져올 수 있음을 확인할 수 있었다.
BER의 경우, 코히어런트하게 변조한 방식에 비하여 동일한 EbNo에서 약 2배의 BER을 가지는 것은 코히어런트하게 수신한 DPQSK와 QPSK의 BER 성능 차이와 동일하였다.
도 11b에 의하면, BER의 경우에도 마찬가지로 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펨트럼 신호의 수신 장치의 신호 수신 성능이 BM만을 이용한 신호 수신기의 신호 수신 성능보다 우수함은 물론 일반적인 신호 수신기에 비하여 마찬가지로 약 2.5dB의 SNR 성능 향상을 가져올 수 있음을 확인할 수 있었다.
본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 하여 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다.
그러나, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위 내에 있다고 보아야 한다.
따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사사에 의해서 정해져야 할 것이다.
도 1은 첩 신호의 주파수 파형을 도시한 것이다.
도 2는 4개의 서브첩(sub chirp)이 하나의 풀첩(full chirp)을 형성하는 DBO-CSS 신호를 일 례를 도시한 것이다.
도 3은 도 2에 따른 서브첩의 서로 다른 복수 조합으로 이루어진 풀첩을 시간-주파수 영역에서 도시한 것이다.
도 4는 본 발명에 적용되는 DBO-CSS 신호의 송신 장치의 일 실시예에 따른 블록도이다.
도 5는 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 일 실시예를 도시한 것이다.
도 6은 본 발명에 적용되는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치의 다른 실시예를 도시한 것이다.
도 7은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치를 도시한 것이다.
도 8은 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩의 상대적인 위상들의 조합을 도시한 것이다.
도 9a 내지 도 9c는 도 7의 상관 메트릭 산출부(720)에서의 상관 메트릭을 구하는 과정을 도식화한 것이다.
도 10은 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법의 흐름도를 도시한 것이다.
도 11a 및 도 11b는 본 발명에 따른 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치에 있어서 실시 상태 별로 AWGN 채널에서의 수신 성능을 비교한 그래프이다.

Claims (11)

  1. 송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환부;
    상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하는 복수 개의 정합 필터를 포함하는 정합 필터부;
    상기 정합 필터에 따라 생성된 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하는 상관 메트릭 산출부;
    상기 상관 메트릭 산출부에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 생성하는 브랜치 메트릭 산출부;
    상기 브랜치 메트릭 산출부에서 산출된 브랜치 메트릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩의 패스 메트릭을 연산하는 패스 메트릭 산출부; 및
    상기 패스 메트릭 산출부에 의해 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원하는 결정부를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 상관 메트릭 산출부는
    상기 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 상기 풀첩에 속하는 나머지 서브첩들의 위상을 보정하고, 상기 보정된 서브첩들의 위상으로 구성되는 풀첩 상태 조합을 생성하는 풀첩 상태 생성 모듈을 포함하되,
    상기 풀첩 상태 생성 모듈에 의해 생성된 풀첩 상태 조합의 인덱스 및 상기 풀첩에 속하는 각각의 서브첩에 따라 상관 메트릭을 생성하는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 풀첩은 4개의 서브첩으로 이루어지되,
    상기 상관 메트릭
    Figure 112008031371412-PAT00182
    은
    상기 수신 신호
    Figure 112008031371412-PAT00183
    의 풀첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00184
    이고, 상기
    Figure 112008031371412-PAT00185
    풀첩의 서브첩 인덱스가 이고, 상기 풀첩 상태 조합의 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00187
    이고, 0 번째 서버첩을 기준으로 하기의 식 1에 의해 연산되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
    Figure 112008031371412-PAT00188
    (1)
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 브랜치 메트릭
    Figure 112008031371412-PAT00189
    은
    Figure 112008031371412-PAT00190
    는 풀첩 인덱스를 의미하고,
    Figure 112008031371412-PAT00191
    는 상기
    Figure 112008031371412-PAT00192
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하며,
    Figure 112008031371412-PAT00193
    는
    Figure 112008031371412-PAT00194
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하고,
    Figure 112008031371412-PAT00195
    가 이원 직교 지시자를 의미할 때, 하기의 식 2에 의해 연산되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
    Figure 112008031371412-PAT00196
    (2)
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 브랜치 메트릭
    Figure 112008031371412-PAT00197
    은
    상기 송신 신호가 수신되는 채널 경로가 복수 개인 다중 채널 경로일 때,
    Figure 112008031371412-PAT00198
    는 풀첩 인덱스를 의미하고,
    Figure 112008031371412-PAT00199
    는 상기
    Figure 112008031371412-PAT00200
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하며,
    Figure 112008031371412-PAT00201
    는
    Figure 112008031371412-PAT00202
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스를 의미하고,
    Figure 112008031371412-PAT00203
    가 이원 직교 지시자를 의미하고,
    Figure 112008031371412-PAT00204
    이 상기 다중 채널 경로의 인덱스일 경우, 하기의 식 3에 의해 연산되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
    Figure 112008031371412-PAT00205
    (3)
  6. 제 4 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 이원 직교 지시자는
    Figure 112008031371412-PAT00206
    번째 풀첩과 인접한 직전의
    Figure 112008031371412-PAT00207
    번째 풀첩의 서브첩 간의 이원 직교 여부에 따라 이원 직교 지시값이 결정되며,
    상기 서브첩 간의 관계가 상호 이원 직교하면 1의 값을 가지고, 이원 직교하지 않으면 0의 값을 가지는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 패스 메트릭
    Figure 112008031371412-PAT00208
    은
    풀첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00209
    이고, 상기
    Figure 112008031371412-PAT00210
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00211
    이며,
    Figure 112008031371412-PAT00212
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00213
    이고,
    Figure 112008031371412-PAT00214
    는
    Figure 112008031371412-PAT00215
    의 실수값이고,
    Figure 112008031371412-PAT00216
    는
    Figure 112008031371412-PAT00217
    의 허수값이며, 브랜치 메트릭이
    Figure 112008031371412-PAT00218
    일 때, 하기의 식 4에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 장치.
    Figure 112008031371412-PAT00219
    (4)
  8. 송신단에서 차분적 이원 직교 코드로 변조되어 전송된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 디지털 신호 변환 단계;
    상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호에 크로스 코릴레이션을 수행하여, 수신 복소 샘플로 이루어진 각각의 서브 첩 신호로 분할하여 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 생성하는 단계;
    상기 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호를 구성하는 풀첩 중 미리 결정된 특정의 서브첩을 기준으로 나머지 서브첩들의 위상을 보정하여 상관 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 산출된 상관 메트릭에 따라 위상이 보정된 서브첩들을 포함하는 풀첩을 기준으로 인접한 직전의 풀첩과의 차분 위상을 연산하여 브랜치 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 산출된 브랜치 메트릭을 이용하여 상기 풀첩에 속하는 서브첩의 패스 메트릭을 연산하는 단계; 및
    상기 산출된 패스 메트릭에 따라 최대 에너지 경로를 역추적함으로써 상기 송신단에서 전송된 신호를 복원하는 단계를 포함하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 상관 메트릭을 산출하는 단계는
    상기 풀첩의 첫 번째 서브첩을 기준으로 상기 풀첩에 속하는 나머지 서브첩들의 위상을 보정하고, 상기 보정된 서브첩들의 위상으로 구성되는 풀첩 상태 조합을 생성하는 단계; 및
    상기 풀첩 상태 조합의 인덱스 및 상기 풀첩에 속하는 각각의 서브첩에 따라 상관 메트릭을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 브랜치 메트릭은
    상기 풀첩, 상기 풀첩에 속하는 서브첩, 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브첩, 및 상기 풀첩과 인접한 직전의 풀첩의 서브첩 간의 이원 직교 여부에 따라 결정되는 이원 직교 지시자에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 패스 메트릭
    Figure 112008031371412-PAT00220
    은
    풀첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00221
    이고, 상기
    Figure 112008031371412-PAT00222
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00223
    이며,
    Figure 112008031371412-PAT00224
    번째 풀첩의 서브첩 인덱스가
    Figure 112008031371412-PAT00225
    이고,
    Figure 112008031371412-PAT00226
    는
    Figure 112008031371412-PAT00227
    의 실수값이고,
    Figure 112008031371412-PAT00228
    는
    Figure 112008031371412-PAT00229
    의 허수값이며, 브랜치 메트릭이
    Figure 112008031371412-PAT00230
    일 때, 하기의 식 5에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 차분적 이원 직교 첩 확산 스펙트럼 신호의 수신 방법.
    Figure 112008031371412-PAT00231
    (5)
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