KR20080077959A - 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛 - Google Patents

신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛 Download PDF

Info

Publication number
KR20080077959A
KR20080077959A KR1020087012114A KR20087012114A KR20080077959A KR 20080077959 A KR20080077959 A KR 20080077959A KR 1020087012114 A KR1020087012114 A KR 1020087012114A KR 20087012114 A KR20087012114 A KR 20087012114A KR 20080077959 A KR20080077959 A KR 20080077959A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
unit
filter
frequency
frequency range
Prior art date
Application number
KR1020087012114A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101044864B1 (ko
Inventor
벵트 린도프
레이프 빌헬름손
Original Assignee
텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) filed Critical 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Publication of KR20080077959A publication Critical patent/KR20080077959A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101044864B1 publication Critical patent/KR101044864B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

신호를 생성하기 위한 신호 생성 유닛(100)이 제공된다. 신호 생성 유닛은, 출력 신호를 생성하는 IFFT 유닛(101); 상기 IFFT 유닛에 유기적으로 접속된 필터 유닛(102) 및; 상기 IFFT 유닛 및 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되는 감산기(103)를 포함하는데, 상기 감산기는 상기 출력 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성된다. 신호를 수신하기 위한 신호 수신 유닛(200, 300)이 제공된다. 신호 생성 유닛은, 필터 유닛(202, 302); 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되는 감산기(203, 303) 및; 상기 감산기에 유기적으로 접속되는 FFT 유닛(201, 301)을 포함한다. 신호를 수신하고 생성하는 방법이 또한 제공된다.
신호 생성 유닛, IFFT 유닛, 필터 유닛, 감산기, 신호 수신 유닛, FFT 유닛

Description

신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛{SIGNAL GENERATING UNIT AND SIGNAL RECEIVING UNIT}
본 발명은 신호 생성 유닛, 신호 수신 유닛, 신호 생성 방법 및 신호 수신 방법에 관한 것이다.
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 고속 무선 응용을 위한 액세스 기술이다. 예컨대, OFDM은, IEEE 802.11 a and g와 같은 WLAN (Wireless Local Area Network)의 여러 버전 및, DVB-T (Digital Video Broadcast - Terrestrial), DVB-H (DVB Handheld), 및 DAB (Digital Audio Broadcast)와 같이 방송을 위한 여러 표준에 이용된다. OFDM에 따른 하나의 이점은, 여러 사용자를 여러 부반송파에 할당함으로써, 간단한 방식으로 셀룰러 시스템 내의 다운링크 다중 접근을 행할 수 있다는 것이다. OFDM에 따른 다른 이점은, 이용되지 않는 부반송파를 디스에이블(disable), 즉, 하나 이상의 그룹의 부반송파를 널(nul)할 수 있다는 것이다.
부반송파의 디스에이블링은, GSM (Global System for Mobile communication)과 같은 협대역 시스템과 OFDM과 같은 광대역 시스템의 중첩을 위해 이용된다. 즉, 2개의 시스템은 중첩 주파수 대역을 이용하지만, 광대역 시스템의 스펙트럼은 협대 역 시스템과의 최소 간섭을 위해 형태가 취해진다. 이런 종류의 중첩의 가능성은 이미 저속 협대역 시스템에 의해 이용된 주파수 스펙트럼에 새로운 고속 광대역 시스템의 도입을 간략화한다.
오버랩 주파수 대역이 유용한 것으로 계획된 일례는 기존 2G (GSM) 주파수 스펙트럼에 광대역 시스템을 발전시킨 것이다. GSM는, 주파수 호핑이 주파수 다이버시티를 개선할 뿐만 아니라 간섭 레벨을 평균화하기 위해 도입되는 주파수 호핑 TDMA (Time Division Multiple Access) 통신 시스템이다. GSM 시스템 내의 반송파의 그룹을 디스에이블함으로써, GSM 시스템과 동시에 동작할 수 있는 광대역 OFDM 통신 시스템에 대한 룸(room)을 형성할 수 있다.
오버랩 주파수 대역이 유익한 것으로 계획될 수 있는 다른 예는, 예컨대, IEEE 802.11g에 기초로 한 WLAN 시스템이 Bluetooth 표준에 따라 구성된 시스템과 동일 장소에 배치될 시이다. 양방의 시스템은 2.45 GHz 주변의 비허가 ISM (Industrial Scientific Medical) 대역에서 동작하며, 이의 폭은 단지 약 80 MHz이다. 그래서, 이런 종류의 중첩 부분은 Bluetooth 시스템 및 WLAN 시스템을 동일 장소에 배치하는데 유용할 수 있다. 현재, 802.11b에 기초로 하는 WLAN과 Bluetooth 간의 2.45 GHz 대역 내의 공존(co-existence)은, AWMA (Alternating Wireless Medium Access) 또는 PTA (Packet Traffic Arbitration)을 통해 매체의 시간 공유에 기초로 한다.
상술한 바와 같이, 즉, 원래 협대역 시스템에 의도된 대역폭을 기본적으로 감소시킴으로써 광대역 시스템을 도입하는 것은 문제가 되는데, 그 이유는 이런 식 의 기존의 시스템의 성능은 심각히 저하될 수 있기 때문이다. 오히려, 공존의 더욱 유연한 수단을 고려하기 위해서는, 광대역 시스템이 협대역 시스템에 의해 이용된 주파수에서 그의 출력 전력을 확실히 감소시킴으로써, 광대역 시스템 및 협대역 시스템이 오버랩 주파수를 이용할 수 있을 경우에 유익하다. 이런 점에서, 거의 이상적 중첩 상황은, 광대역 시스템이 도입되고, 협대역 시스템에 대한 성능이 거의 영향을 받지 않는 결과, 즉, 상황이다. 광대역 시스템이 OFDM에 기초로 하는 경우, 이를 달성하기 위한 본래의 접근법은, 협대역 시스템과 동일한 주파수를 이용하는 부반송파에 관한 어떤 것을 송신하지 않는데 기초로 한다.
협대역 시스템에 이용되는 대역폭만을 통해 광대역 시스템의 부반송파를 디스에이블하기 위한 간단한 솔루션이 충분치 않음이 발견되었다. 이의 이유는, 실질적 누출(substantial leakage)이 OFDM 시스템에 대한 송신기측에서의 IFFT 및 수신기측에서의 FFT의 양방에서 경험이 있을 수 있다는 사실이다. 이런 누출은 시스템 간의 간섭이 원하는 만큼 많이 감소되지 않는 결과를 갖는다.
송신기(TX)측에서의 누출은, 광대역 시스템에 대한 부반송파가 디스에이블된 어떤 주파수 범위 내에서 광대역 시스템에서 협대역 시스템까지 간섭을 유발시킬 것이다. 수신기(RX)측에서의 누출은 광대역 시스템이 이 주파수 범위 내에서 송신된 신호로부터 협대역 시스템에서의 간섭을 경험할 것이며, 여기서, 부반송파는 광대역 시스템의 주파수 대역 내에서 디스에이블되었다.
누출을 감소시키기 위한 하나의 솔루션은, 협대역 시스템에 의해 이용된 대역폭을 초과한 대역폭에 상응하는 광대역 시스템의 많은 부반송파를 널(null)시키 는 것이다. GSM을 일례로서 취하면, 예컨대, 각 200 kHz GSM 반송파에 대해 광대역 시스템 내에 0.5 MHz 홀(hole) 또는 주파수 범위를 생성시킨다. 이 접근법에 따른 결점은, 스펙트럼의 부분이 전혀 이용되지 않지만, 2개의 시스템 간의 보호 대역만의 역할을 한다는 것을 의미하므로, 스펙트럼 효율을 심각하게 저하시킨다. 누출을 감소시키기 위한 다른 솔루션은 펄스형의 OFDM을 도입하는 것이다. 그러나, 펄스형의 OFDM 솔루션에 따른 문제점은 일반적으로 예컨대 심볼간 간섭을 극복하기 위해 더욱 복잡한 채널 평가 절차 및 등화기를 필요로 하여, 단말기의 신호 처리 복잡성이 증대된다는 것이다.
제 1 실시예에 따르면, 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 생성하는 신호 생성 유닛으로서, 상기 신호 생성 유닛은 하나 이상의 주파수 범위 내의 반송파 주파수를 적어도 일시 디스에이블하도록 구성되며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 생성 유닛은, 출력 신호를 생성하는 IFFT 유닛; 상기 IFFT 유닛에 유기적으로 접속된 필터 유닛으로서, 상기 주파수 범위에 위치되는 출력 신호로부터의 간섭을 걸러내도록(filter out) 구성되는 필터 유닛 및; 상기 IFFT 유닛 및 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되는 감산기(subtractor)로서, 상기 출력 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 감산기를 포함한다.
필터 유닛은 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 제어 가능한 제어 가능 필터 유닛일 수 있다.
필터 유닛은, 상기 주파수 범위 내에서, 상기 신호 생성 유닛에 의해 생성된 신호 및, 상기 제 2 통신 시스템에 의해 생성된 신호의 상대 세기에 따라 제어 가능할 수 있다.
필터 유닛은 상기 주파수 범위 내에서 상기 제 2 통신 시스템에 대한 반송파 주파수의 수에 따라 제어 가능할 수 있다.
필터 유닛은 IFFT 유닛에 유기적으로 접속된 제 1 혼합기, 상기 제 1 혼합기에 유기적으로 접속된 LP 필터 및, 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속된 제 2 혼합기를 포함할 수 있다. 제 1 혼합기는 어떤 주파수를 가진 출력 신호를 DC로 하향 변환하도록 구성될 수 있다. LP 필터는 하향 변환된 신호를 LP 필터링하도록 구성될 수 있다. 제 2 혼합기는 LP 필터링된 신호를 상기 어떤 주파수로 상향 변환하도록 구성될 수 있다.
신호 생성 유닛은 IFFT 유닛에 유기적으로 접속된 등화기를 포함할 수 있다. 이 등화기는, 신호 생성 유닛에 의해 생성되고, 필터 유닛에 의해 영향을 받는 신호의 어떤 주파수를 등화기 함수 E(fk)=1/(1-H(fk))로 증폭하도록 구성될 수 있다.
제 2 실시예에 따르면, 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 수신하는 신호 수신 유닛으로서, 상기 주파수 대역은 제 1 통신 시스템에 대한 반송파 주파수가 적어도 일시 디스에이블되는 주파수 범위를 포함하며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 수신 유닛은, 상기 주파수 범위에 위치되는 수신 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 구성되는 필터 유닛; 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되는 감산기로서, 상기 수신 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 감산기 및; 상기 감산기에 유기적으로 접속되고, 상기 신호 수신 유닛의 수신기 경로 내의 감산기 뒤에 위치되는 FFT 유닛을 포함한다.
상기 신호 수신 유닛의 필터 유닛은 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 제어 가능한 제어 가능 필터 유닛일 수 있다.
상기 신호 수신 유닛의 필터 유닛은 상기 주파수 범위의 대역폭에 따라 제어 가능할 수 있다.
상기 신호 수신 유닛은, 상기 주파수 대역 내의 반송파를 획득하도록 구성되는 QAM 검출기 및, 각 획득된 반송파에 대한 SNR 값을 생성시키도록 구성된 SNR 평가기를 포함할 수 있는데, 상기 필터 유닛은 어떤 생성된 SNR 값에 따라 제어 가능하다.
상기 신호 수신 유닛은 주파수 범위에 걸친 신호 전력을 통합하도록 구성되는 신호 전력 평가기를 포함할 수 있는데, 상기 필터 유닛은 통합된 신호 전력에 따라 제어 가능하다.
상기 신호 생성 유닛은 상기 신호 수신 유닛과 함께 배치될 수 있고, 그 역으로도 배치될 수 있다.
제 3 실시예에 따르면, 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 생성하는 방법으로서, 상기 미리 정해진 주파수 대역은 하나 이상의 주파수 범위 내의 디스에이블된 반송파 주파수를 포함하며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 생성 방법은, IFFT 처리된 출력 신호를 생성하는 단계; 상기 주파수 범위에 위치되는 IFFT 처리된 출력 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 IFFT 처리된 출력 신호를 필터링하는 단계 및; IFFT 처리된 신호로부터 간섭을 감산하는 단계를 포함한다.
상기 신호 생성 방법은 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 신호 생성 방법은 미리 정해진 주파수 대역 내에서 생성된 신호 및, 상기 주파수 범위 내에서 생성된 신호의 상대 세기에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 신호 생성 방법은 상기 주파수 범위 내에서 상기 제 2 통신 시스템에 대한 반송파 주파수의 수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 필터링하는 단계는 어떤 주파수를 가진 IFFT 처리된 출력 신호를 DC로 하향 변환하는 단계, 하향 변환된 신호를 LP 필터링하는 단계 및, LP 필터링된 신호를 상기 어떤 주파수로 상향 변환하는 단계를 포함할 수 있다.
신호 생성 방법은 상기 필터링하는 단계에 의해 영향을 받는 IFFT 처리될 어떤 신호를 함수 E(fk)=1/(1-H(fk))로 증폭하는 단계를 포함할 수 있다.
제 4 실시예에 따르면, 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 수신하는 방법으로서, 상기 주파수 대역은 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되는 제 1 통신 시스템에 대한 반송파 주파수가 적어도 일시 디스에이블되는 제 2 통신 시스템에 대한 주파수 범위를 포함하는 신호 수신 방법은, 상기 주파수 범위에 위치되는 수신 신호로부터의 간섭을 걸러내는 단계; 상기 수신 신호로부터의 간섭을 감산하는 단계 및; 상기 간섭이 감산된 후에 상기 수신 신호를 FFT 처리하는 단계를 포함한다.
상기 신호 수신 방법은 제 2 통신 시스템에 대한 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 신호 수신 방법은 상기 주파수 범위의 대역폭에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 신호 수신 방법은, 상기 주파수 대역 내의 반송파를 획득하는 단계, 각 획득된 반송파에 대한 SNR 값을 생성하는 단계 및, 어떤 생성된 SNR 값에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 신호 수신 방법은 주파수 범위에 걸친 신호 전력을 통합하는 단계 및, 통합된 신호 전력에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
제 5 실시예에 따르면, 컴퓨터 프로그램 제품은, 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 신호를 생성하는 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함한다.
제 6 실시예에 따르면, 컴퓨터 판독 가능 매체는, 상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 신호를 생성하는 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 저장한다.
제 7 실시예에 따르면, 컴퓨터 프로그램 제품은, 상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 신호를 수신하는 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함한다.
제 8 실시예에 따르면, 컴퓨터 판독 가능 매체는, 상기 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 신호를 수신하는 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 저장한다. 본 발명의 추가적 실시예는 종속 청구항에 정의되어 있다.
본 발명의 일부 실시예는 효율을 증대시키는 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛을 제공한다.
본 발명의 실시예들은 주파수 범위 내에서 생성되는 간섭을 감소시키는 것을 고려한다. 따라서, 주파수 범위는 종래 기술의 시스템에 비해 보다 더 좁게 형성될 수 있다. 결과적으로, 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛의 효율은, 예컨대, 개선된 주파수 사용에 의해 개선될 수 있다.
본 명세서에서 이용될 시의 용어 "포함한다/포함하는" 는 제시된 특징, 완전체(integers), 단계 또는 구성 요소의 존재를 지정하는 것으로 취해지지만, 하나 이상의 다른 특징, 완전체, 단계, 구성 요소 또는 이의 그룹의 존재 또는 부가를 배제하지 않는다.
본 발명의 추가적 목적, 특징 및 이점은 본 발명의 다음의 상세한 설명으로부터 자명할 것이고, 첨부한 도면에 대한 참조가 행해진다.
도 1은 신호 생성 유닛의 실시예의 블록도이다.
도 2는 신호 수신 유닛의 실시예의 블록도이다.
도 3은 신호 수신 유닛의 실시예의 블록도이다.
도 4는 신호를 생성하는 방법의 흐름도이다.
도 5는 신호를 수신하는 방법의 흐름도이다.
본 발명의 실시예의 설명을 쉽게 하기 위해, 광대역 OFDM 시스템 및 협대역 GSM 시스템과 관련하여 기술될 것이다. 그러나, 본 발명은 이 응용으로 제한되지 않고, 어느 IEEE 802.11 a 또는 g 또는 802.16 표준에 따른 OFDM 시스템 또는 UWB (Ultra Wide-Band) 시스템과 같은 어떤 광대역 시스템에 적용 가능하고, 이 시스템은 GSM 시스템 또는 Bluetooth 시스템과 같은 협대역 시스템과 공존하기로 되어 있다.
본 발명의 실시예에서, 필터 유닛은 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛의 양방에 제공되어, 주파수 범위에서의 간섭을 걸러내며, 이 주파수 범위는 OFDM 시스템에 대한 주파수 대역 내에서 GSM 반송파가 위치될 수 있는 홀을 제공한다. OFDM 시스템에서, 부반송파는 이 주파수 범위 내에서 디스에이블된다. 걸러낸 간섭은 수신된 송신 신호로부터 감산된다.
신호 생성 유닛에서, 간섭은 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 프로세스에서 생성된 스펙트럼 누출(spectral leakage)일 수 있다. 신호 수신 유닛에서, 간섭은 주파수 범위 내에 위치된 GSM 간섭자(interferers)일 수 있다. 신호 생성 유닛 내의 필터 유닛을 이용함으로써, GSM 반송파에 이용되는 생성된 주파수 범위 내의 OFDM 스펙트럼 누출은 10-20 dB만큼 쉽게 감소되어, GSM 수신기 내의 GSM 대 OFDM 동일 채널 간섭비를 개선할 수 있다. 신호 수신 유닛 내의 필터 유닛은, GSM 반송파의 스펙트럼 누출에 의해 영향을 받는 OFDM 반송파의 수가 상당히 감소된다는 점에서 OFDM 대 GSM 선택도 (OFDM to GSM selectivity)를 상당히 개선한다.
도 1은 신호 생성 유닛(100)의 실시예를 도시한 것이다. 신호 생성 유닛(100)은 IFFT 유닛(101), 필터 유닛(102) 및, 감산기(103)를 포함한다. 신호 생성 유닛(100)은 또한 등화기(104), 가산 유닛(105), 지연 유닛(z-d)(106) 및, 제어기(107)를 포함할 수 있다.
등화기(104)는 (도시되지 않은) 심볼 생성기에 유기적으로 접속될 수 있다. 심볼 생성기는, 입력 신호로서 등화기(104)에 공급되는 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 심볼을 생성하도록 구성될 수 있다. 등화기(104)는 또한 IFFT 유닛(101)에 유기적으로 접속된다. 등화기(104)의 출력 단자는 IFFT 유닛(101)의 입력 단자에 접속될 수 있다. IFFT 유닛(101)는 가산 유닛(105)에 유기적으로 접속된 다. IFFT 유닛(101)의 출력 단자는 가산 유닛(105)의 입력 단자에 접속될 수 있다. 가산 유닛(105)은 지연 유닛(106) 및 필터 유닛(102)에 유기적으로 접속된다. 가산 유닛(105)의 출력 단자는, 지연 유닛(106) 및 필터 유닛(102)의 입력 단자에 접속될 수 있다. 지연 유닛(106) 및 필터 유닛(102)은 또한 감산기(103)에 유기적으로 접속된다. 필터 유닛(102)의 출력 단자는 감산기(103)의 제 1 입력 단자에 접속될 수 있다. 지연 유닛(106)은 감산기(103)의 제 2 입력 단자에 접속될 수 있다. 감산기(103)는 송신기 무선 프론트 엔드(front-end) (Fe TX)에 유기적으로 접속될 수 있다.
도 1의 실시예에서, 필터 유닛(102)은 제어 가능한 필터 유닛이다. 필터 유닛(102)이 제어 가능하면, 그것은 제어기(107)에 유기적으로 접속될 수 있다. 제어기(107)는 필터 유닛(102)을 제어하도록 구성될 수 있다.
도 1의 실시예에서, 필터 유닛(102)은 제 1 혼합기(108), LP (Low-Pass) 필터(109) 및 제 2 혼합기(110)로 구성된다. 제 1 혼합기(108)는 가산 유닛(105)에 유기적으로 접속되어, IFFT 유닛(101), 제어기(107) 및 LP 필터(109)에 유기적으로 접속된다. 제 1 혼합기(108)의 제 1 입력 단자는 가산 유닛(105)의 출력 단자에 접속될 수 있다. 제 1 혼합기(108)의 제 2 입력 단자는 제어기(107)의 출력 단자에 접속될 수 있다. 제 1 혼합기(108)의 출력 단자는 LP 필터(109)의 입력 단자에 접속될 수 있다. 제 2 혼합기(110)는 LP 필터(109), 제어기(107) 및 감산기(103)에 유기적으로 접속된다. LP 필터(109)의 출력 단자는 제 2 혼합기(110)의 제 1 입력 단자에 접속될 수 있다. 제어기(107)의 출력 단자는 제 2 혼합기(110)의 제 2 입력 단자에 접속될 수 있다. 제 2 혼합기(110)의 출력 단자는 감산기(103)의 제 1 입력 단자에 접속될 수 있다.
제어기(107)는 필터 유닛(102)의 특성을 제어하도록 구성될 수 있다. 예컨대, 도 1에 도시된 실시예에서, 제어기는 GSM 반송파 주파수에 관한 정보에 기초로 하여 LP 필터(109)의 필터 파라미터를 제어한다. LP 필터 파라미터는 OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수에 따라 제어될 수 있다. 예컨대, LP 필터(109)의 필터 파라미터는, OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위 내의 GSM 반송파 주파수의 수에 의존할 수 있다. GSM 반송파가 많을수록, LP 필터는 더 넓게 제공된다. (1,2,3,... GSM 반송파로 이루어진 주파수 범위에 대한) 필터 뱅크(bank)는 (도시되지 않은) 메모리 내에 저장된 룩업 테이블(look up table) 내에 저장될 수 있다. 적절한 필터는 GSM 부반송파의 수 및/또는 위치에 따라 필터 뱅크로부터 선택될 수 있다. LP 필터(109)의 파라미터는 또한 OFDM 및 대역내 GSM 신호(inband GSM signal)의 상대 세기에 따라 구성될 수 있다. 주파수 범위 내의 GSM 신호가 IFFT 유닛(101)으로부터 출력되는 OFDM 신호보다 더 강하면, 필터 유닛(102)은 필터가 덜 복잡하도록 구성될 수 있다. 예컨대, 동일한 출력 전력으로, 200kHz 이상의 GSM에 대한 평균 PSD (Power Spectral Density)는 25 배 더 높으며, 이는 14 dB를 의미한다. 극단적인 경우에, GSM 신호는, OFDM 신호로부터의 간섭을 감소시키기 위한 필터링을 전혀 필요로 하지 않는 OFDM 신호보다 훨씬 더 강할 수 있다. 한편, OFDM 신호가 GSM 신호보다 더 강하면, 필터 유닛(102)은 필터가 더 복잡하도록 구성될 수 있다. 따라서, 신호 생성 유닛(100)으로부터의 간섭이 충분히 감소되도록 한다.
다른 실시예에서, 필터 유닛(102)은 혼합기(108, 110)를 제어함으로써 제어된다. 혼합기의 주파수는 GSM 반송파 주파수의 주파수에 따라 제어된다.
제어기(107)는, GSM 반송파가 위치될 수 있는 주파수에 관한 정보를, 예컨대, 방송 메시지의 상위 계층 신호(higher layer signalling)로부터 수신하도록 구성된다. 신호 생성 유닛(100)이 기지국 내에 포함되면, 상위 계층 신호는 기지국에 의해 RNC (Radio Network Controller)로부터 수신될 수 있다. GSM 대역내 반송파가 위치될 수 있는 주파수는
Figure 112008035919054-PCT00001
로 라벨될 수 있다. OFDM 반송파 주파수의 중심 주파수는
Figure 112008035919054-PCT00002
로 라벨된다. OFDM 신호가 생성되었으면, GSM 신호에 대한 주파수 범위는
Figure 112008035919054-PCT00003
로 하향 변환한 후에
Figure 112008035919054-PCT00004
에 위치될 것이다. 제어기(107)는, GSM 대역내 반송파가 나중에 이용되는 델타 주파수
Figure 112008035919054-PCT00005
에 위치될 수 있는 주파수를 맵하도록 구성될 수 있다. GSM 반송파가 위치될 수 있는 주파수에서의 OFDM 시스템의 부반송파는 디스에이블된다. 예컨대, (도시되지 않은) 신호 생성 유닛에 접속된 변조기에서 부반송파는 디스에이블될 수 있다. 협대역 신호 대역폭 (GSM 200 kHz)에 상응하는 부반송파는 디스에이블될 수 있다. 모든 다른 부반송파에 대해, QAM 심볼이 생성되어 등화기(104)에 공급된다. 이 등화기는 어떤 QAM 심볼을 증폭하도록 구성될 수 있다. 이 등화기는 필터 유닛(102)에 의해 원하는 신호에 형성된 서프레션(suppression)을 보상하도록 구성될 수 있다. 필터의 특성에 따라, GSM 반송파가 위치될 수 있는 주파수에 가장 근접하여 위치되는 어떤 심볼 또 는 반송파만이 서프레스(suppress)된다. 따라서, 이 등화기는 필터 유닛(102)의 필터 특성에 따라 서브레션을 보상하도록 구성된다.
한 실시예에서, 필터 유닛(102)은 노치 필터이다. 노치 필터는, 예컨대, 도 1에 도시된 필터 유닛(102)에 의해, LP 필터(109)의 필터 파라미터를 적절히 설정함으로써 제공될 수 있다. 필터 파라미터는, 상당히 좁은 필터 특성을 제공하여 노치 필터 특성을 제공하도록 설정될 수 있다. 노치 필터는 제어 가능한 혼합기 주파수를 가진 디지털 혼합기 및 고정된 LP 필터를 이용하여 실시될 수 있다. 혼합기 주파수는 GSM 대역내 반송파에 대한 주파수 범위가 위치되는 곳에 위치되도록 제어된다. 혼합기 주파수는 GSM 대역내 반송파에 대한 주파수 범위에 따라 제어 가능하다. 주파수 범위의 위치 또는 특정 GSM 반송파 주파수는 (예컨대, 방송 메시지로) 상위 계층으로부터 수신된 정보로부터 획득될 수 있다.
가산 유닛(105)은 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)를 IFFT 유닛(101)의 출력 신호에 가산하도록 구성된다. 사이클릭 프리픽스는 또한 보호 구간으로서 지칭된다. 가산 유닛(105)의 출력 신호는 지연 유닛(106)뿐만 아니라 제 1 혼합기(108)에도 공급된다.
제 1 혼합기(108)는 가산 유닛(105)으로부터의 출력 신호 및 GSM 반송파 주파수를 DC로 하향 변환시킨다. 가산 유닛(105)으로부터의 출력 신호는 주파수 -△f를 가진 신호와 혼합된다. 복소수 평면(complex number plane)에서, 신호는 exp(j*2*pi*(-△f))로 하향 변환된다.
혼합된 신호는 LP 필터(109)에 의해 저역 통과 필터링된다.
LP 필터(109)로부터의 출력 신호는 기본적으로 GSM 통과 대역, 즉 주파수 범위 내에서 반송파 누출의 레플리커(replica)이며, 여기서, OFDM 부반송파는 OFDM 신호의 IFFT 처리로 인해 디스에이블된다. LP 필터링된 신호는 제 2 혼합기(110)에 의해 간섭자가 최초로 위치된 주파수로 상향 변환된다. LP 필터링된 신호는, △f와, 또는 복소수 exp(j*2*pi*△f)로 혼합되며, 즉 상향 변환된다. 그리고 나서, 제 2 혼합기(110)로부터의 출력 신호는 감산기(103)에 제공된다. 감산기(103)는, 지연 유닛(106)으로부터의 출력 신호로부터, 제 2 혼합기(102)로부터, 즉 필터 유닛(102)으로부터의 출력 신호를 감산하도록 구성된다. 지연 유닛(106)은 필터 유닛(102)의 지연에 상응하는 신호를 지연하도록 구성된다. 주파수 범위 내의 상당량의 반송파 누출을 제거하여 감산한 후의 신호는 이때 (도시되지 않은) 프론트 엔드 TX 부분 (Fe TX)에 공급될 수 있다. 따라서, 간섭은 필터 유닛(102)에 의해 걸러내어 지고, 감산기(103)에 의해 감산된다. 따라서, IFFT 유닛(101)에 의해 생성된 간섭은 감소될 것이며, 여기서, OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위는 필터링이 이용되지 않을 경우보다 더 좁을 수 있다. 따라서, 신호 생성 유닛(100)은 필터 유닛이 이용되지 않을 경우보다 더 효율적이다.
어떤 경우에, LP 필터(109)는 약간 하위(low order) 필터일 수 있다. LP 필터(109)의 순위는, 예컨대, 간섭 전력에 따라 변경될 수 있다. 일부 실시예에서, OFDM 시스템에 대한 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위 내의 간섭만이 제거 및/또는 영향을 받지 않을 것이다. LP 필터(109)의 순위 및, OFDM 반송파가 아닌 GSM 대역내 반송파만을 통과시키는 능력에 따라, 상기 주파수 범위에 가장 근접한 부반송파가 감산 프로세스에서 감산기(103)에 의해 영향을 받을 수 있다. 그러나, 이것은 신호 생성 유닛(100)에 의한 공지된 프로세스이다. 그래서, 상가 가장 근접한 부반송파에 관한 감산 프로세스의 효과는 IFFT 처리 전에 등화기(104)에 의해 보상될 수 있다. 등화기(104)는 필터 유닛(102)의 특성에 대한 지식(knowledge)을 가진 제어기(107)에 의해 제어될 수 있다. 따라서, 각각 영향을 받은 부반송파에 대한 등화기(104)의 이득은 제어기(107)에 의해 설정될 수 있다. 등화기(104)는, 특정 주파수에 대한 LP 필터(109)의 전달 함수의 역에 비례하는 이득에 영향을 받는 부반송파를 증폭하도록 설정될 수 있다. 산술적으로, LP 필터(109)에 의해 주파수 fk를 갖는 부반송파 k가 H(fk)로 서프레스되면, 이상적으로 이 주파수에 대한 등화기는 E(fk)=1/(1-H(fk))이어야 한다. 그러나, 주파수 범위에 가장 근접한 광대역 시스템의 부반송파가 주파수 범위 내의 간섭을 지배하므로, 다른 등화기 값이 이용된다. 예컨대, 등화기 값은 E(fk)=αk/(1-H(fk))이며, 여기서, α는 fk에서 주파수 범위까지의 거리에 의존한다. fk가 주파수 범위에 근접할수록, αk는 더욱 작아질 수 있다. αk는 사전에 유도될 수 있고, 이용되는 LP 필터 파라미터의 함수이다. αk는, 예컨대 1보다 작은 값일 수 있다.
다른 실시예에서, 제 1 혼합기(108) 및 제 2 혼합기(110)에 의해 하향 변환/상향 변환에 이용될 신호는 제어기(107) 대신에 (도시되지 않은) 신호 생성기에 의해 생성될 수 있다. 신호 생성기는 GSM 대역내 반송파 주파수에 대한 지식을 가진 제어기에 의해 제어될 수 있다.
한 실시예에서, 신호 생성 유닛(100)은 하드웨어 구성 요소에 의해 제공된다. 다른 실시예에서, 신호 생성 유닛(100)은 소프트웨어에 의해 제공된다. 그래서, 신호 생성 유닛(100)의 기능은 소프트웨어를 실행하는 프로세서에 의해 제공될 수 있다.
신호 생성 유닛(100)은 OFDM 시스템에 대한 송신기 내에 제공될 수 있다. 송신기는, 예컨대, 휴대형 또는 핸드헬드 이동 무선 통신 장비, 이동 무선 단말기, 이동 전화, 페이저, 커뮤니케이터, 전자 오가나이저, 스마트폰 또는 컴퓨터와 같은 기지국 또는 이동 단말기 내에 포함될 수 있다.
도 2는 신호 수신 유닛(200)을 도시한 것이다. 신호 생성 유닛은 FFT (Fast Fourier Transform) 유닛(201), 필터 유닛(202) 및, 감산기(203)를 포함한다. FFT 유닛(201)은 신호 수신 유닛(200)의 수신기 경로 내의 감산기(203) 뒤에 위치된다. 신호 수신 유닛(200)은 또한 ADC (Analogue to Digital Converter)(204), LP 선택도 필터 (LPsel)(205), 지연 유닛(z-d)(206), 감산 유닛(207), 등화기(208) 및, 제어기(209)를 포함할 수 있다.
ADC(204)는 수신기 프론트 엔드 (Fe RX) 및 LP 선택도 필터(205)에 유기적으로 접속될 수 있다. LP 선택도 필터(205)는 또한 지연 유닛(206) 및 필터 유닛(202)에 유기적으로 접속된다. LP 선택도 필터(205)의 출력 단자는 지연 유닛(206)의 입력 단자 및 필터 유닛(202)의 입력 단자에 접속될 수 있다. 지연 유 닛(206)은 감산기(203)에 유기적으로 접속된다. 지연 유닛(206)의 출력 단자는 감산기(203)의 제 1 입력 단자에 접속될 수 있다. 감산기(203)는 필터 유닛(202)에 유기적으로 접속된다. 감산기(203)의 제 2 입력 단자는 필터 유닛(202)의 출력 단자에 접속될 수 있다. 감산기(203)는 감산 유닛(207)에 유기적으로 접속된다. 감산 유닛(207)의 출력 단자는 FFT 유닛(201)의 입력 단자에 접속될 수 있다. FFT 유닛(201)은 감산 유닛(207) 및 등화기(208)에 유기적으로 접속된다. 따라서, FFT 유닛(201)은 또한 감산기(203)에 유기적으로 접속된다. FFT 유닛(201)의 출력 단자는 등화기(208)의 입력 단자에 접속될 수 있다. 등화기(208)는 QAM 검출기에 유기적으로 접속될 수 있다(도 3).
도 2의 실시예에서, 필터 유닛(202)은 제어 가능한 필터 유닛이다. 필터 유닛(202)은 제어기(209)에 유기적으로 접속된다. 필터 유닛(202)은 제 1 혼합기(210), LP 필터(211) 및 제 2 혼합기(212)를 포함한다. 제 1 혼합기(210)는 LP 선택도 필터(205) 및 제어기(209)에 유기적으로 접속된다. 제 1 혼합기(210)의 제 1 입력 단자는 LP 선택도 필터(205)의 출력 단자에 접속될 수 있다. 제 1 혼합기(210)의 제 2 입력 단자는 제어기(209)의 출력 단자에 접속될 수 있다. LP 필터(211)는 제어기(209), 제 1 혼합기(210) 및 제 2 혼합기(212)에 유기적으로 접속된다. LP 필터(211)의 제 1 입력 단자는 제 1 혼합기(210)의 출력 단자에 접속될 수 있다. LP 필터(211)의 제 2 입력 단자는 제어기(209)에 접속될 수 있다. LP 필터(211)의 출력 단자는 제 2 혼합기(212)의 제 1 입력 단자에 접속될 수 있다. 제 2 혼합기(212)는 제어기(209) 및 감산기(203)에 유기적으로 접속된다. 제 2 혼합 기(212)의 제 2 입력 단자는 제어기(209)에 접속될 수 있다. 제 2 혼합기(212)의 출력 단자는 감산기(203)의 제 2 입력 단자에 접속될 수 있다.
한 실시예에서, 필터 유닛(202)은 노치 필터이다. 노치 필터는, 예컨대, 도 2에 도시된 필터 유닛(202)에 의해, LP 필터(211)의 필터 파라미터를 적절히 설정함으로써 제공될 수 있다. 필터 파라미터는, 상당히 좁은 특성을 제공하여 노치 필터 특성을 제공하도록 설정될 수 있다. 노치 필터는, 제어 가능한 혼합기 주파수를 가진 디지털 혼합기 및, 필터 유닛(102)에 대해 기술된 원리에 따른 고정된 특성을 가진 LP 필터를 이용하여 실시될 수 있다. 필터 유닛(202)을 제어하기 위해, 혼합기 주파수는 GSM 반송파에 대한 주파수 범위가 위치되는 곳에 위치되도록 제어될 수 있다. 혼합기 주파수는 GSM 대역내 반송파에 대한 주파수 범위에 따라 제어 가능할 수 있다. 주파수 범위의 위치 또는 특정 GSM 반송파 주파수는 (예컨대, 방송 메시지로) 상위 계층으로부터 수신된 정보로부터 획득될 수 있다.
한 실시예에서, LP 필터(211)는 필터 유닛(202)을 제어하도록 제어 가능하다. 예컨대, LP 필터(211)의 필터 파라미터는, LP 필터(109)에 대해 기술된 바와 같은 원리에 따라, OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위 내의 GSM 반송파 주파수의 수에 의존할 수 있다.
신호 수신 유닛(200)에 대한 다음의 설명은 GSM 신호 대역폭과 동일한 대역폭을 가진 하나의 주파수 범위만이 OFDM 스펙트럼 내에 존재하는 것에 기초로 한다. 그러나, 본 발명은 이 경우로 제한되지 않는다. 어떤 수의 주파수 범위가 OFDM 주파수 스펙트럼에 이용될 수 있다.
수신 신호는 (도시되지 않은) 프론트 엔드 수신기 내에서 기저대 신호로 하향 변환된다. 수신된 하향 변환된 신호는 이때 신호를 샘플링하여 양자화하는 ADC(204)에 공급된다. ADC(204)로부터의 출력 신호는 LP 선택도 필터 (205)(LPsel)에 의해 LP 필터링된다. LP 선택도 필터 (205)는 OFDM 신호를 통과시키도록 구성된다. GSM 대역내 간섭자가 OFDM 주파수 스펙트럼 내에 위치되면, 이들 간섭자는 또한 LP 선택도 필터 (205)를 통과할 것이다. 그 후, 신호는 지연 유닛(206)으로 공급된다. 또한, 신호는 제 1 혼합기(210)로 공급된다. 제 1 혼합기(210)는 혼합기(108)와 동일한 원리에 따라 LP 선택도 필터 (205)로부터의 출력 신호를 하향 변환하도록 구성된다. LP 선택도 필터 (205)로부터의 출력 신호는 주파수 범위에 위치된 GSM 간섭자의 반송파 주파수가 DC로 이동되도록 혼합된다.
그 후, 제 1 혼합기(210)로부터의 출력 신호는 LP 필터 (211)로 공급된다. LP 필터(211)는 GSM 대역내 간섭자를 통과하도록 구성된다. 따라서, LP 필터(211)로부터의 출력 신호는 기본적으로 GSM 대역내 간섭자의 레플리커이다. 제 2 혼합기(212)는 LP 필터(211)로부터의 LP 필터링된 신호를, GSM 대역내 주파수, 즉, 혼합기(110)에 관해 기술된 바와 같은 원리에 따라 OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위의 중심 주파수에 대응하는 주파수로 상향 변환하도록 구성된다. 감산기(203)는 지연 유닛(206)으로부터의 출력 신호로부터 제 2 혼합기(212)의 출력 신호를 감산하도록 구성된다. 지연 유닛(206)은 필터 유닛(202)의 전류 지연에 상응하는 LP 선택도 필터(205)로부터의 출력 신호를 지연시키도록 구성된다. 결과적으 로, OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위에 위치되는 GSM 대역내 간섭자에 의해 생성된 간섭은 수신 신호로부터 감산된다. 수신 신호가 사이클릭 프리픽스를 포함하면, 그것은 감산 유닛(207)에 의해 수신 신호로부터 제거된다. 그 후, 감산 유닛(207)으로부터의 출력 신호는 FFT 유닛(201)에 공급된다. FFT 처리 후, 이 신호는 균등하게 되어, QAM 검출기에 공급된다.
주파수 영역 내의 GSM 반송파 주파수의 위치에 관한 정보는 제어기(209)에 의해 상위 계층 신호로부터 수신되어, 신호 수신 유닛(200)에 알려질 수 있다. GSM 반송파의 위치는, 예컨대, 상위 계층 신호를 통해 송신되는 방송 메시지에 제공될 수 있다.
제어기(209)는, 제어기(107)가 혼합기(108 및 110)의 혼합기 주파수를 제어할 시와 동일한 원리에 따라, 제 1 혼합기(210) 및 제 2 혼합기(212)의 혼합기 주파수를 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 제어기(209)는 LP 필터(211) 및/또는 등화기(208)의 파라미터를 제어하도록 구성될 수 있다.
등화기(208)는, 등화기(104)와 동일한 방식으로, 즉, 이 경우에는, 원하는 부반송파의 알려진 수신기 왜곡을 복구하도록 동작한다. 필터 유닛(202)에 의해 행해진 왜곡은 알려져 있다. 따라서, 등화기(208)는 필터 유닛(202)에 의해 행해진 왜곡을 보상할 수 있다.
다른 실시예에서, 제 1 혼합기(210) 및 제 2 혼합기(212)에 의해 하향 변환/상향 변환에 이용될 신호는 제어기(209) 대신에 (도시되지 않은) 신호 생성기에 의해 생성될 수 있다. 이 신호 생성기는 GSM 대역내 반송파 주파수의 위치에 대한 지 식을 가진 제어기에 의해 제어될 수 있다.
도 3은 신호 수신 유닛(300)의 실시예를 도시한 것이다. 도 2와 유사한 참조 번호를 가진 도 3의 실시예의 유닛은, 아래에서 달리 기술되지 않으면, 동일하거나 유사한 기능을 갖는다. 도 3의 한 실시예에서, QAM 검출기(313)는 주파수 대역 내의 반송파를 획득하도록 구성된다. QAM 검출기(313)는 SNR 평가기(314)를 포함한다. SNR 평가기(314)는 각 획득된 반송파에 대한 SNR 값 또는 획득된 반송파의 서브세트를 생성시키도록 구성된다. 반송파마다 SNR 값이 제어기(309)에 공급될 수 있다. 필터 유닛(302)은 이 실시예에서 반송파마다 어떤 생성된 SNR 값에 따라 제어 가능하다.
QAM 검출기(313)는 광대역 시스템의 주파수 대역 내의 반송파를 획득하도록 구성된다. SNR 평가기(314)는 QAM 검출기(313)에 의해 획득된 각 반송파에 대한 SNR 값을 생성하도록 구성되며, 제어 가능 필터 유닛은 어떤 생성된 SNR 값에 따라 제어 가능하다.
한 실시예에서, LP 필터(211)에 대한 필터 파라미터는, OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위의 대역폭의 함수이다. 선택적으로 또는 부가적으로, LP 필터(211)의 필터 파라미터는, QAM 검출기에 의해 획득되는 OFDM 반송파 마다 SNR (Signal to Noise Ratio)의 함수이다. 더욱 넓은 LP 필터는 GSM 대역내 간섭자가 클 경우에 필요로 된다. GSM 대역내 간섭자의 세기의 평가는 OFDM 반송파마다 SNR을 측정함으로써 생성된다. 또한, FFT 처리 후에 홀을 통해 통합된 신호 전력은 GSM 간섭자의 세기의 측정으로서 이용된다. 통합된 신호 전력은 제어기(209)로 피 드백되어, LP 필터(210)의 필터 파라미터를 제어하는데 이용될 수 있다.
도 3의 신호 수신 유닛은 또한 신호 전력 평가기(315)를 포함한다. 신호 통합기(integrator)는 OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위에 걸친 신호 전력을 통합하도록 구성된다. 통합된 신호 전력은 제어기(309)에 공급될 수 있다. 제어기(309)는 통합된 신호 전력에 따라 제어 가능한 필터 유닛(302)을 제어할 수 있다. 제어 가능한 필터 유닛은 필터 유닛(302)의 차단 주파수를 제어함으로써 제어될 수 있다. OFDM 부반송파가 디스에이블되는 주파수 범위 내의 통합된 신호 전력이 높을수록, 필터 유닛(302)의 더 높은 차단 주파수 (즉, LP 필터(311)의 차단 주파수)가 제공될 수 있다.
제어기는 또한, 도 2에 관련하여 기술된 바와 같이, 제어 가능한 필터 유닛(302)의 필터 파라미터를 제어할 수 있다.
다른 실시예에서, 획득된 반송파 및 통합된 신호 전력에 대한 SNR 값 중 하나만이 필터 유닛을 제어하는데 이용된다.
한 실시예에서, 도 1 및 2에 도시된 신호 수신 유닛은 하드웨어 구성 요소에 의해 제공된다. 다른 실시예에서, 신호 수신 유닛은 소프트웨어에 의해 제공된다. 신호 생성 유닛은 소프트웨어를 실행하는 프로세서에 의해 그의 기능을 제공하기 위해 제공될 수 있다. 본 발명에 따른 처리에 수반되는 구성 요소는, 모든 실시예에서 예시적인 목적을 위해 도시되는 ADC(204, 304) 및 LP 선택도 필터(205, 305)를 포함하지 않는다. 따라서, 신호 수신 유닛(200, 300) 내의 모든 처리는 디지털 도메인 내에서 행해질 수 있다. 결과적으로, 그래서, 신호 수신 유닛(200, 300)의 유닛의 기능은 소프트웨어를 실행하는 프로세서에 의해 제공될 수 있다.
등화기(104)는 필터 유닛(102)과 동일한 파라미터에 기초로 하여 제어기(107)에 의해 제어될 수 있다. 마찬가지로, 등화기(208 및 308)는 필터 유닛(202 및 302)과 동일한 파라미터에 기초로 하여 제어될 수 있다.
신호 수신 유닛(200, 300)은 OFDM 시스템에 대한 수신기 내에 제공될 수 있다. 수신기는, 예컨대, 휴대형 또는 핸드헬드 이동 무선 통신 장비, 이동 무선 단말기, 이동 전화, 페이저, 커뮤니케이터, 전자 오가나이저, 스마트폰 또는 컴퓨터와 같은 기지국 또는 이동 단말기 내에 포함될 수 있다.
도 4는 신호를 생성하는 방법의 실시예를 도시한 것이다. 제 1 단계(400)에서, IFFT 처리된 신호가 생성된다. 단계(401)에서, 상술한 바와 같이, IFFT 처리된 신호는 간섭을 걸러내도록 필터링된다. 이 필터링하는 단계는, 상술한 바와 같이, 예컨대, GSM 시스템에 의해, 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수, 상대 신호 세기, GSM 시스템에 대한 반송파 주파수의 수 등에 따라 필터링 프로세스를 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 필터링하는 단계는 또한, 상술한 바와 같이, IFFT 처리된 출력 신호를 하향 변환하는 단계, 하향 변환된 신호를 LP 필터링하는 단계 및, LP 필터 신호를 상향 변환하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(402)에서, 걸려진 간섭은 IFFT 처리된 출력 신호로부터 감산된다. 그리고 나서, 이 절차는 종료된다.
도 5는 신호를 수신하는 방법의 실시예를 도시한 것이다. 제 1 단계(500)에서, 수신 단계는, 상술한 바와 같이, 간섭을 걸러내도록 필터링된다. 이 필터링하는 단계는, 상술한 바와 같이, 예컨대, GSM 반송파 주파수, GSM 반송파에 대한 주 파수 범위의 대역폭, 획득된 반송파에 생성된 SNR 값, GSM 반송파에 대한 주파수 범위에 걸친 통합된 신호 전력 등에 따라 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(501)에서, 간섭은 수신 신호로부터 감산된다. 단계(502)에서, 수신 신호는 간섭이 감산된 후에 FFT 처리된다. 그리고 나서, 이 절차는 종료된다.
본 발명은 여기에 기술되는 방법 및 기능의 실시를 가능하게 하는 컴퓨터 프로그램 제품에 끼워 넣어질 수 있다. 본 발명은 컴퓨터 프로그램 제품이 적재되어, 컴퓨터 능력을 가진 시스템으로 실행될 시에 실시될 수 있다. 본 문맥에서, 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 프로그램, 프로그램 제품, 또는 소프트웨어는, 처리 능력을 가진 시스템이 특정 기능을 바로 실행하거나 다른 언어, 코드 또는 표기(notation)로 변환한 후에 실행하도록 의도된 한 세트의 명령의 어떤 프로그래밍 언어, 코드 또는 표기에서의 어떤 표현을 의미한다.
신호 생성 유닛의 시뮬레이션은 [-100,100] kHz에서 200 kHz에 상응하는 16개의 디스에이블된 부반송파를 가진 5MHz OFDM 신호로 행해졌다. 스펙트럼 누출은, 어떤 필터 유닛을 이용하지 않은 종래 기술의 솔루션에 비해 필터 유닛을 이용하여 15 dB에 가깝게 감소되었다.
신호 수신 유닛의 시뮬레이션은 또한, 5 MHz OFDM (안테나 내로의 -80 dBm/5MHz) 및 하나의 GSM 반송파 (기저대 주파수 0 Hz에 위치된 안테나 내로의 -70 dBm/200 kHz)의 경우에 반송파마다 SNR로 행해졌다. 이상적 SNR은 20 dB이어야 한다 (이 비에서 7 dB은 잡음 계수인 것으로 추정된다). 어떤 필터 유닛을 이용하지 않은 종래 기술의 솔루션에서, 거의 모든 반송파는 FFT 스펙트럼 누출로 인해 GSM 간섭자에 의해 영향을 받지만, 필터 유닛을 가진 경우에는 GSM 반송파에 가장 근접한 8개의 반송파만이 영향을 받았다.
본 발명의 실시예는 광대역 통신 시스템에 대한 반송파가 디스에이블되는 주파수 범위에서의 간섭의 감소를 고려한다. 따라서, 시스템 간에 간섭을 유발하지 않고 광대역 시스템에 대한 주파수 대역 내에서 협대역 시스템에 대한 주파수 범위를 더욱 좁게 행할 수 있다. 결과적으로, 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛은, 주파수 이용이 증대될 시에 더욱 효율적일 수 있다. 주파수 이용을 증대함에 따라, 광대역 시스템의 송신 속도는 증대될 수 있다.
본 발명은 특정 실시예에 관련하여 상술되었다. 그러나, 상술한 것과 다른 실시예가 본 발명의 범주 내에서 가능하다. 하드웨어 또는 소프트웨어에 의해 방법을 실행하는 상술한 방법과 상이한 방법 단계가 본 발명의 범주 내에 제공될 수 있다. 본 발명의 여러 특징 및 단계는 상술한 것과 다른 조합으로 조합될 수 있다. 본 발명의 범주는 단지 첨부한 특허청구범위에 의해서만 제한된다.

Claims (28)

  1. 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 생성하는 신호 생성 유닛(100)으로서, 상기 신호 생성 유닛은 하나 이상의 주파수 범위 내의 반송파 주파수를 적어도 일시 디스에이블하도록 구성되며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 생성 유닛에 있어서,
    출력 신호를 생성하는 IFFT 유닛(101);
    상기 IFFT 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 주파수 범위에 위치되는 출력 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 구성되는 필터 유닛(102) 및;
    상기 IFFT 유닛 및 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 출력 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 감산기(103)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(102)은 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 제어 가능한 제어 가능 필터 유닛인 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(102)은, 상기 주파수 범위 내에서, 상기 신호 생성 유닛에 의해 생성된 신호 및, 상기 제 2 통신 시스템에 의해 생성된 신호의 상대 세기에 따라 제어 가능한 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(102)은 상기 주파수 범위 내에서 상기 제 2 통신 시스템에 대한 반송파 주파수의 수에 따라 제어 가능한 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(102)은 IFFT 유닛(101)에 유기적으로 접속된 제 1 혼합기(108), 상기 제 1 혼합기에 유기적으로 접속된 LP 필터(109) 및, 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속된 제 2 혼합기(110)를 포함하는데, 상기 제 1 혼합기는 어떤 주파수를 가진 출력 신호를 DC로 하향 변환하도록 구성되고, 상기 LP 필터는 하향 변환된 신호를 LP 필터링하도록 구성되며, 상기 제 2 혼합기는 LP 필터링된 신호를 상기 어떤 주파수로 상향 변환하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  6. 상술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 IFFT 유닛(101)에 유기적으로 접속된 등화기(104)를 포함하는데, 상기 등화기는, 상기 신호 생성 유닛에 의해 생성되고, 상기 필터 유닛(102)에 의해 영 향을 받는 신호의 어떤 주파수를 등화기 함수 E(fk)=1/(1-H(fk))로 증폭하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  7. 상술한 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 수신하는 신호 수신 유닛(200, 300)과 함께 배치되는데, 상기 신호 수신 유닛은,
    상기 주파수 범위에 위치되는 수신 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 구성되는 수신기 필터 유닛(202, 302);
    상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 수신 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 수신기 감산기(203, 303) 및;
    상기 수신기 감산기에 유기적으로 접속되고, 상기 신호 수신 유닛의 수신기 경로 내의 감산기 뒤에 위치되는 FFT 유닛(201, 301)을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 유닛.
  8. 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 수신하는 신호 수신 유닛(200, 300)으로서, 상기 주파수 대역은 제 1 통신 시스템에 대한 반송파 주파수가 적어도 일시 디스에이블되는 주파수 범위를 포함하며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 수신 유닛에 있어서,
    상기 주파수 범위에 위치되는 수신 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 구성되는 필터 유닛(202, 302);
    상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 수신 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 감산기(203, 303) 및;
    상기 감산기에 유기적으로 접속되고, 상기 신호 수신 유닛의 수신기 경로 내의 감산기 뒤에 위치되는 FFT 유닛(201, 301)을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(202, 302)은 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 제어 가능한 제어 가능 필터 유닛인 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 필터 유닛(202, 302)은 상기 주파수 범위의 대역폭에 따라 제어 가능한 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    상기 주파수 대역 내의 반송파를 획득하도록 구성되는 QAM 검출기(313) 및, 각 획득된 반송파에 대한 SNR 값을 생성시키도록 구성된 SNR 평가기(314)를 포함하 는데, 상기 필터 유닛(302)은 어떤 생성된 SNR 값에 따라 제어 가능한 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  12. 제 9 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 주파수 범위에 걸친 신호 전력을 통합하도록 구성되는 신호 전력 평가기(315)를 포함하는데, 상기 필터 유닛(302)은 통합된 신호 전력에 따라 제어 가능한 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  13. 제 8 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    제 1 통신 시스템의 상기 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 생성하는 신호 생성 유닛(100)과 함께 배치되는데, 상기 신호 생성 유닛은 하나 이상의 주파수 범위 내의 반송파 주파수를 적어도 일시 디스에이블하도록 구성되며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 수신 유닛에 있어서,
    출력 신호를 생성하는 IFFT 유닛(101);
    상기 IFFT 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 주파수 범위에 위치되는 출력 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 구성되는 송신기 필터 유닛(102) 및;
    상기 IFFT 유닛 및 상기 필터 유닛에 유기적으로 접속되고, 상기 출력 신호로부터의 간섭을 감산하도록 구성되는 송신기 감산기(103)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 유닛.
  14. 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 생성하는 방법으로서, 상기 미리 정해진 주파수 대역은 하나 이상의 주파수 범위 내의 디스에이블된 반송파 주파수를 포함하며, 상기 주파수 범위는 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되고, 제 2 통신 시스템에 제공되는 신호 생성 방법에 있어서,
    IFFT 처리된 출력 신호를 생성하는 단계(400);
    상기 주파수 범위에 위치되는 IFFT 처리된 출력 신호로부터의 간섭을 걸러내도록 IFFT 처리된 출력 신호를 필터링하는 단계(401) 및;
    IFFT 처리된 신호로부터의 간섭을 감산하는 단계(402)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 통신 시스템에 의해 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 주파수 대역 내에서 생성된 신호 및, 상기 주파수 범위 내에서 생성된 신호의 상대 세기에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  17. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,
    상기 주파수 범위 내에서 상기 제 2 통신 시스템에 대한 반송파 주파수의 수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  18. 제 15 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계는 어떤 주파수를 가진 IFFT 처리된 출력 신호를 DC로 하향 변환하는 단계, 하향 변환된 신호를 LP 필터링하는 단계 및, LP 필터링된 신호를 상기 어떤 주파수로 상향 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  19. 제 14 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 필터링하는 단계에 의해 영향을 받는 IFFT 처리될 어떤 신호를 함수 E(fk)=1/(1-H(fk))로 증폭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
  20. 제 1 통신 시스템의 미리 정해진 주파수 대역 내에서 신호를 수신하는 방법으로서, 상기 주파수 대역은 미리 정해진 주파수 대역 내에 위치되는 제 1 통신 시 스템에 대한 반송파 주파수가 적어도 일시 디스에이블되는 제 2 통신 시스템에 대한 주파수 범위를 포함하는 신호 수신 방법에 있어서,
    상기 주파수 범위에 위치되는 수신 신호로부터의 간섭을 걸러내는 단계(500);
    상기 수신 신호로부터의 간섭을 감산하는 단계(501) 및;
    상기 간섭이 감산된 후에 상기 수신 신호를 FFT 처리하는 단계(502)를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 2 통신 시스템에 대한 상기 주파수 범위 내에 할당된 반송파 주파수에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 주파수 범위의 대역폭에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  23. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 주파수 대역 내의 반송파를 획득하는 단계, 각 획득된 반송파에 대한 SNR 값을 생성하는 단계 및, 어떤 생성된 SNR 값에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  24. 제 21 항 내지 제 23 항에 있어서,
    상기 주파수 범위에 걸친 신호 전력을 통합하는 단계 및, 통합된 신호 전력에 따라 상기 필터링하는 단계를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  25. 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 제 14 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  26. 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 제 14 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 저장한 컴퓨터 판독 가능 매체.
  27. 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 제 20 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품.
  28. 컴퓨터 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 능력을 가진 전자 장치에 의해 실행될 시에 제 20 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하는 컴퓨터 프로그램 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품을 저장한 컴퓨터 판독 가능 매체.
KR1020087012114A 2005-12-14 2006-12-14 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛 KR101044864B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP05112114A EP1798924B1 (en) 2005-12-14 2005-12-14 Signal generating unit and signal receiving unit
EP05112114.3 2005-12-14
US75058205P 2005-12-15 2005-12-15
US60/750,582 2005-12-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080077959A true KR20080077959A (ko) 2008-08-26
KR101044864B1 KR101044864B1 (ko) 2011-06-28

Family

ID=36570343

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087012114A KR101044864B1 (ko) 2005-12-14 2006-12-14 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8081561B2 (ko)
EP (1) EP1798924B1 (ko)
KR (1) KR101044864B1 (ko)
TW (1) TW200737861A (ko)
WO (1) WO2007068742A1 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8537944B2 (en) * 2007-11-09 2013-09-17 Infineon Technologies Ag Apparatus with a plurality of filters
US9319889B2 (en) 2008-09-15 2016-04-19 Nokia Solutions And Networks Oy Transmission and reception of a wideband signal with narrowband interference
EP2338261A2 (en) 2008-09-15 2011-06-29 Nokia Siemens Networks Oy Transmission and reception of a wideband signal with narrowband interference
US8837612B2 (en) * 2011-06-17 2014-09-16 Microsoft Corporation Multiple independent narrow channels in wireless networks
US8903029B2 (en) * 2012-02-16 2014-12-02 Raytheon Company Monobit receiver spurious harmonics control method and system
TWI488763B (zh) * 2012-07-16 2015-06-21 Univ Nat Chiao Tung A device that uses a power cord to transmit control signals
US9876659B2 (en) * 2015-06-25 2018-01-23 Intel Corporation Interference estimation
CN109937546B (zh) 2016-11-09 2022-06-07 瑞典爱立信有限公司 用于同时的ofdma信令和非ofdma信令的链路自适应

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6175551B1 (en) * 1997-07-31 2001-01-16 Lucent Technologies, Inc. Transmission system and method employing peak cancellation to reduce the peak-to-average power ratio
GB2390495A (en) * 2002-07-05 2004-01-07 Motorola Inc Calibration of a transmitter or receiver in a transceiver wherein transmitter signals may be detected via the receiver or a separate detection arrangement
US7477879B1 (en) * 2005-06-30 2009-01-13 Silicon Laboratories, Inc. Transceiver system with common receiver and transmitter oscillator

Also Published As

Publication number Publication date
US20080304405A1 (en) 2008-12-11
US8081561B2 (en) 2011-12-20
WO2007068742A1 (en) 2007-06-21
KR101044864B1 (ko) 2011-06-28
EP1798924B1 (en) 2012-12-05
TW200737861A (en) 2007-10-01
EP1798924A1 (en) 2007-06-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101044864B1 (ko) 신호 생성 유닛 및 신호 수신 유닛
EP1838007B1 (en) Wireless communication apparatus
EP2145439B1 (en) Methods and apparatuses for multimode bluetooth and wlan operation concurrently
US9143244B2 (en) Mitigating interference in a wireless communication system
JP5091979B2 (ja) 無線通信システムにおけるユーザ装置及び方法
US10069587B1 (en) Mitigation of interference caused by a transmitter
US8335285B2 (en) Communication apparatus
Motz et al. A survey on self-interference cancellation in mobile LTE-A/5G FDD transceivers
US9031526B2 (en) Method and apparatus for in-channel interference cancellation
US9787354B2 (en) Pre-distortion of receive signal for interference mitigation in broadband transceivers
Mohammadian et al. Full-duplex GFDM radio transceivers in the presence of phase noise, CFO and IQ imbalance
Zhang et al. Polyphase filter bank based multi‐band spectrum sensing in cognitive radio systems
Syrjälä et al. Coexistence of LTE and WLAN in unlicensed bands: Full-duplex spectrum sensing
Xu et al. Non-orthogonal waveform scheduling for next generation narrowband IoT
US9191952B2 (en) Wireless communication device, wireless communication method, and wireless communication system
Kirei et al. Blind frequency-selective I/Q mismatch compensation using subband processing
US8005435B2 (en) Ultra-wideband transceiver
US20070121740A1 (en) Selective attenuation in spectral notching
Kiayani et al. DSP-based suppression of spurious emissions at RX band in carrier aggregation FDD transceivers
US20180287644A1 (en) Low-if receiver
EP2745406A1 (en) Method for controlling performance in a radio base station arranged for communication in tdd mode, and radio base station
Miranda et al. Narrowband interference suppression in long term evolution systems
US20210250761A1 (en) Reduction of time-domain correlation for 11az secure sounding signal
Dubey et al. SIC Based Secondary Coexistence Over ATSC 3.0 Broadcast Channels
Wang et al. Design and Implementation of Time-Domain Interference Cancellation Receiver for LTE-U Systems

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140611

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150608

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160613

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170613

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190612

Year of fee payment: 9