KR20080077899A - 신호 전송 방법 및 신호 수신 방법 - Google Patents

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Abstract

신호 전송기는 복수의 부프레임에 각각 대응하는 복수의 프리코딩 벡터 해당 부프레임의 동기 채널 심볼에 적용하는 단계, 상기 동기 채널 심볼과 시간적으로 인접한 방송 채널 심볼에 인접한 상기 동기 채널 심볼과 동일한 프리코딩 벡터를 적용하는 단계, 그리고 상기 동기 채널 심볼과 상기 방송 채널 심볼을 전송하는 단계로 동작한다. 또한, 신호 전송기는 동기 채널과 방송 채널(또는 데이터 채널/제어 채널)을 인접하여 배치하고 동일한 송신 다이버시티 기법을 통해 전송한다. 따라서방송 채널과 인접하여 전송되는 동기 채널을 이용하여 채널을 추정할 수 있으며, 이 결과를 이용하여 방송 채널 정보를 코히런트하게 복조할 수 있다. 또한, 이동국이 섹터 경계에 위치한 경우 효율적으로 방송 채널 정보를 복조할 수 있다.
SCH, BCH, 섹터, 프리코딩 벡터, 부프레임

Description

신호 전송 방법 및 신호 수신 방법{METHOD FOR TRANSMITTING SIGNAL AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL}
본 발명은 신호를 전송하는 방법 및 신호를 수신하는 방법에 관한 것이다.
이동국은 1.25 MHz에서 20 MHz에 이르는 OFDM 기반 시스템 대역폭을 지원하면서, 초기 접속 단계에서 BCH 정보를 효율적으로 수신해야 한다. 그리고 이동국은 기준값 이상의 수신 품질로 BCH 정보를 수신할 수 있어야 한다.
그러나 BCH 정보의 수신 품질을 높이기 위하여는 이동국의 복잡도가 높아지는 문제가 발생한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 BCH 정보의 효과적인 복조를 위한 송신 다이버시티 방법을 제공하는 것이다. 또한 한 셀의 섹터 경계에서 이동국의 BCH 정보 수신 품질을 높이는 신호 전송 방법 및 신호 수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 신호 전송 방법은 복수의 부프레임에 각각 대응하는 복수의 프리코딩 벡터 해당 부프레임의 동기 채널 심볼에 적용하는 단계, 상기 동기 채널 심볼과 시간적으로 인접한 방송 채널 심볼에 인접한 상기 동기 채널 심볼과 동일한 프리코딩 벡터를 적용하는 단계, 그리고 상기 동기 채널 심볼과 상기 방송 채널 심볼을 전송하는 단계를 포함한다
상기 프리코딩 벡터는 복수의 송신 안테나에 각각 대응하는 복수의 엘리먼트를 가질 수 있다.
상기 복수의 프리코딩 벡터는 복수의 섹터에 대하여 동일한 값을 가질 수 있다.
상기 복수의 프리코딩 벡터는 복수의 섹터에 각각 대응하는 값을 가질 수 있다.
상기 프리코딩 벡터는 상기 안테나 중 하나에 대하여는 0의 위상 값을 가질 수 있다.
상기 복수의 송신 안테나 중 하나에 대한 상기 엘리먼트는 상기 부프레임마다 π씩 시프트된 위상 값을 가질 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 신호 전송 방법은 상기 복수의 동기 채널 심볼에 상기 복수의 송신 안테나를 할당하는 단계, 그리고 상기 복수의 동기 채널 심볼의 시간적으로 인접한 상기 방송 채널 심볼에 상기 복수의 동기 채널 심볼의 각각에 할당한 송신 안테나를 할당하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 복수의 섹터를 관장하는 기지국으로부터 이동국이 신호 수신 방법에 있어서, 하향링크 신호를 수신하는 단계, 상기 하향링크 신호로부터 동기 채널 신호 및 방송 채널 신호를 추출하는 단계, 상기 동기 채널 신호로부터 상기 복수의 섹터 중에서 상기 이동국에 영향을 주는 하나 이상의 섹터를 확인하는 단계, 상기 동기 채널 신호로부터 상기 하나 이상의 섹터를 위한 채널 상태를 추정하는 단계, 그리고 상기 하나 이상의 섹터를 위한 채널 상태 및 부프레임별 프리코딩 벡터를 이용하여 상기 방송 채널 신호를 복조하는 단계를 포함한다.
상기 방송 채널 신호를 복조하는 단계는 상기 하나 이상의 섹터를 위한 코드 값 및 상기 하나 이상의 섹터를 위한 스크램블링 코드를 더 이용할 수 있다.
본 발명에 따르면, 송신 안테나 수에 대한 Blind Detection없이 SCH 채널을 이용한 효율적인 채널 추정을 수행할 수 있다. 또한, 섹터들로부터 오는 BCH 신호를 복조할 때 SCH 채널을 이용해서 채널을 추정하고 이를 이용하여 BCH를 코히런트하게 복조함으로써 복조 성능을 향상시킬 수 있고, 인접 섹터들에 서로 다른 프로 코딩 벡터를 할당함으로써 효율적으로 BCH 신호를 복조할 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 이동국(Mobile Station, MS)은 단말(terminal), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치, 접근 단말 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 명세서에서 기지국(Base Station, BS)은 접근점(Access Point, AP), 무선 접근국(Radio Access Station, RAS), 노드B(Node B), 송수신 기지국(Base Transceiver Station, BTS), MMR(Mobile Multihop Relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 접근점, 무선 접근국, 노드B, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
이하에서는, 도 1 및 도 2를 참고하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 도시한 도면이고, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국을 도시한 도면이다.
도 1을 참고하면, 통신 시스템은 기지국(100) 및 이동국(200)을 포함하고, 도 2를 참고하면, 기지국(100)은 제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120), 그리고 제3 섹터 송신기(130)를 포함한다.
기지국(100)은 셀(10)을 관장한다. 셀(10)은 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 제3 섹터(13)로 구성된다. 본 발명의 실시예에서는 셀(10)이 3개의 섹터로 구성되는 것으로 기재하고 있으나, 이와 달리 2개 또는 4개 이상의 섹터로 구성될 수도 있다. 기지국(100)은 셀(10) 내의 이동국(200)과 통신한다.
제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120), 그리고 제3 섹터 송신기(130)는 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 그리고 제3 섹터(13)를 각각 관장한다. 즉, 제1 섹터 송신기(110)는 제1 섹터(11) 내의 이동국과 통신하고, 제2 섹터 송신기(120)는 제2 섹터(12) 내의 이동국과 통신하며, 제3 섹터 송신기(130)는 제3 섹터(13) 내의 이동국과 통신한다.
제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120), 그리고 제3 섹터 송신기(130)는 각각 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 제3 섹터(13)에 동기 채널(Synchronization channel, SCH) 정보와 방송 채널(Broadcast channel, BCH) 정보를 전송한다. SCH 정보는 섹터 마다 다르고, BCH 정보는 모든 섹터에 공통이다. 즉, SCH 정보는 섹터에 따라 구별되고, BCH 정보는 셀에 따라 구별된다. BCH 정보는 모든 이동국(200)에 알려져 있는 사전 정의된 독립적인 물리 채널을 통해 전송된다. 이동국(200)이 소프트 컴바이닝(Soft-Combining)을 통해 BCH 정보를 복조할 수 있도록, 제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120) 및 제3 섹터 송신기(130)는 동기된다.
본 발명의 실시예에서, 셀(10)을 구성하는 복수의 섹터 중에서 이동국(200)이 속하는 섹터를 홈 섹터(home sector)라 하고, 홈 섹터를 제외한 섹터 중 이동국과 인접하여 임계값 이상의 수신 전력으로 신호를 송신하는 섹터를 타겟 섹터(Target sector)라 한다.
이하에서는 도 3 내지 도 6을 참고하여 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 설명한다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 3을 참고하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기(300)는 s 번째 섹터에 신호를 송신하며, BCH 심볼 생성부(410), SCH 심볼 생성부(420), 기타 채널 심볼 생성부(430), 제1 전송부(440a), 제2 전송부(440b), 섹터별 위상 회전/코드 테이블(450), 프리코딩 벡터 스위치(460) 및 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(461)을 포함한다. BCH 심볼 생성부(410)는 채널 인코더(411), 인터리버(412), 디지털 변조부(413)를 포함한다. 제1 전송부(440a)는 제1 OFDM 심볼 매핑부(441a), 제1 코드 적용부(442a), 제1 스크램블러(443a), 제1 IFFT(444a), 제1 보호 구간 삽입부(445a), 제1 고주파 변환부(446a), 제1 안테나(447a)를 포함한다. 제2 전송부(440b)는 제2 OFDM 심볼 매핑부(441b), 제2 코드 적용부(442b), 제2 스크램블러(443b), 제2 IFFT(444b), 제2 보호 구간 삽입부(445b), 제2 고주파 변환부(446b), 제2 안테나(447b)를 포함한다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, BCH 심볼 생성부(410)는 복수의 BCH 심볼을 생성하고 출력한다.
구체적으로, 채널 인코더(411)는 BCH 데이터에 대해 터보 코딩 또는 컨벌루션 코딩과 같은 채널 코딩을 수행하여 채널 인코딩된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S201).
인터리버(412)는 채널 인코더(411)가 출력하는 채널 인코딩된 BCH 데이터의 순서를 변경하여 인터리빙된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다.
디지털 변조부(413)는 인터리버(412)가 출력하는 인터리빙된 BCH 데이터에 대해 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Key, BPSK), 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 등과 같은 디지털 변조를 수행하여 복수의 BCH 심볼을 생성하고 출력한다(S201).
한편, SCH 심볼 생성부(420)는 복수의 SCH 심볼을 생성하고 출력한다(S203).
기타 채널 심볼 생성부(430)는 복수의 기타 채널 심볼을 생성하고 출력한 다(S205).
프리코딩 벡터 스위치(460)는 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(461)에 따라 복수의 BCH 심볼 및 이 복수의 BCH 심볼과 시간적으로 인접한 SCH 심볼이 동일한 안테나를 통해 전송될 수 있도록 BCH 심볼 및 SCH 심볼에 프리코딩 벡터를 가중하여 출력한다(S207).
SCH 심볼이 존재하는 Θ번째 부프레임이 포함하는 SCH 심볼의 개수를 N이라고 할 때, 프리코딩 벡터 스위치(460)로부터 출력되는 SCH 심볼 벡터는 수학식 1을 충족한다.
Figure 112007085140559-PAT00001
수학식 1과 같은 SCH 심볼 벡터를 생성하기 위하여 수학식 2와 같은 SCH 스크램블링 코드가 사용한다.
Figure 112007085140559-PAT00002
하나의 프레임 내에서 한 부프레임을 위한 SCH 스크램블링 코드는 다른 부프레임을 위한 SCH 스크램블링 코드와 다를 수도 있고 같을 수도 있다.
SCH 심볼 생성부(420)로부터 출력되는 SCH 심볼 벡터는 수학식 2와 같은 SCH 스크램블링 코드를 사용하여 SCH 심볼(us)을 스크램블링한 것으로서, SCH 심볼(us) 의 값은 규격에 따라 변경될 수 있으며, 1 또는
Figure 112007085140559-PAT00003
등이 될 수 있다.
프리코딩 벡터 스위치(460)는 SCH 심볼 생성부(420)의 출력을 수학식 3과 같이 연산하여 수학식 1의 SCH 심볼 벡터를 생성한다.
Figure 112007085140559-PAT00004
이때, Ai ,Θ,ρ,s는 s번째 섹터에 할당된 SCH 채널 심볼이 사용하는 N개의 부반송파 ρ중 번째 안테나의 i번째 부반송파로 전송되는 Θ번째 부프레임 내의 SCH 채널 심볼의 주파수영역 신호 성분이다. 그리고, ΨΘ,s는 부프레임마다 서로 다른 위상 차이를 주기 위한 코드이며, 사용하지 않는 경우 1로 정의된다. 또한, WΘ,s,ρ은 섹터 s의 부프레임 Θ의 안테나 ρ에 가중되는 프리코딩 벡터의 엘리먼트이다.
송신 안테나의 수효가 nt인 경우, 하나의 부프레임에 대한 한 섹터의 프리코딩 벡터는 수학식 4와 같다.
Figure 112007085140559-PAT00005
또한, 프리코딩 벡터 스위치(460)는 BCH 심볼 생성부(420)의 BCH 심볼에 BCH심볼과 인접한 SCH 심볼과 동일한 ΨΘ,s 및 WΘ,s를 가중하여 송신 다이버시티 이득을 얻는다.
이러한 프리코딩 벡터(WΘ,s)는 도 5 또는 도 6과 같이 정의될 수 있다.
도 5 및 도 6은 프리코딩 벡터 스위칭 기법에 따른 셀 구성도이다.
도 5 및 도 6에서 각각의 섹터 송신기는 송신 안테나(447a, 447b)가 도 3과 같이 2 개이고, 도 1과 같이 하나의 셀(10)은 세 개의 섹터(11, 12, 13)를 포함하고 있다고 가정한다.
도 5 및 도 6은 한 프레임의 복수의 부프레임 중 2개의 부프레임에 SCH및 BCH 심볼이 포함되어 있는 경우를 나타낸다.
각 부프레임에 대한 프리코딩 벡터 중 첫번째 엘리먼트는 제1 안테나(447a)를 통해 송신되는 신호에 대한 가중치를 나타내며, 두번째 엘리먼트는 제2 안테나(447b)를 통해 송신되는 신호에 대한 가중치를 나타낸다.
프리코딩 벡터 스위치(460)는 도 5와 같이 프리코딩 벡터(WΘ,s)를 적용하여 SCH 및 BCH 가 포함되어 있는 부프레임(Θ)마다 프리코딩 벡터 스위칭 다이버시티를 얻는다.
제1 안테나(447a)에 대한 각 부프레임의 엘리먼트는 서로 동일하며, 그 값은 1일 수 있다. 또한 제2 안테나(447b)에 대한 각 부프레임의 엘리먼트는 서로 다르고, 그 위상 차는 π일 수 있다. 이때, 도 5와 같이 첫번째 부프레임에 대한 위상이 0, 두번째 부프레임에 대한 위상이 π일 수 있으며, 이와 달리, 첫번째 부프레임에 대한 위상이 π/2, 두번째 부프레임에 대한 위상이 3π/2일 수 있다.
프리코딩 벡터 스위치(460)는 도 5와 같이 각 셀(10)에 포함되는 모든 섹터 에 대하여 동일한 프리코딩 벡터(WΘ,s)를 적용할 수 있으며, 도 6과 같이 각 셀(10)의 섹터마다 서로 다른 위상을 가지는 프리코딩 벡터를 설정할 수도 있다.
즉, 프리코딩 벡터(WΘ,s)는 부프레임마다 서로 다르고, 섹터마다 서로 다르며 그 값은 아래의 수학식 5를 충족한다.
Figure 112007085140559-PAT00006
Figure 112007085140559-PAT00007
, , S=1, 2, 3
한편, W1 ,s=
Figure 112007085140559-PAT00008
, W2 ,s=
Figure 112007085140559-PAT00009
을 적용할 수도 있다.
이와 같이, 섹터에 따라 서로 다른 위상 값을 설정하는 경우, 섹터 경계에서 인접한 섹터로부터 오는 간섭을 효과적으로 감소시킬 수 있다.
프리코딩 벡터 스위치(460)는 SCH 심볼 및 BCH 심볼의 프리코딩 벡터에 따라 해당 부프레임에 해당 안테나에 의해 전송되도록 SCH 심볼 및 BCH 심볼을 제1/제2 전송부(440a/440b)에 전달한다.
이와 같이, 섹터 송신기(400)는 프리코딩 벡터 스위칭을 SCH 심볼과 BCH 심볼에 적용하여 SCH 정보와 BCH 정보의 블록 에러율을 낮추어 수신 품질을 향상시킨다.
한편, 프리코딩 벡터 스위치(460)는 복수의 BCH 심볼 및 이 복수의 BCH 심볼과 시간적으로 인접한 SCH 심볼이 동일한 안테나를 통해 전송될 수 있도록 스위칭 을 수행하면서, 시간 전환 전송 다이버시티(Time-switch transmit diversity, TSTD) 또는 주파수 전환 전송 다이버시티 (Frequency-switch transmit diversity, FSTD)를 SCH와 BCH에 적용할 수 있다. 예를 들어, 프리코딩 벡터 스위치(460)는 일부의 부반송파를 위한 SCH 심볼과 BCH 심볼를 제1 전송부(440a)에 전달하고, 다른 일부의 부반송파를 위한 SCH 심볼과 BCH 심볼를 제2 전송부(440b)에 전달한다.
프리코딩 벡터 스위치(460)는 복수의 BCH 심볼 및 이 복수의 BCH 심볼과 시간적으로 인접한 SCH 심볼이 동일한 안테나를 통해 전송될 수 있도록 스위칭을 수행하면서, TSTD와 FSTD를 동시에 SCH와 BCH에 적용할 수도 있다.
한편, 본 발명의 실시예와 달리 SCH 정보와 BCH 정보가 전송된다면, 이동국(200)은 BCH 정보의 송신 다이버시티에 적용된 안테나의 개수를 모르기 때문에, blind detection을 수행해야 한다. 즉, 이동국(200)은 안테나의 개수가 1개, 2개, 3개, 4개 등의 각각에 대하여 BCH 정보를 복조하여 가장 수신 품질이 좋은 경우를 찾아야 하는 Hypothesis test를 수행하여야 하므로, 이동국(200)의 복잡도는 매우 높아진다. 반면, 본 발명의 실시예와 같이, 시간적으로 서로 인접하는 SCH 정보와 BCH 정보가 동일한 안테나를 통하여 전송된다면, 이동국(200)은 섹터 송신기의 전송 안테나의 개수에 대한 blind detection을 할 필요가 없어지므로, 이동국(200)의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
제1/제2 전송부(440a/440b)는 프리코딩 벡터 스위치(460)로부터의 복수의 채널 심볼을 수신하여 OFDM 심볼을 생성하여 제1/제2안테나(447a/447b)를 통해 s 번째 섹터에 전송한다.
구체적으로, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 BCH 심볼, 복수의 SCH 심볼, 복수의 기타 채널 심볼을 시간 영역 및 주파수 영역에 매핑하여 복수의 매핑된 심볼을 출력한다(S211). 즉, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 BCH 심볼, 복수의 SCH 심볼, 복수의 기타 채널 심볼을 시간 분할 다중화 및 주파수 분할 다중화한다.
이하에서는, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)의 매핑 방법에 대하여 도 7 내지 도 13을 참고하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 한 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 7에 도시된 바와 같이, 섹터 송신기(300)는 시스템 대역폭으로 1.25 MHz, 2.5 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 20 MHz 등 다양한 대역폭을 사용할 수 있다.
도 7을 참고하면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 BCH 심볼과 복수의 SCH 심볼을 다양한 시스템 대역폭의 공통 대역폭인 가운데 대역폭에 할당한다. 또한, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 SCH 심볼에 할당하는 대역폭과 동일한 대역폭을 복수의 BCH 심볼에 할당한다. 이로써, 이동국(200)은 BCH 심볼을 복조하기 위하여 BCH 대역폭에 대한 Blind Detection을 수행할 필요가 없다.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 8을 참고하면, 시스템 대역폭이 20 MHz인 경우, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑 부(441a/441b)는 좌우 10 MHz의 가운데 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있고, 좌우 10 MHz의 가운데 대역폭 및 20 MHz의 가운데 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있고, 20 MHz의 가운데 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있으며, 시스템 대역폭의 가운데에서 좌우 1.25 MHz의 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있다.
도 9 및 도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH와 BCH가 매핑된 하향링크 프레임을 보여준다.
도 9 및 도 10을 참고하면, 본 발명의 실시예에 따른 하향링크 프레임은 20개의 부프레임으로 구성된다. 그리고 SCH와 BCH는 시스템 대역폭의 가운데 1.25 MHz에 매핑된다.
도 9 및 도 10의 실시예에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 하나의 하향링크 프레임 구간 동안 4개의 부프레임(Θ)에 BCH 정보를 다중화한다. BCH 정보는 패킷 형태로 이동국(200)에 전송되는데, 하나의 BCH 정보 패킷은 하나의 프레임에서 다중화되어 10 msec 마다 전송될 수 있고, 둘 이상의 프레임에서 다중화되어 20 msec, 30 msec, 또는 40 msec마다 전송될 수도 있다.
본 발명의 실시예는 BCH 정보를 유니케스트(unicast) 채널을 통해 전송하는 다중화 방법을 사용할 수도 있고, 멀티케스트(multicast) 채널, MBMS(Multimedia Broadcast and Multicast Service) 채널 등을 통해 전송하는 다중화 방법을 사용할 수도 있다.
도 9에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 마지막 OFDM 심볼 구간에 SCH 심볼을 매핑한다. 그리고 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(341)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 이전 OFDM 심볼 구간들에 BCH 심볼을 매핑한다.
도 10에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 시작 OFDM 심볼 구간에 SCH 심볼을 매핑한다. 그리고 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 다음 OFDM 심볼 구간들에 BCH 심볼을 매핑한다.
도 9및 도 10과 같이, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)가 SCH 심볼과 BCH 심볼을 시간적으로 인접하게 하향링크 프레임에 매핑하는 경우, SCH 심볼과 BCH 심볼이 동일한 안테나를 통해 전송된다면 SCH 심볼과 BCH 심볼은 동일한 채널 페이딩을 겪는다. 따라서 이동국(200)은 SCH의 추정 정보를 이용하여 BCH 정보를 코히런트 복조할 수 있다. 반면, SCH 채널을 이용하여 BCH 복조를 위한 채널 상태 정보를 추정하지 않은 경우에는, 순방향 섹터 고유 파일롯 채널을 이용한다. 이 경우에는 이동국이 해당 BCH 채널에 가중되어 있는 프리코딩 벡터를 미리 알고 있어야 하고, 파일롯 채널을 이용하여 구한 안테나별 채널상태 정보를 프리코딩 벡터에 부합하여 등가 채널 상태 정보를 구하고, 이를 이용하여 BCH를 복조할 수 있다. 또한, 6개의 부반송파의 간격으로 참조 신호(Reference signal)가 배치되는 파일롯 채널을 이용한 채널 추정의 성능은 1개 또는 2개의 부반송파의 간격으로 동기 심볼이 배치되는 SCH를 이용한 채널 추정의 성능에 비해 좋지 못하다.
도 11 내지 도 13은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH 심볼과 BCH 심볼이 매핑된 하향링크 프레임의 일부를 보여준다.
도 11은 SCH의 수가 1인 경우이고, 도 12 및 도 13은 SCH의 수가 2개인 경우이다. SCH의 수가 2개인 경우, 하나를 일차 SCH(Primary Synchronization Channel, P-SCH), 다른 하나를 이차 SCH(Secondary Synchronization Channel, S-SCH)이라 하도록 한다.
도 11에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 1 OFDM 심볼 구간에서 2개의 부반송파의 간격으로 복수의 SCH 심볼을 매핑한다.
도 12에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 P-SCH 심볼과 복수의 S-SCH 심볼을 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing, FDM)로 하나의 OFDM 심볼 구간에 할당한다. 이 경우, P-SCH를 위한 시퀀스가 모든 섹터(11, 12, 13)와 기지국(100)에 공통인 경우, S-SCH가 채널 추정용으로 사용될 수 있다. 또한, P-SCH를 위한 시퀀스가 3개 또는 그 이상 존재하고 이들이 섹터에 할당될 때, 인접 섹터 간에는 서로 다른 시퀀스가 할당된다면, P-SCH도 S-SCH와 같이 BCH 채널 추정용으로 사용될 수 있다.
도 13에 따르면, 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)는 복수의 P-SCH 심볼과 복수의 S-SCH 심볼을 시간 분할 다중화(Time Division Multiplexing, TDM)로 인접하는 두개의 OFDM 심볼 구간에 할당한다. 이 경우, S-SCH가 채널 추정을 위하여 사용될 수 있다. 또한 위에서 언급한 바와 같이, P-SCH도 채널 추정용으로 사용될 수 있다. S-SCH가 홀수 번째 또는 짝수 번째 부반송파를 점유하는 경우, 이동국(200)은 이 홀수 번째 또는 짝수 번째 부반송파를 통해 채널을 추정할 수 있다. S-SCH가 모든 부반송파를 점유하는 경우, 이동국(200)은 이 모든 부반송파를 통해 채널을 추정할 수 있다.
다시 도 4를 참고하면, 제1/제2 코드 적용부(442a/442b)는 제1/제2 OFDM 심볼 매핑부(441a/441b)가 출력하는 복수의 매핑된 심볼 중에서 매핑된 BCH 심볼에 수학식 6과 같이 다이버시티를 얻기 위한 코드를 적용한다(S213).
Figure 112007085140559-PAT00010
수학식 6에서, k는 BCH 심볼이 실리는 부반송파의 인덱스이고, ρ는 송신 안테나의 인덱스이고, Ck,Θρ,s는 프리코딩 벡터를 포함하며, BCH 정보를 위한 지연 다이버시티 또는 랜덤 다이버시티를 얻기 위하여 적용하는 코드이고, dk,s는 부반송파 k에 실리는 BCH 심볼을 의미한다.
Ck,Θρ,s는 수학식 7과 같이 정의된다.
Ck ,Θ,ρ,s=ΨΘ,s·WΘ,ρ,s·Фk,Θ,s
이때, 위에서 설명한 바와 같이 ΨΘ,s 및 WΘ,ρ,s 은 프리코딩 벡터 스위치(460)에서 부가되며, Фk,Θ,s은 제1/제2 코드 적용부(442a/442b)에서 부가된다.
Фk,Θ,s 는 수학식 8과 같이 정의된다.
Figure 112007085140559-PAT00011
수학식 8에서, NT는 IFFT의 크기를 의미하고, △ Θ,s 는 섹터 s에 할당된 사이클릭(cyclic) 위상 회전 값을 의미하고, Ξk,Θ,s는 섹터별로 서로 다른, [0,τ] (τ<NT)에서 랜덤성을 가지거나 규칙성을 가지는 복소 스크램블링 코드를 의미한다.
섹터간에 높은 지연 다이버시티 이득을 얻기 위하여, 위상 회전 값은 적절히 조절되어야 한다.
한편, 랜덤 디이버시티 이득을 얻기 위하여 인접한 부반송파마다 다른 Ξk,Θ,s값을 할당할 수 있으며, 인접한 다수 부반송파를 그룹으로 묶고, 연속하는 그룹들에 다른 Ξk,Θ,s값을 할당할 수도 있다. 후자는 한 그룹의 부반송파에는 동일한 Ξk,Θ,s값이 할당된다.
섹터별 Φk,Θ,s는 섹터별 코드 테이블(450)에 의해 주어진다. Φk,Θ,s이 적용되지 않을 경우 그 값은 1이 된다.
제1/제2 스크램블러(443a/443b)는 제1/제2 코드 적용부(442a/442b) 가 출력하는 복수의 매핑된 심볼 중에서 SCH 심볼을 제외한 복수의 심볼들을 섹터 고유의 스크램블링 코드나 셀 고유의 스크램블링 코드로 스크램블링하여 복수의 스크램블 링된 심볼을 생성하고 출력한다(S215). SCH 심볼을 스크램블링하면 초기 셀 탐색이 어려워질 수 있으므로, 제1/제2 스크램블러(443a/443b)는 SCH 심볼에 대하여는 섹터 고유의 스크램블링 코드나 셀 고유의 스크램블링 코드로 스크램블링하지 않는다.
제1/제2 푸리에 역변환부(444a/444b)는 제1/제2 스크램블러(443a/443b)가 출력하는 복수의 스크램블링된 심볼을 고속 푸리에 역변환하여 시간 영역의 신호를 생성하고 출력한다(S217).
제1/제2 보호 구간 삽입부(445a/445b)는 제1/제2 푸리에 역변환부(444a/444b)가 출력하는 시간 영역의 신호에 CP(Cyclic Prefix)와 같은 보호 구간을 삽입하여 보호 구간 삽입 신호를 생성하고 출력한다(S219).
제1/제2 고주파 변환부(446a/446b)는 제1/제2 보호 구간 삽입부(445a/445b)가 출력하는 보호 구간 삽입 신호를 중간 주파수 신호를 거쳐 고주파 신호로 변환하고(S221), 고주파 신호를 증폭하여 제1/제2 안테나(447a/447b)를 통해 이동국(200)에 전송한다.
이하에서는, 도 14 및 도 15를 참고하여 본 발명의 한 실시예에 따른 이동국의 신호 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 14는 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 14를 참고하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 장치(500)는 안테나(501), 다운 컨버터(down converter)(503), SCH BCH 대역 필터(505), 셀 탐색부(507), 보호 구간 제거부(509), 푸리에 변환부(511), 채널 추정부(513), BCH 복 조부(515), BCH 디코더(517), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(519), 기지국 ID와 섹터 ID 간의 매핑 테이블(521), 수학식 5와 수학식 6에 정의된 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(523) 및 섹터별 스크램블링 코드 테이블(525)을 포함한다.
기지국 ID와 섹터 ID 간의 매핑 테이블(521)는 기지국과 이 기지국에 할당된 섹터 ID 간의 관계가 정의된 표이다. 기지국 ID와 섹터 ID 간의 매핑 테이블(521)에는 기지국에 할당된 섹터 ID가 표시되고, 기지국이 하나의 섹터만을 사용하는 경우 나머지 섹터 ID가 사용되지 않음이 표시된다.
이동국(200)은 SCH 스크램블링 코드, us, Ck,Θρ,s, 섹터 또는 셀 고유의 스크램블링 코드 등에 대한 정보를 기지국(100)과 공유한다.
도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, 다운 컨버터(503)는 안테나(501)를 통해 수신된 하향링크 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다(S301).
SCH BCH 대역 필터(505)는 다운 컨버터(503)가 출력하는 기저대역 신호에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 필터링하여 출력한다(S303).
셀 탐색부(507)는 SCH BCH 대역 필터(505)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 홈 섹터와 하나 이상의 타겟 섹터를 확인한다(S305). 이를 위하여 셀 탐색부(507)는 초기 셀 탐색을 통해 심볼 동기, 주파수 동기 및 프레임 동기를 획득하고, 섹터 ID(identifier)를 추정한다. 셀 탐색부(507)는 섹터 ID를 추정하면서 추정 상관 값이 가장 큰 섹터를 홈 섹터로 간주하고, 정해진 임계값 이상의 추정 상 관 값을 가지는 하나 이상의 후보 섹터를 파악한다. 셀 탐색부(507)는 기지국 ID와 섹터 ID 간의 매핑 테이블(521)을 참조하여 하나 이상의 후보 섹터 중에서 이동국(200)이 속하는 기지국의 섹터를 타겟 섹터로 간주한다.
보호 구간 제거부(509)는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 제거한다(S307).
푸리에 변환부(511)는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한다(S309).
푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 특정 수신 안테나로 유입되는 SCH 수신 심볼은 수학식 9와 같이 표현된다.
Figure 112007085140559-PAT00012
수학식 9에서, nk는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, Hk,Θ,ρ,s는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 ρ 및 특정 부프레임 Θ 에 해당하는 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 나타내며, ξ는 이동국(200)에 영향을 미치는 섹터의 개수를 나타낸다. 예를 들어, ξ=2인 경우, 섹터 s(=1)는 홈섹터이고, 섹터 s(=2)는 타겟 섹터이다.
푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk)은 수학식 10과 같이 표현된다.
Figure 112007085140559-PAT00013
수학식 10에서, nk'는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, Hk,Θ,ρ,s는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 ρ, 및 부프레임 Θ에 해당하는 방송 채널의 페이딩 채널 상태를 나타낸다. 그리고, pk,s는 제1/제2 스크램블러(443a/443b)가 섹터 s, 부반송파 k 및 부프레임 Θ에 적용한 스크램블링 코드를 나타낸다.
채널 추정부(513)는 푸리에 변환부(511)가 출력하는 SCH 수신 심볼을 가지고 홈 섹터와 타겟 섹터의 동기 채널의 상태(Hk,Θ,ρ,s)를 추정한다. 먼저 채널 추정부(513)는 셀 탐색부(507)로부터 탐색된 타겟 섹터가 있는지 여부를 판단한다(S311).
셀 탐색부(507)가 타겟 섹터 ID를 획득하지 못한 경우, 홈 섹터의 SCH 수신 심볼로부터 채널 상태(Hk,Θ,ρ,1)를 추정한다(S313).
구체적으로 채널 추정부(513)는 홈 섹터의 동기 채널 상태(Hk,Θ,ρ,1)을 구하기 위하여 푸리에 변환부(511)가 출력하는 SCH 수신 심볼에 SCH 스크램블링 코드의 켤레 복소수(conjugate)를 수학식 11과 같이 곱한다.
Figure 112007085140559-PAT00014
그리고, 채널 추정부(513)는 수학식 10에 대해 해밍(Hamming) 필터링과 같은 주파수 영역 필터링을 수행하고, 고속 푸리에 역변환하여 시간 영역 신호를 생성한다. 채널 추정부(513)는 생성된 시간 영역 신호의 간섭 신호 성분과 잡음 성분을 감소시키기 위하여 특정 시간 영역만 남기고 나머지는 제로화시키는 게이팅(Gating)을 수행한다. 채널 추정부(513)는 게이팅된 신호를 고속 푸리에 변환하고 주파수 영역 역필터링을 수행하여 홈 섹터의 동기 채널 상태(Hk ,1)의 추정값(
Figure 112007085140559-PAT00015
)을 구한다.
BCH 복조부(515)는 us, Фk,Θ,s, pk,s, 홈 섹터의 동기 채널 상태를 이용하여 푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk,Θ)로부터 수학식 12와 같이 BCH 심볼(dk,Θ)을 추정한다(S315).
Figure 112007085140559-PAT00016
한편, 셀 탐색부(507)가 타겟 섹터 ID를 획득한 경우, 채널 추정부(513)는 홈 섹터의 SCH 수신 심볼로부터 홈 섹터의 동기 채널 상태을 추정하고(S313), 타겟 섹터의 SCH 수신 심볼로부터 동기 채널 상태를 추정한다(S317).
BCH 복조부(515)는 수학식 12와 같이 코히런트 소프트 컴바이닝(soft-combining) 복조를 수행하여 BCH 심볼을 추정한다(S313). 즉, BCH 복조부(515)는 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(523) 및 섹터별 위상 회전/코드 테이블(525)을 조회하여 홈 섹터 및 타겟 섹터의 코드 값(Фk,Θ,s)과 스크램블링 코드(pk,s)를 파악한다. 그리고, BCH 복조부(515)는 us, Фk,Θ,s, pk,s, 홈 섹터의 동기 채널의 페이딩 채널 상태, 타겟 섹터의 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 이용하여 푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk)로부터 수학식 13의 BCH 심볼(dk)을 추정한다(S319).
Figure 112007085140559-PAT00017
BCH 디코더(517)는 BCH 복조부(515)가 출력하는 복수의 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 정보를 생성한다(S321).
이하에서는 도 16을 참고하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 이동국(200)의 신호 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 16을 참고하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치(600)는 제1 안테나(601a), 제2 안테나(601b), 제1 다운 컨버터(603a), 제2 다운 컨버터(603b), 제1 SCH BCH 대역 필터(605a), 제2 SCH BCH 대역 필터(605b), 셀 탐색부(607), 제1 보호 구간 제거부(609a), 제2 보호 구간 제거부(609b), 제1 푸리에 변환부(611a), 제2 푸리에 변환부(611b), 채널 추정부(613), BCH 복조부(615), BCH 디코더(617), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(619), 기지국 ID와 섹터 ID 간의 매핑표(621), 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(623) 및 섹터별 코드 테이블(625)를 포함한다.
제1 다운 컨버터(603a) 및 제2 다운 컨버터(603b)는 제1 안테나(601a) 및 제2 안테나(601b)를 통해 각각 수신된 하향링크 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다.
제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)는 제1 다운 컨버터(603a) 및 제2 다운 컨버터(603b)가 출력하는 기저대역 신호에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 각각 필터링하여 출력한다.
셀 탐색부(507)는 제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 홈 섹터와 하나 이상의 타겟 섹터를 확인한다.
제1 보호 구간 제거부(609a) 및 제2 보호 구간 제거부(609b)는 제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)가 출력하는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 각각 제거한다.
제1 푸리에 변환부(611a) 및 제2 푸리에 변환부(611b)는 제1 보호 구간 제거부(609a) 및 제2 보호 구간 제거부(609b)가 출력하는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한다. 부반송파 k의 SCH 수신 심볼은 수학식 7과 같이 표현될 수 있고, 부반송파 k의 BCH 수신 심볼은 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
채널 추정부(613)는 제1 푸리에 변환부(611a)가 출력하는 SCH 수신 심볼을 가지고 제1 안테나(601a)에 대한 동기 채널의 상태(Hk,Θ,ρ,s)를 추정하고, 제2 푸리에 변환부(611b)가 출력하는 SCH 수신 심볼을 가지고 제2 안테나(601b)에 대한 동기 채널의 상태(Hk,Θ,ρ,s)를 추정한다.
BCH 복조부(615)는 섹터별 프리코딩 벡터 테이블(623)과 섹터별 위상 회전/ 코드 테이블(625)을 조회하여 홈 섹터 및 타겟 섹터의 코드 값(Фk,Θ,s)과 스크램블링 코드(pk,s)를 파악한다. 그리고, BCH 복조부(615)는 us, Фk,Θ,s, pk,s, 제1 안테나(601a)에서의 홈 섹터의 동기 채널 상태, 제1 안테나(601a)에서의 타겟 섹터의 동기 채널 상태를 이용하여 제1 안테나(601a)를 통해 수신된 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk)로부터 BCH 심볼(dk)을 추정한다. 또한, BCH 복조부(615)는 us, Фk,Θ,s, pk,s, 제2 안테나(601b)에서의 홈 섹터의 동기 채널 상태, 제2 안테나(601b)에서의 타겟 섹터의 동기 채널 상태를 이용하여 제2 안테나(601b)를 통해 수신된 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk)로부터 BCH 심볼(dk)을 추정한다. BCH 복조부(615)는 제1 안테나(601a)로부터 수신된 BCH 심볼(dk)와 제2 안테나(601b)로부터 수신된 BCH 심볼(dk)을 결합하여 결합된 BCH 심볼을 생성하고 출력한다.
BCH 디코더(617)는 BCH 복조부(615)가 출력하는 복수의 결합된 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 정보를 생성한다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 5 및 도 6은 프리코딩 벡터 스위칭 기법에 따른 지연 다이버시티 기법에 따른 셀 구성도이다.
도 7은 본 발명의 한 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 9 및 도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH와 BCH가 매핑된 하향링크 프레임을 보여준다.
도 11 내지 도 13은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH 심볼과 BCH 심볼이 매핑된 하향링크 프레임의 일부를 보여준다.
도 14는 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 15는 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.

Claims (9)

  1. 복수의 부프레임에 각각 대응하는 복수의 프리코딩 벡터 해당 부프레임의 동기 채널 심볼에 적용하는 단계,
    상기 동기 채널 심볼과 시간적으로 인접한 방송 채널 심볼에 인접한 상기 동기 채널 심볼과 동일한 프리코딩 벡터를 적용하는 단계, 그리고
    상기 동기 채널 심볼과 상기 방송 채널 심볼을 전송하는 단계
    를 포함하는 신호 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프리코딩 벡터는 복수의 송신 안테나에 각각 대응하는 복수의 엘리먼트를 가지는 신호 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 복수의 프리코딩 벡터는 복수의 섹터에 대하여 동일한 값을 가지는 신호 전송 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 복수의 프리코딩 벡터는 복수의 섹터에 각각 대응하는 값을 가지는 신호 전송 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 안테나 중 하나에 대하여는 0의 위상 값을 가지는 신호 전송 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 복수의 송신 안테나 중 하나에 대한 상기 엘리먼트는 상기 부프레임마다 π씩 시프트된 위상 값을 가지는 신호 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 동기 채널 심볼에 상기 복수의 송신 안테나를 할당하는 단계, 그리고
    상기 복수의 동기 채널 심볼의 시간적으로 인접한 상기 방송 채널 심볼에 상기 복수의 동기 채널 심볼의 각각에 할당한 송신 안테나를 할당하는 단계
    를 더 포함하는
    신호 전송 방법.
  8. 복수의 섹터를 관장하는 기지국으로부터 이동국이 신호 수신 방법에 있어서,
    하향링크 신호를 수신하는 단계,
    상기 하향링크 신호로부터 동기 채널 신호 및 방송 채널 신호를 추출하는 단 계,
    상기 동기 채널 신호로부터 상기 복수의 섹터 중에서 상기 이동국에 영향을 주는 하나 이상의 섹터를 확인하는 단계,
    상기 동기 채널 신호로부터 상기 하나 이상의 섹터를 위한 채널 상태를 추정하는 단계, 그리고
    상기 하나 이상의 섹터를 위한 채널 상태 및 부프레임별 프리코딩 벡터를 이용하여 상기 방송 채널 신호를 복조하는 단계
    를 포함하는 신호 수신 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 방송 채널 신호를 복조하는 단계는
    상기 하나 이상의 섹터를 위한 코드 값 및 상기 하나 이상의 섹터를 위한 스크램블링 코드를 더 이용하는 신호 수신 방법.
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