KR101382614B1 - 하향링크 프레임을 생성하고 전송하는 방법 - Google Patents

하향링크 프레임을 생성하고 전송하는 방법 Download PDF

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Abstract

하향링크 프레임 생성 장치는 복수의 동기 채널 심볼과 복수의 방송 채널 심볼을 시간축에서 인접하도록 시스템의 공통 대역폭에 배치한다. 하향링크 프레임 생성 장치는 복수의 동기 채널 심볼과 복수의 방송 채널 심볼에 프리코딩 벡터를 적용하여 복수의 안테나에 각각 대응하는 복수의 하향링크 프레임을 생성한다. 프리코딩 벡터는 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터와 복수의 동기 채널 심볼이 위치하는 부프레임에 따라 변한다. 프리코딩 벡터는 부반송파의 인덱스에는 독립적이다.
Figure R1020070117200
SCH, BCH, 프리코딩 벡터, FSTD

Description

하향링크 프레임을 생성하고 전송하는 방법{METHOD FOR GENERATING AND TRANSMITTING DOWNLINK FRAME}
본 발명은 하향링크 프레임을 생성하고 전송하며, 하향링크 프레임을 수신하고 하향링크 프레임 내의 방송 채널 정보를 복원하는 방법에 관한 것이다.
이동국은 1.25 MHz에서 20 MHz에 이르는 OFDM 기반 시스템 대역폭을 지원하면서, 초기 접속 단계에서 BCH 정보를 효율적으로 수신해야 한다. 그리고, 이동국은 기준값 이상의 수신 품질로 BCH 정보를 수신할 수 있어야 한다.
그러나, BCH 정보의 수신 품질을 높이기 위하여는 이동국의 복잡도가 높아지는 문제가 발생한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 이동국의 복잡도를 낮추면서 BCH의 수신 품질을 높이기 위한 하향링크 프레임을 생성하고 전송하는 방법과 하향링크 프레임을 수신하고 하향링크 프레임 내의 방송 채널 정보를 복원하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시에에 따라 하향링크 프레임을 생성하는 방법은 복수의 동기 채널 심볼과 복수의 방송 채널 심볼을 시간축에서 인접하게 배치하는 단계와, 상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼에 프리코딩 벡터를 적용하여 복수의 안테나에 각각 대응하는 복수의 하향링크 프레임을 생성하는 단계를 포함하고, 상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터에 따라 변한다.
이때, 상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 방송 채널 심볼이 위치하는 부프레임에 따라 더 변할 수 있다.
또한, 상기 프리코딩 벡터는 부반송파의 인덱스에 독립적일 수 있다.
뿐만 아니라, 상기 배치하는 단계는 상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼을 시스템의 공통 대역폭에 배치하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 한 실시예에 따라 제1 하향링크 프레임과 제2 하향링크 프레임을 포함하는 복수의 하향링크 프레임을 제1 안테나와 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나를 통해 각각 전송하는 하향링크 프레임 전송 방법은 상기 제1 하향링크 프레임의 제1 심볼 구간의 제1 부반송파와 제2 부반송파에 복수의 동기 채널 심볼 중 제1 심볼과 널링 심볼을 배치하는 단계와, 상기 제1 하향링크 프레임의 제2 심볼 구간의 제3 부반송파와 제4 부반송파에 복수의 방송 채널 심볼 중 제2 심볼과 널링 심볼을 각각 배치하는 단계와, 상기 제2 하향링크 프레임의 제3 심볼 구간의 제5 부반송파와 제6 부반송파에 널링 심볼과 상기 복수의 동기 채널 심볼 중 제3 심볼을 각각 배치하는 단계와, 상기 제2 하향링크 프레임의 제4 심볼 구간의 제7 부반송파와 제8 부반송파에 널링 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼 중 제4 심볼을 배치하는 단계와, 상기 제1 심볼과 상기 제2 심볼에 상기 제1 안테나에 대응하는 제1 프리코딩 가중 값을 적용하는 단계와, 상기 제3 심볼과 상기 제4 심볼에 상기 제2 안테나에 대응하는 제2 프리코딩 가중 값을 적용하는 단계를 포함한다. 상기 제1 심볼 구간과 상기 제3 심볼 구간은 동일한 구간이고, 상기 제2 심볼 구간과 상기 제4 심볼 구간은 동일 구간이고, 상기 제2 심볼 구간은 상기 제1 심볼 구간과 인접한 구간이고, 상기 제4 심볼 구간은 상기 제2 심볼 구간과 시간축에서 인접한 구간이다. 상기 제1 부반송파, 상기 제3 부반송파, 상기 제5 부반송파 및 상기 제7 부반송파는 서로 동일하고, 상기 제2 부반송파, 상기 제4 부반송파, 상기 제6 부반송파 및 상기 제8 부반송파는 서로 동일하다.
상기 제1 프리코딩 가중 값과 상기 제2 프리코딩 가중 값은 프리코딩 벡터의 엘리먼트이고, 상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터에 따라 변할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, BCH의 대역폭과 SCH의 대역폭이 동일하여 이동국은 BCH의 대역폭의 blind detection을 수행할 필요가 없다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 기지국은 BCH와 SCH를 시간적으로 인접하게 위치시키고, 시간적으로 인접한 BCH와 SCH에 동일한 송신 다이버시티를 적용하므로, 이동국은 BCH 정보를 복조하기 위하여 송신 안테나 수에 대한 blind detection을 수행할 필요가 없다.
뿐만 아니라, 이동국은 SCH를 이용하여 복수의 섹터에 대한 채널 상태를 추정하여 BCH를 코히런트하게 복조하므로, BCH의 복조 성능이 향상되고 별도의 파일롯 심볼의 할당이 불필요할 수 있다. 이동국은 영향을 미치는 섹터에 관한 정보에 대하여 파악할 필요가 없다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 이동국(Mobile Station, MS)은 단말(terminal), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치, 접근 단말 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 명세서에서 기지국(Base Station, BS)은 접근점(Access Point, AP), 무선 접근국(Radio Access Station, RAS), 노드B(Node-B), eNB(Evolved Node-B)송수신 기지국(Base Transceiver Station, BTS), MMR(Mobile Multihop Relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 접근점, 무선 접근국, 노드B, eNB, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
다음은 도 1 및 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 도시한 도면이다. 그리고, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국을 도시한 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 통신 시스템은 기지국(20) 및 이동국(30)을 포함 한다. 그리고, 도 2에 도시된 바와 같이, 기지국(20)은 제1 섹터 송신기(21), 제2 섹터 송신기(22), 제3 섹터 송신기(23)를 포함한다.
기지국(20)은 셀(10)을 관장한다. 셀(10)은 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 제3 섹터(13)로 구성된다. 본 발명의 실시예를 설명하면서, 셀(10)은 3개의 섹터로 구성되는 것으로 기재하고 있으나, 2개 또는 4개 이상의 섹터로 구성될 수도 있다. 기지국(20)은 셀(10) 내의 이동국(30)과 통신한다.
제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120), 제3 섹터 송신기(130)는 각각 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 제3 섹터(13)를 관장한다. 즉, 제1 섹터 송신기(110)는 제1 섹터(11) 내의 이동국과 통신하고, 제2 섹터 송신기(120)는 제2 섹터(12) 내의 이동국과 통신하며, 제3 섹터 송신기(130)는 제3 섹터(13) 내의 이동국과 통신한다.
제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120), 제3 섹터 송신기(130)는 각각 제1 섹터(11), 제2 섹터(12), 제3 섹터(13)에 동기 채널(Synchronization channel, SCH) 정보와 방송 채널(Broadcast channel, BCH) 정보를 전송한다. SCH 정보는 섹터 마다 다르고, BCH 정보는 모든 섹터에 공통이다. 즉, SCH 정보는 섹터에 따라 구별되고, BCH 정보는 셀에 따라 구별된다. BCH 정보는 모든 이동국(30)에게 알려져 있는 사전 정의된 독립적인 물리 채널을 통해 전송된다. 이동국(30)이 소프트 컴바이닝(Soft-Combining)을 통해 BCH 정보를 복조할 수 있도록, 제1 섹터 송신기(110), 제2 섹터 송신기(120) 및 제3 섹터 송신기(130)는 동기된다.
본 발명의 실시예를 설명하면서, 셀(10)을 구성하는 복수의 섹터 중에서 이 동국(30)이 속하는 섹터를 홈 섹터(home sector)라 하도록 한다. 도 1에 따르면, 이동국(30)은 동일 기지국 내의 섹터들 중에서 가장 수신 전력이 큰 제1 섹터를 홈 섹터로 간주한다.
한편, 이동국(30)은 제2 섹터에 인접하고 있으므로 제2 섹터 송신기(120)가 송신하는 신호 또한 임계값 이상의 수신 전력으로 수신할 수 있다. 이와 같이, 셀(10)을 구성하는 복수의 섹터 중 홈 섹터를 제외한 섹터 중에서 이동국(30)에 영향을 미치는 섹터를 타겟 섹터(Target sector)라 하도록 한다.
다음은 도 3 및 도 4를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 설명한다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기(100)는 s 번째 섹터에 신호를 송신하며, BCH 심볼 생성부(110), SCH 심볼 생성부(120), 기타 채널 심볼 생성부(130), 심볼 복사부(140), 복수의 전송부(150)를 포함한다. BCH 심볼 생성부(110)는 채널 인코더(111), 인터리버(112), 스크램블러(113) 및 디지털 변조부(114)를 포함한다. 복수의 전송부(150)의 각각은 OFDM 심볼 매핑부(151), 프리코더(152), 고속 푸리에 역변환부(inverse fast fourier transformer, IFFT)(153), 보호구간 삽입부(154), 고주파 변환부(155), 안테나(156)를 포함한다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
구체적으로, 채널 인코더(111)는 BCH 메시지 패킷에 해당하는 BCH 데이터에 대해 터보 코딩 또는 컨벌루션 코딩과 같은 채널 코딩을 수행하여 채널 인코딩된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S101). 채널 인코더(111)는 BCH 메시지 패킷을 프레임 길이에 해당하는 10 msec 마다 상위 계층으로부터 수신할 수도 있고, 20 msec, 30 msec 또는 40 msec 마다 수신할 수도 있다.
인터리버(112)는 채널 인코더(111)가 출력하는 채널 인코딩된 BCH 데이터의 순서를 변경하여 인터리빙된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S103).
스크램블러(113)는 인터리버(112)가 출력하는 인터리빙된 BCH 데이터를 스크램블하여 스크램블된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S105).
디지털 변조부(114)는 스크램블러(113)가 출력하는 스크램블된 BCH 데이터에 대해 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Key, BPSK), 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 등과 같은 디지털 변조를 수행하여 복수의 BCH 심볼을 생성하고 출력한다(S107).
한편, SCH 심볼 생성부(120)는 복수의 SCH 심볼을 생성하고 출력한다(S108). SCH가 존재하는 부프레임이 포함하는 SCH 심볼의 개수를 N이라고 할 때, SCH 심볼 생성부(120)는 섹터 s를 위하여 수학식 1과 같은 SCH 심볼 벡터를 생성하고 출력한다.
Figure 112007082349401-pat00001
수학식 1에서, Ai,T는 SCH가 배치되는 심볼 구간들 중 T 번째에서 i번째 부반 송파로 전송되는 SCH 심볼이다. SCH 심볼 벡터(AT)는 심볼 구간의 인덱스 T에 따라 달라질 수 있다.
SCH 심볼 생성부(120)는 수학식 1과 같은 SCH 심볼 벡터를 생성하기 위하여 수학식 2와 같은 SCH 스크램블링 코드를 사용할 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00002
하나의 프레임 내에서 한 부프레임을 위한 SCH 스크램블링 코드는 다른 부프레임을 위한 SCH 스크램블링 코드와 다를 수도 있고 같을 수도 있다.
SCH 심볼 생성부(120)는 수학식 2와 같은 SCH 스크램블링 코드를 사용하여 기지국에 따라 특정되는 SCH 심볼(u)을 스크램블링하여 수학식 1과 같은 SCH 심볼 벡터를 생성한다. 이때, SCH 심볼 벡터의 엘리먼트(Ai,T)는 수학식 3에 의해 얻어질 수 있다. 기지국에 따라 특정되는 SCH 심볼(u)의 값은 규격에 따라 변경될 수 있으며, 1 또는
Figure 112007082349401-pat00003
등이 될 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00004
심볼 복사부(140)는 BCH 심볼 생성부(110)가 출력하는 BCH 심볼을 복사하여 복수의 전송부(150)에 출력하고, SCH 심볼 생성부(120)가 출력하는 SCH 심볼을 복사하여 복수의 전송부(150)에 출력한다(S109).
기타 채널 심볼 생성부(130)는 복수의 기타 채널 심볼을 생성하여 복수의 전송부(150)에 출력한다(S111).
복수의 전송부(150)는 BCH 심볼 생성부(110)가 출력하는 복수의 BCH 심볼, SCH 심볼 생성부(120)가 출력하는 복수의 SCH 심볼, 기타 채널 심볼 생성부(130)가 출력하는 복수의 기타 채널 심볼을 가지고 복수의 안테나(156)에 각각 대응하는 복수의 시간 영역 하향링크 프레임을 생성하고, 복수의 안테나(156)를 통해 s 번째 섹터에 전송한다.
구체적으로 복수의 OFDM 심볼 매핑부(151)는 BCH 심볼 생성부(110)가 출력하는 복수의 BCH 심볼, SCH 심볼 생성부(120)가 출력하는 복수의 SCH 심볼, 기타 채널 심볼 생성부(130)가 출력하는 복수의 기타 채널 심볼을 복수의 부반송파와 복수의 심볼 구간에 매핑하여 복수의 안테나(156)에 각각 대응하는 복수의 주파수 영역 하향링크 프레임을 생성한다(S113). 즉, 복수의 OFDM 심볼 매핑부(151)는 복수의 BCH 심볼, 복수의 SCH 심볼, 복수의 기타 채널 심볼을 시간 분할 다중화 및 주파수 분할 다중화한다. OFDM 심볼 매핑부(151)의 매핑 방법에 대하여 도 5 내지 도 13을 참고하여 설명한다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 5에 도시된 바와 같이, 섹터 송신기(100)는 시스템 대역폭으로 1.25 MHz, 2.5 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 20 MHz 등 다양한 대역폭을 사용할 수 있다.
도 5에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 복수의 BCH 심볼과 복수의 SCH 심 볼을 다양한 시스템 대역폭의 공통 대역폭인 가운데 대역폭에 할당한다. 또한, OFDM 심볼 매핑부(151)는 복수의 SCH 심볼에 할당하는 대역폭과 동일한 대역폭을 복수의 BCH 심볼에 할당한다. 이로써, 이동국(30)은 BCH 심볼을 복조하기 위하여 BCH 대역폭에 대한 Blind Detection을 수행할 필요가 없다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 6에 도시된 바와 같이, 시스템 대역폭이 20 MHz인 경우, OFDM 심볼 매핑부(151)는 좌우 10 MHz의 가운데 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있고, 20 MHz의 가운데 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있으며, 시스템 대역폭의 가운데에서 좌우 1.25 MHz의 대역폭을 SCH와 BCH에 할당할 수도 있다.
도 7 내지 도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH와 BCH가 매핑된 주파수 영역 하향링크 프레임을 보여준다.
도 7 내지 도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 하향링크 프레임은 20개의 부프레임으로 구성된다. 그리고, SCH와 BCH는 시스템 대역폭의 가운데 1.25 MHz에 매핑된다.
도 7 내지 도 10의 실시예에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 하나의 하향링크 프레임 구간 동안 4개의 부프레임에 BCH 정보를 다중화한다. BCH 정보는 패킷 형태로 이동국(30)에 전송되는데, 하나의 BCH 정보 패킷은 하나의 프레임에서 다중화되어 10 msec 마다 전송될 수 있고, 둘 이상의 프레임에서 다중화되어 20 msec, 30 msec, 또는 40 msec마다 전송될 수도 있다.
본 발명의 실시예에서는 BCH 정보를 유니케스트 (unicast) 채널을 통해 전송하는 다중화 방법이 사용될 수도 있고, 멀티케스트 (multicast) 채널, MBMS (Multimedia Broadcast and Multicast Service) 채널 등을 통해 전송하는 다중화 방법이 사용될 수도 있다.
도 7에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 마지막 OFDM 심볼 구간에 SCH 심볼을 매핑한다. 그리고, OFDM 심볼 매핑부(151)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 다음 OFDM 심볼 구간들에 BCH 심볼을 매핑한다.
도 8에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 마지막 OFDM 심볼 구간에 SCH 심볼을 매핑한다. 그리고, OFDM 심볼 매핑부(151)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 이전 OFDM 심볼 구간들에 BCH 심볼을 매핑한다.
도 9에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 마지막 OFDM 심볼 구간에 BCH 심볼을 매핑한다. 그리고, OFDM 심볼 매핑부(151)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 다음 OFDM 심볼 구간들에 SCH 심볼을 매핑한다.
도 10에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 5개의 부프레임의 간격으로 각 부프레임의 시작 OFDM 심볼 구간에 SCH 심볼을 매핑한다. 그리고, OFDM 심볼 매핑부(151)는 SCH 심볼이 매핑된 OFDM 심볼 구간의 다음 OFDM 심볼 구간들에 BCH 심볼을 매핑한다.
도 7 내지 도 10에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼 매핑부(151)가 SCH 심볼과 BCH 심볼을 시간축 상에서 인접하게 하향링크 프레임에 매핑하는 경우, SCH 심볼과 BCH 심볼이 동일한 안테나를 통해 전송된다면 SCH 심볼과 BCH 심볼은 동일한 채널 페이딩을 겪는다. 따라서, 이동국(30)은 SCH의 추정 정보를 이용하여 BCH 정보를 코히런트 복조할 수 있다. 반면, 6개의 부반송파의 간격으로 참조 신호(Reference signal)가 배치되는 파일롯 채널을 이용한 채널 추정의 성능은 1개 또는 2개의 부반송파의 간격으로 동기 심볼이 배치되는 SCH를 이용한 채널 추정의 성능에 비해 좋지 못하다.
도 11 내지 도 13은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH 심볼과 BCH 심볼이 매핑된 하향링크 프레임의 일부를 보여준다.
도 11은 SCH의 수가 1인 경우이고, 도 12 및 도 13은 SCH의 수가 2개인 경우이다. SCH의 수가 2개인 경우, 하나를 일차 SCH(Primary Synchronization Channel, P-SCH), 다른 하나를 이차 SCH(Secondary Synchronization Channel, S-SCH)이라 하도록 한다.
도 11에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 1 OFDM 심볼 구간에서 2개의 부반송파의 간격으로 복수의 SCH 심볼을 매핑한다.
도 12에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 복수의 P-SCH 심볼과 복수의 S-SCH 심볼을 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing, FDM)로 하나의 OFDM 심볼 구간에 할당한다. 이 경우, P-SCH를 위한 시퀀스가 모든 섹터(11, 12, 13)와 기지국(20)에 공통인 경우, S-SCH가 채널 추정용으로 사용될 수 있다. 또한, P-SCH를 위한 시퀀스가 3개 또는 그 이상 존재하고 이들이 섹터에 할당될 때, 인접 섹터 간에는 서로 다른 시퀀스가 할당된다면, P-SCH도 S-SCH와 같이 BCH 채널 추정용으로 사용될 수 있다.
도 13에 따르면, OFDM 심볼 매핑부(151)는 복수의 P-SCH 심볼과 복수의 S-SCH 심볼을 시간 분할 다중화(Time Division Multiplexing, TDM)로 인접하는 두 개의 OFDM 심볼 구간에 할당한다. 이 경우, S-SCH가 채널 추정을 위하여 사용될 수 있다. 또한, 위에서 언급한 바와 같이, P-SCH도 채널 추정용으로 사용될 수 있다. S-SCH가 홀수 번째 또는 짝수 번째 부반송파를 점유하는 경우, 이동국(30)은 이 홀수 번째 또는 짝수 번째 부반송파를 통해 채널을 추정할 수 있다. S-SCH가 모든 부반송파를 점유하는 경우, 이동국(30)은 이 모든 부반송파를 통해 채널을 추정할 수 있다.
계속하여 도 4를 설명한다.
복수의 프리코더(152)의 각각은 대응하는 하향링크 프레임에서 서로 인접하는 SCH 심볼들과 BCH 심볼들에 프리코딩 벡터를 수학식 4에서와 같이 적용한다(S115).
Figure 112007082349401-pat00005
수학식 4에서 k는 BCH 심볼의 전송을 위해 사용되는 부반송파의 인덱스이고, a는 안테나의 인덱스이다. dk,T 는 BCH가 배치되는 심볼 구간들 중 T 번째에서 k 번 째 부반송파로 전송되는 BCH 심볼이다. 도 8에서, 부프레임 0의 BCH와 SCH의 경우 T는 0이고, 부프레임 5의 BCH와 SCH의 경우 T는 1이고, 부프레임 10의 BCH와 SCH의 경우 T는 2이고, 부프레임 15의 BCH와 SCH의 경우 T는 3이다. Ba,s,T 는 섹터 s 및 심볼 구간 T에 해당하는 프리코딩 벡터 (Bs,T)의 a 번째 엘리먼트인 프리코딩 가중 값이다.
프리코딩 벡터 (Bs,T)의 한 예를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007082349401-pat00006
수학식 5에서 L은 프리코딩 벡터의 개수를 의미하고, f(L,T)는 L과 T에 따라변하는 프리코딩 벡터 엘리먼트의 위상 함수를 의미한다. f(L,T)는 다음과 같을 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00007
수학식 5에 따라 한 섹터의 프리코딩 벡터는 다른 섹터의 프리코딩 벡터와 직교한다. 수학식 5와 같이, 프리코딩 벡터는 섹터의 인덱스(s), BCH가 배치되는 부프레임에 종속적이고, 부반송파의 인덱스(k)에는 독립적이다. 즉, 프리코딩 벡터는 섹터의 인덱스(s), BCH가 배치되는 부프레임에 따라 변한다.
고속 푸리에 역변환부(153)는 프리코더(152)가 출력하는 주파수 영역 하향링 크 프레임을 고속 푸리에 역변환하여 시간 영역 하향링크 프레임을 생성하고 출력한다(S117).
보호 구간 삽입부(154)는 고속 푸리에 역변환부(153)가 출력하는 시간 영역 하향링크 프레임의 OFDM 심볼에 CP(Cyclic Prefix)와 같은 보호 구간을 삽입하여 보호 구간이 삽입된 하향링크 프레임을 생성하고 출력한다(S119).
고주파 변환부(155)는 보호 구간 삽입부(154)가 출력하는 하향링크 프레임을 중간 주파수 신호를 거쳐 고주파 신호로 변환하고 증폭하여 안테나(156)를 통해 이동국(30)에 전송한다(S121).
다음은 도 14 및 도 15를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 이동국(30)의 하향링크 프레임 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 14는 본 발명의 한 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 장치의 블록도이다.
도 14에 도시된 바와 같이, 본 발명의 한 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 수신 장치(200)는 안테나(201), 다운 컨버터(down converter)(203), SCH BCH 대역 필터(205), 셀 탐색부(207), 보호 구간 제거부(209), 고속 푸리에 변환부(211), 채널 추정부(213), BCH 복조부(215), BCH 디코더(217), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(219), 디스크램블러(221)를 포함한다.
이동국(30)은 기지국(20)에 따라 특정되는 동기 채널 스크램블링 코드를 기지국(20)과 공유한다.
도 15은 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, 다운 컨버터(203)는 안테나(201)를 통해 수신된 하향링크 프레임을 기저대역 프레임으로 변환하여 출력한다(S201).
SCH BCH 대역 필터(205)는 다운 컨버터(203)가 출력하는 기저대역 프레임에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 필터링하여 출력한다(S203).
보호 구간 제거부(209)는 SCH BCH 대역 필터(205)가 출력하는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 제거한다(S205).
푸리에 변환부(211)는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한다(S207).
푸리에 변환부(211)가 출력하는 부반송파 k의 특정 수신 안테나로 유입되는 SCH 수신 심볼은 수학식 6과 같이 표현된다.
Figure 112007082349401-pat00008
수학식 6에서, nk는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, Hk,a,s,T는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 a 및 부프레임 T에 해당하는 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 나타내며, ξ는 이동국(30)에 영향을 미치는 섹터의 개수를 나타낸다.
푸리에 변환부(211)가 출력하는 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk,T)은 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112007082349401-pat00009
수학식 7에서, nk'는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, H'k,a,s,T는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 a, 및 부프레임 T에 해당하는 방송 채널의 페이딩 채널 상태를 나타낸다.
시간축 상에서 인접한 SCH 심볼과 BCH 심볼은 동일한 안테나를 통해 유사한 시간을 통하여 전송되므로, 동기 채널의 페이딩 채널 상태와 방송 채널의 페이딩 채널 상태는 수학식 8을 만족한다고 가정할 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00010
따라서, 이동국(30)은 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 추정하고, 동기 채널의 추정된 페이딩 채널 상태 정보를 수학식 7에 적용하여 코히런트 복조를 수행한다면, BCH 심볼(dk,T)을 추정할 수 있다.
셀 탐색부(207)는 SCH BCH 대역 필터(205)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 셀 식별자(identifier)를 파악하여 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 파악한다(S209).
채널 추정부(213)는 푸리에 변환부(211)가 출력하는 SCH 수신 심볼과 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 가지고 수학식 9와 같이 동기 채널의 페이딩 채널 상태(HSCH)를 추정한다(S211).
Figure 112007082349401-pat00011
BCH 복조부(215)는 수학식 10과 같이 코히런트 소프트 컴바이닝(soft-combining) 복조를 수행하여 BCH 심볼을 추정한다(S213). 즉, BCH 복조부(215)는 푸리에 변환부(211)가 출력하는 부반송파 k에 해당하는 BCH 수신 심볼(Rk,t)와 채널 추정부(213)가 추정한 동기 채널의 상태(HSCH)를 이용하여 BCH 심볼(dk,t)을 추정한다.
Figure 112007082349401-pat00012
BCH 디코더(217)는 BCH 복조부(215)가 출력하는 복수의 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 데이터를 생성한다(S215).
디스크램블러(221)는 BCH 디코더(217)가 출력하는 BCH 데이터를 디스크램블 링하여 기지국(20)에 따라 특정되는 최종적인 방송 채널 신호를 복원한다(S217).
다음은 도 16 및 도 17을 참조하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 이동국(30)의 신호 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 16 및 도 17를 설명하면서, 도 14 및 도 15에 의해 중복되는 설명은 생략될 수 있다.
도 16은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 16에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치(300)는 제1 안테나(301a), 제2 안테나(301b), 제1 다운 컨버터(303a), 제2 다운 컨버터(303b), 제1 SCH BCH 대역 필터(305a), 제2 SCH BCH 대역 필터(305b), 셀 탐색부(307), 제1 보호 구간 제거부(309a), 제2 보호 구간 제거부(309b), 제1 고속 푸리에 변환부(311a), 제2 고속 푸리에 변환부(311b), 채널 추정부(313), BCH 복조부(315), BCH 디코더(317), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(319), 디스크램블러(321)를 포함한다. 도 16에 따르면 신호 수신 장치(300)는 2개의 안테나를 포함하지만, 2개 이상의 안테나를 포함할 수도 있다.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, 제1 다운 컨버터(303a) 및 제2 다운 컨버터(303b)는 제1 안테나(301a) 및 제2 안테나(301b)를 통해 각각 수신된 하향링크 프레임을 기저대역 프레임으로 변환하여 출력한다(S301).
제1 SCH BCH 대역 필터(305a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(305b)는 제1 다운 컨버터(303a) 및 제2 다운 컨버터(303b)가 출력하는 기저대역 프레임에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 각각 필터링하여 출력한다(S303).
제1 보호 구간 제거부(309a) 및 제2 보호 구간 제거부(309b)는 제1 SCH BCH 대역 필터(305a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(305b)가 출력하는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 각각 제거한다(S305).
제1 고속 푸리에 변환부(311a) 및 제2 고속 푸리에 변환부(311b)는 제1 보호 구간 제거부(309a) 및 제2 보호 구간 제거부(309b)가 출력하는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한다(S307). 부반송파 k에서 수신 안테나(301a)의 SCH 수신 심볼과 수신 안테나(301b)의 SCH 수신 심볼은 수학식 11과 같이 표현될 수 있다. 부반송파 k에서 수신 안테나(301a)의 BCH 수신 심볼과 수신 안테나(301b)의 BCH 수신 심볼은 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00013
Figure 112007082349401-pat00014
수학식 11과 수학식 12에서 rx_ant는 수신 안테나의 인덱스이다.
앞에서 설명한 바와 같이 수학식 13을 가정할 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00015
셀 탐색부(307)는 제1 SCH BCH 대역 필터(305a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(305b)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 셀 식별자(identifier)를 파악하여 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 파악한다(S309).
채널 추정부(213)는 제1 고속 푸리에 변환부(311a)와 제2 고속 푸리에 변환부(311b)가 출력하는 SCH 수신 심볼과 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 가지고 안테나(301a)를 위한 동기 채널의 페이딩 채널 상태([HSCH]rx_ant=0)와 안테나(301b)를 위한 동기 채널의 페이딩 채널 상태([HSCH]rx_ant=1)를 수학식 14와 같이 추정한다(S311).
Figure 112007082349401-pat00016
BCH 복조부(315)는 수학식 15과 같이 코히런트 소프트 컴바이닝(soft-combining) 복조를 수행하여 BCH 심볼을 추정한다(S313). 즉, BCH 복조부(315)는 제1 고속 푸리에 변환부(311a)가 출력하는 부반송파 k에 해당하는 BCH 수신 심볼(Rk,t)와 채널 추정부(313)가 추정한 동기 채널의 상태(HSCH)를 이용하여 BCH 심볼(dk,t)을 추정한다.
Figure 112007082349401-pat00017
BCH 디코더(317)는 BCH 복조부(315)가 출력하는 복수의 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 데이터를 생성한다(S315).
디스크램블러(321)는 BCH 디코더(317)가 출력하는 BCH 데이터를 디스크램블링하여 기지국(20)에 따라 특정되는 최종적인 방송 채널 신호를 복원한다(S317).
다음은 도 18 및 도 19를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 설명한다.
도 18 및 도 19를 설명하면서, 도 3 및 도 4에 의해 중복되는 설명은 생략될 수 있다. 또한, 도 18 및 도 19의 설명의 편의를 위하여 섹터 송신기(400)는 2개의 송신 안테나를 사용하지만, 이에 한정될 필요는 없다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 18에 도시된 바와 같이, 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기(400)는 s 번째 섹터에 신호를 송신하며, BCH 심볼 생성부(410), SCH 심볼 생성부(420), 기타 채널 심볼 생성부(430), 스위치(440), 복수의 전송부(450)를 포함한다. BCH 심볼 생성부(410)는 채널 인코더(411), 인터리버(412), 스크램블러(413) 및 디지털 변조부(414)를 포함한다. 복수의 전송부(450)의 각각은 OFDM 심볼 매핑부(451), 프리코더(452), 고속 푸리에 역변환부(inverse fast fourier transformer, IFFT) (453), 보호구간 삽입부(454), 고주파 변환부(455), 안테나(456)를 포함한다.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
구체적으로, 채널 인코더(411)는 BCH 메시지 패킷에 해당하는 BCH 데이터에 대해 터보 코딩 또는 컨벌루션 코딩과 같은 채널 코딩을 수행하여 채널 인코딩된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S401).
인터리버(412)는 채널 인코더(411)가 출력하는 채널 인코딩된 BCH 데이터의 순서를 변경하여 인터리빙된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S403).
스크램블러(413)는 인터리버(412)가 출력하는 인터리빙된 BCH 데이터를 스크램블하여 스크램블된 BCH 데이터를 생성하고 출력한다(S405).
디지털 변조부(414)는 스크램블러(413)가 출력하는 스크램블된 BCH 데이터에 대해 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Key, BPSK), 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 등과 같은 디지털 변조를 수행하여 복수의 BCH 심볼을 생성하고 출력한다(S407).
한편, SCH 심볼 생성부(420)는 복수의 SCH 심볼을 생성하고 출력한다(S408). SCH가 존재하는 부프레임이 포함하는 SCH 심볼의 개수를 N이라고 할 때, SCH 심볼 생성부(420)는 섹터 s를 위하여 수학식 16과 같은 SCH 심볼 벡터를 생성하고 출력한다.
Figure 112007082349401-pat00018
수학식 16에서, Aj,a,T는 SCH가 배치되는 심볼 구간들 중 T 번째에서 j번째 부반송파를 통해 안테나 a에서 전송되는 SCH 심볼이다. 즉, 수학식 16의 예에 따르면, 짝수번째 부반송파를 통해 전송되는 SCH 심볼들은 안테나 0을 통해 전송되고, 홀수번째 부반송파를 통해 전송되는 SCH 심볼들은 안테나 1을 통해 전송된다. SCH에 대한 주파수 스위칭 송신 다이버시티(Frequency Switched Transmit Diversity, FSTD)에 대한 적용은 이와 달라질 수 있다. SCH 심볼 벡터(AT)는 심볼 구간의 인덱 스 T에 따라 달라질 수 있다.
스위치(440)는 BCH 심볼 생성부(410)가 출력하는 BCH 심볼을 분배하여 복수의 전송부(450)에 출력하고, SCH 심볼 생성부(420)가 출력하는 SCH 심볼을 분배하여 복수의 전송부(450)에 출력한다(S409). 즉, 스위치(440)는 BCH 심볼과 SCH 심볼에 대해 동일한 FSTD를 적용하기 위한 스위칭을 수행한다.
기타 채널 심볼 생성부(430)는 복수의 기타 채널 심볼을 생성하여 복수의 전송부(450)에 출력한다(S411).
복수의 전송부(450)는 BCH 심볼 생성부(410)가 출력하는 복수의 BCH 심볼, SCH 심볼 생성부(420)가 출력하는 복수의 SCH 심볼, 기타 채널 심볼 생성부(430)가 출력하는 복수의 기타 채널 심볼을 가지고 복수의 안테나(456)에 각각 대응하는 복수의 시간 영역 하향링크 프레임을 생성하고, 복수의 안테나(456)를 통해 s 번째 섹터에 전송한다.
구체적으로 복수의 OFDM 심볼 매핑부(451)의 각각은 스위치(440)가 출력하는 복수의 BCH 심볼, 복수의 SCH 심볼, 복수의 기타 채널 심볼을 복수의 부반송파와 복수의 심볼 구간에 매핑하여 복수의 안테나(456)에 각각 대응하는 복수의 주파수 영역 하향링크 프레임을 생성한다(S413). 이때, 복수의 OFDM 심볼 매핑부(451)는 서로 다른 복수의 부반송파에 복수의 BCH 심볼과 복수의 SCH 심볼을 매핑한다. 복수의 OFDM 심볼 매핑부(451)의 각각은 서로 인접하는 BCH 심볼과 SCH 심볼에 대해서는 동일한 부반송파를 매핑한다.
스위치(440)와 복수의 OFDM 심볼 매핑부(451)에 의하여 도 20에서 보여지는 복수의 안테나를 위한 복수의 하향링크 프레임이 생성된다. 도 20은 본 발명의 실시예에 따라 SCH와 BCH에 동일한 FSTD가 적용된 하향링크 프레임을 보여준다.
복수의 프리코더(452)의 각각은 대응하는 하향링크 프레임에서 서로 인접하는 SCH 심볼들과 BCH 심볼들에 프리코딩 벡터를 수학식 17에서와 같이 적용한다(S415).
Figure 112007082349401-pat00019
수학식 17에서 k는 BCH 심볼의 전송을 위해 사용되는 부반송파의 인덱스이고, a는 안테나의 인덱스이다. 심볼 dk,T 는 BCH가 배치되는 심볼 구간들 중 T 번째에서 k 번째 부반송파로 전송되는 BCH 심볼이다. Fa,s,T 는 섹터 s 및 심볼 구간 T에 해당하는 프리코딩 벡터 (Fs,T)의 a 번째 엘리먼트인 프리코딩 가중 값이다.
프리코딩 벡터 (Fs,T)의 한 예를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112007082349401-pat00020
수학식 18에서 L은 프리코딩 벡터의 개수를 의미한다. 수학식 18에 따라 한 섹터의 프리코딩 벡터는 다른 섹터의 프리코딩 벡터와 직교한다. T에 변경에 따른 복수의 프리코딩 벡터 또한 서로 직교하는 것이 좋다. 수학식 18와 같이, 프리코딩 벡터는 섹터의 인덱스(s), BCH가 배치되는 부프레임에 종속적이고, 부반송파의 인덱스에는 독립적이다. 즉, 프리코딩 벡터는 섹터의 인덱스(s), BCH가 위치하는 부프레임에 따라 변한다.
고속 푸리에 역변환부(453)는 프리코더(452)가 출력하는 주파수 영역 하향링크 프레임을 고속 푸리에 역변환하여 시간 영역 하향링크 프레임을 생성하고 출력한다(S417).
보호 구간 삽입부(454)는 고속 푸리에 역변환부(453)가 출력하는 시간 영역 하향링크 프레임의 OFDM 심볼에 CP(Cyclic Prefix)와 같은 보호 구간을 삽입하여 보호 구간이 삽입된 하향링크 프레임을 생성하고 출력한다(S419).
고주파 변환부(455)는 보호 구간 삽입부(454)가 출력하는 하향링크 프레임을 중간 주파수 신호를 거쳐 고주파 신호로 변환하고 증폭하여 안테나(456)를 통해 이동국(30)에 전송한다(S421).
다음은 도 21 및 도 22를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 이동국(30)의 하향링크 프레임 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 21 및 도 22을 설명하면서, 도 14 및 도 15에 의해 중복되는 설명은 생략될 수 있다.
도 21는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 장치의 블록도이다.
도 21에 도시된 바와 같이, 본 발명의 한 실시예에 따른 하향링크 프레임 수 신 수신 장치(500)는 안테나(501), 다운 컨버터(down converter) (503), SCH BCH 대역 필터(505), 셀 탐색부(507), 보호 구간 제거부(509), 고속 푸리에 변환부(511), 채널 추정부(513), BCH 복조부(515), BCH 디코더(517), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(519), 디스크램블러(521)를 포함한다.
이동국(30)은 기지국(20)에 따라 특정되는 동기 채널 스크램블링 코드를 기지국(20)과 공유한다.
도 22은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, 다운 컨버터(503)는 안테나(501)를 통해 수신된 하향링크 프레임을 기저대역 프레임으로 변환하여 출력한다(S501).
SCH BCH 대역 필터(505)는 다운 컨버터(503)가 출력하는 기저대역 프레임에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 필터링하여 출력한다(S503).
보호 구간 제거부(509)는 SCH BCH 대역 필터(505)가 출력하는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 제거한다(S505).
푸리에 변환부(511)는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한다(S507).
푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 특정 수신 안테나로 유입되는 SCH 수신 심볼은 수학식 19과 같이 표현된다.
Figure 112007082349401-pat00021
수학식 19에서, nk는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, Hk,a,s,T는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 a 및 부프레임 T에 해당하는 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 나타내며, ξ는 이동국(30)에 영향을 미치는 섹터의 개수를 나타낸다.
푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k의 BCH 수신 심볼(Rk,T)은 수학식 20과 같이 표현된다.
Figure 112007082349401-pat00022
수학식 20에서, nk'는 부가적인 가우시안 잡음(additive Gaussian noise)이고, H'k,a,s,T는 섹터 s, 부반송파 k, 송신 안테나 a, 및 부프레임 T에 해당하는 방송 채널의 페이딩 채널 상태를 나타낸다.
시간축 상에서 인접한 SCH 심볼과 BCH 심볼은 동일한 안테나를 통해 유사한 시간을 통하여 전송되므로, 동기 채널의 페이딩 채널 상태와 방송 채널의 페이딩 채널 상태는 수학식 21을 만족한다고 가정할 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00023
따라서, 이동국(30)은 동기 채널의 페이딩 채널 상태를 추정하고, 동기 채널의 추정된 페이딩 채널 상태 정보를 수학식 20에 적용하여 코히런트 복조를 수행한다면, BCH 심볼(dk,T)을 추정할 수 있다.
셀 탐색부(507)는 SCH BCH 대역 필터(505)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 셀 식별자(identifier)를 파악하여 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 파악한다(S509).
채널 추정부(513)는 푸리에 변환부(511)가 출력하는 SCH 수신 심볼과 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 가지고 수학식 22와 같이 동기 채널의 페이딩 채널 상태(HSCH)를 추정한다(S511).
Figure 112007082349401-pat00024
BCH 복조부(515)는 수학식 23과 같이 코히런트 소프트 컴바이닝(soft-combining) 복조를 수행하여 BCH 심볼을 추정한다(S513). 즉, BCH 복조부(515)는 푸리에 변환부(511)가 출력하는 부반송파 k에 해당하는 BCH 수신 심볼(Rk,t)와 채널 추정부(513)가 추정한 동기 채널의 상태(HSCH)를 이용하여 BCH 심볼(dk,t)을 추정한다.
Figure 112007082349401-pat00025
BCH 디코더(517)는 BCH 복조부(515)가 출력하는 복수의 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 데이터를 생성한다(S515).
디스크램블러(521)는 BCH 디코더(517)가 출력하는 BCH 데이터를 디스크램블링하여 기지국(20)에 따라 특정되는 최종적인 방송 채널 신호를 복원한다(S517).
다음은 도 23 및 도 24를 참조하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 이동국(30)의 신호 수신 장치에 대하여 설명한다.
도 23 및 도 24를 설명하면서, 도 16 및 도 17에 의해 중복되는 설명은 생략될 수 있다.
도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 23에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치(600)는 제1 안테나(601a), 제2 안테나(601b), 제1 다운 컨버터(603a), 제2 다운 컨버터(603b), 제1 SCH BCH 대역 필터(605a), 제2 SCH BCH 대역 필터(605b), 셀 탐 색부(607), 제1 보호 구간 제거부(609a), 제2 보호 구간 제거부(609b), 제1 고속 푸리에 변환부(611a), 제2 고속 푸리에 변환부(611b), 채널 추정부(613), BCH 복조부(615), BCH 디코더(617), 기타 채널을 복조하는 기타 채널 복조기(619), 디스크램블러(621)를 포함한다. 도 23에 따르면 신호 수신 장치(600)는 2개의 안테나를 포함하지만, 2개 이상의 안테나를 포함할 수도 있다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
먼저, 제1 다운 컨버터(603a) 및 제2 다운 컨버터(603b)는 제1 안테나(601a) 및 제2 안테나(601b)를 통해 각각 수신된 하향링크 프레임을 기저대역 프레임으로 변환하여 출력한다(S601).
제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)는 제1 다운 컨버터(603a) 및 제2 다운 컨버터(603b)가 출력하는 기저대역 프레임에서 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 각각 필터링하여 출력한다(S603).
제1 보호 구간 제거부(609a) 및 제2 보호 구간 제거부(609b)는 제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)가 출력하는 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호에서 CP와 같은 보호 구간을 각각 제거한다(S605).
제1 고속 푸리에 변환부(611a) 및 제2 고속 푸리에 변환부(611b)는 제1 보호 구간 제거부(609a) 및 제2 보호 구간 제거부(609b)가 출력하는 보호 구간이 제거된 SCH 대역의 신호와 BCH 대역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 복수의 부반송파에 실려 전송된 복수의 SCH 수신 심볼과 복수의 BCH 수신 심볼을 생성하여 출력한 다(S607). 부반송파 k에서 수신 안테나(601a)의 SCH 수신 심볼과 수신 안테나(601b)의 SCH 수신 심볼은 수학식 24과 같이 표현될 수 있다. 부반송파 k에서 수신 안테나(601a)의 BCH 수신 심볼과 수신 안테나(601b)의 BCH 수신 심볼은 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00026
Figure 112007082349401-pat00027
수학식 24와 수학식 25에서 rx_ant는 수신 안테나의 인덱스이다.
앞에서 설명한 바와 같이 수학식 26을 가정할 수 있다.
Figure 112007082349401-pat00028
셀 탐색부(607)는 제1 SCH BCH 대역 필터(605a) 및 제2 SCH BCH 대역 필터(605b)가 출력하는 SCH 대역의 신호를 통해 셀 식별자(identifier)를 파악하여 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,T)를 파악한다(S609).
채널 추정부(613)는 제1 고속 푸리에 변환부(611a)와 제2 고속 푸리에 변환부(611b)가 출력하는 SCH 수신 심볼과 SCH 심볼 벡터의 k 번째 엘리먼트(Ak,a,T)를 가지고 안테나(601a)를 위한 동기 채널의 페이딩 채널 상태([HSCH]rx_ant=0)와 안테나(601b)를 위한 동기 채널의 페이딩 채널 상태([HSCH]rx_ant=1)를 수학식 27과 같이 추정한다(S611).
Figure 112007082349401-pat00029
BCH 복조부(615)는 수학식 28과 같이 코히런트 소프트 컴바이닝(soft-combining) 복조를 수행하여 BCH 심볼을 추정한다(S613). 즉, BCH 복조부(615)는 제1 고속 푸리에 변환부(611a)가 출력하는 부반송파 k에 해당하는 BCH 수신 심 볼(Rk,t)와 채널 추정부(613)가 추정한 동기 채널의 상태(HSCH)를 이용하여 BCH 심볼(dk,t)을 추정한다.
Figure 112007082349401-pat00030
BCH 디코더(617)는 BCH 복조부(615)가 출력하는 복수의 BCH 심볼을 비터비 복호와 같은 복호를 수행하여 BCH 데이터를 생성한다(S615).
디스크램블러(621)는 BCH 디코더(617)가 출력하는 BCH 데이터를 디스크램블링하여 기지국(20)에 따라 특정되는 최종적인 방송 채널 신호를 복원한다(S617).
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 통신 시스템을 도시한 도면이다. 그리고, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 기지국을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 SCH와 BCH에 대한 대역폭 할당을 보여준다.
도 7 내지 도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH와 BCH가 매핑된 주파수 영역 하향링크 프레임을 보여준다.
도 11 내지 도 13은 본 발명의 다양한 실시예에 따라 SCH 심볼과 BCH 심볼이 매핑된 하향링크 프레임의 일부를 보여준다.
도 14는 본 발명의 한 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 장치의 블록도이다.
도 15은 본 발명의 한 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 섹터 송신기를 도시한 블록도이다.
도 19는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 섹터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 21는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 장치의 블록도이다.
도 21는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 하향링크 프레임 수신 장치의 블록도이다.
도 22은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.
도 23은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 장치의 블록도이다.
도 24는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 신호 수신 방법을 도시한 흐름도이다.

Claims (9)

  1. 복수의 동기 채널 심볼과 복수의 방송 채널 심볼을 시간축에서 인접하게 배치하는 단계;
    상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼에 프리코딩 벡터를 적용하여 복수의 안테나에 각각 대응하는 복수의 하향링크 프레임을 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터에 따라 변하며, 하나의 섹터의 프리코딩 벡터는 다른 섹터의 프리코딩 벡터와 직교하는 하향링크 프레임 생성 방법.
  2. 복수의 동기 채널 심볼과 복수의 방송 채널 심볼을 시간축에서 인접하게 배치하는 단계;
    상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼에 프리코딩 벡터를 적용하여 복수의 안테나에 각각 대응하는 복수의 하향링크 프레임을 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터에 따라 변하며,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 방송 채널 심볼이 위치하는 부프레임에 따라 더 변하는 하향링크 프레임 생성 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 프리코딩 벡터는 부반송파의 인덱스에 독립적인 하향링크 프레임 생성 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 배치하는 단계는
    상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼을 시스템의 공통 대역폭에 배치하는 단계를 포함하는 하향링크 프레임 생성 방법.
  5. 제1 하향링크 프레임과 제2 하향링크 프레임을 포함하는 복수의 하향링크 프레임을 제1 안테나와 제2 안테나를 포함하는 복수의 안테나를 통해 각각 전송하는 하향링크 프레임 전송 방법에 있어서,
    상기 제1 하향링크 프레임의 제1 심볼 구간의 제1 부반송파와 제2 부반송파에 복수의 동기 채널 심볼 중 제1 심볼과 널링 심볼을 배치하는 단계;
    상기 제1 하향링크 프레임의 제2 심볼 구간의 제3 부반송파와 제4 부반송파에 복수의 방송 채널 심볼 중 제2 심볼과 널링 심볼을 각각 배치하는 단계;
    상기 제2 하향링크 프레임의 제3 심볼 구간의 제5 부반송파와 제6 부반송파에 널링 심볼과 상기 복수의 동기 채널 심볼 중 제3 심볼을 각각 배치하는 단계;
    상기 제2 하향링크 프레임의 제4 심볼 구간의 제7 부반송파와 제8 부반송파에 널링 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼 중 제4 심볼을 배치하는 단계;
    상기 제1 심볼과 상기 제2 심볼에 상기 제1 안테나에 대응하는 제1 프리코딩 가중 값을 적용하는 단계;
    상기 제3 심볼과 상기 제4 심볼에 상기 제2 안테나에 대응하는 제2 프리코딩 가중 값을 적용하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 심볼 구간과 상기 제3 심볼 구간은 동일한 구간이고, 상기 제2 심볼 구간과 상기 제4 심볼 구간은 동일 구간이고, 상기 제2 심볼 구간은 상기 제1 심볼 구간과 인접한 구간이고, 상기 제4 심볼 구간은 상기 제2 심볼 구간과 시간축에서 인접한 구간이고,
    상기 제1 부반송파, 상기 제3 부반송파, 상기 제5 부반송파 및 상기 제7 부반송파는 서로 동일하고,
    상기 제2 부반송파, 상기 제4 부반송파, 상기 제6 부반송파 및 상기 제8 부반송파는 서로 동일한 하향링크 프레임 전송 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제1 프리코딩 가중 값과 상기 제2 프리코딩 가중 값은 프리코딩 벡터의 엘리먼트이고,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 복수의 하향링크 프레임이 전송되는 섹터에 따라 변하는 하향링크 프레임 전송 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 프리코딩 벡터는 상기 제1 심볼 구간이 위치하는 부프레임에 따라 더 변하는 하향링크 프레임 전송 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 프리코딩 벡터는 부반송파의 인덱스에 독립적인 하향링크 프레임 전송 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 동기 채널 심볼과 상기 복수의 방송 채널 심볼은 시스템의 공통 대역폭에 배치되는 하향링크 프레임 전송 방법.
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