KR20080067378A - Ｄｃ 전압을 보다 낮은 ｄｃ 전압으로 변환하는 방법 및ｄｃ-ｄｃ 벅 컨버터 - Google Patents

Ｄｃ 전압을 보다 낮은 ｄｃ 전압으로 변환하는 방법 및ｄｃ-ｄｃ 벅 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 제 1 단자로부터 인더터를 통해 전류를 전도하여, 출력 단자에서 상기 인덕터에 접속된 캐피시터를 충전하고 상기 출력 단자로부터 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 것과, 상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하면서, 상기 출력 단자에서 공급 전압보다 낮은 원하는 전압을 생성하도록, 공급 전압과 그라운드 전위 사이에서 상기 입력 단자를 교대로 스위칭하는 것과, 상기 입력 단자를 상기 공급 전압과 상기 그라운드 전위 모두로부터 분리시켜, 인덕터를 통한 전류가 감소된 부하 전류에 응답하여 조정되는 동안 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 단자에서의 전압의 상승을 감소시키는 것을 포함하는 DC 전압을 보다 낮은 DC 전압으로 변환하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

Description

ＤＣ 전압을 보다 낮은 ＤＣ 전압으로 변환하는 방법 및 ＤＣ-ＤＣ 벅 컨버터{BUCK DC TO DC CONVERTER AND METHOD}
본 발명은 스위칭 전원(switching power supply)(스위칭 컨버터)에 관한 것이다. 이들 장치는 한 레벨의 전압 및 전류를 다른 레벨의 전압 및 전류로 효과적으로 변환하는데 사용된다. 스위칭 컨버터는 고 전력 또는 배터리 동작이 고 효율을 요구하는 경우에 특히 중요하다. 스위칭 컨버터는 셀 폰, PDA, 개인용 컴퓨터 등과 같은 많은 소비재에 두루 보급되어 있다. 스위칭 전원의 주요한 특징은 크기가 작고 비용이 저렴하다는 것으로, 이는 효과적인 설계를 통해 달성된다.
스위칭 컨버터의 크기 및 비용을 향상시키기 위한 한가지 방법은 외부 수동 소자의 크기를 최적화하는 것이다. 이것은 전력 장치의 토폴로지를 최적화함으로써 달성된다.
초미세(deep sub-micron) CMOS의 출현으로, 매우 낮은 전압, 높은 허용오차(tolerance), 고전류의 전원이 요구된다. 그 결과, 수동 필터 소자가 매우 낮은 임피던스로 스케일링되어야 하고, 특히 고품질의 큰 값을 갖는 출력 캐패시터가 선 택된다. 이 캐패시터는 서브-마이크론 CMOS를 위한 스위칭 컨버터의 크기 및 비용을 좌우한다. 일반적으로, 캐패시터가 보다 작다는 것은 비용이 보다 낮다는 것을 의미한다.
출력 캐패시터를 감소시킬 수 있는 전원 장치 토폴로지가 필요하다.
집적 회로를 사용하는 다양한 장치에서 요구되는 보다 낮은 동작 전압을 제공하는데 흔히 벅 DC-DC 컨버터가 사용된다. 통상, 협소한 듀티사이클로 인덕터를 통해 출력 캐패시터를 충전하는데 매우 큰 공급 전압이 이용되며, 듀티 사이클의 오프(off) 부분 동안 보다 높은 전압 공급 장치에 접속되지 않을 때 누적된 인덕터 전류가 출력 전압을 유지한다.
인덕터 전류를 충전하기 위해 보다 높은 공급 전압을 갖고 인덕터 전류를 방전하기 위해 훨씬 더 작은 출력 전압을 갖는 이 장치는 스텝 부하 회복(step load recovery)이 비대칭이 되게 한다. 부하 전류가 작은 값에서 최대값 근방까지 나아가면, 인덕터 양단의 전압은 공급 전압에서 출력 전압을 뺀 값이 된다. 이 경우, 비교적 큰 공급 전압에 의해 인덕터가 신속하게 충전될 수 있고, 대응 출력 전압 드룹(droop)이 최소화된다.
부하 전류가 최대값 근방으로부터 최소값 근방으로 되면, 인덕터 양단의 전압은 출력 전압이 된다. 이 비교적 작은 전압은 인덕터를 천천히 방전시킨다. 이 때문에 큰 출력 전압 오버슈트가 발생한다. 이것은 기본적인 벅 컨버터 구조의 본래의 한계이다.
이 문제를 회피하기 위한 한 방법은 동기 정류기 FET의 벌크 다이오드를 단 시간동안 턴온시키기 위해 별도의(discrete) MOSFET을 채용하는 것이다. 이렇게 하면, 벌크 다이오드의 턴온 전압에 의한 방전 전압이 상승한다. 그러나, 이 방법은 집적 회로 형태에 일반적으로 이용가능하지는 않다. 집적 회로의 전력 장치에서는, 래치업(latch-up) 때문에 벌크 다이오드를 턴온시키지 않는 것이 바람직하다. 래치업은 대부분의 집적 회로에서 자기 파괴적이므로 이를 회피하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 또한, 방전 레이트의 향상은 다이오드 포워드 드롭(diode forward drop)의 추가에 의해서만 이루어진다.
이상의 이유로, 컨버터에서 부하 전류가 실질적으로 드롭될 때 여분의 전하를 저장하기 위해 보다 큰 캐패시터를 사용하지 않고 벅 컨버터에서 내장 인덕터 전류를 방전시키기 위한 개선된 방법 및 장치를 제공하는 것이 유익할 것이다.
본 발명의 전술한 과제 및 본 발명의 다른 과제 및 이점들은 후술하는 본 발명의 실시예에 의해 달성된다.
일실시예에서, DC-DC 벅 컨버터(buck converter)는 입력 단자와 캐패시터의 한 단부 사이에 결합되어, 인덕터 전류를 상기 캐패시터로 전도하여 상기 캐패시터 양단에 출력 전압을 생성하고 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 인덕터와, 상기 입력 단자를 전압원에 접속시키는 제 1 스위치와, 상기 입력 단자를 접지시키는 제 2 스위치와, 상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 상기 출력 전압에 응답하여 상기 입력 단자를 상기 전압원 또는 그라운드에 교대로 접속하는 정상 동작 시퀀스를 제공하도록 상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제어 회로를 포함하되, 상기 제어 회로는 상기 제 1 및 제 2 스위치를 모두 개방하여 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시킨다.
제어 회로는 상기 제 1 스위치를 오프로 유지하고, 상기 제 2 스위치를 변조하여 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시킬 수 있다.
컨버터는 상기 제 2 스위치 양단에 접속되어, 상기 인덕터를 통한 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 조정되는 동안 상기 입력 단자가 역방향 전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 상기 제 2 스위치 양단의 전압을 제한하는 역 바이어스 바이패스 회로를 더 포함한다. 바이패스 회로는 반대 극성으로 직렬 연결된 다이오드 및 제너 다이오드를 포함할 수 있으며, 상기 다이오드는 정상 동작 시퀀스 동안 역방향 바이어스되고, 상기 인덕터를 통한 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 조정되는 동안 상기 인덕터 단자가 역방향 전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 역방향 바이어스된 제너 다이오드로 순방향 바이어스된다.
제 2 스위치는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET일 수 있다. 컨버터는 상기 MOSFET의 각각의 소스 및 드레인 전극으로부터 상기 벌크 유전체로 접속되고 상기 MOSFET 내의 벌크 반도체 접합의 순방향 바이어스를 방지하는 별도의(separate) 다이오드를 더 포함할 수 있다. 상기 별도의 다이오드 각각은 쇼트키 다이오드일 수 있다. 상기 제 2 스위치는 n 웰 격리 벌크 영역을 갖는 p 벌크 MOSFET일 수 있다.
제 1 및 제 2 스위치와 상기 제어 회로는 상기 동일 집적 회로의 일부로서 구성될 수 있다. 제 2 스위치는 상기 제 2 스위치로부터의 열 소산(dissipation)을 향상시키도록 상기 제어 회로와 별개의 집적 회로의 일부로서 구성될 수 있다. 제 2 스위치는 공통 접속된 소스 및 p 웰 단자를 갖는 한 쌍의 직렬 접속된 N 웰 MOSFET을 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, DC 전압을 보다 낮은 DC 전압으로 변환하는 방법은 제 1 단자로부터 인더터를 통해 전류를 전도하여, 출력 단자에서 상기 인덕터에 접속된 캐피시터를 충전하고 상기 출력 단자로부터 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 단계와, 상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 동안, 상기 출력 단자에서 공급 전압보다 낮은 원하는 전압을 생성하도록, 공급 전압과 그라운드 전위 사이에서 상기 입력 단자를 교대로 스위칭하는 단계와, 상기 입력 단자를 상기 공급 전압과 상기 그라운드 전위 모두로부터 분리시켜, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 단자에서의 전압의 상승을 감소시키는 단계를 포함한다.
이 방법은 상기 공급 전압을 상기 입력 단자로부터 분리된 채로 유지하고, 인덕터 전류가 상기 감소된 부하 전류에 응답하여 조정되는 동안 상기 그라운드 전위에 대한 접속을 변조하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 방법은 인덕터 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 조정되는 동안 상기 입력 단자에서 생성될 수 있는 역방향 전압의 양을 제한하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 교대로 스위칭하는 단계는 제어 회로를 구비한 단일 반도체 기판에서 생성된 반도체 디바이스를 사용하는 단계를 포함하되, 상기 제어 회로는 상기 반도체 디바이스로 교대로 스위칭하도록 구성될 수 있다. 이 방법은 상기 그라운드 전위에 대해 상기 입력 단자에서 생성된 역전압을 제한하도록 구성된 하나 이상의 소자로, 상기 입력 단자를 상기 그라운드 전위에 접속하는데 사용된 반도체 스위칭 디바이스를 바이패스하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 교대로 스위칭하는 단계는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET을 사용하여 상기 입력 단자를 그라운드로 스위칭하고, 상기 MOSFET 내의 상기 격리된 벌크와의 반도체 접합이 상기 입력 단자에서의 역전압에 의해 순방향 바이어스되지 않도록 보호하는 단계를 포함하고, 상기 보호 단계는 상기 격리된 벌크의 상기 반도체 접합보다 낮은 순방향 바이어스 임계 전압을 갖는 개별 쇼트키 다이오드로 상기 반도체 접합을 바이패스하는 단계를 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에서는, DC-DC 벅 컨버터가 입력 단자와 캐패시터의 한 단부 사이에 결합되어, 인덕터 전류를 상기 캐패시터로 전도하여 상기 캐패시터 양단에 출력 전압을 생성하고 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 인덕터와, 상기 입력 단자를 전압원에 접속시키는 제 1 스위치와, 상기 입력 단자를 접지시키는 제 2 스위치와, 가변 범위의 상기 부하 전류를 제공하는 상기 출력 전압에 응답하여 상기 입력 단자를 상기 전압원 또는 그라운드에 교대로 접속하는 정상 동작 시퀀스를 제공하도록 상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제어 회로를 포함하되, 상기 제어 회로는, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시키도록 부의 전압 또는 역전압이 상기 입력 단자에서 형성되게 한다.
제어 회로는 상기 제 1 및 제 2 스위치를 개방하여 상기 부하 전류의 실질적 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시킬 수 있다. 컨버터는 상기 제 2 스위치 양단에 접속되어, 상기 입력 단자가 역전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 상기 제 2 스위치 양단의 역 전압을 제한하는 역바이어스 바이패스 회로를 더 포함할 수도 있다. 바이패스 회로는 반대 극성으로 직렬 연결된 다이오드 및 제너 다이오드를 포함할 수 있으며, 상기 다이오드는 정상 동작 시퀀스 동안에 역바이어스되고, 상기 인덕터 단자가 역전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 역바이어스된 제너 다이오드로 순방향 바이어스된다.
상기 제 2 스위치는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET일 수 있다. 이 컨버터는 상기 MOSFET의 각각의 소스 및 드레인 전극으로부터 상기 벌크 유전체에 접속되어 상기 MOSFET 내의 벌크 반도체 접합의 순방향 바이어스를 방지하는 별도의 다이오드를 더 포함할 수 있다. 제 2 스위치는 n 웰 격리 벌크 영역을 갖는 p 벌크 MOSFET일 수 있다.
제 1 및 제 2 스위치와 상기 제어 회로는 상기 동일 집적 회로의 일부로서 구성될 수 있다. 제 2 스위치는 상기 제 2 스위치로부터의 열 방산을 향상시키기 위해 상기 제어 회로와 별개의 집적 회로의 일부로서 구성될 수 있다. 제 2 스위치는 공통 접속된 소스 및 p 웰 단자를 갖는 한 쌍의 직렬 접속된 N 웰 MOSFET를 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에서, DC 전압을 보다 낮은 DC 전압으로 변환하는 방법은 입력 단자로부터 인덕터를 통해 전류를 전도하여, 출력 단자에서 상기 인덕터에 접속된 캐피시터를 충전하고 상기 출력 단자로부터 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 단계와, 상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 동안, 상기 출력 단자에서 공급 전압보다 낮은 원하는 전압을 생성하도록, 공급 전압과 그라운드 전위 사이에서 상기 입력 단자를 교대로 스위칭하는 단계와, 상기 입력 단자 상에 역전압을 형성하여, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 단자에서의 전압의 상승을 감소시키는 단계를 포함한다.
이 방법은 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 인덕터 전류가 조정되는 동안 상기 입력 단자를 상기 공급 전압으로부터 분리된 채로 유지하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
이 방법은 상기 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 인덕터 전류가 조정되는 동안에 상기 입력 단자에서 생성될 수 있는 역전압의 양을 제한하는 단계를 더 포함할 수도 있다. 이 방법은 상기 그라운드 전위에 대해 상기 입력 단자에서 생성된 역전압을 제한하는 하나 이상의 소자에 의해 상기 입력 단자를 상기 그라운드 전위에 접속하는데 사용된 반도체 스위칭 디바이스를 바이패스하는 단계를 더 포함할 수도 있다.
상기 교대로 스위칭하는 단계는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET을 사용하여 상기 입력 단자를 그라운드로 스위칭하고, 상기 MOSFET 내의 상기 격리된 벌크와의 반도체 접합이 상기 입력 단자에서의 역전압에 의해 순방향 바이어스되지 않도록 보호하는 단계를 포함하고, 상기 보호 단계는 상기 격리된 벌크의 상기 반도체 접합보다 낮은 순방향 바이어스 임계 전압을 갖는 개별 쇼트키 다이오드로 상기 반도체 접합을 바이패스하는 단계를 포함할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 개략적인 회로도.
도 2는 정상 모드 동작 동안 그리고 부하 전류의 실질적인 감소 동안, 도 1의 벅 컨버터 내에서 발생하는 인덕터 전류 및 여러 전압을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따라 기능하는 벅 컨버터 내에서 생성된 여러 전압 및 인덕터 전류를 도시한 도면.
도 4는 부하 전류가 실질적으로 감소하는 두 사이클 동안의 전압대 인덕터 전류를 도시한 도면으로, 제 1 사이클은 본 발명을 실시하지 않은 것이고, 제 2 사이클은 본 발명의 일실시예를 실시한 것으로 제 1 사이클의 전압 오버슈트보다 더 작은 전압 오버슈트를 보여주는 도면.
도 5는 본 발명의 일실시예를 도시한 개략도.
도 6은 본 발명의 다른 실시예를 도시한 개략도.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한 개략도.
도 8은 도 7의 실시예의 변형예를 도시한 개략도.
도 9는 도 5의 실시예에 따라 구성된 MOSFET 스위치의 개략적인 단면도.
도 10은 도 7의 실시예의 다른 변형예의 개략도.
이하 첨부 도면을 참고하여 본 발명을 상세히 설명하며, 본 발명의 범위는 첨부한 청구범위에 개시한다.
도 1은 입력 단자(14)와 출력 단자(15) 사이에 접속된 인덕터(12)와, 출력 단자(15)와 그라운드(18) 사이에 접속된 캐패시터(16)와, 제어기 집적 회로(20)를 포함하는 종래기술의 컨버터(10)를 도시한 것이다. 또한, 공급 전압원(22)과 부하(24)가 도시되어 있다. 집적 회로(20)는 한 쌍의 스위치(26, 28)와 스위칭 제어기(29)를 포함한다. 스위치(26)는 입력 단자(14)를 전압 공급원(22)에 선택적으로 결합시키도록 접속되며, 공급 전압 또는 공급원 스위치(26)라고도 한다. 스위치(28)는 입력 단자(14)를 그라운드(18)에 선택적으로 결합시키도록 접속되며, 동기 정류기 스위치(28)라고도 한다. 스위치(26, 28)는 각각의 소스 단자에 대한 벌크 접속부를 갖는 MOSFET이다. 스위칭 제어기(29)는 단자(15)에서의 출력 전압에 응답하여 스위치(26, 28)를 제어하기 위한 듀티 사이클을 결정한다. 이 목적을 위해 다양한 스위칭 제어기 토폴로지 및 방법들이 존재한다. 실제 전류가 급속히 변할 수 있는 큰 부하 전류 범위에 대한 정상 상태 부하 전류와 같이, 컨버터에 대한 부하 전류 요구에 따라 다른 방법들이 이용될 수 있다.
도 2는 다양한 전압대 인덕터 전류를 도시함으로써 벅 컨버터(10)의 동작을 보여준다. 여러 그래프(30)는 시간 프레임(31), 출력 단자 전압(32), 인덕터 전류(34), 공급원 스위치 변조(36), 동기 정류기 스위치 변조(38) 및 듀티 사이클(40)을 포함한다. 그래프(30)는 컨버터(10)의 다른 동작 상태를 포함하도록 시간에 대해 도시되어 있다. 시간 세그먼트(42)는 컨버터(10)에 대한 정상 모드 동작 상태를 보여주며, 소스 스위치 변조(36) 및 정류기 스위치 변조(38)는 공급 전압(22)과 그라운드(18) 사이의 입력 단자(14)의 교류 스위칭을 보여준다. 따라서, 인덕터 전류(34)는 공급 전압 스위치(26)가 도통하는 동안에 잠깐 상승하고(42a), 정류기 스위치(28)가 도통하는 동안에 하락한다(42b).
시점(43)은 부하(24)에 의해 발생된 부하 전류의 실질적인 감쇠를 보여주며, 결국 인덕터(12) 내의 저장 에너지로부터 출력 단자(15)에서 생성된 전압이 상승하게 된다. 정류기 스위치(28)가 닫힌(44a) 채로 유지되고 출력 단자 전압(32)이 하이(high)(44b)로 유지되므로, 인덕터 전류(34)는 기간(44) 동안 점진적으로 감쇠한다. 듀티 사이클 그래프(40)는 정상 듀티 사이클 제어기의 동작 및 인덕터 전류가 부하 전류가 실질적으로 감소하도록 천천히 조정되고 있는 기간(44) 동안의 실질적으로 평행한 선을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터(10)의 동작을 도시한 것이다. 이 동작 방법은 제어기(29)에 프로그램된다. 이 도면은 시간(52), 출력 전압(54), 인덕터 전류(56), 공급원 스위치 변조(58), 동기 정류기 스위치 변조(60) 및 듀티 사이클(62)을 포함한다. 기간(64)은 정상 모드 정류기의 동작을 나타내고, 변조 그래프(58, 60)는 입력 단자(14)가 공급 전압(22)과 그라운드(18) 사이에서 교류로 스위칭되는 것을 나타낸다. 인덕터 전류 그래프(56)는 정상 모드 변환기 동작 동안 전술한 바와 동일한 변화를 보여준다.
시점(65)은 인덕터 전류가 감쇠하기 시작하고 출력 단자 전압이 상승함에 따라 부하 전류가 실질적으로 감소한다는 것을 나타낸다. 동기 정류기 변조 그래프(60)는 입력 단자(14)를 그라운드(18)에 접속하기 위해 기간(66, 67) 동안 턴온된다는 것을 나타낸다. 시점(67a)에서, 스위치(28)는 턴오프되고, 오프된 채로 유 지되어 입력 단자(14)에서의 전압이 부(negative)로 되게 하며, 따라서 스위치(28)에서 역방향으로 도통을 일으켜 단자(14)와 그라운드(18) 간의 전압 강하를 증가시킨다. 부 또는 역 전압은 부의 인덕터 전류를 크게 증가시켜 출력 단자(15)에서의 전압을 급속히 떨어뜨린다. 이것은 출력 단자 전압의 최대 값을 낮추어 부하(24)에 일부 과전압 보호를 제공한다. 정류기 스위치 변조 그래프(60)는 시간(67b)에서 스위치(28)의 추가적인 변조를 보여준다. 이러한 부가적인 변조는 컨버터가 의도하는 부하의 공지되어 있는 인덕터 전류 감쇠 특징들에 따라 제어기(29)에 프로그램될 수 있다. 그래프(56)에서 인덕터 전류가 감소한 부하 전류에 따라 적절한 레벨(68)로 감쇠하였다면, 스위치(26, 28)의 정상 모드 변조는 기간(70)에서 시작될 수 있다. 듀티 사이클 그래프(62)는 인덕터 전류가 감소된 부하 전류를 조정하는 동안 활성 듀티 사이클(active duty cycle) 제어가 발생된다는 것을 나타낸다.
도 4는 두 개의 상이한 제어 방법을 이용하는, 두 연속하는 기간(79, 80)을 포함하는 시간(78)에 대한 출력 전압(74), 인덕터 전류(76) 및 듀티 사이클 동작(75)의 그래프(72)를 도시한 것이다. 기간(79)은 부하 전류의 급속한 증가(79a) 후에 부하 전류가 실질적으로 감쇠하는 것(79b)을 보여준다. 시점(79c)에서, 그래프(74)에서의 출력 전압 또는 출력 단자 전압은 부하 전류의 감소로 인해 큰 오버슈트를 보여준다. 기간(80)은 또한 시점(80c)에서 부하 전류 증가(80a) 후에 시점(80b)에서 부하 전류의 실질적인 감소를 보여준다. 그러나, 기간(80)에서는 도 3을 참조하여 설명한 스위치 방법을 이용한 결과 그래프(74)의 출력 단자 전압의 상승이 보다 작게 된다(80c). 듀티 사이클 그래프(75)는 시점(75a)에서 제로에서 수학적 포화를 보여준다. 듀티 사이클(75)은 또한 제어기가 75b에서 부의 수를 생성하여 본 발명을 사용하여 스위치(28)의 새로운 동작을 명령한다는 것을 보여준다.
임의의 적절한 방법에 의해 부하 전류에서 실질적인 드롭의 결정이 이루어질 수 있다. 일반적으로 회로 설계에 대한 다양한 부하 전류 요구 때문에, 일반적으로 시간에 대해 출력 전압을 감시하는 단계를 포함하는, 벅 컨버터에서 듀티 사이클을 제어하기 위한 공지된 다양한 방법이 있다. 이런 이유로, 부하 전류에 실질적인 드롭이 존재하는 때의 결정이 일부 다양한 특정 정의를 가질 수 있다. 본 발명은 부하 전류의 실질적인 감소의 임의의 특정 정의에 한정되지 않는다.
도 5는 다른 스위칭 및 제어 반도체를 갖는 다른 DC-DC 벅 컨버터(84)를 도시한 것이다. 반도체(86)는 공급 전압과 그라운드 사이에 입력 단자(92)를 교대로 접속시키는 한 쌍의 MOSFET 스위치(88, 90)를 포함한다. 그러나, MOSFET 스위치(88, 90)는 P 벌크 단자(88, 90a)를 포함하는데, 이 단자는 입력 단자(92)에서의 전압이 정상 모드 동작값으로부터 역전되거나 또는 부의 값으로 구동될 때, 플로팅하거나 또는 역 바이어스 상태에서 각각의 MOSFET에서 벌크와 반도체 접합을 유지하도록 제어된다. 부하 전류에서 보다 큰 감소가 일어나는 극단적인 경우, 인덕터 내의 누적된 에너지 또는 전류는 큰 부의 전압 또는 역 전압이 입력 단자(92)에 나타나게 할 수 있고, 단자(92)는 본 발명의 일실시예에 따라 그라운드에 접속되지 않는다. 이 전압은 MOSFET 스위치(28) 벌크와의 반도체 접합부에 순방향 바이어스를 인가할 수 있으며, 그 결과 정류기 스위치(28)에 큰 순방향 바이어스 전류가 흐 를 수 있다. 이것은 집적 회로(86)를 과열시켜 손상을 줄 수 있다. 벌크 단자(88a, 90a)의 바이어싱을 제어하는 것이 MOSFET 벌크 접합의 순방향 바이어스를 방지하여 과열을 방지하는 한 방법이다.
도 6은 도 5의 컨버터(84)와 동일한 기본 소자를 갖되 입력 단자(92)와 그라운드(97) 사이에 접속된 순방향 바이어스 바이패스 회로(96)를 추가한 수정된 컨버터 구조(84a)를 도시하고 있다. 바이패스 회로(96)는 직렬 접속된 제너 다이오드(97)와 역극성(reversed polarity)을 가지며 입력 단자(92)에 결합된 일반 다이오드(98)를 포함하며, 컨버터(84a)의 정상 모드 동작 동안에 역바이어스되어 비도통 상태로 되며, 부의 전압 또는 역방향 전압이 입력 단자(92)에 생성될 때 순방향 바이어스되어 사전결정된 전압 강하를 가지고 도통된다. 사전결정된 전압 강하는 역 바이어스 제너 전압과 순방향 바이어스된 정상 다이오드 전압 강하의 합에 의해 설정되며, 인덕터 전류를 감쇠시킴으로써 입력 단자(92) 상에 형성될 수 있는 최대 부의 전압 또는 역방향 전압을 제한한다. 이 사전결정된 전압은 플로팅 P 벌크 단자와 함께 입력 단자(92) 상의 부의 전압 또는 역방향 전압에 의해 MOSFET(90)의 순방향 바이어싱을 방지하기 위해 사용된다. 사전결정된 부의 전압 또는 역방향 전압이 입력 단자(92)에 도달하면, 바이패스 회로가 입력 단자(92)로부터 그라운드(97)로 전류를 보내고, 이것에 의해 입력 단자(92) 및 바이패스 스위치(90)에서 부 또는 역방향 전압 바이어스를 제공하여 출력 단자 전압을 감소시키고 집적 회로(86)의 과열을 회피한다.
도 7은 제어기(106)에 응답하여 입력 단자(104)를 스위칭하는 반도체 MOSFET(102, 103)을 갖는 벅 컨버터(100)의 다른 구성을 도시한 것이다. MOSFET(102, 103)은 제어기(106)와 별개의 반도체 기판에 형성되며, 따라서 순방향 바이어스 벌크 접합 전류가 제어기(106)를 과열시키는 것을 방지한다. 이 경우에, 벌크 단자(102a, 103a)는 입력 단자(104) 상에서의 부 또는 역방향 전압에 의해 벌크 접합의 순방향 바이어싱을 허용하도록 각 소스 단자에 접속된다. 이 구성에서, 입력 단자(104) 상에서의 부 또는 역방향 전압은 벌크 접합 순방향 바이어스 전압 강하로 제한된다.
도 8은 제어기(110)와 별개의 기판(108)에 형성된 MOSFET(102, 103)를 사용하는 컨버터(106)의 다른 변형예이다. MOSFET(103)은 바이패스 다이오드(112, 114)를 더 포함한다. 다이오드(112, 114)는 정상 다이오드 접합보다 더 빨리 스위칭되고 보다 낮은 순방향 바이어스 전압 강하를 갖는 쇼트키 다이오드로서, MOSFET(103)의 벌크 접합을 갖는다. 이들은 컨버터(100)의 정상 모드 동작 동안 역바이어스되고 입력 단자(104)에서 나타나는 부 또는 역방향 전압에 의해 순방향 바이어스되도록 MOSFET(103)에 접속된다. 이들의 보다 낮은 순방향 바이어스 전압 강하는 벌크 접합을 회피하고 MOSFET(103)의 과열을 방지한다.
도 9는 도 8의 실시예에 사용된 MOSFET(103)의 개략적인 단면도이다. 도면에는 게이트, 소스, 드레인 요소가 형성되어 있는 격리형 P 웰(116)을 바이어싱하기 위해 쇼트키 다이오드(112, 114)가 MOSFET(103)에 접속되어 있다. 드레인 단자(118)가 도 8의 입력 단자(104)에 의해 부(negative)로 바이어스되면, 쇼트키 다이오드(112)가 순방향 바이어스되고 쇼트키 다이오드(114)가 역바이어스되어 P 웰(116)을 그라운드(124)보다 낮게 하며 N+ 재료(120)와 P 웰(116) 사이의 자연적인 순방향 바이어싱을 방지한다. 정상 모드 동작 동안, 소스 단자(122)는 접지(124)되고, P 웰(116) 상의 정(positive)의 전하의 누적이 쇼트키 다이오드(114)의 순방향 전압 강하로 제한된다. 캐패시터(126)는 선택적으로 과도 기간 동안 P 웰(116)을 그라운드 가까이에 유지하는데 사용될 수도 있다.
도 10은 도 7의 컨버터(100)의 변형을 나타내는 컨버터(130)의 개략도이다. 부가적인 MOSFET(132)이 MOSFET(103)의 소스 P 웰 단자(103a)와 그라운드(134) 사이에 접속되어 있다. MOSFET(103, 132)의 이 직렬 접속은 단자(136)에서의 전압이 인덕터 방전 전류가 입력 단자(136)로 흘러 MOSFET(103, 132) 쪽으로 흐를 때 더욱 부의 전압이 되게 한다. 이 때문에 방전 전류가 높을수록 방전 시간이 빨라진다. 그 결과, 도 7의 단일 동기 정류기 스위치(103) 상에서 출력 전압 오버슈트가 크게 감소한다.
당업자에 의해 청구범위에 정의된 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않고 전술한 실시예에 다양한 변형 및 변경이 행해질 수 있다.

Claims (32)

  1. DC-DC 벅 컨버터(buck converter)에 있어서,
    입력 단자와 캐패시터의 한 단부 사이에 결합되어, 인덕터 전류를 상기 캐패시터로 전도하여 상기 캐패시터 양단에 출력 전압을 생성하고 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 인덕터와,
    상기 입력 단자를 전압원에 접속시키는 제 1 스위치와,
    상기 입력 단자를 접지시키는 제 2 스위치와,
    상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 상기 출력 전압에 응답하여 상기 입력 단자를 상기 전압원 또는 그라운드에 교대로 접속하는 정상 동작 시퀀스를 제공하도록 상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제어 회로를 포함하되,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 및 제 2 스위치를 모두 개방하여 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시키는
    DC-DC 벅 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 스위치를 오프로 유지하고, 상기 제 2 스위치를 변조하여 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시키는
    DC-DC 벅 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치 양단에 접속되어, 상기 인덕터를 통한 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 조정되는 동안 상기 입력 단자가 역방향 전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 상기 제 2 스위치 양단의 전압을 제한하는 역 바이어스 바이패스 회로를 더 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 바이패스 회로는 반대 극성으로 직렬 연결된 다이오드 및 제너 다이오드를 포함하되, 상기 다이오드는 정상 동작 시퀀스 동안 역방향 바이어스되고, 상기 인덕터를 통한 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 조정되는 동안 상기 인덕터 단자가 역방향 전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 역방향 바이어스된 제너 다이오드로 순방향 바이어스되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET인
    DC-DC 벅 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 MOSFET의 각각의 소스 및 드레인 전극으로부터 상기 벌크 유전체로 접속되고 상기 MOSFET 내의 벌크 반도체 접합의 순방향 바이어스를 방지하는 별도의(separate) 다이오드를 더 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 별도의 다이오드 각각은 쇼트키 다이오드인
    DC-DC 벅 컨버터.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 n 웰 격리 벌크 영역을 갖는 p 벌크 MOSFET인
    DC-DC 벅 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치와 상기 제어 회로는 상기 동일 집적 회로의 일부로서 구성되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 상기 제 2 스위치로부터의 열 소산(dissipation)을 향상시키도록 상기 제어 회로와 별개의 집적 회로의 일부로서 구성되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 공통 접속된 소스 및 p 웰 단자를 갖는 한 쌍의 직렬 접속된 N 웰 MOSFET을 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  12. DC 전압을 보다 낮은 DC 전압으로 변환하는 방법에 있어서,
    입력 단자로부터 인덕터를 통해 전류를 전도하여, 출력 단자에서 상기 인덕터에 접속된 캐피시터를 충전하고 상기 출력 단자로부터 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 단계와,
    상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 동안, 상기 출력 단자에서 공급 전압보다 낮은 원하는 전압을 생성하도록, 상기 공급 전압과 그라운드 전위 사이에서 상기 입력 단자를 교대로 스위칭하는 단계와,
    상기 입력 단자를 상기 공급 전압과 상기 그라운드 전위 모두로부터 분리시켜, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 단자에서의 전압의 상승을 감소시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 공급 전압을 상기 입력 단자로부터 분리된 채로 유지하고, 인덕터 전류가 상기 감소된 부하 전류에 응답하여 조정되는 동안 상기 그라운드 전위에 대한 접속을 변조하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  14. 제 12 항에 있어서,
    인덕터 전류가 상기 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 조정되는 동안 상기 입력 단자에서 생성될 수 있는 역방향 전압의 양을 제한하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 교대로 스위칭하는 단계는 제어 회로를 구비한 단일 반도체 기판내에 생성된 반도체 디바이스를 사용하는 단계를 포함하되, 상기 제어 회로는 상기 반도체 디바이스로 교대로 스위칭하도록 구성되는
    방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 그라운드 전위에 대해 상기 입력 단자에서 생성된 역전압을 제한하는 구성된 하나 이상의 소자로, 상기 입력 단자를 상기 그라운드 전위에 접속하는데 사용된 반도체 스위칭 디바이스를 바이패스하는 단계를 더 포함하는
    방법.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 교대로 스위칭하는 단계는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET을 사용하여 상기 입력 단자를 그라운드로 스위칭하고, 상기 MOSFET 내의 상기 격리된 벌크와의 반도체 접합이 상기 입력 단자에서의 역전압에 의해 순방향 바이어스되지 않도록 보호하는 단계를 포함하고,
    상기 보호 단계는 상기 격리된 벌크의 상기 반도체 접합보다 낮은 순방향 바이어스 임계 전압을 갖는 개별 쇼트키 다이오드로 상기 반도체 접합을 바이패스하는 단계를 포함하는
    방법.
  18. DC-DC 벅 컨버터에 있어서,
    입력 단자와 캐패시터의 한 단부 사이에 결합되어, 인덕터 전류를 상기 캐패시터로 전도하여 상기 캐패시터 양단에 출력 전압을 생성하고 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 인덕터와,
    상기 입력 단자를 전압원에 접속시키는 제 1 스위치와,
    상기 입력 단자를 접지시키는 제 2 스위치와,
    상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 상기 출력 전압에 응답하여 상기 입력 단자를 상기 전압원 또는 그라운드에 교대로 접속하는 정상 동작 시퀀스를 제공 하도록 상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제어 회로를 포함하되,
    상기 제어 회로는, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시키도록 부의 전압 또는 역전압이 상기 입력 단자에서 형성되게 하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제 1 및 제 2 스위치를 개방하여 상기 부하 전류의 실질적 감소로 인한 상기 출력 전압의 상승을 감소시키는
    DC-DC 벅 컨버터.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치 양단에 접속되어, 상기 입력 단자가 역전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 상기 제 2 스위치 양단의 역 전압을 제한하는 역바이어스 바이패스 회로를 더 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 바이패스 회로는 반대 극성으로 직렬 연결된 다이오드 및 제너 다이오드를 포함하되, 상기 다이오드는 정상 동작 시퀀스 동안에 역바이어스되고, 상기 인덕터 단자가 역전압 또는 부의 전압을 나타낼 때 역바이어스된 제너 다이오드로 순방향 바이어스되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  22. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET인
    DC-DC 벅 컨버터.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 MOSFET의 각각의 소스 및 드레인 전극으로부터 상기 벌크 유전체에 접속되어 상기 MOSFET 내의 벌크 반도체 접합의 순방향 바이어스를 방지하는 별도의 다이오드를 더 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 n 웰 격리 벌크 영역을 갖는 p 벌크 MOSFET인
    DC-DC 벅 컨버터.
  25. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치와 상기 제어 회로는 상기 동일 집적 회로의 일부로서 구성되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  26. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 상기 제 2 스위치로부터의 열 방산을 향상시키기 위해 상기 제어 회로와 별개의 집적 회로의 일부로서 구성되는
    DC-DC 벅 컨버터.
  27. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 2 스위치는 공통 접속된 소스 및 p 웰 단자를 갖는 한 쌍의 직렬 접 속된 N 웰 MOSFET를 포함하는
    DC-DC 벅 컨버터.
  28. DC 전압을 보다 낮은 DC 전압으로 변환하는 방법으로서,
    입력 단자로부터 인덕터를 통해 전류를 전도하여, 출력 단자에서 상기 인덕터에 접속된 캐피시터를 충전하고 상기 출력 단자로부터 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 단계와,
    상기 가변 범위의 부하 전류를 제공하는 동안, 상기 출력 단자에서 공급 전압보다 낮은 원하는 전압을 생성하도록, 공급 전압과 그라운드 전위 사이에서 상기 입력 단자를 교대로 스위칭하는 단계를 포함하되,
    상기 기변 범위의 부하 전류를 제공하는 단계는
    상기 입력 단자 상에 역전압을 형성하여, 상기 부하 전류의 실질적인 감소로 인한 상기 출력 단자에서의 전압의 상승을 감소시키는 단계를 포함하는
    방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 인덕터 전류가 조정되는 동안 상기 입력 단자를 상기 공급 전압으로부터 분리된 채로 유지하는 단계를 더 포함하 는 방법.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 부하 전류의 실질적인 감소에 응답하여 인덕터 전류가 조정되는 동안에 상기 입력 단자에서 생성될 수 있는 역전압의 양을 제한하는 단계를 더 포함하는 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 그라운드 전위에 대해 상기 입력 단자에서 생성된 역전압을 제한하는 하나 이상의 소자에 의해 상기 입력 단자를 상기 그라운드 전위에 접속하는데 사용된 반도체 스위칭 디바이스를 바이패스하는 단계를 더 포함하는 방법.
  32. 제 28 항에 있어서,
    상기 교대로 스위칭하는 단계는 격리된 벌크를 갖는 MOSFET을 사용하여 상기 입력 단자를 그라운드로 스위칭하고, 상기 MOSFET 내의 상기 격리된 벌크와의 반도체 접합이 상기 입력 단자에서의 역전압에 의해 순방향 바이어스되지 않도록 보호하는 단계를 포함하고,
    상기 보호 단계는 상기 격리된 벌크의 상기 반도체 접합보다 낮은 순방향 바이어스 임계 전압을 갖는 개별 쇼트키 다이오드로 상기 반도체 접합을 바이패스하는 단계를 포함하는 방법.
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