KR20080054125A - 다중 안테나 시스템에서 반복 복호 장치 및 방법 - Google Patents

다중 안테나 시스템에서 반복 복호 장치 및 방법 Download PDF

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KR20080054125A
KR20080054125A KR1020060126311A KR20060126311A KR20080054125A KR 20080054125 A KR20080054125 A KR 20080054125A KR 1020060126311 A KR1020060126311 A KR 1020060126311A KR 20060126311 A KR20060126311 A KR 20060126311A KR 20080054125 A KR20080054125 A KR 20080054125A
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성창경
윤진현
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 반복 복호 장치 및 방법에 관한 것으로서, 수신신호의 전체 채널을 직교성을 갖도록 분리하는 과정과, 상기 분리된 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정과, 상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하는 과정과, 상기 수신신호에 대해 소정 횟수만큼 반복 복호를 수행하였는지 확인하는 과정과, 상기 소정 횟수 반복 복호하지 못한 경우, 상기 복호된 신호를 피드백하여 상기 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정을 포함하여, 수신단의 다이버시티 이득을 향상시킬 수 있다. 즉 상기 시스템의 신뢰도를 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
준 직교(Quasi Orthogonal) 시스템, 시공간 부호(Space -Time Coding), 다이버시티 이득, 반복 복호(iterative decoding)

Description

다중 안테나 시스템에서 반복 복호 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ITERATIVE DECODING IN MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}
도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 송신단의 블록구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명에 따른 반복 복호를 수행하기 위한 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 반복 복호를 수행하기 위한 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화그래프를 도시하는 도면.
본 발명은 다중 안테나 시스템에서 다이버시티 이득을 향상시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 상기 다중 안테나 시스템에서 반복 복호를 수행하여 다이버시티 이득을 향상시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 이동통신 시장의 급성장으로 인하여 무선 환경에서 다양한 멀티미디어 서비스가 요구된다. 상기 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해 전송 데이터의 대용량화 및 데이터 전송의 고속화가 진행되면서 한정된 주파수를 효율적으로 사용할 수 있는 다중 안테나 시스템(예 : MIMO(Multiple Input Multiple Output))의 연구가 진행되고 있다.
상기 다중 안테나 시스템은 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 단일 안테나 시스템에 비해 전송 신뢰도와 전송률을 증가시킬 수 있다. 즉, 상기 다중 안테나 시스템은 송수신 안테나 수에 따라 다이버시티 이득을 얻어 전송 신뢰도를 향상시키는 다이버시티 방식과 다수의 신호 열을 동시에 전송하여 전송률을 높이는 멀티플렉싱 방식 및 상기 다이버시티 방식과 멀티플렉싱 방식을 결합한 하이브리드(Hybrid) 방식을 사용할 수 있다.
상기 다중 안테나 시스템은 시공간 부호화(Space-Time Coding)방식을 이용하여 다이버시티 이득을 극대화한다. 상기 시공간 부호화 방식은 다수의 심볼을 여러 개의 안테나를 통해 여러 시간을 걸쳐 전송하는 기술이다. 따라서, 상기 시공간 부호화 방식은 평균 전송되는 심볼의 개수가 1개가 되는 최대 전송률 코드와 송신 안테나의 개수와 동일한 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 최대 다이버시티 코드가 있다. 예를 들어, 상기 다중 안테나 시스템에서 송신단의 송신 안테나가 2개인 경우, 알라뮤티(Alamouti) 코드를 이용하여 시공간 부호화를 수행하면 최대 전송율(Full rate)과 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 여기서, 상기 알라뮤티 코드와 같은 최대 전송률 코드나 최대 다이버시티 코드를 코드 행렬이라 칭한다.
하지만, 상기 송신단의 송신 안테나 수가 2개를 초과하면 상기 코드 행렬을 이용하여 최대 다이버시티 이득과 최대 전송률을 얻을 수 없다.
이를 해결하기 위해 하미드 자파카니(Hamid Jafarkhani)에 의해 고안된 준직교(Quasi-Orthogonal) 시공간 블록 부호화방식이 있다. 상기 준직교 시공간 블록 부호화방식은 송신단의 송신 안테나가 4개 것을 고려하여 고안된 방식이다. 하지만, 상기 준직교 시공간 블록 부호화 방식은 최대 전송률을 지원하지만 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 없는 문제점이 있다.
상기 준직교 시공간 블록 부호화방식의 성능을 향상시키기 위해 2004년 벨 랩(Bell Lab)의 파파디아스(Papadias) 등은 성좌점(Constellation)을 회전시켜 상기 준직교 시공간 블록 부호화의 성능을 향상시키는 기법을 제안하였다.
상기 성좌점을 회전시켜 준직교 시공간 블록 부호화방식의 성능을 향상시키는 기법은 채널 부호화를 사용하지 않는 시스템에서는 최대 다이버시티 이득에 가까운 성능을 얻을 수 있다. 하지만, 상기 성좌점을 회전시켜 준직교 시공간 블록 부호화방식의 성능을 향상시키는 기법은 BICM(Bit Interleaver Coded Modulation)과 같은 채널 부호화를 사용하는 경우에는 다이버시티 이득이 소멸되는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 시공간 부호화 방식의 다중 안테나 시스템에서 송신 안테나가 2개를 초과하는 경우, 최대 다이버이티 이득을 얻기 위한 장치 및 방 법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 BICM(Bit Interleaver Coded Modulation) 방식의 다중 안테나 시스템에서 준직교 시공간 블록 부호화 방식의 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 준직교 시공간 블록 부호화방식의 다중 안테나 시스템에서 반복 검출을 통해 다이버시티 이득을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 방법은, 수신신호의 전체 채널을 직교성을 갖도록 분리하는 과정과, 상기 분리된 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정과, 상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하는 과정과, 상기 수신신호에 대해 소정 횟수만큼 반복 복호를 수행하였는지 확인하는 과정과, 상기 소정 횟수 반복 복호하지 못한 경우, 상기 복호된 신호를 피드백하여 상기 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 견지에 따르면, 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 장치는, 수신신호의 전체 채널을 직교성을 갖도록 분리하여 상기 분리된 수신신호를 복조하는 복조기와, 상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하고, 상기 수신신호에 대한 반복 복호 횟수에 따라 상기 복호된 신호를 상기 복조기로 피드백을 수행하는 복호기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단 된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 준 직교(Quasi-Orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding) 방식의 다중 안테나 시스템에서 다이버시티 이득을 향상시키기 위한 기술에 대해 설명한다. 다시 말해, 상기 준 직교 시공간 블록 부호화 방식의 다중 안테나 시스템에서 BICM(Bit Interleaver Coded Modulation)과 같은 부호화 방식을 사용하는 경우 다이버시티 이득을 향상시키기 위한 기술에 대해 설명한다. 즉, 다중 안테나 시스템에서 수신단의 신뢰도를 향상시키기 위한 기술에 대해 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 송신단의 블록구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 상기 송신단은 부호기(Encoder)(101), 인터리버(Interleaver)(103), 직/병렬 변환기(105), 변조기(107, 108) 및 시공간 부호기(109)를 포함하여 구성된다.
상기 부호기(101)는 상위 단으로부터 제공받은 데이터를 해당 부호율로 부호화하여 출력한다. 상기 인터리버(103)는 상기 부호기(101)로부터 제공받은 신호를 인터리빙한다. 즉 상기 인터리버(103)는 상기 신호의 순서를 미리 정해진 규칙에 따라 재배치한다.
상기 직/병렬 변환기(105)는 상기 인터리버(103)로부터 제공받은 직렬 신호를 병렬 신호로 변환하여 출력한다. 상기 변조기(107, 108)는 상기 직/병렬 변환기(105)로부터 제공받은 신호를 미리 정해진 비트(m)로 이루어진 블록으로 분할하여 해당 변조 방식에 따라 변조한다. 즉, 상기 변조기(107, 108)는 m비트를 2m신호 자리 성좌점들로 이루어지는 심볼 세트에 매핑한다.
상기 시공간 부호기(109)는 상기 변조기(107, 108)로부터 제공받은 신호를 준 직교 시공간 블록 부호로 부호화하여 안테나를 통해 출력한다. 여기서, 상기 준 직교 시공간 블록 부호는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낸다.
Figure 112006091950026-PAT00001
여기서, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타낸다. 또한, 상기 행렬의 행(row)은 송신 안테나의 수를 나타내고, 열(colum)은 시간을 나타낸다.
상기 <수학식 1>에서와 같이 상기 준직교 시공간 블록 부호 방식은 4개의 심볼을 4개의 송신 안테나를 이용하여 4개의 시간 자원을 통해 위치와 심볼 형태를 변형하여 전송한다.
상술한 바와 같이 상기 다중 안테나 시스템에서 BICM 부호를 수행하여 전송한 신호를 수신한 수신단은 하기 <수학식 2>와 같이 수신한다.
Figure 112006091950026-PAT00002
Figure 112006091950026-PAT00003
여기서, 상기 y는 수신신호 행렬을 나타내고, 상기 yi는 i번째 송신 안테나로부터 수신한 수신신호를 나타내며, 상기 hi는 상기 i번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 계수를 나타낸다. 또한, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타내고, n은 상기 수신단의 가우시안 잡음(Gaussian Noise)을 나타낸다.
상기 송신단에서 준직교 시공간 블록 부호를 사용하여 신호를 전송하므로 상기 채널들은 서로 준직교성을 갖는다. 따라서, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같이 전체 채널을 직교성을 갖도록 H1과 H2로 구분한다.
따라서, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같이 수신된 신호를 최대 우도(ML : Maxmum Likelihood) 기법을 이용하여 복호하는 경우 이론적으로 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006091950026-PAT00004
여기서, 상기 y는 수신신호 행렬을 나타내고, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타내며, 상기 Hi는 상기 전체 채널을 직교하게 구분한 채널 정보를 나타낸다.
상기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있는 ML 복호방식은 하기 <수학식 4>와 같이 두 개의 ML복호를 수행하는 것과 동일하다.
Figure 112006091950026-PAT00005
여기서, 상기 y는 수신신호 행렬을 나타내고, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타내며, 상기 Hi는 상기 전체 채널을 직교하게 구분한 채널 정보를 나타낸다.
상기 <수학식 3>과 상기 <수학식 4>가 동일한 것은 고려대학교의 김지훈(Jihoon Kim)과 이인규(Inkyu Lee)의 공개 논문 "Space-Time Coded OFDM Systems with Four Transmit Antennas" 에 증명되어 있으므로 상세한 설명을 생략한다.
따라서, 상기 수신단은 상기 <수학식 4>를 이용하여 하기 도 2에 도시된 바와 같이 ML 복호를 수행한다.
도 2는 본 발명에 따른 반복 복호를 수행하기 위한 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이 상기 수신단은 복조기(201, 202), 디 인터리버(203), 복호기(205) 및 인터리버(207)를 포함하여 구성된다.
상기 복조기(201, 202)는 상기 <수학식 4>와 같이 분리된 식에 따라 각각의 수신신호를 해당 변조 방식에 따라 복조한다. 즉, 상기 송신단에서 M-QAM을 이용하여 생성한 심볼을 전송하는 경우, s1, s2 심볼은
Figure 112006091950026-PAT00006
비트들이 매핑된 형태이고, s3, s4 심볼은
Figure 112006091950026-PAT00007
비트들이 매핑된 형태의 심볼이다. 따라서, 상기 복조기(201, 202)는 상기 수신신호들을 디매핑하여 하기 <수학식 5>와 같은 연판정 값을 산출한다.
Figure 112006091950026-PAT00008
여기서, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타내고, 상기 H1과 H2는 직교 채널을 나타낸다. 또한, 상기 S+1 i,m은 성좌점에서 m번째 비트가 +1인 점들의 집합을 나타내고, 상기 S-1 i,m은 성좌점에서 m번째 비트가 -1인 점들의 집합을 나타낸다. 이때, 상기 <수학식 5>에서 상기
Figure 112006091950026-PAT00009
는 상기 <수학식 4>에서 상기
Figure 112006091950026-PAT00010
에 해당하는 신호를 검출하기 위한 확률식을 나타내고, 상기
Figure 112006091950026-PAT00011
는 상기 <수학식 4>에서 상기
Figure 112006091950026-PAT00012
에 해당하는 신호를 검출하기 위한 확률식을 나타낸다.
상기 <수학식 5>를 기본(Base) 정리하면 하기 <수학식 6>과 같이 정리된다.
Figure 112006091950026-PAT00013
여기서, 상기 si는 i번째 전송 심볼을 나타내고, 상기 H1과 H2는 직교 채널을 나타낸다. 이때, 상기 <수학식 6>에서 상기
Figure 112006091950026-PAT00014
는 송신신호가 si라고 가정하고, 채널이 H1, H2으로 사용하는 경우,
Figure 112006091950026-PAT00015
가 수신될 때의 확률을 나타내고, 상기
Figure 112006091950026-PAT00016
는 상기
Figure 112006091950026-PAT00017
, H1, H2의 복합 확률(Joint Probability)을 나타낸다. 또 한, 상기 P(si)는 이전 복호된 신호의 연판정 값으로 성좌점의 크기가 m인 경우 1/m의 확률을 갖지만 반복 복호되므로 신뢰도(Reliability)가 향상된다.
즉, 상기 복조기(201, 202)는 상기 <수학식 6>을 이용하여 복조를 하여 연판정값을 산출한다.
상기 디인터리버(203)는 상기 송신단의 인터리버(103)과 동일한 규칙을 적용하여 상기 복조기(201, 202)로부터 제공받은 신호를 디인터리빙하여 출력한다.
상기 복호기(205)는 상기 디인터리버(203)으로부터 제공받은 신호의 복호(decoding)를 수행한다. 예를 들어, 상기 복호기(205)는 BCJR(Bahl Cocke Jelinek Raviv) 알고리즘을 사용하여 부호워드 내에서 개개의 비트들의 사후 확률을 예측하는 것에 의해 비트 에러를 최소화한다.
이때, 상기 복호기(205)는 반복 복호 횟수를 확인하여 미리 정해진 횟수만큼 반복 복호를 수행하는 경우, 상기 복호된 신호(
Figure 112006091950026-PAT00018
)를 상위단으로 출력한다. 하지만, 상기 미리 정해진 횟수만큼 반복 복호를 수행하지 않은 경우, 상기 복호기(205)는 상기 복호된 신호를 상기 인터리버(207)로 출력한다.
상기 인터리버(207)는 상기 디인터리버(203)와 동일한 규칙으로 상기 복호기(205)로부터 제공받은 신호를 인터리빙하여 상기 복조기(201, 202)로 피드백한다.
상술한 바와 같이 상기 수신단은 복호된 신호를 상기 복조기(201, 202)로 피드백하여 상기 복조기(201, 202)의 정확도를 향상시켜 수신 성능을 증가시킨다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 반복 복호를 수행하기 위한 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 수신단은 301단계에서 상기 송신단으로부터 신호가 수신되는지 확인한다.
만일, 상기 신호가 수신되면, 상기 수신단은 303단계로 진행하여 상기 <수학식 2>와 같이 전체 채널을 직교성을 갖도록 H1과 H2로 분리한다.
이후, 상기 수신단은 305단계로 진행하여 상기 분리된 수신신호에 대한 복조를 수행한다. 즉, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>을 이용하여 상기 분리된 수신신호를 디매핑하여 연판정 값을 산출한다.
상기 복조를 수행한 후, 상기 수신단은 307단계로 진행하여 상기 복조된 신호를 디인터리빙하여 재배치한다.
상기 디인터리빙을 수행한 후, 상기 수신단은 309단계로 진행하여 상기 디인터리빙된 신호의 복호를 수행한다. 예를 들어, 상기 수신단은 BCJR(Bahl Cocke Jelinek Raviv) 알고리즘을 사용하여 부호워드 내에서 개개의 비트들의 사후 확률을 예측하는 것에 의해 비트 에러를 최소화한다.
상기 복호를 수행한 후, 상기 수신단은 311단계로 진행하여 반복 복호횟수(i)를 최대 반복 복호횟수(NIDD)와 비교한다. 여기서, 상기 반복 복호횟수는 초기값으로 1을 갖는다.
만일, 상기 반복 복호횟수가 상기 최대 반복 복호횟수보다 작거나 같을 경우(i ≤ NIDD), 상기 수신단은 313단계로 진행하여 상기 복호된 신호를 인터리빙한다. 이후, 상기 수신단은 상기 인터리빙된 신호를 상기 305단계로 진행하여 반복 복호를 수행한다.
한편, 상기 반복 복호횟수가 상기 최대 반복 복호횟수보다 큰 경우(i > NIDD), 상기 수신단은 본 알고리즘을 종료한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 성능 변화그래프를 도시하고 있다. 이하 설명에서 가로축은 신호대 잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 나타내고, 세로축은 프레임 에러율(FER : Frame Error Rate)을 나타낸다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이 2bps/Hz의 전송율과 1/2의 부호율을 갖는 경우, 반복 복호를 수행하지 않는 시스템과 1번 반복 복호하는 시스템 및 4번 반복 복호하는 시스템의 성능을 비교하였다. 이 경우, 상기 본 발명에 따라 반복 복호를 수행하는 시스템이 동일한 프레임 에러율에서 높은 SNR을 얻을 수 있다. 즉, 수신신호의 신뢰도가 향상된다. 더욱이 반복 복호횟수가 증가시킬수록 상기 신뢰도는 더욱 향상된다.
또한, 3bps/Hz의 전송율과 3/4의 부호율을 갖는 경우에서 반복 복호를 수행할수록 신뢰도가 향상되는 것을 확인할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 반복 복호를 수행함으로써, 수신단의 다이버시티 이득을 향상시킬 수 있다. 즉 상기 시스템의 신뢰도를 향상시킬 수 있는 이점이 있다.

Claims (8)

  1. 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 방법에 있어서,
    수신신호의 전체 채널을 직교성을 갖도록 분리하는 과정과,
    상기 분리된 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정과,
    상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하는 과정과,
    상기 수신신호에 대해 소정 횟수만큼 반복 복호를 수행하였는지 확인하는 과정과,
    상기 소정 횟수 반복 복호하지 못한 경우, 상기 복호된 신호를 피드백하여 상기 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 복조하는 과정은,
    상기 피드백되는 신호가 존재하는지 확인하는 과정과,
    상기 피드백되는 신호가 존재하는 경우, 상기 피드백 신호와 상기 분리된 수신신호에 대한 복조를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 복조된 신호를 디인터리빙(De-interleaving)하는 과정과,
    상기 피드백하는 신호를 인터리빙(Interleaving)하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 소정 횟수만큼 반복 복호를 수행하였는지 확인하는 과정은,
    상기 복호 횟수와 상기 최대반복 복호횟수를 비교하는 과정과,
    상기 복호 횟수가 상기 최대반복 복호횟수보다 작을 경우, 상기 복호된 신호의 피드백을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 준 직교(Quasi orthogonal) 시공간 블록 부호화(Space-Time Block Coding)을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 장치에 있어서,
    수신신호의 전체 채널을 직교성을 갖도록 분리하여 상기 분리된 수신신호를 복조하는 복조기와,
    상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하고, 상기 수신신호에 대한 반복 복호 횟수에 따라 상기 복호된 신호를 상기 복조기로 피드백을 수행하는 복호기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 복조기는,
    상기 피드백되는 신호가 존재하는 경우, 상기 피드백 신호를 이용하여 상기 분리된 신호에 대한 복조를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 복조기에서 복조된 신호를 디인터리빙(De-interleaving)하여 상기 복호기로 출력하는 디인터리버와,
    상기 피드백하는 신호를 인터리빙(Interleaving)하여 상기 복조기로 출력하는 인터리버를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 5항에 있어서,
    상기 복호기는,
    상기 복조된 신호에 대한 복호를 수행하고,
    상기 수신신호에 대해 최대 반복 복호횟수만큼 반복 복호를 수행하지 못한 경우, 상기 복호된 신호를 상기 복조기로 피드백하는 것을 특징으로 하는 장치.
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