KR20080052214A - 반복 수신 장치 및 그의 송신 신호 검출 방법 - Google Patents

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Abstract

반복 수신 장치에서, 신호 검출부는 추정 송신 신호로부터 간섭을 추정하고, 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 간섭을 제거한다. 디코딩부는 간섭이 제거된 수신 신호를 이용하여 채널 디코딩을 수행한다. 연성 판정부는 채널 디코딩된 신호를 이용하여 송신 신호를 연성 판정한다. 채널 추정부는 연성 판정된 송신 신호와 수신 신호를 이용하여 채널을 추정한다. 공분산 추정부는 연성 판정된 송신 신호와 수신 신호 및 추정된 채널을 이용하여 상기 간섭과 잡음의 합 신호에 대한 공분산을 추정한다. 그리고 경성 판성부는 간섭 제거, 채널 디코딩, 추정 송신 신호 갱신, 채널 추정 및 공분산 추정이 소정 횟수 반복된 이후에 채널 디코딩된 신호를 이용하여 송신 신호를 결정한다.
반복 수신, 셀간 간섭, MIMO, 연성 판정, 채널 추정, 공분산 추정

Description

반복 수신 장치 및 그의 송신 신호 검출 방법{ITERATIVE RECEIVER AND METHOD FOR DETECTING TRANSMITTED SIGNAL THEREOF}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 반복 수신 장치를 개략적으로 나타낸 도면이고,
도 2는 도 1에 도시된 신호 검출부의 개략적인 블록도이고,
도 3은 도 1에 도시된 디코딩부의 개략적인 블록도이고,
도 4는 도 1에 도시된 연성 판정부의 개략적인 블록도이고,
도 5는 도 1에 도시된 채널 추정부의 입력 및 출력 신호를 나타낸 도면이고,
도 6은 도 1에 도시된 공분산 추정부의 입력 및 출력 신호를 나타낸 도면이고,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치의 동작 과정을 나타낸 흐름도이다.
본 발명은 반복 수신 장치 및 그의 송신 신호 검출 방법에 관한 것이다.
셀룰러 이동통신 시스템에서는 서비스 지역의 제한과 가입자 수용 용량의 한 계를 극복하기 위하여 서비스 지역을 여러 개의 작은 구역, 즉 셀로 나누어서 서로 충분히 멀리 떨어진 두 셀에서 동일한 주파수 대역을 사용함으로써 공간적으로 주파수를 재사용할 수 있도록 한다. 이때, 가입자 수용 용량을 늘리기 위해 셀의 크기를 줄이게 되면, 인접 셀간 간섭(intercell interference)이 존재하게 된다. 따라서, 수신 장치에서는 수신된 신호로부터 간섭을 제거하여야 정확한 신호를 검출할 수 있다. 그런데, 수신 장치에서 간섭을 정확히 추정할 수가 없어 신호의 검출 성능이 저하되는 문제점이 있다.
관련 기술로서, 셀간 간섭을 완화하기 위한 방법으로, P.A. Ranta and A. Hottinen, Z. C. Honkasalo, "Co-channel interference cancelling receiver for TDMA mobile systems,"이 제안되었다. 이는 IEEE ICC'95, pp. 17-21에 게재되어 있다. 이 기술에서는 셀 경계에서의 여러 셀의 신호를 결합 검출하기 위해 최대 우도 수열 검출(MLSD: Maximum Likelihood Sequence Detection) 기법을 사용하였다. 그러나, 결합 검출을 위해 비터비(Viterbi) 알고리즘이 사용되므로, 복잡도가 모든 셀의 전체 사용자 수에 비례하여 지수적으로 증가하는 단점이 있다.
이러한 계산 복잡도 문제를 해결하는 대안으로, 터보 원리(turbo principle)를 기반으로 하는 C. Kuhn and J. Hagenauer, "Single antenna interference cancellation using a list-sequential (LISS) algorithm,"의 반복 수신 기법이 제안되었다. 이는 IEEE Globecom'05, pp.1604-1608에 게재되어 있다. 그러나, 이 기법은 완벽한 채널 추정을 가정한 것이므로, 채널에 대한 정보를 모르는 경우에는 적용할 수가 없다.
또한, 셀간 간섭을 완화하기 위한 방법으로, 게재지 IEEE Trans. Comm.에 P. L. Kafle and A. B. Sesay, "Iterative semi-blind multiuser detection for coded MC-CDMA uplink systems,"이 게재되어 있다. 이 기술은 셀간 간섭을 완화시키기 위해 선형 다중 사용자 검출을 수행하는데, 다중 사용자의 수 혹은 임의의 확산 요소의 차원을 갖는 행렬의 역을 계산해야 하므로, 연산이 복잡해지는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 송신 장치로부터 송신된 신호에 대한 수신 성능을 향상시킬 수 있는 반복 수신 장치 및 그의 송신 신호 검출 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따른 반복 수신 장치는, 연성 판정된 송신 신호로부터 간섭을 추정하고, 수신 신호로부터 상기 추정된 간섭을 제거하는 신호 검출부, 상기 간섭이 제거된 수신 신호를 이용하여 채널 디코딩하는 디코딩부, 상기 채널 디코딩된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 연성 판정하여 상기 신호 검출부로 전달하는 연성 판정부, 상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 송신 신호가 통과한 채널을 추정하는 채널 추정부, 상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호 및 상기 추정된 채널을 이용하여 상기 간섭과 잡음의 합 신호에 대한 공분산을 추정하는 공분산 추정부, 그리고 상기 디코딩부로부터 출력된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 결정하는 경성 판정부를 포함한다.
본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 반복 수신 장치에서 송신 신호를 검출하 는 방법이 제공된다. 이 방법은, 추정 채널 정보를 이용하여 추정된 간섭을 수신 신호에서 제거하는 단계, 상기 추정된 간섭이 제거된 수신 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 채널 디코딩하는 단계, 상기 채널 디코딩된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 연성 판정하는 단계, 상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 추정 채널 정보를 갱신하는 단계, 상기 제거하는 단계, 채널 디코딩하는 단계, 상기 연성 판정하는 단계 및 갱신하는 단계를 설정한 횟수만큼 반복하는 단계, 그리고 상기 설정된 횟수만큼 반복된 후 상기 채널 디코딩된 신호로부터 상기 송신 신호를 결정하는 단계를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈", "블록" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 반복 수신 장치 및 그의 송신 신호 검출 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다. 본 발명의 실시 예는 안테나간 간섭 제거가 요구되는 MIMO(Multi Input Multi Output) 통신 시스템과 셀간 간섭이 요구되는 셀간 간섭 제거 시스템 및 간섭 제거를 위한 다른 시스템에도 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 반복 수신 장치를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 반복 수신 장치(100)는 안테나 어레이(110), 신호 검출부(120), 디코딩부(130), 연성 판정부(140), 채널 추정부(150), 공분산 추정부(160) 및 경성 판정부(170)를 포함한다.
안테나 어레이(110)는 복수의 수신 안테나(1121~112m)를 포함하며, 송신 장치(도면 미도시)로부터 송신된 신호를 수신하여 신호 검출부(120)로 전달한다. 아래에서는 복수의 송신 안테나로부터 송신된 신호를 "송신 신호"라 하고, 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 "수신 신호"라 한다.
신호 검출부(120)는 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거(cancellation)하고 나머지 간섭 신호는 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터를 통하여 억압(suppression)하여 복수의 송신 신호에 대응하는 신호를 검출하여 출력한다.
디코딩부(130)는 디코딩을 수행하기 위하여 신호 검출부(120)의 출력 신호를 이용하여 로그우도비(Log-Likelihood Ratio, 이하 "LLR"이라 함)를 계산하고, 계산 된 LLR 값을 이용하여 채널 디코딩을 수행한 후 출력한다.
연성 판정부(140)는 디코딩부(130)로부터 출력된 채널 디코딩된 신호를 이용하여 복수의 송신 신호를 연성 판정한다.
채널 추정부(150)는 연성 판정부(140)로부터 연성 판정된 복수의 송신 신호와 수신 신호를 이용하여 송신 신호가 통과한 채널을 추정한다.
공분산 추정부(160)는 연성 판정부(140)로부터 연성 판정된 복수의 송신 신호와 채널 추정부(150)로부터 추정된 채널 정보 및 수신 신호를 이용하여 간섭과 잡음의 합 신호에 대한 공분산을 추정한다.
경성 판정부(170)는 디코딩부(130)로부터 출력된 신호를 이용하여 복수의 송신 신호를 결정한다. 이때, 경성 판정부(170)는 신호 검출부(120), 디코딩부(130), 연성 판정부(140), 채널 추정부(150) 및 공분산 추정부(160)들이 기 설정된 횟수만큼 반복한 후에 디코딩부(130)로부터 출력된 신호를 이용하여 복수의 송신 신호를 결정한다.
도 2는 도 1에 도시된 신호 검출부(120)의 개략적인 블록도이고, 도 3은 도 1에 도시된 디코딩부(130)의 개략적인 블록도이다. 도 4는 도 1에 도시된 연성 판정부(140)의 개략적인 블록도이고, 도 5는 도 1에 도시된 경성 판정부(170)의 개략적인 블록도이다. 또한, 도 5는 도 1에 도시된 채널 추정부의 입력 및 출력 신호를 나타낸 도면이고, 도 6은 도 1에 도시된 공분산 추정부의 입력 및 출력 신호를 나타낸 도면이다. 아래에서는 안테나 어레이(110)가
Figure 112007039656549-PAT00001
개의 수신 안테나를 포함하는 것으로 도시하였다. 그리고 하나 혹은 여러 송신 장치에서 송신 신호가 송신되며, 이때, 모든 송신 안테나의 합은
Figure 112007039656549-PAT00002
개라고 가정하고, 수신 장치(100)에서 분리하고자 하는 송신 신호의 수를
Figure 112007039656549-PAT00003
개로 가정한다. 또한 각 송신 안테나는 한 블록
Figure 112007039656549-PAT00004
개의 심볼 중에
Figure 112007039656549-PAT00005
개의 파일럿을 송신하는 것으로 가정한다.
Figure 112007039656549-PAT00006
번째 심볼 구간에서
Figure 112007039656549-PAT00007
번째 수신 안테나로 수신되는 신호를
Figure 112007039656549-PAT00008
으로 정의하고,
Figure 112007039656549-PAT00009
번째 심볼 구간에서의 수신 신호 벡터
Figure 112007039656549-PAT00010
은
Figure 112007039656549-PAT00011
로 정의한다.
Figure 112007039656549-PAT00012
번째 심볼 구간에서
Figure 112007039656549-PAT00013
번째 송신 안테나로부터 송신되는 신호를
Figure 112007039656549-PAT00014
이라 정의하고, 송신 신호 벡터
Figure 112007039656549-PAT00015
은
Figure 112007039656549-PAT00016
로 정의한다. 그리고
Figure 112007039656549-PAT00017
번째 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 계수 벡터
Figure 112007039656549-PAT00018
는
Figure 112007039656549-PAT00019
라고 정의하고, 전체 채널 행렬
Figure 112007039656549-PAT00020
는
Figure 112007039656549-PAT00021
으로 정의한다.
Figure 112007039656549-PAT00022
개의 심볼의 한 블록 동안 채널이 변하지 않는 준정지(quasi-static) 채널을 가정한다. 여기서,
Figure 112007039656549-PAT00023
는 벡터 전치(vector transpose)이다. 이러한 가정으로부터
Figure 112007039656549-PAT00024
번째 심볼 구간에서 수신 신호 벡터
Figure 112007039656549-PAT00025
은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007039656549-PAT00026
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00027
은 송신 신호 중
Figure 112007039656549-PAT00028
개의 분리 검출이 불가능한 송신 신호와 백색 잡음을 포함한 신호로,
Figure 112007039656549-PAT00029
은
Figure 112007039656549-PAT00030
으로 정의되며, 이 를 "검출 불능 간섭" 벡터라 한다.
Figure 112007039656549-PAT00031
은
Figure 112007039656549-PAT00032
의 가우시안(Gaussian) 분포를 갖는다고 가정하며, 공분산
Figure 112007039656549-PAT00033
는
Figure 112007039656549-PAT00034
이다.
본 발명의 실시 예에 따른 반복 수신 장치(100)는
Figure 112007039656549-PAT00035
개의 심볼로 구성된 블록 단위로 동작하며, 한 블록 전체의 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00036
는 수학식 2와 같이 벡터-행렬(vector-matrix) 형태로 표현된다.
Figure 112007039656549-PAT00037
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00038
,
Figure 112007039656549-PAT00039
,
Figure 112007039656549-PAT00040
이다. 따라서, 원하는 송신 신호
Figure 112007039656549-PAT00041
는 수학식 3과 같이 표현된다.
Figure 112007039656549-PAT00042
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00043
는
Figure 112007039656549-PAT00044
에서
Figure 112007039656549-PAT00045
가 없는 채널 행렬이고,
Figure 112007039656549-PAT00046
는
Figure 112007039656549-PAT00047
에서
Figure 112007039656549-PAT00048
번째 열(column)이 없는 송신 데이터 벡터이다.
도 2를 보면, 신호 검출부(120)는 복수의 간섭 제거부(1221~122Nt), 복수의 MMSE 필터부(1241~124Nt) 및 복수의 필터 계수 갱신부(1261~126Nt)를 포함한다. 여기서, 복수의 간섭 제거부(1221~122Nt), 복수의 MMSE 필터부(1241~124Nt) 및 복수의 필 터 계수 갱신부(1261~126Nt)의 각 개수는 분리하고자 하는 송신 신호의 수와 동일하며, 분리하고자 하는 복수의 송신 신호에 각각 대응한다.
각 간섭 제거부(1221~122Nt)는 간섭의 추정치를 생성하고, 생성된 간섭의 추정치에 기초하여 수학식 1과 같이 수신 신호에서 간섭의 추정치를 제거하여 출력한다.
Figure 112007039656549-PAT00049
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00050
은
Figure 112007039656549-PAT00051
번째 반복 결과 채널 추정부(150)에서 추정된 채널 행렬이고,
Figure 112007039656549-PAT00052
는
Figure 112007039656549-PAT00053
번째 반복 결과 연성 판정부(140)에서 연성 판정된 송신 신호 값이다. 처음(
Figure 112007039656549-PAT00054
혹은
Figure 112007039656549-PAT00055
)에는
Figure 112007039656549-PAT00056
이고,
Figure 112007039656549-PAT00057
는 파일럿 심볼을 이용하여 얻어진
Figure 112007039656549-PAT00058
의 초기 값이다.
각 MMSE 필터부(1241~124Nt)는 대응하는 간섭 제거부(1221~122Nt)의 출력 신호를 필터링하여 출력한다. 즉, 대응하는 간섭 제거부(1221~122Nt)의 출력 신호는 제거되지 않는 간섭과 검출 불능 간섭을 포함하고 있다. 따라서, 각 MMSE 필터부(1241~124Nt)는 이를 억압하는 역할을 한다. 구체적으로, 각 MMSE 필터부(1241~124Nt)는 대응하는 간섭 제거부(1221~122Nt)의 출력 신호에 가중치 벡터를 곱 하여 나머지 간섭을 억압한 후 출력한다. 이때, 각 MMSE 필터부(1241~124Nt)의 출력 신호는 수학식 5와 같다.
Figure 112007039656549-PAT00059
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00060
는 복수의 MMSE 필터부(124)의 가중치 계수 벡터이며,
Figure 112007039656549-PAT00061
는 수학식 6과 같이 구해진다.
Figure 112007039656549-PAT00062
여기서, 초기 값
Figure 112007039656549-PAT00063
는
Figure 112007039656549-PAT00064
과 파일럿 심볼을 이용하여 얻어진다. 그리고
Figure 112007039656549-PAT00065
은 수학식 7과 같이 구해진다.
Figure 112007039656549-PAT00066
각 필터 계수 갱신부(1261~126Nt)는 대응하는 MMSE 필터부(1241~124Nt)로 가중치 계수
Figure 112007039656549-PAT00067
를 출력한다.
다음으로, 도 3을 보면, 디코딩부(130)는 복수의 LLR 계산부(1321~132Nt), 복수의 역인터리빙부(1341~134Nt), 복수의 채널 디코딩부(1361~136Nt) 및 복수의 인터리 빙부(1381~138Nt)를 포함하며, 복수의 MMSE 필터부(124)로부터 출력된 신호를 채널 디코딩한다. 여기서, 복수의 LLR 계산부(1321~132Nt), 복수의 역인터리빙부(1341~134Nt), 복수의 채널 디코딩부(1361~136Nt) 및 복수의 인터리빙부(1381~138Nt)의 각 개수 또한 분리하고자 하는 송신 신호의 수와 동일하며, 분리하고자 하는 복수의 송신 신호에 각각 대응한다.
각 LLR 계산부(1321~132Nt)는 대응하는 MMSE 필터부(1241~124Nt)의 출력 신호를 이용하여 수학식 8과 같이 하여 LLR을 계산하여 출력한다.
Figure 112007039656549-PAT00068
각 디인터리빙부(1341~134Nt)는 대응하는 LLR 계산부(1321~132Nt)의 출력 신호 시퀀스를 디인터리빙하여 시퀀스
Figure 112007039656549-PAT00070
를 생성하고, 이의 LLR인
Figure 112007039656549-PAT00071
를 출력한다.
각 채널 디코딩부(1361~136Nt)는 대응하는 디인터리빙부(1341~134Nt)의 출력 신호
Figure 112007039656549-PAT00072
를 이용하여 채널 디코딩을 수행한 후 코딩된 비트(coded bit)(ek)에 대한 LAPP(Log-ratio of a Posterior Probability)
Figure 112007039656549-PAT00073
와 디코딩된 비트(decoded bit)에 대한 LAPP를 출력한다.
각 인터리빙부(1381~138Nt)는 대응하는 채널 디코딩부(1361~136Nt)의 출력 신호
Figure 112007039656549-PAT00074
를 인터리빙하고 인터리빙된 신호
Figure 112007039656549-PAT00075
를 출력한다.
이어서, 도 4를 보면, 연성 판정부(140)는 복수의 데이터 연성 판정부(1421~142Nt)를 포함한다. 데이터 연성 판정부(1421~142Nt)의 개수 또한 분리하고자 하는 송신 신호의 수와 동일하며, 복수의 송신 신호에 각각 대응한다.
각 데이터 연성 판정부(1421~142Nt)는 대응하는 인터리빙부(1381~138Nt)의 출력 신호
Figure 112007039656549-PAT00076
를 이용하여 송신 신호를 연성 판정한다. 연성 판정된 송신 신호
Figure 112007039656549-PAT00077
는 수학식 9와 같이 구해진다.
Figure 112007039656549-PAT00078
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00079
혹은
Figure 112007039656549-PAT00080
에서 인터리빙부(138)의 출력이 없으므로,
Figure 112007039656549-PAT00081
이고, 또한 수학식 4에 의해
Figure 112007039656549-PAT00082
이다.
그리고 도 5를 보면, 채널 추정부(150)는 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00083
와 복수의 데이터 연성 판정부(1421~142Nt)의 출력 신호를 이용하여 송신 신호가 통과한 채널
Figure 112007039656549-PAT00084
을 추정한다. 추정 채널
Figure 112007039656549-PAT00085
은 수학식 10과 같이 구한다.
Figure 112007039656549-PAT00086
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00087
이고, 채널
Figure 112007039656549-PAT00088
의 초기 추정 값은 파일럿 심볼에 의해 구해진다. 그리고 도 5에서,
Figure 112007039656549-PAT00089
이다.
반면, 한 파일럿 심볼 구간에 모든 송신 장치(도면 미도시)가 동시에 파일럿 심볼을 송신하는 경우, 채널
Figure 112007039656549-PAT00090
의 초기 추정 값은 수학식 11과 같다.
Figure 112007039656549-PAT00091
여기서,
Figure 112007039656549-PAT00092
는
Figure 112007039656549-PAT00093
번째 심볼 구간에 보내지는 파일럿 심볼 벡터이며, 한 블록에
Figure 112007039656549-PAT00094
개가 전송된다. 각 송신 안테나가 서로 겹치지 않게 다른 심볼 구간에 파일럿 심볼을 전송하는 경우, 채널
Figure 112007039656549-PAT00095
의 초기 추정 값은 수학식 12와 같이 구할 수 있다.
Figure 112007039656549-PAT00096
수학식 12에서,
Figure 112007039656549-PAT00097
은
Figure 112007039656549-PAT00098
번째 심볼 구간에
Figure 112007039656549-PAT00099
번째 송신 안테나로부터 송신되는 파일럿 심볼이다.
또한, 도 6을 보면, 공분산 추정부(160)는 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00100
와 복수의 판정부(1421~142Nt)로부터 연성 판정된 송신 신호 및 채널 추정부(150)로부터 추정된 채널 정보를 이용하여 공분산
Figure 112007039656549-PAT00101
를 추정한다. 즉,
Figure 112007039656549-PAT00102
개의 송신 안테나로부터 유입되는 간섭은 제거할 수 없으므로, 공분산
Figure 112007039656549-PAT00103
을 추정하여 간섭을 억압시킨다. 공분산
Figure 112007039656549-PAT00104
은 수학식 13과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112007039656549-PAT00105
수학식 13에서, 공분산
Figure 112007039656549-PAT00106
의 초기 추정 값
Figure 112007039656549-PAT00107
은 파일럿 심볼에 의해 구해진다. 한 파일럿 심볼 구간에 모든 송신 장치(도면 미도시)가 동시에 파일럿 심볼을 송신하는 경우, 공분산의 초기 추정 값
Figure 112007039656549-PAT00108
은 수학식 14와 같다.
Figure 112007039656549-PAT00109
반면, 각 송신 장치(도면 미도시)가 서로 겹치지 않게 다른 심볼 구간에 파일럿 심볼을 전송하는 경우, 공분산의 초기 추정 값
Figure 112007039656549-PAT00110
은 수학식 15와 같다.
Figure 112007039656549-PAT00111
각 송신 장치(도면 미도시)는
Figure 112007039656549-PAT00112
개의 파일럿 심볼을 송신하며, 각 수신 안테나(1121~112m)는 다른 시각에 파일럿 심볼을 수신하므로,
Figure 112007039656549-PAT00113
개의 심볼 중에
Figure 112007039656549-PAT00114
개의 심볼이 파일럿 심볼을 포함한다. 따라서,
Figure 112007039656549-PAT00115
번째 심볼에서
Figure 112007039656549-PAT00116
번째 송신 안테나가 파일럿 심볼을 전송하는 경우,
Figure 112007039656549-PAT00117
가 된다. 여기서,
Figure 112007039656549-PAT00118
는
Figure 112007039656549-PAT00119
번째 송신기
Figure 112007039656549-PAT00120
번째 심볼에서 전송한 파일럿 심볼이고,
Figure 112007039656549-PAT00121
는
Figure 112007039656549-PAT00122
개의 0으로 구성된 벡터이다.
그리고 경성 판정부(170)는 채널 디코딩 출력인 디코딩된 비트의 LAPP를 이용하여 송신 신호를 결정한다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치의 송신 신호 검출 방법에 대해서 도 7을 참고로 하여 자세하게 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치의 동작 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 7에 나타낸 바와 같이, 수신 장치(100)는 파일럿 심볼을 이용하여
Figure 112007039656549-PAT00123
,
Figure 112007039656549-PAT00124
을 구하고,
Figure 112007039656549-PAT00125
으로 초기화하고
Figure 112007039656549-PAT00126
으로 둔다(S710).
신호 검출부(120)는
Figure 112007039656549-PAT00127
,
Figure 112007039656549-PAT00128
및
Figure 112007039656549-PAT00129
를 이용하여 간섭의 추정치를 생성하고 이를 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00130
에서 제거한다. 그리고 신호 검출부(120)는 간섭의 추정치가 제거된 수신 신호에
Figure 112007039656549-PAT00131
을 곱하여 나머지 간섭을 억압한 후,
Figure 112007039656549-PAT00132
을 출력한 다(S720).
디코딩부(130)는 신호 검출부(120)로부터의 출력 신호
Figure 112007039656549-PAT00133
을 이용하여 LLR을 계산한 후 계산된 LLR을 이용하여 디코딩을 수행한 후 디코딩된 신호
Figure 112007039656549-PAT00134
를 출력한다(S730).
그리고 나서,
Figure 112007039656549-PAT00135
에 1을 더한 값이 설정된 반복 횟수
Figure 112007039656549-PAT00136
보다 작으면 단계(S750)를 수행하고, 그렇지 않으면 단계(S790)를 수행한다.
Figure 112007039656549-PAT00137
에 1을 더한 값이 설정된 반복 횟수
Figure 112007039656549-PAT00138
와 동일해지면, 경성 판정부(170)에서는 디코딩부(130)로부터 출력된 신호를 이용하여 송신 신호를 결정한다(S790). 반면,
Figure 112007039656549-PAT00139
에 1을 더한 값이 설정된 반복 횟수
Figure 112007039656549-PAT00140
보다 작은 경우, 연성 판정부(140)는 디코딩부(130)로부터 출력된 신호
Figure 112007039656549-PAT00141
를 이용하여 연성 판정된 송신 신호
Figure 112007039656549-PAT00142
를 출력한다(S750).
채널 추정부(150)는 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00143
과 연성 판정된 송신 신호
Figure 112007039656549-PAT00144
을 이용하여 추정 채널
Figure 112007039656549-PAT00145
을 출력한다(S760). 공분산 추정부(160)는 수신 신호
Figure 112007039656549-PAT00146
과 연성 판정된 송신 신호
Figure 112007039656549-PAT00147
및 추정 채널
Figure 112007039656549-PAT00148
을 이용하여 공분산
Figure 112007039656549-PAT00149
를 추정하여 신호 검출부(120)로 출력한다(S770). 이어서,
Figure 112007039656549-PAT00150
로 갱신하고(S780), 단계(S720)로 천이한다.
즉,
Figure 112007039656549-PAT00151
일 때부터
Figure 112007039656549-PAT00152
이 되기 직전까지 단계(S710~S780)을 반복하고,
Figure 112007039656549-PAT00153
이면, 디코딩부(130)로부터 출력된 신호를 이용하여 송신 신호를 결정한다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.
이와 같이 본 발명의 실시 예에 의하면, 수신 장치에서 신호 검출, 디코딩, 채널 추정 및 공분산 추정을 소정 횟수 반복함으로써, 송신 장치로부터 송신된 신호의 수신 성능을 높일 수 있다.

Claims (14)

  1. 연성 판정된 송신 신호로부터 추정된 간섭을 수신 신호에서 제거하는 신호 검출부,
    상기 간섭이 제거된 수신 신호를 이용하여 채널 디코딩하는 디코딩부,
    상기 채널 디코딩된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 연성 판정하여 상기 신호 검출부로 전달하는 연성 판정부,
    상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 송신 신호가 통과한 채널을 추정하는 채널 추정부,
    상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호 및 상기 추정된 채널을 이용하여 상기 간섭과 잡음의 합 신호에 대한 공분산을 추정하는 공분산 추정부, 그리고
    상기 디코딩부로부터 출력된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 결정하는 경성 판정부
    를 포함하는 반복 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 경성 판정부는,
    상기 간섭 신호의 제거, 상기 채널 디코딩, 상기 연성 판정, 상기 채널 추정 및 상기 공분산 추정이 소정 횟수 반복된 이후에 상기 디코딩부로부터 출력되는 채 널 디코딩된 신호를 이용하는 반복 수신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 신호 검출부는,
    상기 추정된 채널과 상기 연성 판정된 송신 신호에 의해 상기 간섭을 추정하는 반복 수신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 연성 판정된 송신 신호의 초기치는 0이고, 상기 채널의 초기 추정치는 파일럿 심볼로부터 구해지는 반복 수신 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 신호 검출부는,
    상기 간섭의 추정치를 생성하고, 상기 수신 신호에서 상기 생성된 간섭의 추정치를 제거하는 간섭 제거부, 그리고
    상기 간섭의 추정치가 제거된 수신 신호로부터 제거되지 않은 간섭과 검출 불능 간섭을 억압한 후 디코딩부로 전달하는 MMSE(Minimum Mean Squared Error) 필터부를 포함하는 반복 수신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 신호 검출부는,
    상기 추정된 공분산으로부터 가중치 계수를 구하는 필터 계수 갱신부를 더 포함하며,
    상기 MMSE 필터부는,
    상기 간섭의 추정치가 제거된 수신 신호에 상기 가중치 계수를 곱하여 상기 간섭들을 억압하는 반복 수신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 디코딩부는,
    상기 가중치 계수와 상기 간섭들이 억압된 수신 신호 및 상기 추정된 채널로부터 상기 송신 신호의 로그우도비를 계산하는 LLR(Log-Likelihood Ratio) 계산부, 그리고
    상기 계산된 로그우도비를 이용하여 상기 송신 신호를 채널 디코딩하는 채널 디코딩부를 포함하는 반복 수신 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 연성 판정부는,
    상기 채널 디코딩된 신호와 상기 로그우도비로부터 상기 송신 신호를 연성 판정하는 반복 수신 장치.
  9. 반복 수신 장치에서 송신 신호를 검출하는 방법에 있어서,
    추정 채널 정보를 이용하여 추정된 간섭을 수신 신호에서 제거하는 단계,
    상기 추정된 간섭이 제거된 수신 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 채널 디코딩하는 단계,
    상기 채널 디코딩된 신호를 이용하여 상기 송신 신호를 연성 판정하는 단계,
    상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 추정 채널 정보를 갱신하는 단계,
    상기 제거하는 단계, 채널 디코딩하는 단계, 상기 연성 판정하는 단계 및 갱신하는 단계를 설정한 횟수만큼 반복하는 단계, 그리고
    상기 설정된 횟수만큼 반복된 후 상기 채널 디코딩된 신호로부터 상기 송신 신호를 결정하는 단계
    를 포함하는 송신 신호 검출 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 연성 판정된 송신 신호를 이용하여 상기 간섭과 잡음의 합 신호에 대한 공분산을 추정하는 단계
    를 더 포함하며,
    상기 제거하는 단계는,
    상기 추정 채널 정보로부터 간섭 추정치를 생성하는 단계,
    상기 수신 신호에서 상기 생성된 간섭 추정치를 제거하는 단계, 그리고
    상기 간섭 추정치가 제거된 신호에 상기 추정된 공분산으로부터 구해진 가중치 계수를 곱하여 출력하는 단계를 포함하며,
    상기 반복하는 단계는, 상기 추정하는 단계를 상기 설정된 횟수만큼 반복하는 단계를 포함하는 송신 신호 검출 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 간섭 추정치는 상기 추정 채널 정보와 상기 연성 판정된 송신 신호에 의해 생성되는 송신 신호 검출 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 추정 채널 정보의 초기치는 파일럿 심볼로부터 구해지는 송신 신호 검출 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 공분산은 상기 연성 판정된 송신 신호와 상기 수신 신호 및 상기 추정 채널 정보를 이용하여 추정되는 송신 신호 검출 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 채널 디코딩하는 단계는,
    상기 가중치 계수와 상기 추정된 간섭이 제거된 수신 신호 및 상기 추정 채 널 정보로부터 상기 송신 신호의 로그우도비를 계산하는 단계, 그리고
    상기 계산된 로그우도비로부터 상기 송신 신호를 채널 디코딩하는 단계를 포함하며,
    상기 송신 신호는 상기 계산된 로그우도비를 이용하여 상기 송신 신호가 연성 판정되는 송신 신호 검출 방법.
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