KR20080026669A - 데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법 - Google Patents

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Abstract

데이터 송신 방법은 데이터를 포함하는 장블록과 파일럿을 포함하는 단블록에 부반송파를 할당하고, 상기 장블록과 상기 단블록을 시간 영역 신호로 변환한다. 전체 단말을 다수의 그룹으로 나누어 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 상기 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당한다. 채널 추정 오류를 줄여 무선 채널 환경에서 안정적인 성능을 유지할 수 있다.
Figure P1020060091079
데이터 송신, 단블록, 파일럿, 채널 추정, 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속

Description

데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법{Data Transmission Method and Pilot Allocation Method}
도 1은 이동통신 시스템을 나타내는 예시도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기를 나타낸 블록도이다.
도 3은 송신기에서 송신하는 서브 프레임을 나타내는 예시도이다.
도 4는 서브 프레임의 다양한 예들을 나타낸다.
도 5는 FDM-L 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 6은 FDM-D 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 7은 CDM 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 8은 FDM-L 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 9는 FDM-D 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 10은 CDM 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 13은 채널 추정 성능을 비교한 그래프이다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이 다.
도 15는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 할당 방법을 나타낸 예시도이다.
** 도면의 주요부분의 부호에 대한 설명 **
110 : DFT부
120 : 부반송파 맵퍼
130 : IFFT부
본 발명은 데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법에 관한 것으로 보다 상세 하게는 채널 추정 오류를 줄이는 데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법에 관한 것이다.
WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 라디오 액세스 기술을 기반으로 하는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 이동통신 시스템은 전세계에서 광범위하게 전개되고 있다. WCDMA의 첫번째 진화 단계로 정의할 수 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)은 중기적인(mid-term) 미래에서 높은 경쟁력을 가지는 라디오 액세스 기술을 3GPP에 제공한다. 그러나 사용자와 사업자의 요구 사항과 기대가 지속적으로 증가하고 경쟁하는 라디오 액세스 기술 개발이 계속 진행되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 3GPP에서의 새로운 기술 진화가 요구된다.
3세대 이후의 시스템에서 고려되는 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(inter-symbol interfernce) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 OFDM) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여, 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 송신한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다. 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)는 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공 하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다.
OFDM/OFDMA의 주된 문제점 중 하나는 송신 신호의 최대 진폭(peak amplitude)이 평균 진폭보다 상당히 클 수 있다는 것이다. 이 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 문제는 OFDM 신호가 서로 다른 부반송파 상에서 N개의 정현파 신호(sinusoidal siganal)의 중첩이라는 사실에 기인한다. 전송 전력을 절감시키기 위해서는 PAPR을 낮추는 것이 필요하다.
PAPR을 낮추기 위해 제안되고 있는 시스템 중 하나가 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access; 이하 SC-FDMA)이다. SC-FDMA는 기존 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Division Equalization) 방식에 FDMA(Frequency Division Multiple Access)를 접목한 형태이다. SC-FDMA는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform; 이하 DFT)를 이용하여 신호를 시간 영역 및 주파수 영역에서 변복조한다는 점에서 OFDMA와 유사한 특성을 갖지만, 송신 신호의 PAPR이 낮아 송신 전력 절감에 유리하다. 특히 배터리 사용과 관련하여 송신 전력에 민감한 단말에서 기지국으로 접속하는 상향링크에 유리하다고 할 수 있다.
수신기에서 효율적인 데이터의 복원을 위해서는 채널 추정(channel estimation)이 효율적으로 이루어져야 한다. 일반적으로 채널 추정은 송신기에서 보내주는 신호 중에 포함되는 파일럿에 의한다. 그러나 효율적인 파일럿 구조에 대하여는 잘 알려져 있지 않다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 채널 추정 오류를 줄이는 데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 시스템의 용량을 증가시키는 데이터 송신 방법 및 파일럿 할당 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 일 양태에 따르면 S데이터 송신 방법을 제공한다. 상기 데이터 송신 방법은 데이터를 포함하는 장블록과 파일럿을 포함하는 단블록에 부반송파를 할당하고, 상기 장블록과 상기 단블록을 시간 영역 신호로 변환한다. 전체 단말을 다수의 그룹으로 나누어 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 상기 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면 다수의 단말에 대한 파일럿 할당 방법을 제공한다. 상기 파일럿 할당 방법은 상기 단말들을 다수의 그룹으로 나누고, 상기 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당한다. 상기 그룹내의 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면 송신기를 제공한다. 상기 송신기는 입력 신호를 주파수 영역 신호로 변환하는 DFT부, 상기 주파수 영역 신호와 파일럿에 부반송파를 할당하는 부반송파 맵퍼 및 상기 부반송파가 할당된 신호를 시간 영역 신호로 변환하는 IFFT부를 포함한다. 상기 부반송파 맵퍼는 단말들을 다수의 그룹으 로 나누어 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 상기 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당한다.
이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 이동통신 시스템을 나타내는 예시도이다.
도 1을 참조하면, 이동통신 시스템은 기지국(10, base station; BS)과 다수의 단말(20, user equipment; UE)을 포함한다. 이는 SC-FDMA 시스템일 수 있다. 이동통신 시스템은 음성, 패킷 데이터 등과 같은 다양한 통신 서비스를 제공하기 위해 널리 배치된다(deploy).
기지국(10)은 일반적으로 단말(20)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(node-B), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(access point) 등 다른 용어(terminology)로 불릴 수 있다.
단말(20)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
이하에서 하향링크(downlink)는 기지국(10)에서 단말(20)로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink)는 단말(20)에서 기지국(10)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기(transmitter)는 기지국(10)의 일부분일 수 있고, 수신기(receiver)는 단말기(20)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말기(20)의 일부분일 수 있고, 수신기는 기지국(10)의 일부분일 수 있다. 기지국(10)은 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있고, 단말기(20)는 다수의 수신기와 다수의 송신기를 포함할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기를 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 송신기(100)는 DFT부(Discrete Fourier Transform Unit; 110), 부반송파 맵퍼(Subcarrier Mapper; 120), IFFT부(Inverse Fast Fourier Transform Unit; 130) 및 CP 삽입부(Cyclic Prefix Insert Unit; 140)를 포함한다.
DFT부(110)는 입력 신호 x[n]에 DFT를 수행하여 주파수 영역 신호 X[k]로 변환한다. 크기가 L인 DFT 변환 과정은 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006067863213-PAT00001
부반송파 맵퍼(120)는 주파수 영역 신호 X[k]를 다양한 신호 구조 방식에 의해 각 부반송파에 할당한다. 부반송파 맵퍼(120)에서 할당하는 신호 구조 방식에 대하여는 후술한다.
IFFT부(130)는 부반송파 맵퍼(120)에 의해 할당된 신호 X'[k]에 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호 s[n]로 변환한다. CP 삽입부(140)는 시간 영역 신호 s[n]에 CP를 삽입하고, 이 신호는 RF부(150)에 의해 아날로그 신호로 변환되어 안테나(160)를 통해 무선 채널로 전파된다.
도 3은 송신기에서 송신하는 서브 프레임(sub frame)을 나타내는 예시도이 다. 서브 프레임의 길이는 송신을 위한 최소 송신 시간 간격(Transmission Time Interval; TTI)과 동일할 수 있다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임은 6개의 장블록(Long Block, LB)과 2개의 단블록(Short Block, SB1, SB2)을 포함한다. 단블록(SB1, SB2)은 제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)을 포함한다. 여기서, 제1 단블록(SB1)은 제2 단블록(SB2)에 비해 시간적으로 앞선다. 즉 제1 단블록(SB1)은 제2 단블록(SB2)보다 먼저 송신된다.
장블록(LB)은 제어 및/또는 데이터 송신을 위해 사용된다. 단블록(SB1, SB2)은 제어 및/또는 데이터 송신을 위해 사용될 수 있고, 기준 신호(파일럿) 송신을 위해 사용될 수 있다. 단블록(SB1, SB2)에 파일럿이 포함될 경우 파일럿 블록이라 할 수 있다. 파일럿은 송신기와 수신기 사이에서 선험적으로 알려진 데이터로 채널 추정 및/또는 채널 품질 측정을 위해 사용된다. 장블록(LB) 및 단블록(SB1, SB2)에는 심벌간 간섭 및 다중 경로 채널에 의한 간섭을 최소화하기 위해 각각 CP(Cyclic Prefix)가 삽입된다.
단블록(SB1, SB2)의 시간 간격은 장블록(LB)의 시간 간격과 동일하거나 작을 수 있다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격에 대하여 제한은 없으나 바람직하게는 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격은 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배일 수 있다. 시간 영역과 주파수 영역의 쌍대성(duality)에 의해 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 단블록(SB1, SB2)의 주파수 대역은 장블록(LB)의 주파수 대역의 2배가 된다. 설명을 명확히 하기 위해 이하에서는 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우에 대해 설명 한다.
제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)의 시간 간격은 동일하나, 이는 제한이 아니고 서로 다른 시간 간격을 가질 수도 있다. 또한, 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격은 장블록(LB)의 시간 간격이나 시스템의 상황에 따라 동적으로 변경될 수 있다.
서브 프레임은 6개의 장블록(LB)과 2개의 단블록(SB1, SB2)을 포함하고 있으나, 서브 프레임에 포함되는 장블록의 수와 단블록의 수는 제한이 없다. 서브 프레임은 적어도 하나의 장블록과 적어도 하나의 단블록을 포함할 수 있다.
서브 프레임에는 2개의 단블록(SB1, SB2) 사이에 4개의 장블록(LB)이 배치되고 있으나, 단블록(SB1, SB2)과 장블록(LB)의 배치에는 제한이 없으며 시스템에 따라 다양하게 변경할 수 있다. 예를 들어, 단블록(SB1, SB2) 사이에는 3개의 장블록(LB)이 배치될 수 있고, 또는 5개의 장블록(LB)이 배치될 수 있다. 또한, 서브 프레임 내에서 단블록(SB1, SB2)의 배치는 시스템의 성능이나 환경에 따라 동적으로 변경할 수도 있다.
도 4는 서브 프레임의 다양한 예들을 나타낸다. 이는 예시에 불과하고 단블록과 장블록의 배치는 기타 다양한 방법으로 배치할 수 있을 것이다.
한편, 하나의 기지국(10)에는 다수의 단말(20)이 접속할 수 있다. 이하에서는 단말(20)의 수를 M 이라 한다. 기지국(10)은 각 단말(20) 별로 시간/주파수 자원을 할당한다. 송수신되는 신호를 각 단말(20)이 구분하기 위해서는 각 단말(20)에 할당되는 주파수 자원(또는 부반송파)은 직교성(orthogonality)을 가져야 한다. 직교성은 시간 영역 직교성, 주파수 영역 직교성 또는 코드 영역 직교성이 있다. 시간 영역 직교성은 정확한 송신 타이밍 제어가 필요하다는 문제점이 있다. 따라서, SC-FDMA 시스템에는 주파수 영역 직교성이나 코드 영역 직교성이 더 나은 특성을 가진다.
주파수 영역 직교성은 신호를 단말별로 서로 다른 부반송파를 통해 송신하여 이룰 수 있다. 단말마다 부반송파에 할당되는 주파수 대역이 서로 겹쳐지지 않는다. 주파수 영역 직교성은 국부적인(localized) 신호 구조 또는 분산적인(distributed) 신호 구조에 적용될 수 있다. 국부적인 신호는 연속적인 스펙트럼을 차지하고(occupy), 분산적인(distributed) 신호는 빗살 형태(comb-shaped) 스펙트럼을 차지하는 것을 말한다. 이하에서 국부적인 신호를 이용한 신호 구조를 FDM-L(Frequency Division Multiplexing-Localized)이라 하고, 분산적인 신호를 이용한 신호 구조를 FDM-D(Frequency Division Multiplexing-Distributed)이라 한다.
코드 영역 직교성은 신호를 단말별로 공통의 부반송파를 통해 송신하여 이룬다. 단말마다 부반송파에 할당되는 주파수 대역의 일부 또는 전부가 겹친다(overlap). 이하에서 코드 영역에서 직교하는 신호를 이용한 신호 구조를 CDM(Code Division Multiplexing)이라 한다.
도 5는 FDM-L 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 5를 참조하면, M명의 사용자(단말)에 대해 부반송파들이 국부적으로 밀집되어 있다. 서로 다른 단말은 서로 다른 주파수 대역에 할당되어, 주파수 분할 다중이 사용된다.
2개의 단블록(SB1, SB2)과 장블록(LB)에는 부반송파가 각 단말마다 국부적으로 밀집되어 할당된다. 단블록(SB1, SB2)의 부반송파에는 파일럿(기준 신호)이 실리고, 제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)에는 동일한 부반송파가 할당될 수 있다. 이하에서 장블록(LB)과 단블록(SB1, SB1)에 할당되는 부반송파는 부반송파들의 집합인 자원 블록(resource block)이라 할 수 있다. 또는 부반송파들의 집합인 청크(chunk)라고도 할 수 있다. 따라서, FDM-L 방식에서는 파일럿과 데이터가 동일한 주파수 대역에 할당된다.
단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 장블록(LB)의 부반송파보다 2배 더 큰 대역을 점유한다. 따라서 장블록(LB)의 인접한 2개의 부반송파는 단블록(SB1, SB2)의 1개의 부반송파와 쌍을 이룬다.
FDM-L 방식에서 단블록(SB1, SB2)에 실리는 파일럿 신호는 동일 대역의 장블록(LB)의 부반송파로 전송되는 데이터 신호를 복조하는 DM(Data de-Modulation) 파일럿의 용도로 사용될 수 있다. 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 장블록(LB)의 부반송파와 주파수 대역이 겹치기 때문이다. 그러나 이 파일럿 신호는 해당 단말에 대하여 주파수 영역에서 국부적으로 밀집되어 있기 때문에 전체 주파수 대역의 채널 품질 측정을 위한 CQ(Channel Quality) 파일럿 용도로 사용되기는 어렵다.
도 6은 FDM-D 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 6을 참조하면, M명의 사용자(단말)에 대해 부반송파들이 분산되어 서로 인접하지 않는(non-contiguous)다.
장블록(LB)과 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 동일한 단말끼리 서로 인접하지 않게 일정 간격으로 분산되어 할당된다. 즉, 각 단말별로 부반송파가 일정 간격으로 분산되도록 한다.
제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)에 할당되는 파일럿 신호는 주파수 영역에서 단말별로 서로 엇갈려(stagger) 할당된다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 장블록(LB)의 부반송파보다 2배 더 큰 대역을 점유한다. 하나의 단블록(SB1, SB2)의 주파수 대역에는 2개의 장블록(LB)의 주파수 대역이 배치되므로, FDM-D 방식에서는 장블록(LB)에 해당하는 단말의 부반송파 위치에 대하여 2개의 단블록(SB1, SB2)의 파일럿 신호를 단말별로 번갈아가며 할당한다. 예를 들어 제1 단블록(SB1)의 부반송파(301)에는 장블록(LB)의 제1 단말(302)에 대한 파일럿 신호가 실린다. 제2 단블록(SB2)의 부반송파(304)에는 동일 대역에 있는 장블록(LB)의 제2 단말(303)에 대한 파일럿 신호가 실린다. 이후 단블록(SB1, SB2)의 부반송파에는 장블록(LB)의 각 단말별로 파일럿 신호가 계속 엇갈리는 형태로 실린다.
FDM-D 방식에서 단블록(SB1, SB2)에 실리는 파일럿 신호는 동일 대역의 장블록(LB)의 부반송파로 전송되는 데이터 신호를 복조하는 DM 파일럿의 용도로 사용될 수 있다. 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 장블록(LB)의 부반송파와 주파수 대역이 겹치기 때문이다. 또한, 이 파일럿 신호는 전체 주파수 대역에 걸쳐서 전송되므로 채널의 품질 측정을 위한 CQ 파일럿으로 사용될 수 있다.
그러나 FDM-D 방식에서는 제1 단블록(SB1)의 파일럿과 제2 단블록(SB2)의 파 일럿이 서로 엇갈리게 배치되어, 단말의 이동 속도가 큰 시간 선택적 채널 환경에서 채널 추정 오류가 커질 수 있다. 또한, 접속하는 단말의 수가 증가할수록 파일럿 간격이 넓어져 채널 추정의 열화가 발생할 수 있다.
도 7은 CDM 방식의 신호 구조를 나타낸 예시도이다.
도 7을 참조하면, M명의 사용자(단말)에 대해 파일럿 신호의 부반송파들이 서로 겹쳐진 형태로 전송된다.
장블록(LB)의 부반송파는 단말별로 서로 인접하지 않게 일정 간격으로 분산되어 할당된다. 즉, 장블록(LB)의 부반송파는 FDM-D 방식과 동일하게 각 단말별로 부반송파가 밀집되지 않고 일정 간격으로 분산되도록 할당한다.
단블록(SB1, SB2)의 부반송파에는 파일럿이 실리고, 제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)에는 동일한 부반송파가 할당될 수 있다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 장블록(LB)의 부반송파보다 2배 더 큰 대역을 점유한다.
단블록(SB1, SB2)의 부반송파들은 전체 대역에 걸쳐서 할당될 수 있다. 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 단말들의 주파수 대역이 서로 겹쳐진 형태이다. 단블록(SB1, SB2)의 부반송파는 각 단말별로 코드 영역에서 직교성을 유지한다. 이를 통해 각 단말은 단블록(SB1, SB2)으로부터 자신에 해당하는 파일럿을 추출한다.
일 실시예에서 파일럿 신호는 순환 변환(cyclic shift) 형태의 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스를 이용하여 코드 영역에서 직교성을 이룰 수 있다. L을 양의 정수인 CAZAC 시퀀스의 길이, k를 L에 비교하 여(relatively) 소수(prime)라 할 때, k번째 CAZAC 시퀀스의 n번째 엔트리(entry)는 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006067863213-PAT00002
Figure 112006067863213-PAT00003
다른 실시예에서 파일럿 신호는 블록 시퀀스(block sequence)를 이용하여 코드 영역에서 직교성을 이룰 수 있다. 블록 시퀀스의 일례는 S. Zhou, et al., "Chip-Interleaved Block Spread Code Division Multiple Access", IEEE Trans. on Commun., vol.50, no.2, pp.235-248, Feb. 2002 를 참조할 수 있다.
CDM 방식에서 단블록(SB1, SB2)에 실리는 파일럿 신호는 동일 대역의 장블록(LB)의 부반송파로 전송되는 데이터 신호를 복조하는 DM 파일럿의 용도로 사용될 수 있다. 또한, 이 파일럿 신호는 전체 주파수 대역에 걸쳐서 전송되므로 채널의 품질 측정을 위한 CQ 파일럿으로 사용될 수 있다.
도 8은 FDM-L 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 8을 참조하면, 수신기(400)는 FFT부(440), 부반송파 디맵퍼(450), 채널 추정기(channel estimator; 460) 및 IDFT부(480)를 포함한다.
안테나(410)에서 수신한 신호는 RF부(420)를 거쳐 디지털화된 신호가 된다. 디지털화된 신호는 CP 제거부(430)에 의해 CP가 제거된다. CP가 제거된 시간 영역 신호 ri[n]는 FFT부(440)에 의해 FFT를 수행하여 주파수 영역 신호 Yi'[k]로 변환된다. 여기서, FFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 NSB라 하고, 장블록(LB)의 경우 NLB라 한다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 NLB = 2NSB인 관계가 된다. 변환된 신호 Yi'[k]는 부반송파 디맵퍼(450)에 의해 부반송파 할당 방식의 반대 과정을 통해 신호 Yi[k]가 된다.
채널 추정기(460)는 단블록(SB1, SB2)의 파일럿 신호로부터 채널 Hi[k]을 추정한다. 이때의 파일럿은 데이터 신호를 복조하는 DM 파일럿의 용도이다. 채널 추정은 단블록(SB1, SB2)과 장블록(LB)에 대해 다음 수학식 3 및 4와 같이 각각 이루어질 수 있다. 수학식 3은 k번째 부반송파 위치에서 단블록(SB1, SB2)에 대한 채널 추정식이고, 수학식 4는 k번째 부반송파 위치에서 장블록(SB)에 대한 채널 추정식이다. i는 서브 프레임 내의 단블록(SB1, SB2)과 장블록(LB)의 위치를 나타내며, 도 3에서 좌측부터 i=0이다. 따라서 i는 서브 프레임 내에서 단블록(SB1, SB2)과 장블록(LB)의 위치가 바뀌면 변하는 값이다.
Figure 112006067863213-PAT00004
여기서, Xi는 단블록(SB1, SB2)에 대한 송수신단에서 알고 있는 기준 신호 값이다.
Figure 112006067863213-PAT00005
수학식 4는 단블록(SB1, SB2)에 의해 추정된 채널 값을 기반으로 장블록(LB)의 채널을 추정하는 방식의 일례를 나타낸 것이다. 수학식 4와 같은 선형 보간법외에 다른 다양한 형태의 채널 보간법도 사용할 수 있다.
등화기(470)는 추정된 채널 Hi[k]을 이용하여 장블록(LB)에 포함된 데이터 신호를 다음 수학식 5와 같이 보상한다.
Figure 112006067863213-PAT00006
( )*는 켤례(conjugate)를 말하고, SNR은 채널을 통해 얻어진 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio)이다.
IDFT부(480)는 보상된 신호 Xi[k]에 대해 IDFT를 수행하여 시간 영역 신호 xi[n]로 변환한다. IDFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 LSB라 하고, 장블록(LB)의 경우 LLB라 한다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 LLB = 2LSB인 관계가 된다. 이때, IDFT 변환은 다음 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006067863213-PAT00007
Figure 112006067863213-PAT00008
도 9는 FDM-D 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 9를 참조하면, 수신기(500)는 FFT부(540), 부반송파 디맵퍼(550), 채널 추정기(560), IDFT부(580) 및 채널 품질 추정기(590)를 포함한다.
안테나(510)에서 수신한 신호는 RF부(520)를 거쳐 디지털화된 신호가 된다. 디지털화된 신호는 CP 제거부(530)에 의해 CP가 제거된다. CP가 제거된 시간 영역 신호 ri[n]는 FFT부(540)에 의해 FFT를 수행하여 주파수 영역 신호 Yi'[k]로 변환된다. 여기서, FFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 NSB라 하고, 장블록(LB)의 경우 NLB라 한다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 NLB = 2NSB인 관계가 된다. 변환된 신호 Yi'[k]는 부반송파 디맵퍼(550)에 의해 부반송파 할당 방식의 반대 과정을 통해 신호 Yi[k]가 된다.
채널 추정기(560)는 단블록(SB1, SB2)의 파일럿 신호로부터 채널 Hi[k]을 추 정한다. 이때의 파일럿은 데이터 신호를 복조하는 DM 파일럿의 용도이다. 채널 추정은 다음 수학식 7 및 8과 같이 이루어질 수 있다.
Figure 112006067863213-PAT00009
Figure 112006067863213-PAT00010
Figure 112006067863213-PAT00011
등화기(570)는 추정된 채널 Hi[k]을 이용하여 장블록에 포함된 데이터 신호를 다음 수학식 9과 같이 보상한다.
Figure 112006067863213-PAT00012
( )*는 켤례(conjugate)를 말하고, SNR은 채널을 통해 얻어진 수신된 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio)이다.
IDFT부(580)는 보상된 신호 Xi[k]에 대해 IDFT를 수행하여 시간 영역 신호 xi[n]로 변환한다. IDFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 LSB라 하고, 장블록(LB) 의 경우 LLB라 한다. 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 LLB = 2LSB인 관계가 된다.
채널 품질 추정기(590)는 단블록(SB1, SB2)의 파일럿 신호로부터 채널 품질을 추정한다. 바람직하게는 채널 품질 추정기는 제2 단블록(SB2)의 파일럿 신호로부터 추정된 채널 H6[k]을 이용하여 채널 품질을 추정할 수 있다. 채널 품질 추정기(590)는 각 부반송파 위치에서 추정된 채널 H6[k]에 대하여 다음 수학식 10과 같이 선형 보간(linear interpolation)을 수행한다.
Figure 112006067863213-PAT00013
Figure 112006067863213-PAT00014
위 선형보간된 방법이외의 다른 방법에 의한 보간법도 적용이 가능하다. 결국 전 주파수 대역의 부반송파에 대한 채널 품질을 추정한다.
도 10은 CDM 방식의 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 10을 참조하면, 수신기(600)는 FFT부(640), 부반송파 디맵퍼(650), IDFT부(670), CIR 추정기(680) 및 채널 품질 추정기(695)를 포함한다.
안테나(610)에서 수신한 신호는 RF부(620)를 거쳐 디지털화된 신호가 된다. 디지털화된 신호는 CP 제거부(630)에 의해 CP가 제거된다. CP가 제거된 시간 영역 신호 ri[n]는 FFT부(640)에 의해 FFT를 수행하여 주파수 영역 신호 Yi'[k]로 변환된다. 여기서, FFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 NSB라 하고, 장블록(LB)의 경우 NLB라 한다. 변환된 신호 Yi'[k]는 부반송파 디맵퍼(650)에 의해 부반송파 할당 방식의 반대 과정을 통해 신호 Yi[k]가 된다.
CDM 방식은 시간 영역에서 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response; 이하 CIR)을 이용하여 채널 품질을 추정한다. CIR 추정기(680)는 시간 영역 파일럿 신호로부터 CIR hi[τ]를 추정한다. CIR은 다음 수학식 11과 같이 순환 상관(cyclic correlation) 연산을 이용하여 구한다.
Figure 112006067863213-PAT00015
mod는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. si는 송신기(100)에서의 시간 영역 파일럿 신호로, 수신기(600)에 미리 알려진 값이다.
윈도우부(685)는 CIR에 대해 다음 수학식 12와 같은 윈도우잉(windowing)을 행한다.
Figure 112006067863213-PAT00016
즉, 윈도우부(685)는 CIR hi[τ]에서 소정 영역을 제외한 부분을 0으로 치환한다.
FFT부(690)는 윈도우잉된 CIR에 대해 FFT를 수행하여 주파수 영역 채널
Figure 112006067863213-PAT00017
로 변환한다.
장블록(LB)의 데이터 신호를 위한 채널 추정은 다음 수학식 13과 같이 이루어질 수 있다.
Figure 112006067863213-PAT00018
수학식 13은 단블록(SB1, SB2)에 의해 추정된 채널 값을 기반으로 장블록(LB)의 채널을 추정하는 방식의 일례를 나타낸 것이다. 수학식 13과 선형 보간법외에 다른 다양한 형태의 채널 보간법도 사용할 수 있다.
등화기(660)는 추정된 채널
Figure 112006067863213-PAT00019
을 이용하여 장블록(LB)에 포함된 데이터 신호를 다음 수학식 14와 같이 보상한다.
Figure 112006067863213-PAT00020
IDFT부(670)는 보상된 신호 Xi[k]에 대해 IDFT를 수행하여 시간 영역 신호 xi[n]로 변환한다. IDFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 LSB라 하고, 장블록(LB)의 경우 LLB라 한다.
채널 품질 추정기(695)는 제2 단블록(SB2)의 파일럿 신호로부터 채널 품질을 추정한다. 각 부반송파 위치에서 추정된 채널
Figure 112006067863213-PAT00021
을 구함으로써 결국 전체 주파수 대역에 대한 채널 품질을 구할 수 있다.
FDM-L 방식의 경우 부반송파가 각 단말별로 국부적으로 밀집되어 있어 주파수 선택적 스케줄링을 위한 전 대역의 채널 품질을 추정하기 어렵다. FDM-D 방식의 경우 제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)에서 단말별로 파일럿이 서로 엇갈리게 배치되어 단말의 이동 속도가 큰 시간 선택적 채널 환경에서 채널 추정 오류가 커지고, 접속하는 단말의 수가 증가할수록 파일럿 간격이 넓어져 채널 품질 추정의 열화가 발생할 수 있다. CDM 방식의 경우 단말의 수가 증가할수록 윈도우잉 구간이 감소하여 다중 경로로 인한 지연 확산(delay spread)보다 윈도우잉 구간이 작아질 경우 정확한 CIR 추정이 어려워 채널 추정 및 채널 품질 추정의 열화가 발생할 수 있다. 또한, 일반적으로 많이 사용되는 CAZAC 시퀀스는 채널의 지연 확산에 대해 순환 변환 값의 제한이 있어서 3GPP LTE(Long Term Evolution)에서 고려되는 TU 채널을 적용할 경우 단말의 수가 6개 정도까지만 지원될 수 있다는 문제점이 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 11을 참조하면, 장블록(LB)에는 부반송파가 각 단말마다 분산되어 할당된다. 즉 장블록(LB)에는 각 단말별로 부반송파가 일정 간격으로 분산되는 FDM-D 방식과 동일하다.
단블록(SB1, SB2)의 부반송파에는 파일럿이 실린다. 단블록(SB1, SB2)에는 FDM-D 방식과 CDM 방식이 엇갈려서 할당된다.
전체 단말(M)을 K개의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. 즉 K=M/P 인 관계가 될 수 있다. 각 그룹에는 단말들이 순차적으로 할당된다. 그룹의 수나 각 그룹에 할당되는 단말의 수는 제한이 없으며 다양하게 바뀔 수 있다.
그룹은 단블록(SB1, SB2)의 주파수 대역과 장블록(LB)의 주파수 대역에 따라 나눌 수 있다. 예를 들어, 단블록(SB1, SB2)의 시간 간격이 장블록(LB)의 시간 간격의 0.5배인 경우 단블록(SB1, SB2)의 주파수 대역은 장블록(LB)의 주파수 대역의 2배이다. 이 경우 각 그룹별로 2개의 단말(P=2)을 할당할 수 있다. 도 11은 P=2이고, K=M/2인 경우이다. 첫번째 그룹의 경우 제1 단말과 제2 단말이 할당되고, 두번째 그룹의 경우 제3 단말과 제4 단말이 할당되고, K번째 그룹의 경우 제 M-1 단말과 제M 단말이 할당된다.
각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 단블록(SB1, SB2)에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 단블록(SB1, SB2)에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
파일럿은 장블록(LB)의 부반송파에 대해 동일 대역에 할당될 수 있고, 각 그룹에 속하는 단말들의 파일럿에 대한 부반송파는 서로 겹쳐진다.
본 발명에 의하면 각 단말에 제공되는 파일럿은 그룹으로 구분되어 그룹간 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당되고, 그룹내에서는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당한다. 파일럿은 전체 주파수 대역에 걸쳐서 송신되므로 채널 추정 및 채널 품질 측정에 사용될 수 있다. CDM 방식과 유사한 방법으로 시간 영역에서 채널 추정을 수행함으로써 별도의 보간 방법을 이용하지 않고 전 대역의 채널을 측정할 수 있다. 또한, 그룹별로 적절한 수의 단말을 선택할 수 있으므로 CDM 방식에 사용되는 CAZAC 시퀀스의 순환 변환에 따른 단말의 수 제한을 극복할 수 있어 시스템의 용량을 증가시킬 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 12를 참조하면, 수신기(700)는 FFT부(740), 부반송파 디맵퍼(750), IDFT부(760) 및 CIR 추정기(775)를 포함한다.
안테나(710)에서 수신한 신호는 RF부(720)를 거쳐 디지털화된 신호가 된다. 디지털화된 신호는 CP 제거부(730)에 의해 CP가 제거된다. CP가 제거된 시간 영역 신호 ri[n]는 FFT부(740)에 의해 FFT를 수행하여 주파수 영역 신호 Yi'[k]로 변환된다. 여기서, FFT의 크기는 단블록(SB1, SB2)의 경우 NSB로 설정되고, 장블록(LB)의 경우 NLB로 설정된다. 변환된 신호 Yi'[k]는 부반송파 디맵퍼(750)에 의해 부반송파 할당 방식의 반대 과정을 통해 신호 Yi[k]가 된다.
단블록(SB1, SB2) 신호가 수신될 경우 주파수 영역에서 분리된 파일럿에 대하여 IDFT부(770)는 IDFT를 수행하여 시간영역 신호 yi[n]으로 변환한다. CIR 추정기(775)는 시간 영역 신호 yi[n]에 대하여 다음 수학식 15와 같이 순환 상관 연산을 통해 CIR을 추정한다.
Figure 112006067863213-PAT00022
여기서, s[n]은 송신기(100)의 시간 영역 파일럿 신호로 수신기(700)에 미리 알려진 값이다. mod는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다.
윈도우부(780)는 CIR에 대해 다음 수학식 16과 같은 윈도우잉을 행한다.
Figure 112006067863213-PAT00023
즉, 윈도우부(780)는 CIR h6[τ]에서 소정 영역을 제외한 부분을 0으로 치환한다. DFT부(785)는 윈도우잉된 CIR에 대해 FFT를 수행하여 주파수 영역 채널
Figure 112006067863213-PAT00024
로 변환한다.
한편, 장블록(LB) 신호에 대한 채널은 다음 수학식 17과 같이 추정한다.
Figure 112006067863213-PAT00025
수학식 17은 단블록(SB1, SB2)에 의해 추정된 채널 값을 기반으로 장블록(LB)의 채널을 추정하는 방식의 일례를 나타낸 것이다. 수학식 17과 같은 선형 보간법외에 다른 다양한 형태의 채널 보간법도 사용할 수 있다.
등화기(755)는 추정된 채널 Hi[k]을 이용하여 장블록(LB)에 포함된 데이터 신호를 다음 수학식 18과 같이 보상한다.
Figure 112006067863213-PAT00026
( )*는 켤례(conjugate)를 말하고, SNR은 채널을 통과하여 수신된 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio)이다. IDFT부(760)는 보상된 신호 Xi[k]에 대해 IDFT를 수행하여 시간 영역 신호 xi[n]로 변환한다.
수신기(700)는 제안된 방식뿐만 아니라 CDM 방식에도 그대로 적용할 수 있다. 일반적인 SC-FDMA 시스템에서는 전송 가능한 전체 주파수 대역 중 양단의 주파수 대역에 보호 대역을 설정하고 있다. 이 보호 대역의 설정으로 인해 CDM 방식에 서 단블록(SB1, SB2)의 부반송파 신호를 형성하는 CAZAC 시퀀스의 길이 LSB는 이용 가능한 전체 NSB 크기 보다 작은 값으로 설정된다. 따라서 CDM 방식에서도 제안된 수신기(700)를 적용할 수 있으며, 그 과정은 다음과 같다. FFT부(740)와 부반송파 디맵퍼(750)를 거친 파일럿 신호를 IDFT부(770)에 의해 LSB 크기의 IDFT을 수행한다. 이어서 CIR 추정기(775)와 윈도우부(780)를 거치고, DFT부(785)에 의해 LSB 크기의 DFT를 수행한다. CDM 방식에서는 DFT를 통과한 주파수 영역의 채널 추정 값을 채널의 품질 측정 및 등화 과정 모두에 이용할 수 있다.
도 13은 채널 추정 성능을 비교한 그래프이다. 이는 Eb/No에에 따른 BER(bit error rate)을 나타낸다. 모의 실험은 랜덤하게 변하는 무선 채널과 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행하였다. 단말의 이동속도는 60km/h로 하고, 무선 채널 모델은 COST 207 TU(Typical Urban)을 기반으로 하였으며, 이 모델은 실제 도심지 환경에서 무선 채널 상황을 수학적으로 표현한 것이다. 각 성능 평가는 채널 추정 성능만을 알아보기 위한 것이므로 수신기의 동기는 완벽하게 이루어진 것으로 가정하였다.
도 13을 참조하면, 본 발명에 의한 신호 구조는 FDM-D 방식이나 CDM 방식에 비하여 BER 성능이 보다 향상되는 것을 확인할 수 있다. 본 발명에 의하면 채널 추정 오류가 감소되고, 이로 인해 이동 무선 채널 환경에서 안정적인 성능을 유지할 수 있다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 14를 참조하면, 장블록(LB)과 제1 단블록(SB1)에는 부반송파가 각 단말마다 분산되어 할당된다. 즉 장블록(LB)과 제1 단블록(SB1)은 각 단말별로 부반송파가 일정 간격으로 분산되는 FDM-D 방식과 동일하다.
제2 단블록(SB2)에는 FDM-D 방식과 CDM 방식이 엇갈려서 할당된다. 전체 단말(M)을 K개의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 제2 단블록(SB2)에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 제2 단블록(SB2)에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
제2 단블록(SB2)을 통해 각 단말에 제공되는 파일럿은 그룹으로 구분되어 그룹간 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당되고, 그룹내에서는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당한다. 파일럿은 전체 주파수 대역에 걸쳐서 송신되므로 채널 추정 및 채널 품질 측정에 사용될 수 있다. CDM 방식과 유사한 방법으로 시간 영역에서 채널 추정을 수행함으로써 별도의 보간 방법을 이용하지 않고 전 대역의 채널을 측정할 수 있다
제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)에 서로 다른 방식으로 파일롯에 부반송파를 할당하여 채널 추정 오류를 줄일 수 있다.
도 15는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 15를 참조하면, 장블록(LB)과 제2 단블록(SB2)에는 부반송파가 각 단말마다 분산되어 할당된다. 즉 장블록(LB)과 제2 단블록(SB2)은 각 단말별로 부반송파가 일정 간격으로 분산되는 FDM-D 방식과 동일하다.
전체 단말(M)을 K개의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 제1 단블록(SB1)에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 제1 단블록(SB1)에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
제1 단블록(SB1)을 통해 각 단말에 제공되는 파일럿은 그룹으로 구분되어 그룹간 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당되고, 그룹내에서는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당한다. 파일럿은 전체 주파수 대역에 걸쳐서 송신되므로 채널 추정 및 채널 품질 측정에 사용될 수 있다. CDM 방식과 유사한 방법으로 시간 영역에서 채널 추정을 수행함으로써 별도의 보간 방법을 이용하지 않고 전 대역의 채널을 측정할 수 있다.
도 16은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 16을 참조하면, 장블록(LB)과 제1 단블록(SB1)에는 부반송파가 각 단말마다 국부적으로 밀집되어 할당된다. 즉 장블록(LB)과 제1 단블록(SB1)은 각 단말별로 부반송파가 국부적으로 밀집되는 FDM-L 방식과 동일하다.
전체 단말(M)을 K개의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 제2 단블록(SB2)에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 제2 단블록(SB2)에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
제2 단블록(SB2)을 통해 각 단말에 제공되는 파일럿은 그룹으로 구분되어 그룹간 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당되고, 그룹내에서는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 부반송파에 할당한다. 파일럿은 전체 주파수 대역에 걸쳐서 송신되므로 채널 추정 및 채널 품질 측정에 사용될 수 있다. CDM 방식과 유사한 방법으로 시간 영역에서 채널 추정을 수행함으로써 별도의 보간 방법을 이용하지 않고 전 대역의 채널을 측정할 수 있다
다른 예로써, 상기 제1 단블록(SB1)과 제2 단블록(SB2)의 부반송파 할당 방식은 서로 바뀔 수 있다. 즉, 제2 단블록(SB2)을 FDM-L 방식으로 배치하고, 제1 단블록(SB1)을 그룹별로 나누어 부반송파를 할당할 수 있다.
도 17은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시 도이다.
도 17을 참조하면, 장블록(LB)에는 부반송파가 각 단말마다 분산되어 할당된다. 즉 장블록(LB)에는 각 단말별로 부반송파가 일정 간격으로 분산되는 FDM-D 방식과 동일하다.
단블록(SB1, SB2)의 부반송파에는 파일럿이 실린다. 파일럿은 그룹별로 주파수 영역에서 직교성을 갖는 부반송파와 코드 영역에서 직교성을 갖는 부반송파에 번갈아 가며 할당한다
전체 단말(M)을 K개의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. 다만 도 11의 실시예와 달리 반드시 K=M/P 인 관계는 아니다. 또한, K개의 그룹으로 나누어진 파일럿이 해당하는 장블록(LB)의 부반송파 위치에 대해 동일 대역으로 할당되지 않는다.
각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 파일럿에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 파일럿에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
도 18은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 나타낸 예시도이다.
도 18을 참조하면, 장블록(LB)에는 부반송파가 각 단말마다 국부적으로 밀집되어 할당된다. 즉 장블록(LB)에는 FDM-L 방식으로 부반송파가 할당된다.
본 발명에 의하면 장블록(LB)에 할당되는 부반송파 방식에 상관없이 단블록(SB1, SB2)에 부반송파를 할당할 수 있다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 파일럿 할당 방법을 나타낸 예시도이다.
도 19를 참조하면, 전체 단말(M)을 다수의 그룹으로 나눈다. 각 그룹은 P개의 단말을 포함한다. P는 1보다 큰 정수이다. 각 그룹에는 단말들이 순차적으로 할당될 수 있으며, 각 그룹에 할당되는 단말의 수나 그룹의 수는 제한이 없다.
각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 파일럿에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 파일럿에 부반송파를 할당한다. 각 그룹끼리는 주파수 대역이 서로 겹치지 않지만, 그룹에 속하는 단말끼리는 주파수 대역이 서로 겹친다. 코드 영역에서의 직교성은 순환 변환되는 CAZAC 시퀀스나 블록 시퀀스 또는 이들의 조합을 통해 이룰 수 있다.
본 발명에 의하면 각 단말에 제공되는 파일럿을 그룹별로 나누어, 각 그룹별오는 주파수 영역에서 직교성을 갖도록 부반송파를 할당하고, 그룹내에서는 코드 영역에서 직교성을 갖도록 부반송파를 할당한다. 채널 추정 오류를 줄여 무선 채널 환경에서 안정적인 성능을 제공한다.
본 발명은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하기 위해 디자인된 ASIC(application specific integrated circuit), DSP(digital signal processing), PLD(programmable logic device), FPGA(field programmable gate array), 프로세 서, 제어기, 마이크로 프로세서, 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하는 모듈로 구현될 수 있다. 소프트웨어는 메모리 유닛에 저장될 수 있고, 프로세서에 의해 실행된다. 메모리 유닛이나 프로세서는 당업자에게 잘 알려진 다양한 수단을 채용할 수 있다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.
상기에서 상술한 바와 같이 본 발명에 의하면 채널 추정 오류를 줄여 무선 채널 환경에서 안정적인 성능을 유지할 수 있다. 또한 시스템의 용량을 증가시키기에 유리하다.

Claims (8)

  1. 데이터를 포함하는 장블록과 파일럿을 포함하는 단블록에 부반송파를 할당하는 단계와,
    상기 장블록과 상기 단블록을 시간 영역 신호로 변환하는 단계를 포함하되,
    전체 단말을 다수의 그룹으로 나누어 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 상기 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단블록에 부반송파를 할당하는 SC-FDMA 시스템의 데이터 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 영역 직교성은 상기 그룹별로 서로 겹치지 않는 부반송파를 할당하여 이루는 SC-FDMA 시스템의 데이터 송신 방법.
  3. 제 1 항에 있어서
    상기 코드 영역 직교성은 상기 그룹내의 단말별로 서로 겹치는 부반송파를 할당하고, 상기 단말들은 순환 변환되는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스를 통해 구분되는 SC-FDMA 시스템의 데이터 송신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서
    상기 코드 영역 직교성은 상기 그룹내의 단말별로 서로 겹치는 부반송파를 할당하고, 상기 단말들은 블록 시퀀스(Block Sequence)를 통해 구분되는 SC-FDMA 시스템의 데이터 송신 방법.
  5. 다수의 단말에 대한 파일럿 할당 방법에 있어서,
    상기 단말들을 다수의 그룹으로 나누는 단계;
    상기 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당하는 단계; 및
    상기 그룹내의 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당하는 단계를 포함하는 파일럿 할당 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 주파수 영역 직교성은 상기 그룹별로 서로 겹치지 않는 부반송파를 할당하여 이루는 파일럿 할당 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 코드 영역 직교성은 상기 그룹내의 단말별로 서로 겹치는 부반송파를 할당하고, 상기 단말들은 순환 변환되는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스를 통해 구분되는 파일럿 할당 방법.
  8. 입력 신호를 주파수 영역 신호로 변환하는 DFT부;
    상기 주파수 영역 신호와 파일럿에 부반송파를 할당하는 부반송파 맵퍼; 및
    상기 부반송파가 할당된 신호를 시간 영역 신호로 변환하는 IFFT부를 포함하되,
    상기 부반송파 맵퍼는 단말들을 다수의 그룹으로 나누어 각 그룹별로는 주파수 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당하고, 각 그룹에 속하는 상기 단말끼리는 코드 영역에서 직교성을 가지도록 상기 단말의 파일럿에 부반송파를 할당하는 송신기.
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