KR20070087516A - 선형성 정정 기능을 가지는 주파수비 디지털화 온도 센서 - Google Patents

선형성 정정 기능을 가지는 주파수비 디지털화 온도 센서 Download PDF

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Abstract

선형성 정정 온도 출력 신호를 생성하기 위한 주파수비 디지털화 온도 센서는 PTAT 전류 및 CTAT 전류를 수신하는 입력 생성 회로 및, 데이터 및 기준 오실레이터들을 포함하는 주파수비 ADC를 구비한다. 입력 생성 회로는 PTAT 전류와 CTAT 전류의 가중된 합으로부터 제1전류를 생성하고, 또한 제1전류와 제1비율의 PTAT 전류의 합인 제1정정 전류를 생성한다. 입력 생성 회로는 PTAT 전류를 가리키는 제1출력 전류 및, 제1정정 전류를 제1저항에 인가하여 생성되고 데이터 오실레이터에서 사용할 제1출력 전압을 제공하고, 제1정정 전류인 제2출력 전류 및, 제1전류를 제2저항에 인가하여 생성되고 ADC의 기준 오실레이터에서 사용할 제2출력 전압을 제공한다.

Description

선형성 정정 기능을 가지는 주파수비 디지털화 온도 센서{Frequency ratio digitizing temperature sensor with linearity correction}
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따르는 주파수비 디지털화 온도 센서를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는 전류-주파수 컨버터를 통한 전달 지연에 기인한 온도 계측치들의 활형(bow) 선형성 에러를 도시하는 그래프이다.
도 3은 온도 종속 전류의 선형성 에러를 예시하는 그래프이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따르는 도 1에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 3-포트 선형성 정정 동작을 구현하는 입력 생성 회로를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 5는 선형화된 온도 센서의 온도 출력 신호를 정정되지 않은 온도 센서의 온도 출력 신호와 비교한 결과인 온도 에러를 예시하는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따르는 도 1에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서의 입력 생성 회로를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 7은 섭씨 -25도 내지 85도의 구간에서 이득 카운트 Nc에 대한 함수로서 도시된 최악 상황의 피크-대-피크 온도 에러를 예시하는 도면으로서, 정정 인자들 kv 및 Kp는 도 1 및 도 6에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서에 대하여, 도 9에 도시된 결과에 기반한 Nc의 각 값에 대하여 동시에 연산된 결과를 도시하는 그래프이다.
도 8은 이득 카운트 Nc에 대한 함수로서의 기준 주파수의 최악 상황의 피크-대-피크 변화를 예시하는 그래프로서, 정정 인자들 kv 및 Kp는 도 1 및 도 6에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서에 대하여, 도 9에 도시된 결과에 기반한 Nc의 각 값에 대하여 동시에 연산된 결과를 도시하는 그래프이다.
도 9는 다항식 근사화에 의하여 표시되고 도 1 및 도 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 대한 수학식 11 및 14의 구속조건(constraint)을 이용하여 그 해가 구해지는 예시적인 시스템에 대한 단일 온도에서의 각 목표치에서의 정정 인자들(Kp, Kv)의 수치적인 값 및 오프셋 조정치(offset adjust)를 예시하는 그래프이다.
도 10은 도 7 내지 도 9를 이용하여 선택된 정정 인자(correction factor)를 사용하여 구현되는 도 1 및 도 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 있어 온도에 대한 디지털화된 온도 에러를 예시하는 그래프이다.
도 11은 도 7 내지 도 9를 이용하여 선택된 정정 인자를 사용하여 구현된 본 발명에 의한 주파수비 디지털화 온도 센서에 있어 온도에 대한 기준 주파수의 퍼센트 변화를 예시하는 그래프이다.
도 12는 본 발명의 제3 실시예에 따르는 도 1의 주파수비 디지털화 온도 센서에 대한 2-포트 선형성 정정 기능을 구현하는 입력 생성 회로를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 13은 도 12에 도시된 선형화된 온도 센서의 온도 출력 신호를 정정되지 않은 온도 센서의 온도 출력 신호와 비교한 온도 에러를 예시하는 그래프이다.
도 14는 도 12에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서의, 선형성 정정 기능이 적용된 결과를 선형성 정정 기능이 기준 주파수에 적용되지 않은 경우와 비교한 기준 주파수 내의 변화를 예시하는 그래프이다.
도 15a, 15b, 15c 및 15d를 포함하며, 이는 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 I/F 컨버터를 구현하기 위하여 이용될 수 있는 전류-주파수 컨버터를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따르는 RFID 온도 자동 기록기(logger)를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따르는 도 16의 RFID 온도 자동 기록기에 통합될 수 있는 온도/전압 센서 블록을 개념적으로 나타내는 블록도이다.
도 18은 도 17의 온도/전압 센서 블록에 통합될 수 있는 배터리 전압 및 PTAT 전류 선택 회로의 회로도이다.
본 발명은 무선 주파수 식별 장치에 관한 것이며, 특히, 주파수비 디지털화 온도 센서를 내장하는 무선 주파수 식별 장치에 관한 것이다.
오실레이터의 주파수를 변경시킴으로써 온도를 계측하도록 동작하는 주파수비 디지털화 온도 센서는 공지되어 있다. 더 일반적으로, 이러한 온도 센서는 주 파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 이용하여 온도와 함께 변화되는 입력 신호를 계측하도록 구현된다. 일반적으로, 주파수비 디지털화 온도 센서는 두 개의 오실레이터, 즉, 기준 오실레이터 및 데이터 오실레이터를 포함한다. 기준 오실레이터는 변환 구간(conversion interval)을 정의하는데, 이 구간에서 기준 주파수의 고정된 개수의 클록 주기가 변환 주기를 나타내기 위하여 이용된다. 데이터 오실레이터의 주파수인 데이터 주파수는 온도에 따라 변화하며 기준 주파수에 대한 데이터 주파수의 비율이 온도 센서의 디지털 출력 신호를 생성한다.
종래 기술에 의한 주파수비 디지털화 온도 센서에서는, 센서 회로의 다양한 구성 요소들의 비이상적 특성 때문에 디지털 출력 신호가 비선형성을 가지게 된다. 예를 들어, 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 기준 오실레이터 및 데이터 오실레이터는 일반적으로는 전류-주파수 컨버터(I/F 컨버터)를 이용하여 구현된다. 오실레이터를 통과하는데 소요되는 전파 지연(propagation delay) 때문에 디지털 출력 신호의 주파수의 선형성에 왜곡이 발생한다. 또한, 온도 계측치를 나타내기 위하여 생성되거나 및/또는 기준 전류로서 이용되기 위하여 생성되는 온도에 의존하는 전류들은 그 자체로서 비선형성 특성을 나타낼 수도 있다. 각 오실레이터를 구성하는 저항 및 커패시터의 온도 계수들은 온도가 변화함에 따라서 오실레이터 주파수에 추가적인 드리프트 및 비선형성이 발생하도록 야기할 수도 있다.
이러한 비선형 에러를 정정 또는 최소화하기 위한 종래의 몇 가지 해결책들은, 일반적인 어플리케이션에서는 정정된 시스템이 더 이상 유용하지 않도록 만들어 버린다. 예를 들어, 몇 가지 온도 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)는 기 준 주파수가 의도적으로 온도에 따라서 폭넓게 변경되는 기준 오실레이터를 이용한다. 전형적으로, 이러한 타입의 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)는, 데이터 주파수가 상대적으로 일정하게 유지되는 반면에, 그 주파수가 온도가 증가함에 따라서 감소하는 기준 오실레이터를 이용한다. 그 결과, 온도가 증가할수록 현저하게 변환 시간이 증가하게 되며, 이에 따라서 원하는 어플리케이션이 고정되고 안정된 간격에서 취해진 샘플들의 출력 스트림일 경우에는 불편할 수 있다.
온도 디지털화 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)는 또한 기준 주파수 생성기로서 온도 보상된 수정 오실레이터를 이용하여 설계 및 구현된다. 그러나, 수정 오실레이터는 외부 구성 요소이며, 이러한 수정 오실레이터를 이용하면 비용이 증가할 뿐만 아니라 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 구현하기 위하여 필요한 회로 영역이 증가된다.
미국 특허 제 6,183,131호에서, 디지털화 온도 센서는, 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 입력(PTAT 신호)의 작은 비율을 (거의 일정한) 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 기준 신호에 추가함으로써 선형성 정정 기능을 구현한다. 이러한 방법에서, 보우 형태의 에러(bow error)가 거의 완전하게 정정되는 것이 디지털화 온도 센서에서 발견되는데, 특히, 이러한 에러들은 베이스-이미터 간 전압의 온도 의존형 동작에 관련된다. 그러나, 미국 특허 제 6,183,131호에서 설명된 정정 보상 기술은 단일 입력 및 단일 기준 포트를 가지는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 이용하는 디지털 온도 센서에만 적용될 수 있다. 이 장치는 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에는 적용되지 않는데, 그 이유는 일부에 있어서는 주파수비 아날로그- 디지털 컨버터(ADC)가 네 개의 이격된 입력 포트를 가지고 있으며, 따라서 신호 입력 및 기준 포트에 대한 선형성 보상 동작을 직접 수행하는 것이 적용 가능하지 않기 때문이다.
무선 주파수 식별(RFID, Radio Frequency Identification)이란 자동적으로 사람 또는 물건을 식별하기 위하여 무선 주파수를 이용하는 자동 식별 기술을 나타낸다. 무선 주파수 식별(RFID)은 방대한 식별 방법들을 모두 포함하는데, 가정 널리 이용되는 분야로는 사람 또는 물건(또는 더 나아가 다른 정보)을 식별하는 일련 번호를 안테나에 연결된 마이크로칩에 저장하는 기수이다. 마이크로칩 및 안테나는 합쳐져서 무선 주파수 식별(RFID) 트랜스폰더 또는 무선 주파수 식별(RFID) 태그라고 불린다. 실리콘 칩 및 안테나는 상호 관련 동작함으로써 무선 주파수 식별(RFID) 태그로 하여금 무선 주파수 식별(RFID) 리더 또는 송수신기로부터의 무선 주파수를 수신하고 이러한 무선 주파수 질의(query)에 응답하도록 허용한다. 예를 들어, 안테나는 칩으로 하여금 식별 정보를 무선 주파수 식별(RFID) 리더로 송신하도록 허용한다. 리더는 무선 주파수 식별(RFID) 태그로부터 되반사된 무선 주파수를 디지털 정보로 변환하고, 변환된 정보는 식별 정보를 이용할 수 있는 컴퓨터로 전달될 수 있다.
RFID 태그는 패시브형, 반-패시브형(반-액티브 형이라고 불린다), 또는 액티브형 일 수 있다. 패시브형 무선 주파수 식별(RFID) 태그들은 내장 전력원을 필요로 하지 않으며, 대신에 송수신기 또는 리더에 의하여 생성된 전자기장으로부터 전력을 끌어오며, 이러한 전력을 이용하여 마이크로칩의 회로에 전력을 공급한다. 무선 주파수 식별(RFID) 송수신기 또는 리더로부터의 전자기파는 무선 주파수 식별(RFID) 태그의 안테나 내에 전류를 유도한다. 그러면, 칩은 신호를 변조하고, 변조된 전자기파는 안테나에 의하여 송수신기로 되돌려진다. 그러면 송수신기는 신규한 전자기파를 디지털 데이터로 변환한다.
액티브형 RFID 태그는 내부 전원, 예컨대 배터리를 필요로 하는데, 이러한 내부 전력원은 마이크로칩에 전력을 공급하고 출력 신호를 생성하는데 이용된다. 액티브형 무선 주파수 식별(RFID) 태그들은 일반적으로는 비콘(beacon)이라고 불리는데, 그 이유는 그들이 자신들 스스로의 신호를 방송할 수 있기 때문이다.
반-패시브형 RFID 태그는 마이크로칩 회로에 전원을 공급하기 위해 소형 배터리를 사용한다는 것을 제외하면 패시브형 무선 주파수 식별(RFID) 태그와 유사하다. 여전히, 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 리더 또는 송수신기로부터 전력을 끌어옴으로써 통신한다. 배터리는 무선 주파수 식별(RFID) 태그의 마이크로칩으로 하여금 일정한 전력을 지속적으로 공급받도록 허용하며, 그 결과 수신되는 신호로부터 전력을 모으도록 구현될 필요가 없다. 따라서, 공중망(aerial)은 역확산 신호(backscattering signal)에 대하여 최적화될 수 있다. 반-패시브형 RFID 태그는 패시브형 태그와 비교할 때 응답이 빠르며, 따라서 독출 비율(reading ratio)에 있어서 더 양호하다.
RFID 기술의 하나의 공통 어플리케이션은, 공급 체인 상에서 이동하는 상품을 추적하는데 이용된다. 따라서, 무선 주파수 식별(RFID) 태그들은 온도, 이동, 및 심지어 방사선을 검출 및 기록하는 센서들과 함께 결합된다. 이러한 방식으로, 공급 체인을 통하여 이용하는 아이템들을 추적하는데 이용될 수 있는 동일한 무선 주파수 식별(RFID) 태그들은, 물건들이 정확한 온도로 저장되지 않았거나, 어느 자가 생물학적 에이전트(biological agent)를 물건에 주입하였을 경우에 관리자에게 경고하도록 동작할 수 있다.
RFID 태그의 마이크로칩은 판독-기록 가능하거나, 판독 전용 이거나, 한번 쓰고, 다수 번 읽을 수 있는(WORM, write once, read many) 타입의 장치일 수 있다. 판독-기록 칩을 이용하면, 정보가 태그에 추가되거나, 기존의 정보가 대체될 수 있는데, 이 경우 식별 일련 번호는 대체되지 않는 것이 좋다. 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 태그 자체에 의하여 생성된 정보를 저장하기 위한 추가적인 저장 블록을 포함할 수도 있다.
온도 로깅 기능(temperature logging ability)을 가지는 개선된 RFID 태그가 요청됨이 바람직하다.
본 발명의 원리에 따르면, 기준 오실레이터와 데이터 오실레이터를 포함하는 주파수비 디지털화 온도 센서는, 정정 전류를 온도 의존적 기준 전류에 추가하고, 정정된 기준 전류와 동일한 복제본을 이용하여 기준 오실레이터 전류 입력 및 데이터 오실레이터 기준 전압 입력 터미널의 저항을 구동함으로써, 선형성 정정 기능을 구현한다. 저항은 전류를 정정된 기준 전압으로 변환하고, 이러한 기준 전압은 기준 오실레이터 출력단의 주파수에 반비례한다. 정정 전류는 절대 온도에 비례하 는(PTAT, proportional to absolute temperature) 전류이며 온도 센싱 전류 소스들로부터 입력 생성 회로에 인가된, 복제된 일부 비율 Kp의 PTAT 전류를 선택함으로써 획득된다. 기준 오실레이터를 구동하기 위하여 정정된 기준 전류를 이용한 결과, 온도 센서의 기준 주파수는 온도에 대한 에러를 나타내도록 의도된다. 데이터 오실레이터의 전압 기준을 생성하기 위하여 정정된 기준 전류를 이용한 결과, 데이터 오실레이터의 주파수 역시 역 주파수 에러(inverse frequency error)를 나타내도록 유도될 것이 의도된다. 이러한 주파수 에러의 특성을 이용하면, 온도에 대한 디지털 온도 출력 내의 선형성 에러를 상쇄할 수 있는 효과를 가져온다.
본 발명에 다른 주파수비 디지털화 온도 센서는 종래의 주파수비 온도 센서에서는 성취할 수 없는 선형성 오차 정정을 실현한다. 특히, 온도 의존 전류와 관련된 에러원들, 전류-주파수 컨버터 내의 시간 지연, 및 저항 및 커패시터의 온도 의존형 동작들은 동시에 작용하여, PTAT 전류의 소정 부분이 기준 전류에 추가되면 상쇄된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 주파수비 디지털화 온도 센서를 통합하여 무선 주파수 식별(RFID) 온도 기록기를 형성한다. 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 명령에 대하여 또는 특정한 시간 간격에서 온도 데이터를 기록하도록 프로그램될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 반-패시브형으로서, 온도 센서 및 제어 회로는 배터리에 의하여 전력을 공급받는다. 본 발명의 다른 실시예에서, 본 발명에 따른 주파수비 디지털화 온도 센서는 이중 기능 온도/전압 센서로서 구성되며, 여기서 온도 센서 회로부 는 교번적으로 배터리 전압 및 주변 온도를 계측하도록 이용된다. 본 발명의 일 실시예에서, 3-포트 선형성 정정 방법은 주파수비 디지털화 온도 센서 내에 구현됨으로써, 온도 센서에 의하여 안정된 기준 클록이 생성되도록 한다. 안정된 기준 클록은 클록 캘리브레이션을 위하여 무선 주파수 식별(RFID) 태그의 제어 회로부에 의하여 이용됨으로써, 외부 수정 오실레이터를 이용할 필요가 없어진다. 본 발명에 따른 주파수비 디지털화 온도 센서를 통합하는 무선 주파수 식별(RFID) 태그는 이하 더욱 상세히 후술될 것이다.
주파수비 디지털화 온도 센서는 기준 오실레이터 및 데이터 오실레이터를 구현하는 한 쌍의 I/F 컨버터들을 포함한다. 데이터 I/F 컨버터 및 기준 I/F 컨버터라고 불리는 한 쌍의 I/F 컨버터들은, 각각 두 입력 신호들(전류 및 전압)을 수신하고 주파수 출력 신호를 생성한다. 그러므로, 한 쌍의 I/F 컨버터들은 네 개의 입력 신호를 이용하여 계측중인 온도를 연산하기 위한 두 개의 주파수 출력 신호를 생성한다. 특히, 데이터 I/F 컨버터는 온도 의존적인 입력 전류 Idata 및 거의 온도에 무관한 기준 전압 Vdata를 수신한다. 전류 의존형 입력 전류 Idata는 온도 자극에 응답하여 한 쌍의 바이폴라 트랜지스터들의 베이스-이미터간 전압(Vbe)의 전압차에 의하여 생성된 PTAT 전류(IPTAT)의 복제 본이다. 기준 I/F 컨버터는 거의 온도에 무관한 기준 전류 Iref 및 거의 온도에 무관한 기준 전압 Vref을 수신한다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서는 2-포트 선형성 정정 방법을 구현한다. 2-포트 선형성 정정 방법에서, I/F 컨버터 컨 버터들로의 네 개의 입력 신호들 중 두 개가 정정 전류에 의하여 정정된다. 특히, 온도 의존적인 PTAT 전류의 일부 비율을 1차(first order) 온도 안정적인 기준 전류에 추가함으로써 정정 기준 전류가 생성된다. 정정된 기준 전류들의 동일한 복제본들이 기준 전류로서 기준 I/F 컨버터들에 동시에 적용되고, 또한 저항을 통하여 기준 전압 Vdata로서 데이터 I/F 컨버터로 인가된다.
정정된 기준 전류의 두 개의 복제본을 데이터 및 기준 I/F 컨버터 모두의 입력 신호에 동시에 인가하면, 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)의 전달 함수를 수정함으로써, 바이폴라 트랜지스터에 기반한 온도 센서들을 이용하여 생성된 온도 의존형 전류에 내재된 2차식(second order) 왜곡으로부터 상이한 부호를 가지는 2차식 왜곡이 해당 ADC 내에 생성되도록 할 수 있다. 그 결과로서, 디지털화된 온도 계측치의 선형성 에러는 현저하게 감소된다. 일 실시예에서, 디지털 온도 계측치 내의 선형성은 적어도 20dB 만큼 개선될 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서는 3-포트 선형성 정정 방법을 구현한다. 3-포트 선형성 정정 방법에서 I/F 컨버터로의 4개의 입력 신호들 중 세 개가 두 개의 개별 정정 전류에 의하여 정정된다. 온도 의존적인 입력 전류 Idata만이 정정되지 않은 채로 남겨지는 입력 신호이다. 3-포트 선형성 정정 방법에서, 제1 정정된 기준 전류는 기준 I/F 컨버터의 기준 전류 Iref로 인가되고, 이러한 정정된 기준 전류의 복제본이 2-포트 선형성 정정 방법에서와 동일한 방법으로 데이터 I/F 컨버터의 기준 전압 입력단의 저항에서의 전압 Vdata로 인가된다. 3-포트 선형성 정정 방법은 온도 의존적 PTAT 전류의 작은 비율을 1차 온도 안정적인 기준 전류에 추가함으로써 제2정정된 기준 전류를 생성하는 단계를 포함한다. 제2정정된 기준 전류를 생성되기 위하여 이용되는 PTAT 전류의 비율은 제1정정된 기준 전류를 생성하는데 이용되는 PTAT 전류의 비율과 상이하며, 따라서 두 개의 정정된 기준 전류들은 상이한 전류값들을 가진다. 제2 정정된 기준 전류는 저항에 인가되어 기준 I/F 컨버터를 위한 기준 전압 Vref을 생성한다. 이러한 방식으로, 기준 I/F 컨버터(기준 오실레이터로서 기능한다)의 주파수 드리프트(drift)는, 온도의 디지털 온도 계측치가 전술된 바와 같이 선형화되는 동안에 최소화된다. 본 발명의 일 실시예에서, 3-포트 선형성 정정 방법은 기준 클록의 주파수 안정성을 0.06% p-p(첨두치-첨두치)로 유지하면서 디지털 온도 계측치 내의 선형성을 20dB 만큼 개선할 수 있다.
본 발명에 따른 주파수비 디지털화 온도 센서에서, 이득 및 오프셋의 디지털 값을 동시에 조절함으로써, 어플리케이션이 절대적인 정밀도를 요구할 경우에 계측 정밀도를 더욱 향상시킬 수 있다. 더 나아가, 본 발명에 따른 주파수비 디지털화 온도 센서의 성능을 향상시키기 위하여, 데이터 및 기준 오실레이터들은, 온도 및 전압원이 변동되어도 일정하게 유지되는 전달, 로직, 및 스위칭 시간 지연의 합을 나타내는 I/F 컨버터를 이용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, PTAT 전류는 정정 인자에 의하여 승산되고, 기준 전류에 합산되어, 더 이상 온도에 독립적이지 않고 섭씨 -25도 내지 85도의 구간에서 약 1.15%의 양의 기울기를 가지는 정정된 제1 및 제2 기준 전류들을 생성한다. 정정 인자들은 디지털화 온도 센서를 특징화하는 방정식을 수학적으로 풀거나 실제 집적 회로의 실험적 계측치들을 이용하여 선택된다.
본 발명의 선형성이 정정된 주파수비 디지털화 온도 센서는, 기준 주파수는 일정하게 유지되거나 상대적으로 일정하게 유지되는 동안에 절대 온도(PTAT)에 대하여 거의 선형적으로 비례하는 방식으로 증가하는 온도와 함께 데이터 주파수가 변경되는 주파수비 디지털화 온도 센서에 적용될 수 있다. 본 발명의 선형성 정정 방법은, 데이터 주파수가 온도에 따라서 현저하게 증가되지 않는 디지털화 시스템에는 적용될 수 없다.
본 발명의 선형성 정정된 주파수비 디지털화 온도 센서는 종래의 온도 센서들에 대하여 다양한 장점을 제공한다. 우선, 본 발명에 따른 선형성 정정된 온도 센서는 외부 수정 발진자 성분을 이용하지 않은 채, 수정 오실레이터를 이용한 온도 센서의 계측 결과만큼 양호하거나 그보다 더욱 양호한 온도 계측 결과를 제공할 수 있다. 이를 통하여, 본 발명의 온도 센서는 제조 비용 및 구현하기 위한 회로 영역을 감소시킨다. 더 나아가, 3-포트 선형성 정정 방법이 적용될 경우, 본 발명의 온도 센서는 동시에 안정성이 향상된 기준 주파수를 제공한다. 기준 주파수는 안정적인 기준 주파수를 요구하는, 온도 센서 이외의 다른 회로에 의하여 이용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 온도 센서는, 이러한 안정적인 기준 주파수를 제공하기 위하여 외부 수정 오실레이터를 이용하거나 추가적인 오실레이터 회로를 이용하여야 하는 필요성이 없도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따르는 주파수비 디지털화 온도 센서를 개념적으로 나타내는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 주파수비 디지털화 온도 센서(10) 는 그 입력으로서 온도 센싱 회로(20)로부터 두 개의 온도 의존 전류를 수신한다. 온도 센싱 회로(20)는 주파수비 디지털화 온도 센서(10)의 일부일 수도 있고 그렇지 않을 수 있다. 온도 센싱 회로(20)의 정확한 구현예는 본 발명의 실시예에 반드시 의존하는 것이 아니며, 온도 센서를 위하여 오직 두 개의 온도 의존 전류로서, 하나는 비례하고, 하나는 상보적인 전류들이 생성되기만 하면 족하다.
도 1에서, 두 개의 전류 소스로서 도시되었으며, 이들은 온도 자극에 응답하여 노드(22)에 절대 온도에 비례하는 전류 IPTAT를 제공하고 노드(24)에 절대 온도에 상보적인 전류 ICTAT를 제공한다. 도 1에 도시된 온도 센싱 회로(20)는 상징적으로 제공된 것일 뿐이며, 온도 센싱 회로의 실제적인 구성을 나타내는 의도로 제공된 것이 아니다. 일반적으로, 두 개의 온도 의존 전류들은 동일하지 않은 전류 밀도에서 동작하는 두 개의 바이폴라 트랜지스터들을 이용하여 생성된다. 두 개의 바이폴라 트랜지스터들의 베이스-이미터 간 전압차인 △Vbe 전압은 절대 온도에 비례하는 전압이다. PTAT 전류는 △Vbe 전압을 저항(예를 들어 저항 Rp)에 인가함으로써 획득되는 △Vbe 전압으로부터 생성될 수 있다. 반면에, 바이폴라 트랜지스터들 중 하나의 베이스-이미터 전압인 Vbe 전압은 절대 온도에 상보적인 전압이다. 그러므로, CTAT 전류는 Vbe 전압으로부터(전형적으로는 의 두 개의 Vbe 전압 중 더 높은 전류 밀도를 가지는 트랜지스터로부터의 더 큰 것으로부터) 생성될 수 있으며, 이 Vbe 전압을 저항(예를 들어 Rc)에 인가함으로써 생성될 수 있다.
주파수비 디지털화 온도 센서(10)는 입력 생성 회로(30) 및 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 이용하여 형성될 수 있다. 입력 생성 회로(30)는 두 개 의 온도 의존 전류들 IPTAT 및 ICTAT를 수신하고 주파수비 ADC를 구동하기 위하여 필요한 입력 신호들을 생성한다. 제공된 실시예에서, 주파수비 ADC는 한 쌍의 전류-주파수 컨버터(I/F 컨버터)(40, 50), 한 쌍의 카운터들(60, 70), 및 뺄셈 회로(80)를 포함한다. 주파수비 ADC는 주파수비 디지털화 온도 센서(10)의 온도 출력 신호로서 출력 신호 ADCOUT을 제공한다.
I/F 컨버터(40)는 온도 의존 입력 전류 Idata(노드 32) 및 거의 온도 독립적인 기준 전압 (Vdata)(노드 34)을 수신하고, PTAT 전류인 입력 전류를 나타내는 주파수를 가지는 주파수 출력 신호 Fdata(노드 44)을 생성하기 위한 데이터 I/F 컨버터이다. I/F 컨버터(50)는 거의 온도 독립적인 기준 전류 Iref(노드 36) 및 거의 온도 독립적인 기준 전압 Vref(노드 38)를 수신하고, 온도 센서의 기준 주파수인 주파수 출력 신호 Fref(노드 54)을 생성하기 위한 기준 I/F 컨버터이다. 기준 주파수 Fref는, 기준 주파수의 고정된 개수의 클록 주기들(Nc)이 변환 주기를 나타내는 변환 주기를 정의한다.
본 발명에 따르면, 입력 생성 회로(30)는 기준 전압 Vdata(노드 34)을 생성하는데 이용되는 제1 정정된 기준 전류 및 기준 전류 Iref(노드 36)로서 이용되는 제1 정정된 기준 전류의 복제본을 생성한다. 이러한 방식으로 제1 정정된 기준 전류를 적용하면, 온도 센서의 최종 온도 출력 신호 내의 선형성 오류는 정밀하게 정정된다. 더 나아가, 본 발명의 다른 측면에 따르면, 입력 생성 회로(30)는 기준 주파수 Fref의 안정성을 개선하기 위한 기준 전압 Vref(노드 38)을 생성하는데 이용되는 제2 정정된 기준 전류를 생성한다. 입력 생성 회로(30)의 구체적인 구현에 대해서는 상세히 후술된다.
주파수비 디지털화 온도 센서(10)에서, 기준 주파수 Fref (노드 54)는 기준 주파수의 클록 주기들의 고정된 개수 Nc를 카운팅하기 위한 기준 카운터(70)에 연결된다. 기준 카운터(70)는 출력단(78)에 출력 신호 REF_COUNT를 생성하는데, 이것은 온도 센서의 변환 주기를 정의하는 카운트 Nc를 나타낸다. 기준 카운터(70)는 START_CONVERT 신호를 수신하여 각 변환 싸이클을 개시한다. 카운트들의 고정 개수 Nc에 도달하면, 기준 카운터(70)는, 각 변환 싸이클의 끝을 나타내는 CONVERT_DONE 신호(노드 66)로서 기능하는 오버플로우 신호를 생성한다. 기준 카운터(70)가 개수 Nc를 초과하는 카운트를 검출하면, 오버플로우 신호가 제공되어 변환 주기의 종료를 나타낼 것이다. 또한, 기준 카운터(70)는 터미널(72)에 주파수비 디지털화 온도 센서(10)의 이득을 디지털적으로 조절하기 위한 이득 조정 입력 신호를 수신한다. 이득 조정 입력 신호는 카운트의 개수 Nc를 증가 또는 감소시킴으로써 변환 주기를 증가 또는 감소시키도록 동작하여, 온도 센서 시스템의 이득을 조정한다.
데이터 주파수 Fdata(노드 44)는 온도 센서의 변환 주기 내의 데이터 주파수의 클록 주기들의 개수를 카운팅하기 위한 데이터 카운터(60)에 연결된다. 데이터 카운터(60)는 출력 터미널(68)에 해당 변환 주기 내의 데이터 주파수의 카운트를 나타내는 출력 신호 DATA_COUNT를 생성한다. 데이터 카운터(60)는 START_CONVERT 신호(노드 64)를 수신하여 각 변환 싸이클을 개시한다. 또한, 데이터 카운터(60)는 기준 카운터(70)로부터 정지 신호(Halt signal)로서 CONVERT_DONE 신호(노드 66)를 수신한다. CONVERT_DONE 신호가 생성되면, 데이터 카운터(60)에서의 카운팅 동작은 정지된다. 최종적으로, 데이터 카운터(60)는 터미널(62)에서 주파수비 디지털화 온도 센서(10)의 오프셋을 디지털적으로 조정하기 위한 오프셋 조정 입력 신호를 수신한다.
제공된 실시예에서, DATA_COUNT 신호(노드 68) 및 REF_COUNT 신호(노드 78)는 뺄셈 회로(80)에 연결되는데, 뺄셈 회로(80)에서, REF_COUNT 신호는 DATA_COUNT 신호로부터 감산된다. 출력 터미널(82) 상의 최종 ADCOUT 신호는 디지털 온도 출력 신호로서 제공되며 처리되어 온도 출력 신호를 제공할 수 있다. ADCOUT 신호를 처리하기 위한 회로 및 방법은 공지되어 있으며 본 명세서에는 상세히 도시 또는 설명되지 않는다. 일 실시예에서, 주파수비 디지털화 온도 센서(10)는 공칭적으로(nominally) 섭씨 0도에서 상호 동일한 기준 주파수 및 데이터 주파수를 선택함으로써 정규화(normalized)된다. Fdata = Fref인 실제 온도의 모든 부정확성은 적합한 디지털 값을 Offset_Adjust 입력 (노드 62)에 적용함으로써 디지털적으로 정정될 수 있다. 이와 같은 방법에서, 감산 동작의 결과로서, 섭씨 단위의 온도 계측치를 공칭적으로 나타내는 ADCOUT 신호가 얻어진다.
일반적으로, 주파수비 ADC의 디지털화된 출력 신호(오프셋 조정 신호가 0이라고 가정)는 다음 수학식 1에서와 같이 제공된다.
Figure 112007015805606-PAT00001
수학식 1에서, Nc는 기준 클록의 클록 주기들의 고정된 개수이며 변환 주기를 정의한다. 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서(10)도 전술된 수학식 1을 이용하여 기술될 수 있다.
만일, 수학식 1에서 기준 주파수 Fref가 정수라고 가정한다면, 비율 Fdata/Fref는 출력 신호 ADCOUT가 0 이상인 범위를 가지게 되는 어떤 입력 신호값인 것으로 이해될 수 있다. 그러므로, 수학식 1에 의하여 기술되는 주파수비 ADC의 모든 양의 출력값은 어떤 소정의 기준 값 이상의 입력 신호의 크기에 상응한다. 그러므로, ADC는 소정의 양의 기준값 및 입력 값 간의 차이를 계측한다. 이러한 주파수비 ADC의 특징은, 다이오드에 기반한 온도 센싱 ADC들에서는 특히 유용한데, 그 이유는 입력 신호는 약 섭씨 -273.15도에 근접할 때까지는 0에 도달하지 않을 것이기 때문이며, 이러한 온도는 일반적인 동작 온도보다 훨씬 낮은 값이다. 그러므로, 주파수비 ADC는 검출된 섭씨 0도에 상응하는 기준 값에 대하여 공칭적인 값을 선택함으로써 정규화될 수 있다. 이와 같이 정규화되면, 그 디지털 출력 신호가 공칭적으로 섭씨의 온도를 나타내는 주파수비 디지털화 온도 센서가 구성될 수 있다.
제공된 실시예에서, 주파수비 디지털화 온도 센서(10)는 Nc의 값을 선택함으 로써 더욱 정규화됨으로써, 온도 센싱 전류 소스들에 섭씨 1도의 변화가 발생하면, 디지털 출력 ADCOUT에 8개의 LSB(최하위 비트)의 변경을 야기할 수 있다. 이와 같은 방식에서, ADCOUT에서의 부호부 이진 디지털 번호들은 섭씨 0.125도의 LSB 가중치를 가지는 섭씨 단위의 온도로서 용이하게 해석될 수 있다.
전술된 설명에서, 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 오실레이터들은 전류-주파수 컨버터(I/F 컨버터)를 이용하여 구현된다. 적용된 전류에 민감한 오실레이터를 이용하는 대신에, 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 오실레이터들은 전압에 민감한 오실레이터들을 이용하거나 또는 전압-주파수 컨버터 회로(V/F 컨버터)를 이용하여 구현될 수 있다. 온도 의존형 전류를 생성하는 온도 센싱 회로의 내재적인 전력원 억제 성능(power supply rejection capability)에 기인하여, I/F 컨버터들을 이용하는 것이 V/F 컨버터를 이용하는 것보다 바람직하다. 그러나, 본 발명의 선형성 정정 방법은, 입력 신호를 전류 신호에서 전압 신호로 적합하게 변동하기만 하면, V/F 컨버터 토폴로지를 이용하여 구성된 주파수비 디지털화 온도 센서에도 역시 동일하게 적용될 수 있다. 주파수비 디지털화 온도 센서는, 데이터 주파수 Fdata가 온도에 따라 증가하고 기준 주파수 Fref가 상대적으로 일정한 동안 V/F 컨버터 토폴로지를 이용하여 구현될 수 있으며, 또한, V/F 컨버터가 그들의 주파수가 입력 전압이 증가하면 기준 전압이 증가하면 감소하도록 구성되는 한 V/F 컨버터 토폴로지를 이용하여 구현될 수 있다.
앞에서 진술한 것과 같이, 도 1의 주파수비 디지털화 온도 센서(10)는 두 개의 전류-주파수(I/F) 컨버터들(40, 50)을 이용하여 입력 신호를 주파수로 변환하는 기능을 구현한다. 한 I/F 컨버터의 구조 및 동작은 다음 후술되는 바와 같다. 가장 일반적인 의미로, I/F 컨버터는 커패시터, 비교기, 및 스위칭 회로를 포함한다. I/F 컨버터는 입력 전류 Iin 및 기준 전압 Vref을 입력 신호로서 수신한다. 커패시터는 입력 전류 Iin에 의하여 충전되고 커패시터에 선형적으로 증가하는 램프 전압(ramp voltage)이 유도된다. 커패시터에서의 램프 전압이 기준 전압 Vref과 비교된다. 램프 전압이 기준 전압 Vref을 초과하면, 비교기 출력 신호가 제공되고, 스위칭 회로는 리셋되어 커패시터를 방전시킴으로써, 커패시터의 전압을 0으로 리셋하고, 전압 램프 공정을 다시 개시한다. 비교기 출력 신호가 각각 생성되는 동안의 시간은 I/F 컨버터의 출력 주파수 Fout의 주기를 정의한다. 순간적으로 리셋되는 이상적인 시스템에서, 출력 주파수 Fout은 다음 수학식 2와 같이 제공될 수 있다.
Figure 112007015805606-PAT00002
수학식 2에서, Iin은 암페어 단위인 입력 전류를 나타내고, Cint는 패럿 단위의 내장 집적 커패시터의 커패시턴스를 나타내며, Vref는 비교기에서 이용되는 기준 전압이다.
실제 회로에서, 기준 전압 Vref를 초과하는 램프 전압 및 다른 램핑 싸이클의 개시 간에 한정적인 지연 시간이 존재한다. 비교기에서 이용되는 전력 량이 비 교 속도를 한정하는 저전력 어플리케이션에 대하여, 이러한 지연 시간은 커질 수 있으며 출력 주파수 신호의 선형성 에러에 더 큰 기여를 할 수 있다. 기준 전압을 초과하는 커패시터의 램프 전압 및 후속 램프 싸이클의 개시 간에 td의 지연 시간을 나타내는 I/F 컨버터에 대하여, 출력 주파수는 다음 수학식 3과 같이 제공될 수 있다.
Figure 112007015805606-PAT00003
지연 시간 td가 존재하면 I/F 컨버터 전달 함수의 오프셋 및 이득에 영향을 미치지만, 이러한 선형 에러들은 전형적인 시스템에서 용이하게 정정될 수 있다. 불운하게도, 지연 시간이 존재하면, 출력 주파수가 고주파수에서 더 느리게 증가하게 되는데, 여기서 지연 시간은 전체 주기 중 더 큰 부분을 차지하게 되고, 따라서 전달 함수 내의 선형성 에러는 Iin 및 Fout 간에 존재하게 된다. td에 의해 발생하는 선형성 에러의 크기는 td/tramp 비율의 값이 증가함에 따라서 증가하는데, 여기서 tramp는 램프 전압의 시간 주기이다. td/tramp 비율 및 선형성 에러는, 시간 tramp(이것은 입력 전류 Iin이 더 작아지거나 커패시턴스 Cint가 더 커지거나, 기준 전압 Vref이 더 커질 것을 요구한다)를 증가시킴에 의하여, 또는 지연 시간 td를 감소시 킴으로써 최소화될 수 있다.
도 2는 전류-주파수 컨버터를 통한 전달 지연에 기인한 온도 계측치들의 보우(bow) 선형성 에러를 도시하는 그래프이다. 제공된 예시에서, 램프 시간 tramp는 2마이크로초인 것으로 가정된다. 도 2는 지연이 없는 경우인 이상적인 경우 td=0 및 40ns 및 80ns의 지연이 존재하는 경우에 대한 선형성 에러를 예시한다. 그래프로부터 알 수 있는 바와 같이, 지연 시간이 80ns일 경우에, 출력 주파수 내에 0.15%p-p 값을 가지는 선형성 에러가 발견되는데, 이는 대략적으로 1/667에 상응한다. 11비트의 선형성 요구(linearity requirement)를 가지는 시스템은, 1/(211)=0.049%의 p-p 선형성 에러보다 적은 에러가 생기도록 요구하는데, 이것은 도 2에 도시된 비선형성의 대략 1/3에 해당한다. 유도된 선형성 에러는 볼록한 "활 모양(bow)" 곡선이라는 점에 주의한다.
도 2에 도시된 선형성 에러의 값은 지연 시간 td가 두 배가 되면 거의 두 배가 된다. 따라서, 양호하게 제어되는 선형성을 가지는 시스템을 구성하기 위해서는, 지연 시간이 일정하거나 거의 일정한 I/F 컨버터를 설계함으로써, I/F 컨버터의 선형성 에러를 상대적으로 고정된 상태로 유지하고, 따라서 고정된 선형성 정정 방법에 의하여 정정 가능하도록 설계하는 것이 필요하다. 그러므로, 본 발명의 일 측면에 따르면, 주파수비 디지털화 온도 센서는, 바람직하게는 자신의 지연 시간을 최소화함으로써 I/F 컨버터를 통과하는 지연 시간 td의 변화를 최소화할 수 있는 I/F 컨버터를 이용하여 구현되는 것이 바람직하다.
I/F 컨버터의 지연 시간 td에 의하여 야기된 "활" 모양의 선형성 에러는, 그 스스로 오목한 "그릇 형(bowl)" 선형성 에러를 나타내는 I/F 회로를 선형화할 것이며, 이하 온도 센서 시스템의 선형화에 기여하기 위하여 제공될 것이다. 일반적으로, 본 발명의 선형성 정정 방법은 지연 시간 td에 기인한 활형 선형성 에러의 현저한 선형성 정정 기능을 획득하려고 하지 않으며, 이러한 현상은 비록 활형 에러의 존재가 디지털화 온도 센서 시스템 내에 요구되는 정정의 양을 감소시키는 경우에도 그러하다. 그러므로, 디지털화 온도 센서를 설계할 때에, 최대의 선형성 정정 결과를 획득하기 위하여 파라미터 td는 변경되지 않는다. 오히려, 본 발명의 선형성 정정 방법은 시간, 온도, 및 공정 산포에 따른 지연 시간 td의 모든 변화가 전압 램프 타임 tramp에서는 무시할 수 있는 부분이 되도록 하는 범위에서, 지연 시간 td를 최소화하는 것으로 가정한다. 그러면, 본 발명의 선형성 정정 방법은 시간, 온도, 및 회로 처리 과정에서 최적의 선형성 정정 결과를 제공할 수 있다.
시간 지연 항이 존재하기 때문에 I/F 컨버터의 출력 주파수의 오프셋 및 기울기에도 영향을 미친다는 점에 주의한다. 그러나, 기울기 및 오프셋 에러들은 오프셋 및 이득 조정 파라미터를 이용함으로써 디지털 도메인에서 용이하게 정정될 수 있다.
도 3은 도 1에 도시된 온도 센싱 회로(20)에 의하여 생성된 온도 의존 전류들의 선형성 에러를 예시하는 그래프이다. 전술된 바와 같이, 온도 센싱 회로(20) 는 다른 전류 밀도에서 작동하고 있는 2개의 바이폴라 트랜지스터를 이용하여 PTAT 전류 IPTAT 및 CTAT 전류 ICTAT를 생성한다. 공지된 다이오드 방정식들이, 바이폴라 트랜지스터의 베이스-이미터 간 전압 Vbe가 온도에 따라서 거의 선형적으로 감소한다는 것 및 상이한 전류 밀도에서의 두 다이오드들의 베이스-이미터 전압들 간의 차이 △Vbe가 적용된 온도에서 더 선형적인 방식으로 증가한다는 것을 나타낸다. PTAT와 CTAT 전류들은 결합되어 1차식 온도 독립 기준 전류 Inpo를 생성한다.
PTAT 및 CTAT 전류들이 1차식 기울기 에러를 상쇄시킬 수 있는 가중치와 결합되면, 결과적으로 얻어지는 "0 온도 계수" 기준 전류 Inpo는 여전히 선형성 에러를 보이는데, 그 이유는 도 3에 도시된 바와 같은 CTAT 전류의 주된 활 성분 때문이다. 도 3에 도시된 바와 같은 이러한 선형성 에러의 크기는 0.35%p-p 이며, 이것은 관심 대상인 온도 센서 시스템에 대한 최악인 경우의 선형성 에러에 비하여 대략적으로 7배 만큼 크다. 디지털화 온도 센서의 온도 독립 기준 전류 Inpo의 온도에 대한 비선형적 특성은, 해당 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 가장 현저한 선형성 열화 현상이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따르는 도 1에 도시된 주파수비 디지털화 온도 센서 내의 3-포트 선형성 정정 동작을 구현하는 입력 생성 회로를 개념적으로 나타내는 블록도이다. 도 4에서, 입력 생성 회로(100)는 한 쌍의 선형성 IDAC(110, 120)을 포함하는데, 여기서 디지털 값들 KP_ADJUST 및 KV_ADJUST가 PTAT 전류의 성분의 크기를 설정하기 위하여 적용된다. 입력 생성 회로(100)는 정정된 기준 전류들의 쌍을 제공함으로써, 주파수비 디지털화 온도 센서(10)의 디지털 출력 신호를 선형화할 뿐만 아니라 안정화된 기준 주파수를 제공한다.
본 발명의 입력된 생성 회로(100)의 독특한 특징은, 기준 전압과 기준 전류가 밴드갭(bandgap) 전압으로부터 생성하게 되지 않는다는 점이다. 대신에, 기준 전류는 저항에서 생성 및 적용됨으로써 기준 전압을 형성하는데, 여기서 저항의 저항치가 온도에 따라서 현격하게 변경될 수 있다. 본 발명의 선형성 방법의 현저한 특징은, 기준 I/F 컨버터로의 전류 입력으로서 동일한 기준 전류의 복제본을 이용하여 데이터 I/F 컨버터에 대한 기준 전압을 생성한다는 것이다.
도 4를 참조하면, 입력 생성 회로(100)는 온도 센싱 회로로부터 PTAT 전류 IPTAT(노드 22) 및 CTAT 전류 ICTAT(노드 24)를 수신한다. 전류 IPTAT는 전류의 Ip로서 버퍼(146)에 의해 미러링되고, 디지털화 온도 센서(10)(도 1 참조) 내의 데이터 I/F 컨버터(40)에 대한 온도 의존형 입력 전류 Idata로서 출력 노드(132)에 제공된다.
입력 생성 회로(100)는 제1 합산 회로를 포함하여 전류 IPTAT 및 ICTAT의 가중 합으로부터 1차식 온도 독립 전류 Inpo를 생성한다. 특히, 전류 IPTAT는, 전류 승산 인자 knp가 PTAT에 적용되는 버퍼(102)에 연결되고, 전류 ICTAT는 전류 승산 인자 Knc가 전류 CTAT에 적용되는 버퍼(104)에 연결된다. 버퍼들(102 및 104)에 의해 생성되는 전류들은 합산기(106)에 의하여 합산되어 노드(108)에 Inpo 전류를 생성한다. Inpo 전류는 PTAT 전류 성분 및 CTAT 전류 성분의 조합이며, 공칭적으로 온도에 대하여 안정적이다.
입력 생성 회로(100)에서, 데이터 선형성 IDAC(110)가 이용되어 소량의 디지털적으로 프로그램 가능한 PTAT 전류의 일부 비율을 Inpo 전류에 합산함으로써 제1 정정된 기준 전류를 생성한다. 특히, 전류 IPTAT는 전류 IPTAT1로서 버퍼(144)에 의해 미러링되는데, 이것은 데이터 선형성 IDAC(110) 내의 버퍼(114)에 연결된다. 버퍼(114)는 전류 승산 인자 Kp를 정정 인자로서 전류 IPTAT1에 인가하여 정정 전류로서 PTAT 전류의 소수부를 생성한다. 버퍼(114)로부터의 PTAT 전류의 소수부는 버퍼(112)에 의하여 미러링된 전류 Inpo에 합산기(116)에 의하여 합산되어 노드(118)에 출력 전류(In_1)를 생성한다. 전류의 In_1은 주로 전류 Inpo이지만, 일부 작은 비율의 PTAT 전류를 추가함으로써 전류 In_1은 온도에 대하여 전적으로 독립적이지 않게 된다. 사실상, 전류 In_1은 온도 안정적이기 보다는 다소 PTAT 한 성질을 가지게 되며, 이와 같은 전류 In_1의 성질을 이용하여 온도 센서 회로의 I/F 컨버터 내의 시간 지연에 의하여 야기되는 선형성 에러를 정정한다.
제1 정정 기준 전류 In_1은 버퍼(119)에 의해 전류 In으로서 미러링되고 출력 노드(136)에 제공되어 도 1에 도시된 디지털화 온도 센서(10) 내의 기준 I/F 컨버터(50)의 기준 전류 Iref로서 이용된다. 제1 정정 기준 전류 In_1의 복사본 역시 저항 Rdata에 인가되는데, 여기서 저항 Rdata에 인가되는 전압차가 기준 전압 Vd이다. 기준 전압 Vd는 도 1의 입력 생성 회로(100) 내의 데이터 I/F 컨버터(40)의 기준 전압 Vdata로서 출력 노드(132)에 제공된다. 이러한 방식으로, 제1 정정 기준 전류 In_1의 동일한 복제본들이 주파수비 디지털화 온도 센서의 기준 오실레이터에 대한 기준 전류로서 및 데이터 오실레이터에 대한 기준 전압으로서 적용된 다.
특히, 본 발명의 입력된 생성 회로(100)는 종래의 주파수비 온도 센서 회로와 상이한데, 종래의 회로에서는 두 개의 오실레이터들에 대한 기준 전압인 Vdata 및 Vref가 전압 기준 회로로부터 생성된 동일한 전압이다. 본 발명에 따르면, 데이터 오실레이터를 위한 기준 전압 Vdata와 기준 오실레이터를 위한 기준 전압 Vref는 개별적으로 생성되고, 따라서 이러한 두 전압들은 상호 분리된다. 기준 전압 Vref는 온도 변화에 대해 적게 증가하는 온도 의존 변화를 보이는 반면에, 기준 전압 Vdata는 온도에 대하여 상이하게 더 많이 증가하는 성질을 나타낼 수 있다.
입력 생성 회로(100)에서, 기준 선형성 IDAC(120)이 작은 일부 비율의 PTAT 전류를 Inpo 전류에 가산함으로써 제2 정정 기준 전류를 생성하는데 이용된다. 제2 정정 기준 전류를 생성하는데 이용되는 일부 비율의 PTAT 전류는 제1 정정 기준 전류를 형성하는데 이용된 비율과 상이한데, 이러한 결과는 상이한 정정 인자들 또는 전류 승산 인자들을 이용하여 얻을 수 있다. 특히, 전류의 IPTAT2로서 버퍼(142)에 의해 미러링되는 전류 IPTAT는 기준 선형성 IDAC(120) 내의 버퍼(122)에 연결된다. 버퍼(122)는 전류 승산 인자 Kv를 전류 IPTAT2에 인가함으로써 일부 비율의 PTAT 전류를 다른 정정 전류로서 생성한다. 버퍼(122)로부터의 ㅇ일부 비율의 PTAT 전류는 버퍼(124)에 의하여 미러링된 전류 Inpo에 합산기(126)를 이용하여 가산되어 노드(128)에 출력 전류 Ivr을 생성한다. 전류 Ivr은 주로 전류 Inpo이지만, 작은 비율의 PTAT 전류를 가산함으로써 전류 Ivr이 다소 PTAT 성질을 갖게 된다.
제2 정정 기준 전류 Ivr는 저항 Rref에 적용되는데, 여기서 해당 저항에 대한 전압차는 기준 전압 Vr이 된다. 기준 전압 Vr은 도 1의 디지털화 온도 센서(10) 내의 기준 I/F 컨버터(50)의 기준 전압 Vref로서 출력 노드(138)에 제공된다. 제2 정정 기준 전류 Ivr을 이용하여 기준 오실레이터에 대한 기준 전압 Vref를 생성함으로써, 온도 안정화된 기준 전류가 획득된다.
도 4에 도시된 입력 생성 회로(100)에서, 버퍼(112, 119, 124, 142, 144 및 146)들과 같은 단위 이득 버퍼들이 전류 복제를 위하여 이용되고, 이들은 단위 이득 증폭기 또는 단위-크기를 가지는 전류 미러의 형태로 구현될 수 있다. 더 나아가, 단위 이득 버퍼들(112, 119, 124, 142, 144 및 146)은 입력 전류의 복제본을 생성하기 위하여 전류 복제 동작이 필요한 경우에 포함된다. 단위 이득 버퍼들은, 회로의 동작을 위하여 전류 복제가 필요하지 않은 경우에는 삭제될 수 있다. 단위 이득 버퍼 또는 단위 크기 전류 미러를 이용하여 필요할 경우 입력 전류의 복제본을 생성하는 기술은 당업계에 공지된 바 있다. 더 나아가, 본 발명의 입력 생성 회로를 실제로 구현할 때에는, 출력 전류에 대하여 이용되거나 저항에 인가되는 전류가 최초로 생성된 전류일 수 있고 최초 생성된 전류의 복제본일 수도 있다는 점이 이해된다. 즉, 최초 생성된 전류 또는 주어진 노드에서의 전류의 복제본을 이용하는 것은 상호 호환가능한 기술이며 본 발명을 구현하는데 중요한 차이점을 발생시키지 않는다.
온도 독립 전류인 Inpo를 생성하기 위한 전류 승산 인자들(정정 인자들)인 kv 및 Kp를 유도하는 방식은 종래의 방법과 같다. 전류 승산 인자들 Kv 및 Kp는 후술되는 바와 같이 수학적으로 유도될 수도 있고 또는 실험적 시뮬레이션 또는 장치 특성화 동작을 통하여 획득될 수도 있다. 승산 인자 Kv 및 Kp가 수학적으로 유도되거나 시뮬레이션을 통하여 유도되면, 실제 구현을 위하여 이러한 값들을 정밀하게 조정할 필요가 있을 수 있다.
도 4에 도시된 입력 생성 회로(100)가 도 1의 온도 센서 내에 통합되면, 선형성 및 기준 클록의 안정성이 정정된 온도 센서가 구현된다. 온도 센서는 또한 오실레이터 내의 시간 지연에 기인한 선형성 에러를 정정하도록 동작한다. 도 4의 입력 생성 회로(100)를 이용하여 구현된 디지털화 온도 센서(10)의 동작 특성에 대하여 이하 후술될 것이다. 비교기들 내의 시간 지연이 무시할 수 있을 정도인 경우에, 온도 센서의 디지털 출력 신호 ADCOUT는 다음 수학식 4와 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112007015805606-PAT00004
Cdata=Cref=C, Rdata=Rref=R, In=In_1 및 td_data=td_ref=td와 같은 방정식이 만족된다면, 수학식 4는 단순화 될 수 있다. 전류 Ip가 PTAT 전류 Idata와 같다는 점에 주의한다. 디지털 출력 신호 ADCOUT의 간략화된 결과는 다음 수학식 5와 같다.
Figure 112007015805606-PAT00005
지연 시간 td가 0인 경우에는, 수학식 5는 더 단순화되어 수학식 6을 얻는다.
Figure 112007015805606-PAT00006
온도 센서에 어떠한 선형성 정정 기능도 적용되지 않는다면(즉, kv=Kp=0이라면), 도 3에 도시된 바와 같은 온도 독립 전류 Inpo가 이용되어 기준 및 데이터 오실레이터 모두에 대한 기준 전압들 Vdata 및 Vref를 생성하기 위해 사용되고 또한 기준 오실레이터의 기준 전류 Iref로서 사용된다. 즉, In=Ivr=Inpo 이다. 전술된 수학식 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 전류 Inpo의 선형성은 ADC 전달 함수의 분모에 영향을 미친다. 만일 PTAT 전류 Ip가 데이터 I/F 컨버터의 전류 입력에 적용되면, 그 선형성은 수학식 6의 분자에 영향을 미친다. 따라서, 결과적으로 얻어지는 ADC 선형성 에러는 전류 Inpo 내의 CTAT "활형" 에러의 역수에 의해 발생하는 추가적인 "그릇형(bowl)" 에러와 함께 합산되는 PTAT 전류의 그릇 형 에러에 의하여 야기되는 확대된 "그릇형" 에러이다.
도 5는 선형화된 온도 센서로부터의 온도 출력 신호들을 정정되지 않은 온도 센서의 출력들과 비교하여 얻어진 온도 에러들을 예시하는 그래프이다. 도 5를 참조하면, 전류 Inpo가 기준 I/F 컨버터로의 입력 전류로서 직접 사용되고 또한 직접 양쪽 I/F 컨버터에 대한 기준 전압 Vdata 및 Vref를 생성하기 위해 사용되면, 결과적으로 얻어지는 온도 계측치는 도 5의 "무정정" 곡선에 의하여 도시된 바와 같은 선형성 에러를 가지게 될 것이다. p-p 에러는 0.955%인데, 이것은 온도가 섭씨 -25도로부터 85도 까지 변경되는 동안의 섭씨 1.05도(p-p)에 등가이며, 이것은 전형적인 시스템 내에서 발생할 수 있는 선형성 에러의 최악의 경우에 비하여 거의 20배 만큼 크다.
그러나, 선형성 정정이 온도 센서에 인가되면(즉 Kv 및 Kp가 0이 아니라면), 디지털화 온도 센서의 선형성 에러는 거의 완전하게 제거되며, 이는 도 5의 "정정" 곡선에 의하여 도시된 바와 같다. 도 5에 도시된 정정 곡선에서 관찰되는 선형성 에러는 무시할 수 있으며, 따라서 온도 센서 계측치의 정밀도가 더욱 높아지도록 보장된다.
도 4에 도시된 입력 생성 회로(100)는, 기준 주파수가 디지털 온도 출력의 선형화와 더불어 안정화되는 3-포트 선형성 정정 방법을 구현한다. 기준 주파수 정정 기술이 제공되는데, 그 이유는 I/F 컨버터를 형성하는데 이용된 저항 및 커패시터의 이상적이지 않은 특성들 때문이다. 본 발명에 따른 3-포트 선형성 정정 방법을 이용한 디지털 온도 계측치의 선형성 정정과 더불어 기준 주파수를 정정하는 동작은 다음과 같이 수행된다.
전형적이고 저렴한 CMOS 프로세스로부터 일반적으로 만들어지는 반도체 집적 회로는 온도에 대한 충분한 안정성을 제공하는 저항을 가지지 않는다. 심지어 니크롬 또는 시크롬(Sichrome)의 박막으로부터 제작된 저항은 온도가 변경함에 대해 거의 선형인 저항 변화를 보이는데, 이 경우 증가량은 섭씨 1도당 100ppm이다. 섭씨 100도 이상의 영역에서는, 이러한 저항의 값은 1%만큼 변경할 수 있다. 이러한 장치가 I/F 컨버터 내의 기준 저항 Rref를 형성하도록 이용되면, 이와 같은 저항 Rref의 저항값의 사소한 선형 변화조차도 기준 주파수가 선형 및 비선형 성분과 함께 변경되도록 야기할 수 있다. 그 이유는, 기준 주파수 전달 함수의 분모에 저항값이 존재하기 때문이다. 우선, 기준 저항 Rref의 저항은 다음과 같이 주어지는 고정 저항 성분 및 온도에 의하여 변화되는 성분을 이용하여 표시될 수 있다.
Figure 112007015805606-PAT00007
그러면, 이러한 기준 저항을 내장하는 기준 I/F 컨버터의 출력 주파수 Fref는 다음 수학식 7과 같이 제공된다.
Figure 112007015805606-PAT00008
I/F 컨버터 내의 커패시터 Cref의 커패시턴스 값이 변화하는 것은 이러한 기준 주파수에는 작은 영향을 미친다. 저항들 Rref 및 Rdata에 동일하게 영향을 미 치는 변화, 또는 커패시터들 Cref 및 Cdata에 동일하게 영향을 미치는 변화는 디지털화된 온도 계측치의 선형성에 큰 영향을 주지 않는다는 점(전술된 수학식 6 참조), 및 이에 반하여 저항 Rref의 저항치 또는 커패시터 Cref의 커패시턴스가 변화하면 기준 클록 주파수가 변경될 것이라는 점에 주의한다. 저항 Rref 또는 커패시터 Cref 각각이 관심 대상인 온도 영역에 대하여 매우 작은 변화만을 보일 때에 온도 선형성 오류를 최소화하면서 최적의 안정된 기준 클록 주파수를 획득하기 위해서는, 기준 I/F 컨버터로의 입력 신호들 중 하나가 본 발명의 선형성 정정 방법의 일부로서 조정된다.
특히, 도 4에서 예시된 3-포트 선형성 정정 방법은 기준 전압 Vref를 생성하기 위하여 이용되는 제2 정정 기준 전류의 생성 단계를 포함한다. 이러한 방법으로, 기준 주파수의 안정성은, 제1 정정 기준 전류를 통하여 디지털 온도 계측치에 선형성 정정 기술이 적용되는 것과 동시에 개선된다.
도 4에 도시된 입력 생성 회로(100)에 의하여 제공되는 정정 방법은, 두 개의 정정 기준 전류들인 In(또는 IN_1) 및 Ivr을 형성하는 단계를 포함하는데, 이 단계에서 작은 비율의 PTAT 전류가 전류 Inpo에 합산되어 전류 In을 형성하고, 다른 작은 비율의 PTAT 전류가 전류 Inpo에 합산되어 전류 Ivr을 형성한다. 두 개의 정정 기준 전류들은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007015805606-PAT00009
상기의 방정식이 전술된 수학식 5 내에 대입되고, 다시 지연 시간 td가 0이라고 가정하면, 디지털 출력 신호 ADCOUT의 간략화된 형태를 다음 수학식 8과 같이 제공된다.
Figure 112007015805606-PAT00010
두 개의 작은 상수인 Kp 및 kv는 온도 센서 시스템의 선형성 에러를 감소시키고 또한 기준 클록 주파수로의 외란을 최소화하도록 선택되어야 한다. 본 발명의 3-포트 선형성 정정 방법을 구현하려면, 온도 센서의 파라미터들인 적합한 집합을 결정함으로써 전체 시스템의 선형성 및 정밀성 에러를 최소화하여야 한다. 이러한 파라미터들 Kp, Kv 및 Nc을 수학적으로 결정하고 결정된 솔루션을 해당 시스템에 적용하는 과정이 이하 후술된다.
Kp, Kv 및 Nc 파라미터들의 파생에 대해서는, 정규화된 전류 값들을 가진 입력 발생 회로를 활용해 더 잘 설명될 것이다. 도 6은 본 발명의 제2실시예에 따라 도 1의 주파수비 디지털화 온도 센서의 입력 발생 회로의 개략도이다. 도 6을 참조할 때, 입력 발생 회로(200)는 선형 IDAC 회로에 적용된 전류 곱 인자들을 제외하면 도 4의 입력 발생 회로(100)와 동일한 방식으로 구성된다. 도 6에서, 제1 및 제2정정 전류는 정규화되어 온도 센서 전체에 걸친 각 전류에 대해 일정한 총 전류 크기를 유지하게 된다. 즉, 입력 발생 회로(100)에서, 일정 비율의 Kp*IPTAT 전류 가 전류 Inpo에 더해지고, 그 결과 정정 기준 전류 In_1은 필히 증가 된 전류 크기를 가지게 될 것이다. 같은 원리가 정정 기준 전류 Ivr에에 적용된다. 일부 어플리케이션에서, 이 증가한 전류 크기는 바람직하지 않을 수 있다. 그런 경우, 도 6의 입력 발생 회로(200)가 사용되어, 기준 전류들이 온도 센서 시스템 전체에 걸쳐 일정한 크기를 유지하게 한다.
입력 발생 회로(200)는 정규화된 제1정정 기준 전류 In_1을 제공하는 데이터 선형 IDAC(210) 및, 정규화된 제2정정 기준 전류 Ivr을 제공하는 기준 선형 IDAC(220)를 포함한다. 데이터 선형 IDAC(210)에서, 버퍼(214)는 PTAT 전류 IPTAT1에 전류 곱셈 인자 Kp를 인가하여, 제1비율의 1PTAT 전류를 생성한다. 버퍼(212)는 온도와 무관한 전류 Inpo에 전류 곱셈 인자 1-Kp를 인가하여, Kp 정도만큼 크기가 줄어든 INPO 전류를 제공한다. 버퍼들(212 및 214)로부터의 출력 전류들은 합산기(216)에서 합해져서, 노드(218)에서 제1정정 기준 전류 In_1을 생성하며, 이때 전류 In_1은 전류 Inpo와 동일한 최종 전류 크기를 가진다. 그런 다음 전류 In_1은, 위에서 설명한 것과 같은 방식에 따라, 데이터 오실레이터의 기준 전압 Vdata를 생성하는데 사용되고 기준 오실레이터의 입력 전류 Iref로서 사용된다.
기준 선형 IDAC(220)에서, 버퍼(222)는 PTAT 전류 IPTAT2로 전류 곱셈 인자 Kv를 인가하여 제2비율의 PTAT 전류를 생성한다. 버퍼(222)는 1-Kv인 전류 곱셈 인자를 온도에 무관한 전류 Inpo에 인가해, Kv 정도만큼 크기가 줄어든 INPO 전류를 제공한다. 버퍼들(222 및 224)로부터의 출력 전류들이 합산기(226)에서 더해져, 노드(228)에서 제2정정 기준 전류 Ivr을 생성하며, 여기서 전류 Ivr은 전류 Inpo와 동일한 최종 전류 크기를 가진다. 그런 다음 전류 Ivr은 위에서 설명한 것과 같은 방식에 따라, 기준 오실레이터의 기준 전압 Vref를 생성하는데 사용된다.
이제, Kp, Kv 및 Nc 파라미터들의 결정에 대해 설명할 것이다. 본 발명의 주파수비 디지털화 온도센서에 대한 3 포트 선형 정정 방법이, 보다 안정적인 기준 클록 주파수를 제공하면서도, 정정 전류를 저항 Rref에 공급해 전류 Iref로서 사용되고 전압 Vdata 생성에 사용되는 정정 전류의 온도 계수와는 다른 온도 계수를 갖는 전압 Vref를 생성함으로써 온도 디지털화의 선형화 에러들을 최소화할 수 있다. 기준 주파수의 변동을 최소화하기 위해, 기준 오실레이터에 대한 정정 전류를, 가능한 한 커패시턴스(capacitance) 및 저항(resistance) 편차로 인한 변동 정도만큼 상쇄함이 바람직하다.
먼저, 기준 오실레이터의 저항 Rref와 커패시턴스 Cref에 대한 1, 2차 온도 영향을 포함하는 정규화 함수가 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007015805606-PAT00011
Figure 112007015805606-PAT00012
수학식 9 및 10의 두 정규화 함수는 서로 곱해져 Rn(T)Cn(T)를 이룬다. 다 음으로, 제1정정 전류 In 대 제2정정 전류 Ivr의 비가 정규화된 RnCn 함수와 같게 설정될 때, 가장 안정적인 기준 주파수가 나올 수 있다. 따라서, 상기 3 포트 선형 정정 방법의 일차 디자인 제약조건이 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007015805606-PAT00013
수학식 11에 정의된 비율비교(ratiometric) 제약조건은 다음과 같은 다른 형식으로 정리될 수 있다:
Figure 112007015805606-PAT00014
이제, 디지털화 온도 센서의 디지털 출력 신호 ADCOUT의 전달 함수를 나타내는 상기 수학식 5가 사용되어 이차 제약조건을 파생시키게 된다. 디지털화 온도 센서에 있어, 디지털 출력 신호 ADCOUT이 어떤 요망된 온도 범위 T에 대해, 어떤 이득 상수 곱하기 T로서 정의되는 선형 함수가 되는 것이 바람직하다. 이러한 논의의 목적으로서, Nc로 나눠진 값을 가진 이득 상수 "a"가 전제된다. 선형성에 영향을 미치지 못함에 따라 오프셋 에러들이 무시될 때, 요망되는 선형 식은 다음과 같이 온도 T의 범위에 대해 서술될 수 있다:
Figure 112007015805606-PAT00015
수학식 13은 3 포트 선형성 정정 방법을 이용해 T 온도 범위 동안의 주파수비 디지털화 온도 센서를 선형화하는 일반적인 이차 제약을 형성하도록 재작성되고 간략화될 수 있다. 이차 디자인 제약이 다음과 같이 나타내 진다:
Figure 112007015805606-PAT00016
따라서, 기준 전압 Vdata와 기준 전류 Iref 둘 모두로서 사용되는, PTAT 전류 IP 대기준 전류 In 비의 적합한 선택에 따라, 디지털화 온도 센서의 선형성이 최적화될 수 있다. 일반적인 경우의 최적 비율 선택은, 이제 부분적으로 지연 시간 대 데이터 I/F 컨버터에서의 등가 RC 곱의 비에 달려 있다. 전류비의 최적 선택 역시 이득 파라미터 a의 각 선택 값마다 다를 것이다. Ivr/In 비는 일차 제약조건에 대한 수학식에 의해 앞서 정해진다.
위에서 논의된 두 가지 제약조건들은 이제 Kv 및 Kp 정정 파라미터들뿐 아니라 전형적 온도 센서 시스템에 대한 이득 조정 파라미터들 Nc 및 Offset (오프셋)의 최선의 선택을 한정하는데 사용될 것이다. 수학적 계산을 단순화하기 위해, 도 6의 정규화 입력 발생 회로가 사용될 것이다. 일차 제약조건은 상기 수학식 12에서 정의되어 아래에 다시 반복되는 전류비 Ivr/In를 요한다:
Figure 112007015805606-PAT00017
당면한 온도 범위에 걸쳐 정규화된 R 및 C의 계측값 또는 시뮬레이션 값에 곡선을 맞춤으로써 정규화된 다항식 형태로 된 수학식이 얻어질 수 있다. 시스템을 선형화하기 위해 상기 이차 제약조건을 규정하는 수학식을 이용하려면, 전류 In인 미지의 일차 제약조건을 찾아야 하며, 이것은 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007015805606-PAT00018
수학식 16은 In의 재귀 함수이나, Ivr/In 비는 일차 제약조건의 수학식 15로부터 근사 다항식의 형태로 정해질 수 있다. 수학식 5를 수학식 16에 치환함으로써, 변수 In이 수학식 16의 우측 항에서 사라진다. 이러한 치환이 수학식 16을 바로 In의 해가 되게 한다. 수학식 16에서, T는 섭씨 도수로 표현하는 온도 변수이다. 위 수학식 16에서 네 개의 모든 항들이 다 온도 T의 함수임을 알아야 한다. 전류 Ip는, 온도 T에 걸친 그 전류의 다항식을 상이한 온도들에서 취해진 전류 IP의 계측치들로 곡선을 맞춤으로써 묘사할 수 있는, PTAT 전류이다. 저항 R은 기준 I/F 컨버터로의 기준 전압 입력에 사용되는 저항 Rref의 저항으로 온도 T의 함수이다. 커패시턴스 C는 기준 I/F 컨버터의 적분 커패시터 Cref의 커패시턴스로서 온 도 T의 함수이다. Td는 데이터나 기준 I/F 컨버터 내부의 지연 시간 상수이다. 마지막으로, 이득 파라미터 "a"는 선형화 동작 뒤에 출력 범위를 재 정규화하도록 선택된다.
현재의 예에서, 재 정규화 이득 조정은, 변환시 마다의 기준 기간들의 수, Nc를 조정함으로써 디지털 방식으로 구현된다. 일 실시예에서, 8 LSB들이 섭씨 1도가 되도록 출력 데이터를 정규화하는 것이 편리하다. 따라서, 이득 파라미터 "a"는 다음과 같이 정의된다:
Figure 112007015805606-PAT00019
수학식 16 및 17을 결합하면 다음과 같은 식이 나올 수 있다:
Figure 112007015805606-PAT00020
위의 수학식 18에서 Ip, R(T) 및 C(T) 파라미터들이 다 이들의 곡선에 맞춰진 다항식들로 대체되면, 당해 온도 범위에 걸친 변수 T의 함수이면서 또한 이득 카운트 파라미터 Nc의 함수인 In의 근사 다항식이 얻어질 수 있다.
본 발명의 선형 정정에 대한 구현에 있어, 온도 출력 신호가 선형화되도록 전류 In을 형성할, 온도와 무관한 Inpo에 더해져야 할 초과 PTAT 전류의 소정 양을 찾는 것이 목표이다. 이 수학식을 단순화하기 위해, Inpo, Ip, R(T), C(T) 값들이 모두 T=0℃에서 1(unity)이 되는 정규화된 함수들이라고 전제한다. 정규화된 정정 전류 In을 만들기 위해, 도 6 및 아래의 수학식 19에 나타낸 것과 같이, Kp 만큼 PTAT 성분을 증가시킬 때 상수 Inpo 성분을 줄일 필요가 있다:
Figure 112007015805606-PAT00021
위의 수학식 19에서
Figure 112007015805606-PAT00022
의 해를 구하면 다음과 같다:
Figure 112007015805606-PAT00023
마찬가지로, 정규화된 정정 전류 Ivr의 해는 다음과 같이 된다:
Figure 112007015805606-PAT00024
정정 전류 Ivr은 In, R(T) 및 C(t)의 다항식들로부터의 근사 다항식에서 구할 수 있다. 또, 정정 전류는 원하는 정규화 정정 전류 Ivr을 구하기 위해 작은 비율의 PTAT 전류를 Inpo 전류에 더함으로써 구현될 수 있다:
Figure 112007015805606-PAT00025
Figure 112007015805606-PAT00026
전류 Inpo 및 Ip의 근사 다항식들은, 온도에 대한 전류를 게측하여 정해지며, 그에 따라 전류 In 및 Ivr을 나타내는 다항식들이 전류 Inpo 및 Ip의 근사 다항식들로부터 수학적으로 결정될 수 있다. 이 다항식들이 상기 수학식 안에 대체되어 알려진 온도 T 및 이득 카운트 Nc에서 수치화되면, 각 온도 및 이득 카운트 Nc 쌍의 값들에서의 Kp 및 Kv 동시 추정치가 얻어질 수 있다. Kp 및 Kv 값들로부터, 근사 전류 Ivr' 및 In'가 정해질 수 있고, 그 결과에 따른 온도 센서의 선형성 에러 및 기준 클록 편차가 계산되거나 온도에 대해 물리적으로 계측될 수 있다.
Kp, Kv, Nv 및 Offset Adjust (오프셋 조정) 값들로 된 최선의 세트를 결정하는 한 가지 편리한 방법이, 상기 식들을 사용하여 Nc의 각 타깃 값에서 Kp 및 Kv의 추정치들을 동시에 계산하고, 그런 다음 이들 추정치들이 사용될 때 당해 온도 범위에 걸쳐 온도 센서가 보이는 결과적 선형성 및 오프셋을 검토하는 것이다. 선형성 에러 및 요구되는 오프셋 정정은, 보통 적합한 I/F 컨버터 안에 대체되는 전류들을 나타내는 다항식들의 직접적 컴퓨터 감정치 및 상기 ADCOUT 전송 함수 식들의 활용을 통해 얻어진다.
도 7-10은 도 6의 입력 생성 회로를 포함하여, 도 1의 디지털화 온도 센서의 이득 카운트 Nc 각 값에서의 다양한 시스템 특성을 평가한 것을 도시한 것이다. 도 7은 섭씨 온도 C로 나타낸 피크-투-피크 (peak-to-peak) 선형성 온도 에러를 도 1 및 도 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 대한 이득 카운트 Nc의 함수로서 도시한 그래프이다. 도 8은 기준 주파수 변화를 도 1 및 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 대한 이득 카운트 Nc의 함수로서 도시한 그래프이다. 도 9는 정정 인자들인 Kp, Kv 및 offset adjust 수치들을 도 1 및 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 대한 이득 카운트 Nc의 함수로서 도시한 그래프이다. 도 10은 도 7-9를 이용해 선택되는 정정 인자들을 활용하여 구현되는 도 1 및 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 있어서의 디지털화 온도 에러 대 온도를 보인 그래프이다.
도 7에서 관찰할 수 있듯이, Kp, Kv 및 Offset Adjust의 동시 최적 추정치들을 생성하는, 한 최적 Nc 값에서의 시스템 선형 에러 최소값이 존재한다. 기준 클록 주파수의 피크 투 피크 안정성은, 도 8에 도시된 것처럼 Nc가 Kv, Kp의 동시 변경을 통해 변화함에 있어, 크게 달라지지 않는다. 계산된 Kp, Kv 및 Offset Adjust의 타깃 값들 (Offset Adjust 값들은 풀 스케일 (full-scale) 범위에 대한 백분율로서 도시됨)은 Nc의 함수로서 도 9에 도시된다. 최소 온도 에러를 야기하는 Nc 값들에서의 Kv, Kp, Nc 및 Offset Adjust 값들 (즉, 점선으로 된 박스 안의 값들)을 선택함으로써, 도 10에 도시된 것처럼 -25 내지 85℃까지의 범위에 걸쳐 +/- 0.05℃ 미만의 온도 에러를 가진 온도 센서가 얻어질 수 있다.
도 11은 도 7-9를 이용해 선택되는 정정 인자들을 활용하여 구현되는 도 1 및 6의 주파수비 디지털화 온도 센서에 있어서의 온도에 대한 기준 주파수 변화의 백분율을 보인 그래프이다. 도 11에서 관찰할 수 있는 바와 같이, -25 내지 85℃ 까지의 범위에 걸친 기준 주파수의 피크 투 피크 주파수 에러는 단 0.06% 정도이다.
위의 설명에서, 주파수비 디지털화 온도 센서는 3 포트 선형성 정정 방법을 구현하는 것이라고 설명하였다. 어떤 어플리케이션들에서, 기준 주파수의 안정성은 그다지 중요하지 않다. 본 발명의 디지털화 온도 센서를 활용하는 어플리케이션이 약 1.25%의 피크 투 피크 변동과 같은 정도의, 기준 주파수의 온건한 변동을 감내할 수 있다면, 2 포트 선형성 정정 방법이 적용될 수 있다. 2 포트 선형성 정정 방법에서는, 오직 한 개의 정정 기준 전류가 생성되고, 기준 주파수는 정정되지 않고 그대로 유지된다. 따라서 2 포트 선형성 정정 방법은 3 포트 선형성 정정 방법에 비해 그 구현이 더 간단하므로 어떤 어플리케이션들에 유리하게 적용될 수 있을 것이다.
도 12는 본 발명의 제3실시예에 따른 도 1의 주파수비 디지털화 온도 센서의 2 포트 선형성 정정 방법을 구현하는 입력 생성 회로의 개략도이다. 도 12를 참조할 때, 입력 생성 회로(300)는 기준 선형성 IDAC를 생략한 것만 빼면 도 4의 입력 생성 회로(100)와 같은 방식으로 구축된다. 따라서 2 포트 선형성 정정 방법에서, 전류 Inpo (노드 308) 및 Kp 비율의 PTAT 전류 IPTAT1(345)를 합해서 생성되는 정정된 기준 전류 In_1 (노드 318)이, 기준 오실레이터의 기준 전류 Iref 및 데이터 오실레이터의 기준 전압 Vdata를 변경하는데 동시에 사용된다. 더 특정하자면, 정정된 기준 전류 In_1이 버퍼(319)에 의해 미러링되어 기준 오실레이터의 입력 기준 전류 Iref (노드 336)로서 사용되는 전류 In이 된다. 정정된 기준 전류 In_1은 저 항 Rdata로 인가되어, 데이터 오실레이터의 기준 전압 Vdata (노드 334)를 생성한다.
그러나, 기준 오실레이터의 기준 전압 Vref (노드 338)은 온도와 무관한 전류 Inpo를 기준 저항 Rref에 바로 인가해서 생성된다. 따라서, 2 포트 선형성 정정 방법에서, 정정 인자 Kp 만이 요구되며, 정정 인자 Kv는 필요로 되지 않는다.
도 12의 입력 생성 회로(300)에서, 정정된 기준 전류 In은 이제 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007015805606-PAT00027
.
I/F 컨버터들에서의 시간 지연 td는 무시할 수 있는 정도라고 전제한 상태에서 디지털 출력 신호 ADCOUT의 전달 함수는 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007015805606-PAT00028
수학식 24의 전달 함수의 선형성은 이제 단일 상수 Kp 값을 조정해 튜닝 될 수 있다. Kp를 증가시키면 선형성이 크게 휘어지는 전달 함수를 파생시키며, 이것은 정정되지 않은 시스템의 내재적 "사발(bowl)" 모양 에러를 상쇄시킨다. 2 포트 선형성 정정 방법을 이용해 얻는 활 모양 (bow) 정정의 정도는 3 포트 선형성 정정 방법을 이용하는 것보다 훨씬 더 크다. 일 실시예에서, 3 포트 선형성 정정 방법을 이용해 적용되는 정정 인자들은 Kp=0.14193, Kv=0.1833, Nc=2630 그리고 Offset~0 LSB들이 된다. 2 포트 선형성 정정 방법을 사용하여 같은 선형성 정정 결과를 얻으려면, 적용되는 정정 인자들은 Kp=0.0475, Kv=0, Nc=2613 그리고 Offset~0 LSB들이 된다. 같은 선형성 정정 결과에 있어, 2 포트 선형성 정정 방법에서 3 포트 방법에서보다 더 작은 Kp 값이 요구된다는 것을 알 수 있고, 이것은 디지털 온도 계측치를 선형화하기 위해 Inpo 전류에 더해져야 하는 보다 적은 양의 PTAT 전류가 요구됨을 의미한다. 사실상, 시뮬레이션 결과에 기초할 때, 2 포인트 선형성 정정 방법은 실질적으로 3 포트 선형성 정정 방식에 비해 0.0847℃ p-p 에러 대 0.089℃ p-p 정도의 약간 나은 결과를 보인다.
도 13은 정정되지 않은 온도 센서와 비교한, 도 12의 선형화된 온도 센서로부터의 온도 출력 신호들의 온도 에러들을 나타낸 그래프이다. 도 13에서 관찰할 수 있듯이, 사발 모양 선형성 에러는 정정 인자 Kp의 적용으로 정정되고, 그에 따른 디지털 온도 출력 값들은 0.0847℃의 피크 투 피크 에러를 가진다.
도 14는 선형 정정이 기준 주파수에 대해 적용되지 않을 때와 비교해, 선형 정정이 적용될 때 도 12의 주파수비 디지털화 온도 센서의 기준 주파수 변화를 나타낸 그래프이다. 도 12의 입력 생성 회로에서, 기준 주파수는 안정화되어 있지 않다. 따라서, 선형 정정이 적용되지 않을 때 ("No_Correction), 기준 주파수는 안정적이다. 그러나, 정정 인자 Kp 활용을 통해 선형성 정정이 적용될 때 ("Using Correction"), 기준 주파수는 -25 내지 85℃에 대해 약 1.25% 피크 투 피크 레벨로 변동한다.
도 15a, 도 15b, 도 15c 및 도 15d 도면들을 포함하여 총칭하는 도 15는 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서에서 I/F 컨버터들을 구현하는데 사용될 수 있는 전류-주파수 (I/F) 컨버터에 대한 개략도이다. 기존에 있거나 앞으로 개발될 임의의 I/F 컨버터들이 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서에 사용될 수 있으나, 데이터 및 기준 I/F 컨버터들을 구현하기 위해 도 15의 I/F 컨버터를 사용하는 것이 특별한 이점을 가져다 주게 된다. 구체적으로 말하면, 도 15의 I/F 컨버터(500)는 온도, 제조 공정 및 전원 변동에 대해 일정한 전파(propagation), 로직 및 스위칭 시간 지연의 합을 보장한다. 또, I/F 컨버터 지연 시간이 최소화되면서, 지연시간 변동 역시 최소화된다. 마지막으로, I/F 컨버터 지연들의 합은, 입력 전류 Ibias의 온도 성능이 그 지연들을 통제하는 방식에 따라 구현된다. 그러한 지연들은 I/F 컨버터에 인가된 전류 Ibias의 온도 계수를 제거함으로써 온도에 대한 최적 성능에 맞춰 정리될 수 있다.
도 15d를 참조하면, I/F 컨버터(500)는 입력 전류 Iin과 입력 기준 전압 Vref를 받아, clk_out 신호를 주파수 출력 신호로서 제공한다. 도 1의 온도 센서에 적용될 때, 입력 전류 Iin은 입력 전류 Idata가 되거나, 기준 전류 Iref가 되며, 입력 기준 전압은 그에 따라 각자 기준 전압 Vdatark 되거나 기준 전압 Vref가 된다. clk_out 신호는 그에 따라 각자 Fdata 출력 신호가 되거나 Fref 출력 신호가 된다. I/F 컨버터(500)는 입력 전류인 바이어스 전류 Ibias 및 reset_lo 신호를 더 수신한다.
도 15를 참조할 때, I/F 컨버터(500)는 두 커패시터 어레이 I21 및 I22의 충전을 제어하기 위한 D 플립플롭 I11을 포함한다. D 플립플롭 D11은 그 커패시터 어레이들 중 하나를 충전시키기 위해 입력 전류 Iin을 대안적으로 적용하도록 동작한다. 예를 들어, D 플립플롭 I11은 제어 신호 "dswitch"를 내세워, 입력 전류를 상위의 커패시터 어레이 I21로 인가하고 노드 "dintcap"에서 전압을 충전한다. 상위 커패시터 어레이 I21은 노드 dintcap에서의 전압이 입력 기준 전압 Vref_in 레벨에 도달할 때까지 충전되어, 상위 비교기(502)가 자신의 출력 신호라고 내세울 수 있게 된다. 이제 D 플립플롭 I11은 제어 신호 dswitch2를내세워 입력 전류가 하위 커패시터 어레이 I22에 인가되게 하고 노드 dintcap2에서의 전압을 충전시킨다. 하위 커패시터 어레이 I22는 노드 dintcap2에서의 전압의 입력 기준 전압 Vref_in 레벨에 도달할 때까지 충전됨으로써, 하위의 비교기(504)가 자신의 출력 신호라고 내세울 수 있게 된다. 출력 신호들인 "bufdout"과 "2bufdout"는 D 플립플롭을 리셋시키고 클록킹(clock) 하도록 D 플립플롭 I11을 구동하는 로직 게이트들에 연결된다.
비교기들(502 및 504)은 통상의 방식으로 구현될 수 있다. 일실시예에서, 비교기는 일정한 지연을 위해 튜닝 될 수 있는 커패시터를 포함한다. 또, 커패시터는 초핑(chopping) 스킴을 구축하여, 비교기 내 어떤 오프셋 전압 에러들이 정현파의 하나 걸러 한 번의 비교 사이클마다 반전되도록 한다. 이와 같은 방식으로, 비교기와 전체 I/F 컨버터의 평균 지연 시간이 공급 전압이나 온도 변동에 민감하지 않게 된다.
I/F 컨버터(500)로의 바이어스 전류 Ibias의 온도 계수는, 비교기들의 지연 시간이 매우 일정하게 되도록 정리될 수 있다. 바이어스 전류 Ibias는, 비교기 들(502 및 504) 내 전류 소스 장치들로의 미러 전압 드라이브를 제공하는 전류 미러(mirror)에 연결된다.
두 충전 커패시터들인 I21 및 I22 중 하나로 입력 전류 Iin을 방향 조종하는 스위치들 (트랜지스터들 M12, M0)은 전압 스위치들이 아니라, 전류 스위치들로서 구현된다. 따라서 이 스위치들은 입력 전류 Iin가 주어지는 차동(differential) 페어(pair)처럼 작동한다. 입력 전류 Iin은 게이트 구동 전압이 그라운드에 가까운 경로로 가게 조종된다. 이제, 선택된 커패시터 어레이에서 조종 장치 (스위치 M12 또는 M0)는 접지된 게이트 캐스케이드(cascade)같이 작동하여, 입력 전류 소스 Iin을 비교기에서 발생된 글리치(glitches)로부터 절연시키고, 입력 전류 Iin을 제공하는 전류 소스의 일정한 전압 (가령, 그라운드 위의 한 PMOS 게이트-투(to)-소스 Vgs 전압)을 제공한다.
장치들 M3 및 M1은 스위칭 순간에 도입되는 과잉 전하 (excess charge)를 일차 상쇄시키는데 사용되며, 여기서 그 도입 전하는 온도 및 공급 전압에 종속된다. 나머지 로직 회로들은 리셋시 알려져 있는 상태를 제공한다.
일실시예에서, I/F 컨버터(500)가 극단적으로 낮은 전력 공급 전압들 (1.1 볼트 아래와 같은)에서 동작할 수 있게 하기 위해, 낮은 문턱 전압 트랜지스터 장치 (도 15에서 "Low_Vt"로 표시됨)가 사용되어, 알맞은 경우 낮은 공급 전압 동작을 가능하게 한다.
RFID 온도 로거 (logger)
본 명세서의 내용을 숙지한 이 분야의 당업자라면, 본 발명의 주파수비 디지 털화 온도 센서가 전자 분야에서 여러 어플리케이션들을 가진다는 것을 알 수 있을 것이다. 본 발명의 한 양태에 따르면, 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서는 무선 주파수 식별 (RFID) 트랜스폰더(transponder)나 태그(tag) 안에 병합되어, RFID 태그 안에서 온도 로깅 기능을 구현시킨다. 그에 따른 RFID 태그는, RFID 온도 로거라고도 불리어, 주변 온도값들을 계측 및 저장하도록 작동하며, 계측 간격은 미리 프로그래밍되거나 필요시마다 프로그래밍 될 수 있다. 온도 계측치들은 RFID 온도 로거에 저장되어 필요할 때마다 읽혀질 수 있다. 이러한 방식으로, 온도 계측 기능을 포함하게 된 RFID 태그가 실현된다.
일실시예에서, RFID 온도 로거는 반수동(semi-passive) RFID 태그로서 구현된다. 반수동 RFID 태그일 때, RFID 태그의 일부 회로가 RFID 태그외부의 배터리에 의해 전력 공급된다. 반수동 RFID 태그는 RF 통신 블록, 제어 로직 블록, 및 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서를 병합한 센서 블록을 포함한다. 이 실시예에서, 제어 로직 블록과 센서 블록은 배터리로 파워 공급되지만, RF 통신 블록은 입사(incident) RF 신호로부터 자가 전력 공급된다. 본 발명의 한 양태에 따르면, 센서 블록은 주변 온도와 배터리 전압 모두를 계측하기 위한 듀얼 기능 온도/전압 센서로서 설정된다.
또 다른 실시예에서, 3 포트 선형성 정정 방법이 주파수비 디지털화 온도 센서 내에서 활용되어, 센서 블록이 제어 로직 블록의 실시간 클록을 눈금 조정하는데 사용될 수 있는 안정적 기준 클록을 제공하도록 하며, 이에 대해 이하에서 보다 상세히 설명할 것이다.
도 16은 본 발명의 일실시예에 따른 RFID 온도 로거의 개략도이다. 도 16을 참조할 때, RFID 온도 로거(600)는 RF 통신 블록(602), 제어 로직 블록(604) 및 온도/전압 센서 블록(606) (이후, "센서 블록"이라 칭함)을 포함한다. RFID 온도 로거(600)는 반수동이고 외부 배터리(620)에 연결되어 제어 로직 블록(604) 및 세서 블록(606)에 공급할 전력을 수신한다. 배터리(620)는 온도 로거(600)의 BAT 단자 및 그라운드 단자 양단에 걸쳐 연결되어, 제어 로직과 센서 블록들에 배터리 전압 VBAT를 공급한다.
RFID 온도 로거(600)는 또 크리스털 핀들인 XCKI 및 XCK0를 포함하며, 그 핀들로 크리스털 오실레이터(610)가 연결될 수 있다. 크리스털 오실레이터(610)는 제어 로직 블록(604)에 대한 기준 주파수를 공급한다. 크리스털 오실레이터(610)는 옵션사항이므로 온도 로거(600)에서 제거될 수 있는데, 이는 센서 블록(606)이 안정적 기준 주파수를 공급할 수 있기 때문이며, 여기에 대해서는 이하에서 더 자세히 설명할 것이다.
이 실시예에서, RF 통신 블록(602)은 안테나 (미도시)를 통해 검출되는 입사 RF 신호를 받기 위해 제1RF 포트 RF1 및 제2RF 포트 RF2에 연결된다. RF 통신 블록(602)은 버스(612)를 통해 제어 블록(604)과 통신하여 입사 RF 신호들에 의해 명령된 대로 제어 로직 블록(604)에 저장된 데이터를 읽고 쓰도록 한다. RF 통신 블록(602)은 또 버스(622)를 통해 센서 블록(606)과도 통신한다. 센서 블록(606)은 버스(614)를 통해 제어 로직 블록(604)과 통신한다. 제어 로직 블록(604)은 제어 신호들을 제공해 온도나 전압 계측 기능들이 센서 블록(606)에서 일어나게 하고, 센서 블록(606)은 제어 로직 블록(604)에 저장할 계측된 온도 또는 전압 데이터를 제공한다.
본 발명의 한 양태에 따르면, 센서 블록(606)은 또 버스(618)를 통해 안정적 기준 클록을 제어 로직 블록으로 제공하기도 하며, 여기서 안정적 기준 클록은 제어 로직 블록에서 실시간 클록의 눈금조정에 사용된다. 이 같은 방식에서는, 외부 크리스털 오실레이터가 RFID 온도 로거(600) 작동에 필요로 되지 않는다. 본 발명의 다른 양태에 따르면, 제어 로직 블록(604)은 버스(616)를 통해 power_save 신호를 센서 블록(606)으로 공급하여, 센서 블록(606)이 전력 보존을 위해 파워를 오프하게 만들며, 이에 대해서는 아래에서 보다 자세히 설명할 것이다.
일실시예에서, RF 통신 블록(602)은 제1 및 제2RF 포트들인 RF1과 RF2를통해 RF 통신을 지원하기 위한 EPC 클래스 0+에 따르는 RFID 통신 코어로서 구현된다. RF 통신 블록(602)은 내장된 상태 머신들을 포함하여 제어 로직 블록(604)로/로부터의 통신뿐 아니라, 센서 블록(606)으로/로부터의 통신을 구현하도록 한다. 일시시예에서, 센서 블록(606)에 의해 제공되는 센서 데이터와, 센서 블록(606)으로 주어질 명령 및 지시사항이 무선 RF 링크를 거쳐 전송되고 RF 통신 블록(602)에 의해 수신 및 검출된다. 센서 블록(606)에 의도된 데이터 및 명령들은 센서 블록(606)로/로부터 버스(622)를 지난다.
일실시예에서, 무선 RF 링크는 900 MHz 주파수이고, 16KBps부터 80KBps의 데이터 레이트를 지원한다. RFID 리더로부터 RFID 온도 로거(600)로의 포워드 링크 통신은 30% 내지 100% 사이의 변조 깊이의 크기 변조 RF에 대해 열려 있다. ㄲRFId 온도 로거(600)에서 RFID 리더로의 백(back) 링크 통신은 수동형 후방산라(backscatter)에 열려 있다. 위에서 설명한 것과 같이, RFID 통신 블록(602)은 배터리 전력을 받지 않고 대신 안테나 상의 입사 RF를 통해 전력 공급된다.
제어 로직 블록(604)는 RF 통신 블록(302)으로부터 수신되는 명령을 저장하고, 또 센서 블록(606)에 의해 제공된 온도나 전압 데이터를 저장하기 위한 레지스터들 및 메모리를 포함한다. 제어 로직 블록(604)은 RFID 태그(600)의 동작을 제어하도록 작동한다. 제어 로직 블록(604)는 외부 배터리(620)로부터 배터리 전력을 수신한다. 이 예에서, 제어 로직 블록(604)는 외부 크리스털 오실레이터(60)로부터 입력 클록 신호를 수신하기 위한 한 쌍의 입력 단자 Clock_In를 포함한다. 입력 클록 신호는 제어 로직으로 하여금 그것의 실시간 클록을 동시시키게 한다. 그러나, Clock_In 단자들과 외부 크리스털 오실레이터(610)은 옵션으로서, 본 발명의 다른 실시예들에서 생략될 수 있다. 특히, 크리스털 오실레이터(610)는 센서 블록(606)이 버스(618)를 통해 안정적 기준 클록을 제공할 때 필요로 되지 않는다.
일실시예에서, 제어 로직 블록(604)는 센서 블록(606)에 의한 온도 계측을 명하거나 유발하도록 동작한다. 온도 계측은 1초에서 8시간 까지의 사용자 선택 간격들을 포함할 수 있다. 온도 로깅의 시작은, 하이(high) 또는 로(low) 온도 트립(trip) 포인트에서나 소정 지연 시간 이후에만, 전력이 공급되었을 때 할 수 있다. 또, 일실시예에서, 제어 로직 블록(604)는 샘플당 8 비트로 된 4000 개의 온도 계측치까지를 저장하기 위한 메모리를 포함한다. 제어 로직 블록은 또 각각의 계측 세션 중에 계측된 최소 및 최대 온도들을 기록하고, 온도 계측치들이 미리 프로그래밍 된 소정 레벨들을 초과하는 경우 경고 신호를 제공하도록 프로그래밍 될 수 있다.
제어 로직 블록(604)은 또 센서 블록(606)을 제어하여 배터리 전압을 계측하고 배터리 전력을 보존하게 한다. 센서 블록(606)이 온도 계측치를 가져오지 않고 있을 때, 제어 로직 블록(604)은 센서 블록(606)에 명하여 배터리 전력 보존을 위해 전력을 다운(down)하게 한다. 제어 로직 블록(604)은 또 계측 세션시 센서 블록(606)을 각성 시킨다(wake up). 계측 세션이 완료되면, 제어 로직 블록(604)은 자신의 내부 클록 신호를 턴 오프하여, 센서 블록(606)과 자신의 내부 회로로의 전력을 다운시킨다. 일실시예에서, 계측치들이 주어지고 있지 않을 때, 제어 로직 블록(604)은 센서 블록 및, 데이터 메모리를 제외한 자신의 회로 모두를 전력 오프한다. 이러한 방식으로, 전력 소비가 최소 레벨로 줄어들고, 배터리 전력의 수명이 더 길어질 수 있다.
이 실시예에서, 센서 블록(606)은 배터리 전압 VBAT와 주변 온도를 계측한다. 센서 블록(606)에 의해 제공되는 배터리 전압 계측치들로부터, 제어 로직 블록(604)는 배터리 전력이 낮은지를 판단할 수 있다. 배터리 전력이 낮으면, 제어 로직 블록(604)은 power_save 명령을 버스(616)를 통해 인가하여 센서 블록(606)을 전력 다운시킴으로서, 남은 배터리 전력이 보존될 수 있게 한다. 일실시예에서, power_save 명령은 배터리 전력이 센서 블록(606)으로부터 분리되게 만들어, 더 이 상의 배터리 전력이 소비되지 못하게 한다. 다른 실시예에서, 배터리 전력이 임계 레벨에 있을 때, 제어 로직 블록(604)과 센서 블록(606)은 데이터 메모리를 제외하고 전력 다운되어져, 남은 배터리 전력이 계측 데이터를 보존하기 위해 데이터 메모리를 유지하는데 사용될 것이다.
예를 들어, 도 17에 도시된 바와 같이, 배터리 전압 VBAT은 스위치 S2를 통해 온도/전압 센서 블록(606)을 위한 전력 공급 전압 Vdd 노드(680)에 연결된다. 전력 공급 전압 Vdd(680)는 센서 블록 내 회로에 전원을 인가하도록 연결되어 있는 전력 공급 전압을 나타낸다. 스위치 S2는 power_save 신호에 의해 제어된다. power_save 신호가 주어져 배터리 전력 상태가 양호함을 나타내면, 스위치 S2는 닫혀져서 배터리 전력이 센서 블록(606)의 전력 공급 전압 노드(680)에 연결되게 한다. power_save 신호가 주어져 배터리 전력 상태가 낮음을 가리키면, 스위치 S2는 개방되어 배터리 전압이 센서 블록으로부터 분리되어 진다.
온도/전압 센서 블록(606)에 대해 이제부터 보다 상세히 설명할 것이다. 도 17은 본 발명의 일실시예에 따라 도 16의 RFID 온도 로거 안에 병합될 수 있는 온도/전압 센서 블록의 개략도이다. 도 17에서, 센서 블록(606)은 주변 온도 및 배터리 전압 VBAT을 계측하도록 설정되어 있다. 센서 블록(606)은 외부 배터리(620)를 통해 전력 공급된다. 일실시예에서, 센서 블록(606)은 1.55V 산화은 (silver oxide) 동전모양 셀 배터리로부터 구동되도록 디자인되고, 배터리가 1.1 볼트 아래로 방전될 때에도 -25℃ 내지 85℃에 걸쳐 정밀한 온도 및 전압 계측치들을 공급하 도록 기능한다.
온도/전압 센서 블록(606)은 도 1-15를 참조해 위에서 설명한 주파수비 디지털화 온도 센서 구조를 구현한다. 그러나, 본 발명에 따라, 센서 블록(606)은 동일한 디지털화 회로를 이용해 온도와 전압 모두를 계측하도록 설정된다. 온도 계측 함수를 구현하기 위해, 센서 블록(606)은 온도 센서(625)를 포함하여, 도 1을 참조해 위에서 설명한 것처럼 온도 디지털화 회로로 PTAT 전류 (IPTAT) 및 CTAT 전류 (ICTAT)를 공급한다. CTAT 전류 ICTAT는 입력 생성 회로(630)의 ICTAT_IN입력 단자로 주어지고, PTAT 전류 IPTAT는 입력 생성 회로(630)의 IPTAT_IN입력 단자로 주어진다.
전압 계측 동작을 구현하기 위해, 센서 블록(606)은 저항 R1 및 R2를 포함하는 저항 디바이더(divider)를 사용한다. 저항 디바이더는 배터리 전압 단자 BAT와 그라운드 전위에 연결되어, 배터리 전압 VBAT을 수용한다. 배터리 전압을 가리키는 전류 IBAT가 노드(618)로 주어진다. 저항들 R1 및 R2의 저항값은 원하는 경사를 가진 전류 IBAT 설정에 맞춰 선택된다. 전류 IBAT는, 센서 블록(606)의 주파수비 디지털화 회로로 스위칭 가능하게 연결되는 스위치 S1으로 제공되고, 이에 대한 설명은 이하에서 상세히 설명할 것이다.
센서 블록(606)의 주파수비 디지털화 회로는 도 1-15를 참조해 위에서 설명한 것과 같은 방식으로 구현된다. 구체적으로, 디지털화 회로는 입력 생성 회로(630) 및 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 포함한다. 입력 생성 회 로(630)는 두 온도 종속 전류 IPTAT 및 ICTAT를 수신한다. 입력 생성 회로(630)는 주파수비 ADC를 구동하는데 필요한 입력 신호들인 IDATA, VDATA, IREF 및 VREF를 생성한다. 전류 및 전압 신호들인 IDATA, VDATA, IREF 및 VREF를 생성하기 위한 입력 생성 회로(630)의 동작은 도 1-15를 참조해 위에서 설명한 것과 동일하다. 이 실시예에서, 주파수비 ADC는 전류-주파수(I/F) 컨버터들(640)과 카운터들 및 뺄셈 회로(660)를 포함한다. 카운터들과 뺄셈 회로(660)는 제어 로직 블록으로부터 오프셋 조정 및 이득 조정 신호들을 수신한다. 주파수비 ADC는 주파수비 디지털화 회로의 계측 출력 신호로서 출력 신호 ADCOUT을 제공한다.
I/F 컨버터들(640)로 주어지는 IDATA 신호는 계측 출력 신호 ADCOUT으로 디지털화될 데이터 신호를 나타낸다. 따라서, 온도 계측치가 주어질 때, 신호 IDATA는 온도 종속 PTAT 전류 IPTAT이다. 배터리 전압 계측치가 주어져야 할 때, 신호 IDATA는 전압 종속 전류 IBAT이다. 본 발명의 듀얼 기능 온도/전압 계측 방식에 따르면, 전압 종속 전류 IBAT와 온도 종속 전류 IPTAT는 스위치 S1에 연결되어, 주파수비 ADC와 교대로 연결된다. 스위치 S1이 제어 로직 블록(604)에 의해 주어진 선택 신호를 버스(614)를 통해 수신하여, 전류 IPTAT나 전류 IBAT 중 하나를, 디지털 변환을 위해 신호 IDATA로서 I/F 컨버터들(640)에 연결되도록 선택한다. 이런 방식으로, 센서 블록(606)의 디지털화 회로는 IDATA 신호로서 I/F 컨버터들로 연결되는 온도 계측치 또는 전압 계측치 중 하나를 가리키는 ADCOUT 신호를 제공한다.
계측된 배터리 전압 값들을 가지고, 제어 로직 블록(604)은 온도 계측 동작을 지속하기 충분한 배터리 전력이 있는지 여부를 판단할 수 있다. 일실시예에서, 센서 블록(606)은 배터리 전압이 1.1 볼트 이상일 대에만 작동한다. 따라서, 센서 블록(606)에 의해 주어진 배터리 전압 계측치가 배터리 전압이 1.1 볼트 미만임을 가리킬 때, 제어 로직 블록(604)은 power_save 신호를 인가해, 센서 블록(606)을 셧 다운한다.
도 17에서, 선택 신호, 오프셋 조정 및 이득 조정 신호들과 ADCOUT 출력 신호가 제어 로직 블록(604) 및 센서 블록(606) 사이에서 버스(614)를 통해 전송된다. 일실시예에서, 배터리 전력을 보존하기 위해, 대부분의 디지털화 회로는 계측 변환들 사이에 셧다운 되도록 설정되어 있으면서, 센서 블록과 로직 제어 블록 사이의 인터페이스 회로들이 계측치를 다시 받아야 할 때 센서 블록을 재시동하는데 필요로 되기 때문에 이 회로들에 거의 0에 가까운 정적(quiescent) 파워 드레인 (power drain)으로 계속 전력 공급이 이뤄지게 한다.
본 발명의 듀얼 기능 온도/전압 센서의 한 특징이, 온도 및 전압 계측치들이 디지털화 회로에 있어 동일한 오프셋 및 이득 조정 값들을 공유하도록 센서가 설정된다는 것이다. 구체적으로 말해, 선택된 온도 계측 포인트 (가령, 0℃)에서 PTAT 전류 IPTAT는, 선택된 전압 계측 포인트에서의 배터리 전류 IBAT와 같도록 설정되어야 한다. 이와 같은 방식으로, 전압 계측 오프셋 및 이득 조정 값들이 온도 계측치들을 추종하고, 두 계측치들 모두에 대해 단 한 세트의 오프셋 및 이득 조정 값들만이 필요로 된다.
위에서 논의된 것처럼, 본 발명의 주파수비 디지털화 온도 센서는 3 포트 선형성 정정 방법을 구현하고, 주파수비 디지털화 온도 센서는 안정화된 기준 클록 주파수를 제공하는 한편 온도 디지털화 선형성 에러들 역시 최소화시킨다. 안정화된 기준 클록 주파수가 클록 조정에 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따르면, 센서 블록(606)은 3 포트 선형성 정정 방법을 구현하도록 설정되고 기준 클록 신호가 버스(618)를 통해 공급된다. 그러면 기준 클록 신호는 제어 로직 블록의 클록 신호를 조정하는데 사용되도록 제어 로직 블록(604)으로 제공될 수 있다.
도 18은 도 17의 온도/전압 센서 블록에 병합될 수 있는 배터리 전류 및 PTAT 전류 선택 회로의 회로도이다. 도 17에 도시된, 배터리 전류 생성 회로 및 배터리 전류 및 PTAT 전류 선택 회로는 온도/전압 센서 블록(606)의 동작 원리들을 보이도록 간략화되어 있다. 도 18은 배터리 전압을 가리키는 전류를 생성하고, 배터리 전류나 온도 종속 PTAT 전류를 입력 신호 IDATA로서 I/F 컨버터들에 선택적으로 연결하는데 사용될 수 있는 배터리 전류 및 PTAT 전류 선택 회로(700)의 실제 구성을 도시한 것이다.
도 18을 참조할 때, 회로(700)에서, 배터리 전압 VBAT가 저항 R1과 R2로 이뤄진 저항 디바이터에 연결되어 있다. 배터리 전압 VBAT는 또한 power_save 신호에 의해 제어되는 스위치 S2를통해 전력 공급 전압 Vdd 노드에 연결된다. 따라서, 회로(700)에서, 저항들 R1 및 R2로 된 저항 디바이더 (그리고 관련 트랜지스터 M54)만 제외하면, 모든 회로가 전력 공급 Vdd 전압에 연결되어, 상술한 바와 같이 power_save 신호가 인가될 때 그 모든 회로가 배터리 전력에서 분리될 수 있도록 된다.
배터리 전압을 계측하기 위해, 한 쌍의 직렬 연결된 저항들 R1 및 R2가 배터리 전압 VBAT과 그라운드 전압 VSS 사이에 연결되어, 저항 디바이더를 형성한다. VBAT_sel 신호로 제어되는 NMOS 트랜지스터 M54가 저항 R2와 VSS 사이에 연결되어, 배터리 전압 계측이 선택될 때 저항 디바이더에 연결되게 되거나 배터리 전압 계측이 선택되지 않을 때 저항 디바이더에서 떨어진다. 트랜지스터 M54는 배터리 전압 계측이 선택될 때 인가되는 VBAT_sel 신호에 의해 제어된다. 동작시, 트랜지스터 M54는 저항 R1 및 R2를 통한 배터리 전류의 DC 경로를 끊어, 배터리 전압 계측치를 받지 않을 때 배터리 전력이 전력이 소모되지 않도록 한다. 트랜지스터 M54는 길이에 비해 매우 큰 너비 비율을 가지도록 설계되어, 트랜지스터 M54에 걸쳐 소량의 전압 강하(drop)만이 일어나게 된다. 즉, 트랜지스터 M54가 턴 온 되어 있을 때, 이 트랜지스터에 걸쳐 있는 저항값은 저항 R1 및 R2의 저항값들에 비해 무시할 수 있는 정도이다.
저항들 R1 및 R2로 된 저항 디바이더는 연산증폭기 (opamp)(730)의 제1입력 단자에 연결되는 전류 Inn를 공급한다. opamp(730)는 피드백 루프로 되어 있고, opamp(730)의 출력 단자는 PMOS 트랜지스터 M67을 구동하도록 연결되어 있다. PMOS 트랜지스터 M67은 배터리 전압 VBAT에 연결된 소스 단자를 포함하고, 자신의 드레인 단자에서 전류 Inp를 제2입력 단자로 공급한다. opamp(730)의 출력 단자는 또, 배터리 전압 VBAT을 가리키는 드레인 전류 IBAT를 제공하기 위한 PMOS 트랜지스터 M56을 구동하도록 연결되어 있다. 트랜지스터 M67은 트랜지스터 M56의 10배로 서 입력 전류 Inn 및 Inp는 많은 전류 값들을 가질 수 있게 하는 한편 트랜지스터 M56에서의 출력 전류 IBAT는 작은 전류 레벨을 유지한다. 구체적으로, 트랜지스터 M67과 M56의 트랜지스터 비율이 10:1인 것을 사용하여, 전류 Inn과 Inp가 더 큰 값들을 가질 수 있으면서도 저항 R1 및 R2의 저항값들은 작게 유지될 수 있게 된다. 즉, 전류 Inn 및 Inp에 대해 더 작은 전류 값들을 얻기 위해 저항 R1 및 R2에 대해 큰 저항값들을 사용할 필요가 없다. 저항 R1 및 R2의 저항값들이 작고 입력 전류 Inn 및 Inp가 클 때에도, M67/M56의 비율 조정된 트랜지스터들의 사용에 의해 트랜지스터 M56에서의 전류 IBAT는 작게 유지된다. 일실시예에서, 전류 Inn 및 Inp는 20 ㎂의 범위 내에 있고, 전류 IBAT는 2 ㎂ 범위 내에 있다.
다른 실시예에서, opamp(730)은 제1 및 제2입력 단자들 사이의 오프셋 전압 에러들을 최소화하기 위해 초퍼(chopper) 방식을 구현한다.
이 실시예에서, 배터리 전압 계측의 정확도는 저항 트림(trim) 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(720)의 사용으로 보장된다. 더 상세히 말하면, 제조 공정 변동이 저항 R1 및 R2의 저항값들의 변동을 일으킬 수 있다. 저항값들의 변동은, 배터리 전류 IBAT가 제조 공정 변동에 민감하게 되지 않도록 저항 트림 DAC(720)에 의해 조정된다. 이 예에서, 저항 트림 DAC는 각 트림 저항에 연결된 PMOS 트랜지스터를 포함한다. 직렬 트림 트랜지스터-저항 쌍이 주어져, 저항 R1 및 R2 저항값들의 정밀한 조정(trimming)을 가능하게 한다. 하나 이상의 트랜지스터들이, 하나 이상의 트림 저항들을 선택하는 트리밍 프로그램 코드 W0 내지 Wn에 의해 턴 온 된 다. 상기 저항 트림 DAC의 구조는 단지 예를 든 것으로 본 발명의 다른 실시예들에서 다른 트림 회로 구성이 활용될 수 있다. 또, 저항 트림 DAC(720)는 옵션으로서, 본 발명의 다른 실시예들에서 생략이 가능하다.
PMOS 트랜지스터 M56과 함께 opamp(730)에 의해 생성되는 배터리 전류 IBAT와, 온도 종속 PTAT 전류 IPTAT는 I/F 컨버터들(640)에 입력 신호 IDATA로서 스위치 가능하게 연결된다. 이 실시예에서, 배터리 전류 IBAT는 스위치 S71을 통해 IDATA 단자에 연결되고, 한편 전류 IPTAT는 스위치 S72를 통해 IDATA 단자에 연결된다. 스위치 S71은 VBAT_sel 신호에 의해 제어되고 스위치 S72는 IP_sel 신호에 의해 제어된다. VBAT_sel 신호와 IP_sel 신호는 상호보완적이고 겹쳐지지 않는 신호들이다. VBAT_sel 신호가 인가될 때, IP_sel 신호는 인가되지 비인가되어, 배터리 전류 IBAT가 IDATA 단자에 연결되게 된다. VBAT_sel 신호가 비인가될 때, IP_sel 신호가 인가되어 PTAT 전류 IPTAT가 IDATA 단자에 연결되어 진다.
배터리 전류나 PTAT 전류가 공급되지 않을 때, 그 전류는 다른 경로를 지나 그라운드로 보내져, 미사용 전류가 센서 블록의 동작에 영향을 미치지 못하게 한다. 이 실시예에서, PMOS 트랜지스터 M58과 다이오드-연결 NMOS 트랜지스터 M63은 배터리 전류 IBAT에 대한 다른 전류 경로를 제공한다. VBAT_sel 신호가 인가되지 않을 때, 트랜지스터 M58이 턴 온 되어 배터리 전류 IBAT가 트랜지스터 M63을 통해 그라운드 노드 VSS로 소모되게 한다. VBAT_sel 신호가 인가될 때 트랜지스터 M58이 개방 회로로 되어, 모든 배터리 전류가 스위치 S71을 통해 IDATA 단자로 가게 된다.
PTAT 전류 측에서, PMOS 트랜지스터 M64와 다이오드-연결 NMOS 트랜지스터 M66는 PTAT 전류 IPTAT에 대한 다른 전류 경로를 제공한다. IP_sel 신호가 인가되지 않을 때, 트랜지스터 M64가 턴 온 되어 전류 IPTAT가 트랜지스터 M66을 거쳐 그라운드 노드 VSS로 소진되게 한다. 트랜지스터 M66는 IP_sel 신호가 인가될 때 개방 회로가 되어, 모든 PTAT 전류가 스위치 S72를거쳐 IDATA 단자로 보내지게 된다.
위에서 논의된 본 발명의 RFID 온도 로거는 온도 계측 기능 및 배터리 전압 모니터링 기능을 가진 RFID를 구현한다. 또 RFID 온도 로거는, 외부 크리스털 오실레이터가 필요로 되지 않기 때문에 감축된 개수의 구성요소들로서 구현될 수 있게 된다. RFID 온도 로거는 계측이 행해지지 않을 때 모든 디지털 회로로의 전력을 다운시켜 배터리 효율성을 도모한다. 본 발명의 RFID 온도 로거는 RFID 시스템들 안에서, 정비되어 있고 용이한 어플리케이션들이 존재할 수 있도록 한다.
위의 세부적인 내용들은 본 발명의 특정 실시예들을 예시하기 위해 주어진 것으로, 제한의 의도로 사용된 것이 아니다. 본 발명의 범위 안에서 수많은 변형과 치환이 행해질 수 있다. 본 발명은 이하의 청구항들로서 규정된다.
본 발명에 의해, 온도에 대한 디지털 온도 출력 내의 선형성 에러를 상쇄할 수 있다.

Claims (23)

  1. 주파수비 디지털화 (frequency ration digitizing) 온도 센서(10)에 있어서,
    절대 온도에 비례하는 전류 ("PTAT 전류") 및 절대 온도에 보충적인(complementary) 전류 ("CTAT 전류")를 제공하는 온도 센싱 회로(20);
    온도 센싱 회로에 연결되어, PTAT 전류 및 CTAT 전류를 수신하고, PTAT 전류 및 CTAT 전류의 가중된 합으로부터 일차 온도와 무관한 제1전류를 생성하고, 제1전류와 제1비율의 PTAT 전류 합인 제1정정 전류를 더 생성하고, PTAT 전류를 가리키는 제1출력 전류, 제1정정 전류를 제1저항에 인가해 생성된 제1출력 전압, 제1정정 전류를 가리키는 제2출력 전류, 및 제1전류를 제2저항에 인가해 생성된 제2출력 전압을 제공하는 입력 생성 회로(30); 및
    제1출력 전류 및 제1출력 전압을 수신하는 데이터 오실레이터 및 제2출력 전류 및 제2출력 전압을 수신하는 기준 오실레이터를 포함하여, 선형성 정정 (linearity-corrected) 온도 출력 신호를 생성하는 주파수비 아날로그-디지털 컨버터를 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수비 아날로그-디지털 컨버터는,
    입력 생성 회로로부터 제1출력 전류 및 제1출력 전압을 수신하여, PTAT 전류를 가리키는 제1주파수 출력 신호를 제공하는 데이터 오실레이터인 제1전류-주파수 컨버터(40);
    입력 생성 회로로부터 제2출력 전류 및 제2출력 전압을 수신하여 기준 주파수가 되는 제2주파수 출력 신호를 제공하는, 기준 오실레이터인 제2전류-주파수 컨버터(50);
    제1주파수 출력 신호를 수신하여 변환 주기 동안의 제1주파수 출력 신호의 클록 사이클 수를 가리키는 제1디지털 카운트 값을 생성하는 제1카운터 회로(60);
    제2주파수 출력 신호를 수신하여 제2주파수 출력 신호의 클록 사이클 수를 가리키는 제2디지털 카운트 값을 생성하고, 이때 상기 변환 주기는 제2주파수 출력 신호의 소정 클록 사이클 수에 의해 규정되게 되는 제2카운터 회로(70); 및
    제1디지털 카운트 값에서 제2디지털 카운트 값을 빼고, 온도 출력 신호를 제공하는 뺄셈 회로(80)를 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1출력 전류는 PTAT 전류의 복제본이고, 제1정정 전류 또는 제1정정 전류의 복제본이 제1저항으로 인가되어 제1출력 전압을 생성하도록 함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제1정정 전류 또는 제1정정 전류의 복제본은 제2출력 전류로서 인가됨을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  5. 제1항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    제2비율의 PTAT 전류와 제3비율의 CTAT 전류를 합산하여, 온도에 대해 비선 형 특성을 가지는 제1전류를 생성하도록 연결된 제1합산 회로(106); 및
    제1전류 및, PTAT 전류의 작은 비율인 제1비율의 PTAT 전류를 합산하여, 제1정정 전류를 생성하도록 연결되는 제2합산 회로(116)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  6. 제5항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    PTAT 전류를 수신하고, PTAT 전류에 제1정정 인자를 인가해 제1비율의 PTAT 전류를 생성하도록 하는 제1버퍼(114)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제1정정 인자는 0.15 미만의 값을 가짐을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  8. 제6항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    제1전류를 수신하여 1 마이너스 제1정정 인자 (1-제1정정 인자)인 제2정정 인자를 제1전류에 인가하여 정규화된 제1전류를 생성하고, 그 정규화된 제1전류를 제2합산 회로로 제공해 제1비율의 PTAT 전류와 합산되게 하는 제2버퍼(212)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  9. 제1항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는, 제1전류 및, 제1비율과 다른 제4비 율의 PTAT 전류를 더한 값인 제2정정 전류를 더 생성하고, 제2정정 전류를 제2저항에 인가하여 제2출력 전압을 생성함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  10. 제9항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    제2비율의 PTAT 전류와 제3비율의 CTAT 전류를 합하여, 온도에 대해 비선형 특성을 가진 제1전류를 생성하도록 연결된 제1합산 회로(206);
    제1전류 및, PTAT 전류의 작은 비율인 제1비율의 PTAT 전류를 합하여, 제1정정 전류를 생성하도록 연결된 제2합산 회로(216); 및
    제1전류 및, PTAT 전류의 작은 비율로서 제1비율과는 다른 제4비율의 PTAT 전류를 합산하여, 제2정정 전류를 생성하도록 연결된 제3합산 회로(226)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  11. 제10항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    PTAT 전류를 수신하고, 제1정정 인자를 PTAT 전류에 인가하여 제1비율의 PTAT 전류를 생성하도록 하는 제1버퍼(214); 및
    PTAT 전류를 수신하고, 제2정정 인자를 PTAT 전류에 인가하여 제4비율의 PTAT 전류를 생성하도록 하는 제2버퍼(222)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  12. 제11항에 있어서, 상기 입력 생성 회로는,
    제1전류를 수신하여 1 마이너스 제1정정 인자인 (1-제1정정 인자) 제3정정 인자를 제1전류에 인가하여 제1정규화된 제1전류를 생성하고, 제1정규화된 제1전류를 제2합산 회로로 제공해 제1비율의 PTAT 전류와 합산되게 하는 제3버퍼(212); 및
    제1전류를 수신하여 1 마이너스 제2정정 인자인 (1-제2정정 인자) 제4정정 인자를 제1전류에 인가하여 제2정규화된 제1전류를 생성하고, 제2정규화된 제1전류를 제3합산 회로로 제공하여 제4비율의 PTAT 전류와 합산되게 하는 제4버퍼(224)를 더 포함함을 특징으로 하는 주파수비 디지털화 온도 센서.
  13. 선형성 정정 (linearity-corrected) 온도 출력 신호 생성 방법에 있어서,
    절대 온도에 비례하는 전류 ("PTAT 전류") 및 절대 온도에 보충적인(complementary) 전류 ("CTAT 전류")를 제공하는 단계;
    PTAT 전류 및 CTAT 전류의 가중된 합으로부터 일차 온도와 무관한 제1전류를 생성하는 단계;
    제1전류 및 제1비율 PTAT 전류 합인 제1정정 전류를 생성하는 단계;
    PTAT 전류를 가리키는 제1출력 전류를 생성하는 단계;
    제1정정 전류를 제1저항에 인가해 제1출력 전압을 생성하는 단계;
    제1정정 전류를 가리키는 제2출력 전류를 생성하는 단계;
    제1전류를 제2저항에 인가해 생성된 제2출력 전압을 생성하는 단계; 및
    제1출력 전류 및 제1출력 전압을 주파수비 아날로그-디지털 컨버터의 데이터 오실레이터와 연결하고, 제2출력 전류 및 제2출력 전압을 주파수비 아날로그-디지털 컨버터의 기준 오실레이터로 연결하여, 선형성 정정 온도 출력 신호를 생성하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제1 및 제2출력 전류와 제1 및 제2출력 전압들을 주파수비 아날로그-디지털 컨버터에 연결하여 선형성 정정 온도 출력 신호를 생성하는 단계는,
    제1출력 전류 및 제1출력 전압을 제1전류-주파수 컨버터로 제공하여, PTAT 전류를 가리키는 제1주파수 출력 신호를 생성하도록 하는 단계;
    제2출력 전류 및 제2출력 전압을 제2전류-주파수 컨버터로 제공하여, 기준 주파수가 되는 제2주파수 출력 신호를 생성하도록 하는 단계;
    변환 주기 동안의 제1주파수 출력 신호의 클록 사이클 수를 카운트하여 제1디지털 카운트 값을 제공하는 단계;
    제2주파수 출력 신호의 클록 사이클 수를 카운트하여 제2디지털 카운트 값을 제공하고, 이때 상기 변환 주기는 제2주파수 출력 신호의 소정 클록 사이클 수에 의해 규정되는 단계; 및
    제1디지털 카운트 값에서 제2디지털 카운트 값을 빼서 온도 출력 신호를 생성하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    제1전류 및, 제1비율과 다른 제4비율의 PTAT 전류를 합산한 제2정정 전류를 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제2출력 전압을 생성하는 단계는, 제2정정 전류를 제2저항에 인가하여 제2출력 전압을 생성하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  16. 제13항에 있어서, 상기 제1출력 전류는 PTAT 전류의 복제본이고, 제1정정 전류 또는 제1정정 전류의 복제본이 제1저항으로 인가되어 제1출력 전압을 생성하도록 함을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제1정정 전류 또는 제1정정 전류의 복제본은 제2출력 전류로서 인가됨을 특징으로 하는 방법.
  18. 제13항에 있어서, 상기 PTAT 전류 및 CTAT 전류의 가중된 합으로부터 일차 온도와 무관한 제1전류를 생성하는 단계는,
    제2비율의 PTAT 전류와 제3비율의 CTAT 전류를 합산하여, 온도에 대해 비선형 특성을 가지는 제1전류를 생성하도록 하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법.
  19. 제13항에 있어서, 상기 제1전류 및 제1비율의 PTAT 전류를 합한 제1정정 전류를 생성하는 단계는,
    PTAT 전류에, 제1정정 인자를 인가해, PTAT 전류의 작은 비율인 제1비율의 PTAT 전류를 생성하는 단계; 및
    제1전류 및 제1비율의 PTAT 전류를 합산하여 제1정정 전류를 생성하도록 하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 방법
  20. 제19항에 있어서, 상기 제1정정 인자는 0.15 미만의 값을 가짐을 특징으로 하는 방법.
  21. 회로 일부에 전력을 공급하도록 배터리 전압 제공 배터리(620)에 연결되어 있는 반수동(semi-passive) 무선 주파수 식별 (RFID) 태그(600)에 있어서,
    RF 신호를 송수신하는 RF 통신 블록(602);
    주변 온도와 배터리 전압을 교대로 계측하기 위한 주파수비 디지털화 온도 센서를 구비한 센서 블록(606); 및
    RF 통신 블록 및 센서 블록과 통신하고, RF 통신 블록과 센서 블록의 동작을 제어하고, 센서 블록에 의해 발생 된 온도 및 전압 계측 데이터를 저장하는 제어 로직 블록(604)을 포함한을 특징으로 하는 반수동 무선 주파수 식별 태그.
  22. 제21항에 있어서, 상기 제어 로직 블록은 시스템 클록에 기초해 동작하고, 센서 블록이 제어 로직 블록에 기준 클록을 제공해 제어 로직 블록의 시스템 클록을 조정하는데 사용하게 함을 특징으로 하는 반수동 무선 주파수 식별 태그.
  23. 제21항에 있어서, 상기 주파수비 디지털화 온도 센서는,
    절대 온도에 비례하는 전류 ("PTAT 전류") 및 절대 온도에 보충적인(complementary) 전류 ("CTAT 전류")를 제공하는 온도 센싱 회로(625);
    배터리 전압에 비례하는 배터리 전류를 제공하는 배터리 전압 계측 회로;
    온도 센싱 회로에 연결되어, PTAT 전류 및 CTAT 전류를 수신하고, PTAT 전류 및 CTAT 전류의 가중된 합으로부터 일차 온도와 무관한 제1전류를 생성하고, 제1전류와 제1비율의 PTAT 전류 합인 제1정정 전류를 더 생성하고, PTAT 전류를 가리키는 제1출력 전류, 제1정정 전류를 제1저항에 인가해 생성된 제1출력 전압, 제1정정 전류를 가리키는 제2출력 전류, 및 제1전류를 제2저항에 인가해 생성된 제2출력 전압을 제공하는 입력 생성 회로(630);
    제1출력 전류 및 배터리 전류를 수신하여, 선택 신호에 기초해 제1출력 전류와 배터리 전류 가운데 하나를 선택 전류로서 선택하는 선택 회로 (S1); 및
    선택 전류 및 제1출력 전압을 수신하는 데이터 오실레이터 및 제2출력 전류 및 제2출력 전압을 수신하는 기준 오실레이터를 포함하여, PTAT 전류 및 배터리 전류 중에 선택된 것을 가리키는 선형 정정 디지털 출력 신호를 생성하는 주파수비 아날로그-디지털 컨버터(640 및 660)를 포함함을 특징으로 하는 반수동 무선 주파수 식별 태그.
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