KR20070085218A - 저항성 열손실 압력 센서의 작동 방법 - Google Patents

Abstract

저항으로 가열된 열-손실 압력 게이지에서, 전류는 상이한 듀티 사이클에서 감지 부재와 보상 부재 사이에서 스위칭된다. 그 결과, 감지 부재는 보상 부재에 대해 상대적으로 가열된다. 고정된 저항이 적어도 보상 부재와 직렬로 배치된다. 전류 소스는 감지 부재의 저항이 보상 부재 및 고정된 저항 부재의 결합 저항과 일치하는 온도까지 감지 부재를 가열한다.

Description

저항성 열손실 압력 센서의 작동 방법{METHOD OF OPERATING A RESISTIVE HEAT-LOSS PRESSURE SENSOR}

본 출원은 2005년 6월 7일자 출원된 미국특허출원 11/146,721호의 연속출원이며, 2005년 3월 1일자 출원된 미국특허출원 11/070,819호의 연속출원이고, 2004년 7월 28일자 출원된 미국특허출원 10/900,504의 일부계속출원이다. 상기 미국특허출원들의 명세서와 기술내용은 본 명세서에서 참조로 포함된다.

가스를 통한 열전도율은 가스 압력의 함수이다. 따라서, 소정의 조건하에서, 가열된 가지 부재로부터의 열전도율 측정은 적절한 계측기를 이용하여 가스 압력을 측정하는데 사용될 수 있다. 이러한 원리는 공지된 피라니(Pirani) 게이지에 사용된다.

대다수의 피라니 게이지는 휘트스톤 브리지의 각각의 다리(leg)에 온도 감응 감지 및 보상 저항기들을 포함한다. 보상 저항기는 두 개의 저항기를 통해 인가된 전류에 의해 자체-발열을 최소화하는 크기로 구성되어 있다. 감지 저항기의 발열에 의한 결과적인 저항 차이는 주위환경의 압력을 나타내게 된다.

최근 미국특허 6,658,941에 개시된 열손실 게이지 구현에서, 감지 부재와 보상 부재는 유사한 치수를 갖지만, 추가의 가열 전류가 감지 부재에 인가되어 감지 부재의 온도를 올린다. 즉, 감지 부재의 온도 상승으로 인한 감지 부재와 보상 부재의 상대 저항이 주위환경 압력을 나타내게 된다. 이러한 예는 휘트스톤 브리지에 의존하지만, 또 다른 예는 감지된 저항에 응답하는 피드백 회로의 제어 하에서 저항 부재를 통한 전류의 고정된 비율에 의존한다.

본 발명은 거의 정밀하지 않은 부품들에 의존하여 비용을 절감하면서 높은 성능을 발휘할 수 있는 열-손실 게이지의 개선에 관한 것이다. 본 발명은 미국특허 6,658,941의 예에서처럼 전류 소스 비율을 제어하기보다는, 비대칭 스위칭 기술을 이용하여 감지 및 보상 부재에 대한 전력을 제어한다.

전기 소스는 감지 부재와 보상 부재 사이에, 바람직하게는 공통 전류 소스로부터 전류를 스위칭하도록 접속된다. 전류는 보상 부재에 비해 감지 부재를 가열시키기 위해 더 오랜 듀티 사이클 동안 감지 부재에 인가된다. 측정 회로는 감지 부재와 보상 부재의 전기적 응답에 기초하여 부재들이 노출되는 환경의 가스 압력을 측정한다.

소정의 실시예들에서, 전류는 고정된 듀티 사이클로 감지 부재와 보상 부재에 인가되고 전류 레벨이 제어된다. 다른 실시예에서, 인가된 전류는 고정되고 삼지 부재와 보상 부재 중 적어도 하나에 대한 전류의 듀티 사이클이 제어된다. 또 다른 실시예에서, 전류와 듀티 사이클이 제어된다.

가스 압력은 감지 부재 및/또는 감지 부재 양단의 결과적인 전압을 통해 가열 전류의 레벨에 기초하여 결정될 수 있다.

다양한 실시예에서, 보상 부재는 고정된 저항 부재와 직렬로 배치된다. 전기 소스는 전류를 인가하여 감지 부재를 소정의 온도까지 가열시키며, 상기 온도는 감지 부재의 저항이 보상 부재 및 고정된 저항 부재의 결합 저항과 일치하는 온도이다. 소정의 실시예에서, 고정된 저항 부재는 보상 부재와 직렬로만 배치되며, 보상 부재 및 고정된 저항 부재 양단의 전압은 감지 부재 양단의 전압과 비교되어 스위칭된 전류를 제어한다. 다른 실시예들에서, 고정된 저항 부재는 감지 부재 및 보상 부재와 직렬로 배치되고, 고정된 저항 부재 양단의 전압은 감지 부재와 고정된 저항 부재 양단의 전압의 비교를 위해 보상 부재와 고정된 저항 부재 양단의 전압에 추가된다.

본 발명의 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면에 예시된 것처럼 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 하기 설명에서 자명하게 나타날 것이다. 첨부된 도면에서 유사한 참조부호는 상이한 도면들에서 동일한 부분을 나타낸다. 도면은 축적대로 도시되지 않았으며, 본 발명의 원리를 설명하기 위한 부분은 강조되게 도시되었다.

도 1은 본 발명의 일 실시예를 도시한다.

도 2는 도 1의 실시예를 보다 상세하게 도시한다.

도 3은 동시 검출 기술을 이용하여 열전자 효과를 감소시키도록 설계된 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한다.

도 4는 접속 경로에서 스트레이(stray) 저항의 효과를 방지하는 또 다른 실 시예를 도시한다.

도 5는 전류 듀티 사이클을 바꾸는 또 다른 실시예를 도시한다.

이제 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명한다.

도 1은 본 발명을 구현하는 제어 및 측정 회로의 간략한 도이다. 센서 제어 회로의 목적은 감지 부재(Rs)의 온도가 보상 부재(Rc)의 온도 위에서 정밀하게 고정된 양으로 유지되게 하는 것이다. 이를 수행하는데 필요한 감지 부재 양단의 전압 및/또는 감지 부재를 통과하는 전류가 측정되고 그 후에 특허 6,023,979호와 6,658,941호에 개시된 방식으로 압력으로 변환되며, 상기 특허들은 본 명세서에서 참조로 포함된다. 종속 전류 소스(11)로부터의 전류는 스위치(S3)를 이용하여 감지 부재(Rs)와 보상 부재(Rc)를 통해 교호적으로 스위칭된다. 전류가 감지 부재(Rs)를 통해 흐르는 각각의 사이클 동안의 시간은 전류가 보상 부재(Rc)를 통해 흐르는 시간에 비례하여 크다. 따라서, Rs에서 소산된 평균 전력은 Rc에서 소산된 것보다 크며, 이는 Rs가 Rc보다 높은 온도를 야기하게 한다.

저압에서 열은 저항기로부터 주위환경으로 쉽게 전도되지 않는다. 그 결과, 저압에서, 저항(Rs)은 주어진 입력에 의해 큰 양으로 증가하거나, 주어진 저항으로 증가시키기 위해 보다 작은 전력 입력을 필요로 할 것이다. 저항(Rs)이 저항(Rc)보다 증가하는 범위는 비온도 의존 차동 저항(Rc)을 Rc와 직렬로 접속시키고 저항(Rs)을 Rs가 Rc와 Rd를 더한 것과 같은 레벨까지 구동함으로써 결정된다. 저항의 상등관계를 유지시키는데 필요한 전기 입력은 압력을 계산하는데 사용될 수 있 다. 예컨대 대안적인 방법은 직렬 저항(Rd)을 사용하지 않고 마이크로프로세서에서 디지털화되고 처리되는 Rs 및 Rc의 측정치에 의존할 수 있다.

이러한 프로세스의 사이클 기간은 전류가 전후로 스위칭할 때 부재들의 온도 및 이로 인한 저항이 바뀌지 않도록 센서 와이어의 열적 시상수보다 매우 짧게 유지된다.

고정된 저항기(Rd)는 Rc와 직렬로 삽입되어 온도-의존 및 비온도-의존 저항의 합을 형성한다. 스위치(S3)가 전류 소스(I1)로부터 Rc를 통과할 때, S1은 폐쇄되고 커패시터(C1)가 Rd의 상부에 나타난 피크 전압(V2)(신호 v1)으로 충전된다. 다음에, S3 이 I1으로부터 Rs까지 전류를 스위칭할 때, S1은 개방되고 S2는 폐쇄되며, 커패시터(C2)를 Rs의 상부에 나타난 피크전압(V2)(신호 v2)까지 충전한다. 따라서, 전압(V1과 V2)은 신호(v1과 v2)의 피크 값으로 충전된다.

Rs와 Rc의 하부측은 함께 접속되기 때문에, Rs의 저항 = Rc + Rd 일 때 V1은 V2와 같다. 차이(V1-V2)는 동일한 전압과 동일한 저항의 조건을 유지하도록 종속 전류 소스(I1)를 적절한 레벨로 구동시키는 고이득 적분 증폭기(A1)에서 증폭된다. 증폭기(A1)의 이득은 V1과 V2 사이의 오차를 무시할 정도로 유지시키기에 충분히 높으며, 증폭기(A1)의 시간 응답은 스위칭 사이클 시간 동안 전류 소스(I1)가 값을 바꿀 수 없게 하기에 충분히 느리다.

전류 미터(Is)는 감지 부재 전류를 측정한다. 게이지의 안정한 압력을 위해, 증폭기(A1)는 스위칭 사이클의 부분들에 대해 동일한 I1의 전류를 홀딩하며, 이는 미터(Is)를 통과하는 전류가 소스의 전류(I1)의 것과 동일한 안정한 DC 레벨 이 되게 한다. 따라서, 전류 미터(Is)에서 측정된 전류는 피크 감지 부재 전류(Is)와 동일하고, 이는 소스의 전류(I1)와 동일하다. Rs 양단의 평균 전압은 전류 스위칭 사이클의 사이클 시간보다 다소 긴 시정수를 갖는 RC 필터의 C3 양단에서 전개된다. 평균 감지 부재 전압(Vs)과 전류(Is)는 표준 A/D 변환 기술을 이용하여 디지털 형태로 변환된다. 다음에 디지털 프로ㅔ서는 특허 6,023,979호 및 6,568,941호에 개시된 것과 같은 실험적인 3-D 표면 피팅(fitting) 기술을 이요하여 전개된 알고리즘을 이용하여 Vs와 Is의 함수로서 압력을 계산한다

본 발명의 스위칭 구조는 미국특허 6,658,941의 도 7의 예에 사용된 정밀한 부품을 감소시킬 수 있다. 종래 구조에서, 두 개의 전류 소스는 정밀한 전류비를 갖는다. 이를 위해, 매칭된 이중 동작 증폭기와 정밀 저항이 사용된다. 또한 정밀 저항은 전류 소스를 제어한 피드백 회로에서 정확한 다중 비율을 제공하는데 사용된다. 본 발명의 구조에서, 단일 전류 소스는 회로의 양 다리에 전류를 인가한다. 또한, 전압(v1과 v2)은 다른 전압에 대해 분할된 전압을 가질 필요없이 증폭기(A1)로 직접 되돌아가도록 제공된다. 전류 및 전압의 비율을 정밀하게 제어하기 보다는, 본 발명의 구조는 저비용 디지털 회로에 의해 쉽게 제어되는 시간 비율에 의존한다.

실제 기능하는 회로 구조가 도 2에 도시되어 있다. 이러한 회로에서, 타이밍 회로는 디지털 타이밍 신호(B,C,D)를 생성하여 전류가 보상 부재로 스위칭된 후에 S1이 폐쇄되고 전류가 감지 부재로 스위칭되기 전에 개방되며, 전류가 감지 부재로 스위칭된 후에 S2가 폐쇄되고 전류가 보상 부재로 스위칭되기 전에 개방되는 것을 보장한다.

이러한 회로에서, 전류 소스(I1)는 FET(Q1) 및 저항기(R1 및 R2)로 구성된다. 스위치(S3)는 각각의 타이밍 신호(B와 A)에 의해 구동된 FET(Q2 및 Q3)를 포함한다. 3kHz 이상의 사이클 주파수가 열적 시상수 문제를 제거하는 것을 실험 데이터로부터 알 수 있었고, 주파수가 10kHz가 되도록 선택하였다. 스위칭 듀티 사이클은 보상 부재에 대해 25%, 그리고 감지 부재에 대해 75%로 설정되었다. 비록 듀티 사이클이 거의 50%에 이르도록 동작하지만, 짧은 듀티 사이클은 보상 부재의 바람직하지 않은 자체-발열을 감소시킨다.

25% 이하의 듀티 사이클에서는, 보상 부재 온도는 장치의 주위 인벨로프 온도에 대해 밀폐된 채로 유지될 수 있으며, 이는 불필요한 전력 소산과 케이스 온도 상승을 최소화한다. 전력 소산과 이로 인한 보상 부재의 온도 상승은 감지 부재의 1/(보상기-대-센서 시간 비율)² 보다 다소 작다(약 80%). 예컨대, 만약 감지 부재가 70℃의 온도로 상승하고 보상 부재가 시간의 20%로 전력이 공급된다면, 보상 부재는 감지 부재와 감지 부재의 온도 상승이 약 0.8×(1/16)×70℃=3.5℃가 되는 한 전류의 1/4를 저도시킨다.

트랜스듀서와 상호접속 와이어링의 온도 기울기는 제어 및 측정 회로의 작은 DC 오차를 발생시킬 수 있으며, 그로 인해 압력 측정 오차와 불안정을 유발한다. 이러한 열전자 효과는 전압 소스(V_{th -c} 및 V_{th -s})로서 도 3에 도시되어 있다. 상기 개시된 방법은 열전자 효과가 a.c. 동기 검출 스킴을 이용하여 제거될 수 있도록 추가로 개선될 수 있다. 전류는 두 개의 부재들 사이에서 교호적으로 스위칭될 수 있기 때문에, 각각의 부재 양단의 전압은 각각의 개별 사이클 상태 동안 검출될 수 있다. 잔류 열전자 오차 전압은 모든 검출(reading)에서 존재하고 이로써 상쇄되기 때문에, 주어진 엘리먼트 양단에 전개된 두 개의 검출된 전압들 사이의 차는 보다 정확한 저항과 가열 전압 측정을 제공한다.

이러한 방법은 하기 추가 특징을 가지며 도 1에 개시된 것과 유사하게 작동한다. 신호(v1)가 샘플링되고 홀딩되며, 켜패시터(C1)에 V1을 저장하는 시간 동안, 신호(v2)는 동시에 샘플링되고 홀딩되며, C3에 V3를 저장한다. 다음에, 신호(v2)는 샘플링되고 홀딩되며 커패시터(C2)에 V2를 저장할 때, 신호(v1)는 동시에 샘플링되고 홀딩되며, 커패시터(C4)에 V4를 저장한다. 네 개의 커패시터에 저장된 네 개의 DC 전압은 신호(v1과 v2)의 하기 일시적인 전압 성분을 나타낸다:

V1 = 전류가 보상 부재를 통과할 때 Rc 및 Rd + V_{th - c} 의 양단 전압

V2 = 전류가 감지 부재를 통과할 때 Rs + V_{th - s} 의 양단 전압

V3 = 전류가 보상 부재를 통과할 때 Rs + V_{th - s} 의 양단 전압

V4 = 전류가 감지 부재를 통과할 때 Rc 및 Rd + V_{th - c} 의 양단 전압

V_{th -c}는 보상 부재 상의 전압을 측정할 때 발생하는 바람직하지 않은 열전자 전압이고, V_{th -s}는 감지 부재 상의 전압을 측정할 때 발생하는 바람직하지 않은 열전자 전압이다.

동일한 이득을 갖는 기구(instrumentation) 증폭기(A2 및 A3)는 V1-V4 및 V2-V3에 비례하는 출력 전압을 각각 생성한다. V_{th -c} 및 V_{th -s}의 효과는 이들 두 개의 증폭기의 출력에서 모두 제거된다. 이들 두 개의 증폭기 출력은 이미 개시한 방법과 같이 피드백 루프의 고이득 적분 증폭기(A1)와 종속 전류 소스(I1)을 이용하여 동일하게 유지된다. 이는 Rs = Rc + Rd 가 되게 한다.

감지 부재 가열 전압은 전압차(V2-V3)를 측정하고, 또한 V_{th -s}의 효과를 제거함으로써 감지된다. 따라서, 열전자 오차는 이처럼 개선된 방법을 이용하여 제어 및 측정 기능에서 제거된다.

일부 구조는 접속 경로에서 제어되지 않는 스트레이 저항의 영향을 피하는 방식으로 고정된 저항기가 보상 부재와 직렬로 배치될 수 있는 문제점을 야기한다. 이러한 문제점은 두 개 대신 세 개의 전압차를 적분 증폭기로 합함으로써 미국특허 6,658,941의 도 8에서 다루고 있으며, 이러한 방법은 본 명세서에서 유사하게 사용될 수 있다. 그러나, 본 발명의 스위칭 구조는 도 4의 교호 방법을 가능하게 한다. 도 4의 회로는 감지 부재가 보상 부재의 저항 이상으로 오옴 상수 만큼 증가하게 하는 방식으로 수정 전류가 모든 엘리먼트들에 인가되게 한다.

스위칭 구조에서, 여기 전류는 고정된 저항기를 통과하고, 이러한 고정된 저항기 양단의 전압은 접속부로부터 보상 부재까지 샘플링된 전압에 추가된다. 이는 다수의 방식으로 이루어질 수 있지만, 도 4에 예시된 방법은 "스위칭 커패시터" 기술을 사용하는 것이며, 여기서 부동 커패시터는 전류 듀티 사이클의 긴 위상 동안 고정된 저항기 양단의 전압으로 충전된다. 스위치 배열을 통해, 커패시터는 부상 부재 전압에 대해 샘플-및-홀딩 커패시터를 두 개의 전압의 합으로 충전하기 위하여 전류 듀티 사이클의 짧은 위상 동안 보상 부재 상의 감지 전압과 직렬로 접속된다. 이는 세 개의 아날로그 스위치 및 하나의 커패시터를 원래의 회로에 추가함으로써 달성된다.

이러한 새로운 방법은 비용감소 뿐만 아니라 보다 우수한 성능을 제공하는 전위를 갖는다. 이전의 DC 방법은 작은 온도 기울기로부터의 유발되는 열전자 오차에 관한 것이다. 이러한 방법은 보다 높은 전압 신호 레벨을 만드는 장점을 가지며, 신호 레벨에 비해 작은 열전자 오차를 만든다. 게다가, 이전 방법과 같이 존재할 때 전력 비율이 증가할 때 신호 레벨 손실이 존재하지 않는다. 따라서, 보상 부재는 감지 부재의 전력 레벨에 비례하는 훨씬 낮은 전력 레벨에서 동작할 수 있으며, 이는 바람직하지 않은 열 소산을 감소시킨다. 이러한 방법은 펄스 모드로 동작하기 때문에, 도 4의 AC 측정 기술을 이용하고, 모든 열전자 불안정성을 제거함으로써 성능 개선을 추가로 달성할 수 있다. 증가된 기구 성능의 중요한 장점은 구현될 수 있는 추가된 압력 범위이다.

도 4에서, 고정된 저항(Rd)는 감지 및 보상 부재(Rs 및 Rc) 모두와 직렬로 연결된다. 따라서, 저항기 양단의 전압은 신호(v2와 v1)에 존재하는 공통 레벨을 갖는다. 추가로 도 4의 회로는 Rd 양단의 전압을 v1의 샘플링된 피크 값에 더하여 종래 구조에 상당하게 된다. 이를 위해, 전류가 Rs와 Rd를 통과함에 따라, Rd 양단의 전압은 스위치(S6와 S7)를 폐쇄함으로써 C4에 저장된다. 전류가 Rc와 Rd를 통과할 때 사이클의 후속 부분에서, 스위치(S6 및 S7)는 개방되어 커패시터(C4)가 회로(v1 내지 S1)와 직렬로 접속되게 한다. 따라서, C1에 저장된 전압은 v1 및 V_C4의 피크값의 합이다.

또 다른 실시예가 도 5에 도시되어 있다. 도 5는 도 1의 회로의 수정에 대응하지만, 이러한 방법은 종래 실시예에 적용될 수 있다. 이러한 회로에서, 주요한 디지털 회로일 수 있는 스위치 타이밍 제어(STC)는 전압(v1 및 v2)에 응답하여 스위치(S3)가 갑지 부재(Rs) 및 보상 부재(Rc)에 접속되는 동안 적절한 시간-길이를 결정하게 한다. 이러한 방법에서, 전류 소스(I1)를 흐르는 전류는 Rs 및 Rc에 인가된 펄스의 상대 길이가 제어됨에 따라 일정하게 유지될 수 있다.

보상 부재(Rc)에 대한 펄스에 비해, 감지 부재(Rs)에 대한 전류 펄스의 시간-길이는 우선적으로 센서를 특정 저항으로 가열시키는 제어 파라미터이다. 전류 펄스의 크기는 고정되고 Rs 및 Rc에 대해 동일하다. Rc에 대한 펄스의 시간-길이는 통상적으로 고정되지만, 가변적일 수 있다.

스위치 타이밍 제어(STC)로부터 전류 소스(I1)까지의 쇄선으로 표시된 또 다른 예에서, 전류 소스를 통과하는 전류 레벨이 제어되고 Rs와 Rc에 대한 펄스의 길이가 제어된다.

본 발명은 바람직한 실시예를 참조하여 도시되고 개시되었지만, 당업자는 첨부된 청구항에 포함된 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 본 명세서에 개시된 형태와 세부 사항들을 바꿀 수 있다. 예컨대, 비록 감지 저항 부재와 보상 저항 부재가 대체로 거의 매칭하는 것으로 도시되었지만, 미국특허출원 공개번호 US-2003-0097876-A1에 개시된 것처럼 일부 의도적으로 매칭하지 않는 장점을 가질 수 있으며, 상기 특허출원은 본 명세서에서 참조로 포함된다.

Claims (23)

1. 주위환경의 가스 압력을 측정하기 위한 열손실 게이지로서,

   상기 주위환경에 노출된 저항 감지 부재;

   상기 저항 감지 부재를 구비하고 상기 주위환경에 노출된 회로 내의 저항 보상 부재;

   상기 감지 부재와 상기 보상 부재 사이의 전류를 스위칭하도록 접속되고, 전류가 오랜 듀티 사이클 동안 상기 감지 부재에 인가되어 상기 보상 부재에 대해 상기 감지 부재를 가열시키는 전기 소스; 및

   상기 감지 부재와 상기 보상 부재의 전기 응답에 기초하여 상기 감지 부재와 상기 보상 부재가 노출되는 상기 주위환경의 가스 압력을 결정하기 위한 측정 회로

   를 포함하는 열손실 게이지.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 감지 부재와 상기 보상 부재로 흐르는 전류는 공통 전류 소스로부터 스위칭 되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 가스 압력은 상기 감지 부재를 통과하는 가열 전류 및/또는 이로 인한 상기 감지 부재 양단의 전압에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 보상 부재는 고정된 저항 부재와 직렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 전기 소스는 전류를 인가하여 상기 감지 부재의 저항이 상기 보상 부재와 상기 고정된 저항 부재의 결합된 저항과 매칭하는 온도까지 상기 감지 부재를 가열하는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
6. 제 4 항에 있어서, 상기 보상 부재와 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압은 상기 감지 부재 양단의 전압과 비교되어 상기 스위칭 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
7. 제 4 항에 있어서, 상기 고정된 저항 부재는 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재와 직렬로 배치되고 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압은 상기 감지 부재와 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압의 비교를 위해 상기 보상 부재 및 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압에 추가되어 상기 스위칭 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 전기 소스는 전류를 인가하여 상기 감지 부재의 저항이 상기 보상 부재와 고정된 저항을 더한 결합 저항과 매칭하는 온도까지 상기 감지 부재를 가열하는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
9. 제 1 항에 있어서, 전류가 고정 듀티 사이클에서 상기 감지 부재와 상기 보상 부재에 인가되고 전류 레벨이 제어되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 인가된 전류는 고정되고 상기 감지 부재와 상기 보상 부재 중 적어도 하나에 대한 전류의 듀티 사이클이 제어되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
11. 제 1 항에 있어서, 상기 인가된 전류와 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재 중 적어도 하나의 듀티 사이클이 제어되는 것을 특징으로 하는 열손실 게이지.
12. 주위환경의 가스 압력을 측정하는 방법으로서,

    상기 주위환경에 노출된 저항 감지 부재와 저항 보상 부재 사이의 전류를 스위칭하는 단계;

    상기 감지 부재와 상기 보상 부재의 전기 응답에 기초하여 상기 주위환경의 가스 압력을 결정하는 단계

    를 포함하고, 상기 전류는 오랜 듀티 사이클 동안 상기 감지 부재에 인가되어 상기 보상 부재에 대해 상기 감지 부재를 상대적으로 가열하는 가스 압력 측정 방법.
13. 제 12 항에 있어서, 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재에 대한 전류는 공통 전류 소스로부터 스위칭되는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
14. 제 12 항에 있어서, 상기 가스 압력은 상기 감지 부재를 통과하는 가열 전류 및/또는 이로 인한 상기 감지 부재 양단의 전압에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
15. 제 12 항에 있어서, 상기 보상 부재는 고정된 저항 부재와 직렬로 배치된 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
16. 제 15 항에 있어서, 상기 전기 소스는 전류를 인가하여 상기 감지 부재의 저항이 상기 보상 부재 및 상기 고정된 저항 부재의 결합 저항과 매칭하는 온도까지 상기 감지 부재를 가열하는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
17. 제 15 항에 있어서, 상기 보상 부재와 고정된 저항 부재 양단의 전압은 상기 감지 부재 양단의 전압과 비교되어 상기 스위칭 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
18. 제 15 항에 있어서, 상기 고정된 저항 부재는 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재와 직렬로 배치되고 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압은 상기 감지 부재 및 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압 비교를 위해 상기 보상 부재 및 상기 고정된 저항 부재 양단의 전압에 추가되어 상기 스위칭 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
19. 제 12 항에 있어서, 상기 전기 소스는 전류를 인가하여 상기 감지 부재의 저항이 상기 보상 부재와 고정된 저항을 더한 결합 저항과 매칭하는 온도까지 상기 감지 부재를 가열하는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
20. 제 12 항에 있어서, 전류가 고정된 듀티 사이클로 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재에 인가되고 전류 레벨이 제어되는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
21. 제 12 항에 있어서, 상기 인가된 전류는 고정되고 상기 감지 부재와 상기 보상 부재 중 적어도 하나에 대한 전류의 듀티 사이클이 제어되는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
22. 제 12 항에 있어서, 상기 인가된 전류와 상기 감지 부재 및 상기 보상 부재 중 적어도 하나의 듀티 사이클이 제어되는 것을 특징으로 하는 가스 압력 측정 방법.
23. 주위환경의 가스 압력을 측정하기 위한 열손실 게이지로서,

    상기 주위환경에 노출된 저항 감지 부재 및 저항 보상 부재 사이의 전류를 스위칭하기 위한 스위칭 수단; 및

    상기 감지 부재 및 상기 보상 부재의 전기 응답에 기초하여 상기 주위환경의 가스 압력을 결정하기 위한 처리 수단

    을 포함하며, 상기 전류는 오랜 듀티 사이클 동안 상기 감지 부재에 인가되어 상기 보상 부재에 대해 상대적으로 상기 감지 부재를 가열하는, 열손실 게이지.

Images