KR20070030738A

KR20070030738A - 초광대역 안테나

Info

Publication number: KR20070030738A
Application number: KR1020067012274A
Authority: KR
Inventors: 레슬리 데이비드 스미스; 티모시 존 스테판 스타키
Original assignee: 알티미 리미티드
Priority date: 2006-06-20
Filing date: 2003-11-21
Publication date: 2007-03-16

Abstract

본 발명은 일반적으로 광대역 안테나, 특히 초광대역(UWB) 신호를 송신하고 수신하기 위한 안테나에 관한 것이다. 안테나는 안테나 피드를 안테나에 결합하기 위한 안테나 피드 결합 영역을 갖는 안테나 본체를 포함한다. 상기 안테나 본체는 복수의 실질적으로 직선인 도체 소자를 포함하고, 상기 도체 소자는 제1 길이로부터 보다 짧은 제2 길이까지의 길이를 가지며, 상기 길이는 상기 소자의 공진 주파수를 정의한다. 상기 도체 소자 각각은 상기 결합 영역에서 근단부를 갖고, 상기 소자는 안테나 축을 정의하는 상기 제1 길이 또는 제2 길이를 가지며, 상기 소자는 상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루어 배치되어 있다. 상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루는 소자의 길이는 각도와 공진 주파수 사이의 선형 관계에 의하여 결정된다.

초광대역 안테나, 모노폴 안테나, 다이폴 안테나, 공진 주파수, 각도, 대역폭

Description

초광대역 안테나{ULTRAWIDEBAND ANTENNA}

본 발명은 일반적으로 광대역 안테나, 특히 초광대역(UWB) 신호를 송신하고 수신하기 위한 안테나에 관한 것이다.

UWB 통신 기술은 레이더 및 다른 군용 애플리케이션으로부터 발전되었고, 선구적 업적이 Dr G.F.Ross에 의해 수행되었으며, US3728632에 개시되어 있다. 초광대역 통신 시스템은 짧은 상승 시간 및 하강 시간을 갖는 매우 짧은 펄스(임펄스(impulse))의 전자기 방사(electromagnetic radiation)를 이용하며, 결과적으로, 매우 넓은 대역폭을 갖는 스펙트럼을 초래한다. 몇몇 시스템은 이러한 펄스를 갖는 안테나의 직접 여기(excitation)를 이용하여, 그 특성 임펄스 또는 스텝 응답과 함께 방사한다(여기에 의존함). 이러한 시스템은, 결과적인 rf 방출이 명확한 반송파(carrier) 주파수가 부족하기 때문에, "캐리어리스(carrierless)" 또는 "캐리어 프리(carrier free)"로 불린다. 그러나, 다른 UWB 시스템은 고주파 반송파의 하나 또는 몇몇 사이클을 방사하고, 그에 따라, 넓은 신호 대역폭에도 불구하고, 중요한 중심 주파수 및/또는 위상을 정의하는 것이 가능하다. US 연방 통신 위원회(FCC)는 UWB를, 중심(또는 평균) 주파수의 적어도 25%의 -10dB 대역폭 또는 적어도 1.5GHz의 대역폭으로 정의하며, US DARPA에서는 이와 유사하지만 -20dB 대역폭으로 정의한다. 이러한 공식적인 정의는 유용하고, 종래의 협대역 및 광대역 시스템으로부터 UWB를 명확히 구별하지만, 본 명세서에서 설명되는 기술은 이 정확한 정의 내에 있는 시스템에 한정되지 않으며, 매우 짧은 펄스의 전자기 방사를 이용하는 유사한 시스템과 함께 이용될 수도 있다.

UWB 통신 시스템은 종래 시스템에 비하여 많은 장점을 갖는다. 대체로 말하면, 방사 펄스가 이용되기 때문에, 매우 넓은 대역폭은 매우 높은 데이터 전송률의 통신을 용이하게 하고, 각각의 펄스에서의 전력이 비교적 클 수도 있지만, 평균 송신 전력(또한 전력 소모)은 낮게 유지될 수 있다. 또한, 각각의 펄스에서의 전력이 넓은 대역폭에 걸쳐 확산되어 있기 때문에, 단위 주파수당 전력은 매우 낮아질 수 있으며, 군용 애플리케이션에서, UWB 시스템이 다른 스펙트럼 이용자와 공존하도록 허용하고 간섭 가능성을 낮춘다. 또한, 단펄스(short pulse)는, 일반적으로 복수의 반사가 분해되기 때문에, 다중경로 효과에 비교적 둔감한 UWB 통신 시스템을 만든다. 그리고, 단펄스는 레이더와 통신 시스템 둘 다에서 고분해능 위치 판단 및 측정을 용이하게 한다. 마지막으로, UWB 시스템은 실질적으로 모든 디지털 구현예에 적합하며, 결과적으로 비용 절감 및 다른 장점들을 초래한다.

도1a는 송신/수신 스위치(104)를 통하여 UWB 수신기(106) 및 UWB 송신기(108)에 결합된 송신/수신 안테나(102)를 포함하는 UWB 송수신기(100)의 일례를 도시하고 있다. 대안적 구성에서는, 송신 및 수신 안테나가 별도로 제공될 수도 있다.

UWB 송신기(108)는 베이스밴드 전송 데이터 입력, 또한 선택적으로, 안테나 드라이버(원하는 출력 전력에 의존함)에 의해 변조되는 임펄스 발생기를 포함할 수도 있다. 많은 변조 기술 중 하나가 이용될 수 있으며, 예를 들어, 온오프 키잉(on-off keying)(펄스를 송신하거나 송신하지 않음), 펄스 진폭 변조 또는 펄스 위치 변조가 있다. 전형적인 송신 펄스가 도1b에 도시되어 있으며, 이 펄스는 1ns 이하의 지속기간을 갖고 GHz 단위의 대역폭을 갖는다.

도1c는 반송파에 기초한 UWB 송신기(120)의 일례를 도시하고 있다. 이러한 형태의 송신기는 UWB 송신 중심 주파수 및 대역폭이 제어되도록 허용하고. 이는 반송파에 기초하고 있기 때문에, 진폭 및 위치 변조 뿐만 아니라 주파수 및 위상의 이용도 허용한다. 따라서, 예를 들어, QAM(직교 진폭 변조) 또는 M진 PSK(위상 편이 방식)이 이용될 수도 있다.

도1c를 참조하면, 발진기(124)는, 사실상 고속 스위치로 동작하는 믹서(126)에 의해 게이팅되는 고주파 반송파를 발생시킨다. 믹서(126)로의 제2 입력은 임펄스 발생기(128)에 의해 제공되고, (선택적인) 대역 통과 필터(BPF)(130)에 의해 필터링된다. 필터링된 임펄스의 진폭은, 믹서 다이오드가 순방향 바이어스되는 시간 및 그에 따라, 믹서의 출력에서, UWB 신호의 유효(effective) 펄스 폭과 대역폭을 결정한다. 또한, UWB 신호의 대역폭은 필터(130)의 대역폭에 의해서도 결정된다. UWB 신호의 중심 주파수 및 순간 위상은 발진기(124)에 의해 결정되고, 데이터 입력(132)에 의해 변조될 수도 있다. US 6,026,125에, 1.5GHz의 중심 주파수 및 400MHz의 대역폭을 갖는 송신기의 일례가 개시되어 있다. 펄스간 가간섭성(pulse to pulse coherency)은 임펄스 발생기를 발진기에 위상 고정시킴으로써 달성될 수 있다.

믹서(126)의 출력은 대역외(out of band) 주파수 및 원하지 않는 믹서 값을 제거하기 위하여 대역 통과 필터(134)에 의하여 처리되며, 그 결과, 부가적인 진폭 변조를 허용하도록 디지털 제어되는 rf 감쇠기(ATTN)(136)에 의해 선택적으로 감쇠되고, 그리고 나서, MMIC(단일칩 고주파 집적 회로)와 같은 광대역 전력 증폭기(PA)(138) 및 송신 안테나(140)로 통과된다. 전력 증폭기는 발생기(128)로부터의 임펄스와 동기화되어 온 및 오프 게이팅될 수 있으며, 이는 US'125에 개시된 바와 같이, 전력 소모를 감소시킨다.

도1d는 UWB 수신기(150)의 블록도를 도시하고 있다. 들어오는 UWB 신호는, 안테나(102)에 의해 수신되고, 저잡음 증폭기(LNA)와 필터(156) 및 아날로그-디지털(A/D) 변환기(158)를 포함하는 아날로그 프론트 엔드에 제공된다. 또한, 수신된 UWB 입력 신호와 관련된 통계를 포착하여 기록하기 위하여, 카운터 또는 레지스터 세트(160)가 제공된다. 아날로그 프론트 엔드(154)는 주로 수신된 UWB 신호를 디지털 형태로 변환하는 역할을 한다.

프론트 엔드(154)로부터의 디지털화된 UWB 신호 출력는 상관기 뱅크(164) 및 검출기(166)를 포함하는 복조 블록(162)에 제공된다. 디지털화된 입력 신호는 잡음을 차별하는 기준 신호 메모리(168)로부터의 기준 신호와 상관성이 있고, 상관기의출력은 수신되는 펄스에 관하여 n번째(여기서, n은 양의 정수) 가능한 위치 및 위상 값을 판단하는 검출기에 제공된다.

복조 블록(162)의 출력은 종래의 순방향 오류 정정(FEC) 블록(170)에 제공된다. 수신기의 일구현예에서, FEC 블록(170)은 트렐리스(trellis) 또는 비터비(Viterbi) 상태 디코더(172), (디)인터리버((de)interleaver)(174), 리드 솔로몬 디코더(176) 및 (디)스크램블러((de)scrambler)(178)을 포함한다. 다른 구현예에서는, 터보 코딩과 같은 다른 코딩/디코딩 스킴이 이용될 수도 있다.

다음으로, FEC 블록의 출력은, 순환 잉여 검사(cyclic redundancy check)(CRC) 블록(182) 및 디프레이머(de-framer)(184)를 포함하는 데이터 동기화 유닛(180)으로 통과된다. 데이터 동기화 유닛(180)은 수신된 데이터 내에서 프레이밍을 동기화 및 트래킹(tracking)하고, 애플리케이션 데이터 스트림으로부터 MAC(매체 접근 제어) 제어 정보를 분리하며, 데이터 출력을, 이어지는 MAC 블록(도시되어 있지 않음)에 제공한다.

프로그램 코드 및 데이터 저장 메모리를 갖는 CPU(중앙 처리 장치)를 포함하는 제어 프로세서(186)가 수신기를 제어하는데 이용된다. 제어 프로세서(186)의 주된 업무는, 환경 변화로 인한 수신된 신호에서의 변화를 트래킹하기 위하여, 상관기에 제공되는 기준 신호를 유지하는 것이다(예를 들어, 기준 파형의 초기 측정, LNA 블록(156)의 과도한 이득 제어 및 환경의 외부적 변화를 보상하기 위한 기준 파형에서 진행중인 조정).

UWB 통신 및 UWB 레이더와 같은 다른 애플리케이션에 적합한 안테나에 관한 요건이 존재한다. 가장 명백한 요건은 매우 넓은 대역폭을 갖는 안테나에 관한 것이다. 종래에, 안테나는 동작의 최대 주파수와 최소 주파수의 비가 1.2:1만 되면 광대역으로 생각되었으며, 여기서, 최대 및 최소 동작 주파수는, 예를 들어, 3dB의 수신된 신호의 (수신된 신호의 전력이 그 중심 또는 최대 대역내(in-band) 값의 1/2로 떨어지는) 전력 포인트(power points)에 의하여 정의된다. 그러나, 초광대역 시스템은 일반적으로 2:1 또는 3:1의 비를 요구한다. 그러나, 많은 애플리케이션에 있어서, 광대역 주파수 응답이 충분하지 않고, 또한, 대역에 걸쳐, 좋은 위상 응답이 요구된다. 이는 전술된 수신기에서 시간 영역에서의 분배 효과를 고려함으로써 알 수 있다. 수신되는 UWB 신호를 적절히 포착하기 위하여, 펄스 구성요소는 서로 최대 시간 변위를 가져야 하며, 이는 상당한 레벨에서 나타내는 신호의 최고 주파수 구성요소의 주기보다 훨씬 작다. 예를 들어, UWB 신호가, 예를 들어, 100ps의 주기에 대응하여, 10GHz의 상위 롤오프 주파수를 갖는 경우, 시간(또는 위상) 분배는 100ps보다 훨씬 작아야 할 필요가 있다. 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 인식하는 바와 같이, 낮은 위상 분배는 저주파 분배로 이어진다.

종래의 광대역 안테나 중 하나는 대수 주기 어레이이며, 이는 공통의 전송 라인에 의해 대안적으로 제공되는 다이폴(dipole) 안테나의 스트링을 포함한다. 다이폴 안테나는 오버래핑 주파수 응답 세트를 제공하기 위하여 상이한 길이로 되어 있다. 그러나, 다이폴 소자가 안테나 상에서 떨어져서 위치하기 때문에, 상이한 주파수 구성요소는 상이한 시간에 안테나에 도달하고, 그에 따라, 안테나의 유효 위치는 시간/위상 분배를 발생시키는 주파수에 따라 이동한다.

다른 광대역 안테나는 쌍원뿔 안테나이고, 그 형상은 실질적으로 주파수를 고려하지 않는다. US5,923,299에, 초광대역 쌍원뿔 안테나의 일례가 개시되어 있다. 그러나, 쌍원뿔 안테나는 충분히 평탄한 광대역 응답을 제공하는데 어려움을 가질 수 있으며, 쌍원뿔 형상은 비교적 부피가 크고 복잡하며 제조 비용이 많이 든다.

테이퍼드 슬롯(tapered slot) 또는 비발디 안테나는 이론적으로 무한한 대역폭을 갖지만, 실제로 이러한 안테나에 적합한 피드(feed)를 제공하는데 어려움이 존재한다. 또한, 이 안테나는 비교적 제조 비용이 많이 들 수 있다. WO02/089253에, UWB 대척(antipodal) 테이퍼드 슬롯 안테나가 개시되어 있다.

자기성 다이폴 슬롯 안테나 및 초광대역 다이폴 안테나를 포함하는 교차 편파(cross-polarized) UWB 안테나 시스템은, 특히, WO99/13531, US6,621,462 및US2002/0154064에 개시되어 있다. 그러나, 이 또한 비교적 복잡한 구성이고, 다이폴 형상은, 사실상 Q를 감소시킴으로써, 안테나 공진(resonance)의 확산 원리에 기초한 것일 수도 있지만, 그럼에도 불구하고, 그 설계는, 원하지 않는 공진에 대한 상당한 가능성을 나타낼 수도 있게 된다.

US2003/0090436에, 타원 평면형 다이폴 UWB 안테나가 개시되어 있지만, 타원 형상은 최적의 형상이 아니며, 안테나는 근방을 흐르는 전류를 설정함으로써 분명히 동작한다.

UWB 통신에 이용될 수 있으며 상업적으로 이용가능한 광대역 안테나는 SkyCross Corp., Florida USA의 SMT-3TO10M이고, 이는 접힌 다이폴 형태를 포함한다.

US5,973,653, EP1 324 423A, US2003/011525, US2002/126051, USH1773H, WO98/041016, US5,351,063, EP0 618 641A, 및 McGraw Hill 2002 3/e, John D Kraus와 Ronald J Marhefka의 'Antennas'(예를 들어, 782 페이지에서, 지표 투과 레이더를 위한 저항부하 보타이(resistance-loaded bow-tie) 안테나를 설명함)에서, 다른 배경기술을 찾을 수 있다. 간혹, 원형 편파를 제공하기 위하여, 헬리컬 안테나(helical antenna)가 이용된다. 원형 패치 안테나가 알려져 있지만, 이는, 접지 평면(ground plane)과 평행인 원형의 구리 영역을 포함하는 비교적 협대역인 장치(대역폭이 UWB 시스템에서 바람직한 대역폭에 접근하지 않음)이다.

따라서, 향상된 전자기 안테나 구조, 특히, 초광대역 이용을 위한 안테나 구조가 필요하다.

본 발명의 제1 양태에 따르면, 안테나 피드를 안테나에 결합하기 위한 안테나 피드 결합 영역을 갖는 안테나 본체를 포함하는 안테나가 제공되며; 여기서, 상기 안테나 본체는 복수의 실질적으로 직선인 도체 소자를 포함하고, 상기 도체 소자는 제1 길이로부터 보다 짧은 제2 길이까지의 길이를 가지며, 상기 길이는 상기 소자의 공진 주파수를 정의하고; 상기 도체 소자 각각은 상기 결합 영역에서 근단부(proximal end)를 갖고, 상기 소자는 축을 정의하는 상기 제1 길이 또는 안테나 제2 길이를 가지며, 상기 소자는 상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루어 배치되어 있고; 상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루는 소자의 상기 길이는 각도와 공진 주파수 사이의 선형 관계에 의하여 결정된다.

실시예들에서, 각각의 도체 소자가 결합 영역에서 근단부를 갖기 때문에, 사실상 공통의 피드 포인트(feed point)를 제공하고, 안테나가 사실상 함께 위치하며, 그에 따라, 감소된 위상 분배를 초래한다. 따라서, 안테나 피드 결합 영역은 안테나 피드 포인트를 포함하는 것이 바람직하다. 제1 길이는 안테나의 최소 주파수에 대응하고, 제2 길이는 안테나의 최대 주파수에 대응한다(나타날 수 있는 보다 높은 차수의 정재파(standing waves) 및 다른 보다 낮은 주파수 공진을 감소시킴). 공진이 안테나의 기본 요건은 아니지만, 공진 요소는 안테나에 관한 (광대역) 매칭을 용이하게 하고 보다 효율적인 방사를 통하여 증가된 이득을 제공한다.

실시예들에서, 소자의 각도와 소자의 공진 주파수 사이의 선형 관계를 제공하는 것은 이론적으로 평탄 응답을 용이하게 하고, 예를 들어, 이는 단위 주파수당 실질적으로 일정한 수의 소자를 제공함으로써 이루어진다. 안테나 축에 대하여 각도를 이루는 소자의 길이는 소자의 공진 주파수에 의해 결정되며, 각도를 이루는 소자의 공진 주파수와 최소 공진 주파수 사이의 차는, 소자가 안테나 축에 대하여 배치된 최대 각도의 함수로 표현되는 각도를 최소 주파수와 최대 주파수 사이의 차와 곱한 값에 의해 결정된다.

바람직한 실시예들에서, 안테나 본체는, 대칭축의 한 측면(side)의 유효 도체 소자가 대칭축의 반대 측면 상에 대응부(counterparts)를 갖도록, 결합 영역을 관통하는 대칭축을 갖는다. 이러한 구성 없이, 특히 최대 방향으로의 각도 응답 및 편파는 수신된 신호의 구성요소의 주파수에 의존하여 회전하게 된다. 따라서, 대칭축의 한 측면의 소자는 소자를 따르는 전류 벡터들이 대칭축으로 합력(resulatant)을 가하기 위하여 합해지도록 쌍을 이루는 것이 매우 바람직하다. 제2 길이(최대 공진 주파수에 대응함)를 갖는 소자가 대칭축과 90도를 이룸에 따라, 대칭축으로의 합력이 실질적으로 존재하지 않게 되고, 그에 따라, 최대 각도 소자는 대칭축과의 각도가 90도 이하인 것이 바람직하고, 60도 이하인 것이 더 바람직하며, 45도 이하인 것이 실질적으로 가장 바람직하다. 안테나 축은 실질적으로 대칭축과 일치하는 것이 바람직하다(몇몇 실시예에서는, 안테나가 상부에 노치(notch)를 가질 수도 있음).

안테나의 일반적 모양은 안테나 축을 따라 결합된 2개의 대칭 삼각 형태이다. 안테나 축은 (보다 긴) 제1 길이를 갖는 소자를 정의하는 것이 바람직하며, 이 경우, 안테나는 일반적인 창끝 모양을 갖는다. 전술된 안테나의 최대 주파수를 정의하는 소자는 실질적으로 안테나 본체의 직선 측면 또는 (대칭적 실시예들에서) 측면들의 쌍을 정의하는 것이 바람직하다.

바람직한 실시예들에서, 안테나 본체는 실질적으로 연속적인 도체 및 이 도체 내의 전도 경로(고주파에서 표면과 가까움)를 포함하는 도체 소자를 갖는다. 다음으로, 소자의 원단부(distal ends)는 도체의 경계를 정의하고, 사실상, 전술된 소자의 길이는 도체의 에지 형태를 정의한다. 또한, 바람직한 실시예들에서, 이와 같이, 실질적으로 연속적인 도체는 실질적으로 균일한 전도성도 가지며, 실질적으로 무한한 미소 공진 요소 또는 다이폴을 포함하는 것으로 여겨질 수 있다. 다음으로, 도체의 경계 형상은 동일한 수의 이 미소 소자가 안테나의 단위 대역폭당 제공되는 조건에 의해 정의될 수 있으며, 이는 안테나 대역폭의 복수의 동일한 주파수 분배 각각에 관한 것이다. 그러나, 다른 실시예들에서, 평탄 응답은 피드 포인트로부터 방사하는 별도의 복수의 도체 소자에 의해 근사값이 구해지며, 소자의 수가 많을 수록 원하는 평탄 응답에 보다 근사한 값을 구하게 된다. 따라서, 이러한 실시예들에 있어서, 안테나는 3, 5, 10 또는 100개 이상의 소자를 포함하는 것이 바람직하며, 실제로, 소자의 수가 증가함에 따라, 실질적으로 연속적인 도체에 접근하게 된다.

바람직한 실시예에서, 소자의 길이는 소자의 공진 주파수에서의 1/2 또는 1/3파가 되는 것도 가능하지만, 실질적으로 1/4파가 된다. 예를 들어, 소자의 베이스(피드 포인트)에 코일을 이용함으로써 협대역 공진 안테나 소자의 물리적 길이를 줄이는 것이 가능하다.

보다 바람직한 실시예에서, 안테나 본체는 실질적으로 평면이며, 예를 들어, 이는 간단한 PCB(인쇄 회로 기판) 또는 기판 에칭 프로세스에 의하여 제조를 용이하게 한다. 따라서, 안테나는 유전체 기판에 의하여 지지되는 에칭된 구리 또는 다른 금속층을 포함하는 것이 바람직하다. 그러나, 다른 실시예들에서, 안테나 본체는 자기 지지형이 되거나 금속 플레이트 형상으로부터 형성될 수도 있다.

안테나는 모노폴(monopole) 또는 다이폴 구성에서 이용될 수 있다. 모노폴 구성에서, 안테나 본체는, 예를 들어, 도체 또는 부분적으로 도체인 표면이며 실질적으로 안테나 본체와 수직인 접지 평면을 포함하는 것이 바람직하다. 다이폴 구성에서, 전술된 안테나 쌍 각각은 안테나들 사이의 중심선에 대해 실질적으로 대칭으로 배치되는 것이 바람직하다. 다이폴 안테나의 2개의 팔(arms)은 실질적으로 동일한 면에 놓이며 기판의 회로 보드 상에서 제조를 용이하게 할 수도 있으며, 또는, 예를 들어, 서로 90°를 이루어 교차할 수도 있다.

이러한 다이폴 구성에서, 안테나들 사이의 갭은 가능한 한 작을 것이 바람직하고, 또는 적어도 안테나의 최대 설계 공진 주파수에서의 파장보다 작은 것이 바람직하다. 이는 안테나 본체들 사이의 분리가 안테나의 입력 임피던스에 영향을 미치고 안테나 대역폭에 걸친 임피던스를 실질적으로 일정하게 하는 것이 바람직하기 때문이다. 따라서, 예를 들어, 실시예들에서, 2개의 안테나 본체들 사이의 분리가 2mm보다 작은 것이 바람직하며, 1mm 이하인 것이 보다 바람직하다(10GHz 까지의 최대 설계 주파수를 갖는 안테나의 경우).

몇몇 바람직한 실시예들에서, 안테나가 기판 상의 금속층으로부터 형성되는 경우, 안테나 근방에서 안테나의 동작을 방해할 수 있는 접지 평면에 대한 필요성을 회피하기 위하여 안테나에 대한 평형 라인 피드를 이용하는 것이 바람직하다. 이러한 구성에서, 안테나의 최소 분리는, 설계 주파수 범위에 따른, 예를 들어, 최소 설계 주파수에서의, 평형 라인 규모에 의존할 수도 있고, 그에 따라, 이러한 경우, 실질적으로 안테나에 평형 라인 피드를 제공하는데 필요한 만큼 이상으로 안테나 본체들 사이를 분리하는 것이 바람직하다.

다이폴 안테나가 기판 상에 제조되는 경우, 이는 다이폴 안테나에 평형 피드를 제공하는 것을 용이하게 하기 때문에, 다이폴 안테나의 팔들은 기판의 반대 측면에 놓일 수도 있다(또는, 적어도, 하나 이상의 기판층에 의해 분리된 면에 놓임).

바람직한 실시예들에서, 안테나는 초광대역 안테나이다. 예를 들어, 최대 설계 주파수와 최소 설계 주파수(예를 들어, 3dB 또는 1/2 전력 포인트에서 측정됨)의 비는 1,5:1, 2:1, 2.5:1, 3:1 보다 커질 수도 있다.

실시예들에서, 도체 소자는, 안테나의 주파수 응답에서 노치를 제공하도록 안테나 본체에서 하나 이상의 개구(apertures) 또는 노치를 정의한다. 개구 또는 노치의 제1 및 제2 에지는 각각 제1 및 제2 도체 소자에 의해 정의될 수 있으며, 제2 소자는 제1 소자보다 길이가 짧고, 다음으로, 이 2개의 소자의 공진 주파수는 주파수 응답에서 각각 노치의 하위 주파수와 상위 주파수를 정의한다. 즉, 노치 또는 개구의 에지를 정의하는 도체 소자의 길이는 주파수도 정의하며, 이 주파수들 사이에, 주파수 응답의 대응하는 노치가 위치한다. 안테나 본체가 바람직하게 대칭적인 경우, 노치 또는 개구도 대칭축에 대하여 대칭으로 배치되는 것이 바람직하다.

다른 양태에서, 본 발명은 실질적으로 균일한 저항을 갖는 평면 도체를 포함하는 초광대역 안테나 구조를 제공하며, 이 구조는, 하나의 코너에서의 안테나 피드 접속부와, 한 쌍의 형상을 갖고, 이 형상은 일반적으로 각각 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 삼각 형태이고, 또한, 이 구조는 상기 안테나 피드 접속부를 통과하는 대칭축을 갖는다.

일반적으로 삼각인 형태는 그들의 긴 측면을 따라 결합하는 것이 바람직하다. "결합된 삼각형"은 구조의 형상을 설명하지만, 일반적으로 그 구성 방법을 설명하는 것이 아니라는 점을 이해할 것이다(일반적으로 하나의 조각으로 제조됨).

이 구조는 안테나 피드 접속부로부터 분기되는 실질적으로 직선인 측면의 제1 쌍(뾰족한 코너를 필요로 하지 않음) 및 안테나 피드 접속부와 반대쪽 포인트를 향해 모이는 곡선 측면의 제2 쌍을 갖는 것이 바람직하며, 다음으로, 대칭축은 각각 하나의 직선 측면과 하나의 곡선 측면을 갖는, 구조의 2개의 절반을 정의한다. 곡선 측면은, 안테나 피드 접속부로부터 한 포인트와의 거리의 역수가, 안테나 피드 접속부와 포인트를 잇는 선과 대칭축 사이의 각에 실질적으로 비례하는, 포인트들의 궤적의 일부를 포함하는 곡선에 의하여 정의되는 것이 바람직하다. 전술된 바와 같이, 실질적으로 직선인 측면은 대칭축과 60도 이하의 각을 이루는 것이 바람직하며, 축과 45도 이하의 각을 이루는 것이 보다 바람직하다.

실시예들에서, 안테나 구조는 방사상으로 확장되며, 하나 이상의 노치를 정의하는 하나 이상의 에지를 포함한다(방사 방향은 안테나 피드 접속부를 기준으로 하여 정의되고 이 포인트로부터 확장됨). 노치는 구조의 곡선 에지를 가로지르는 것이 바람직하고, 대칭축에 대하여 대칭으로 배치되는 것이 바람직하다. 노치는 실질적으로 다시 안테나 피드 접속부를 향하는 것이 바람직하다.

바람직한 실시예에서, 한 쌍의 안테나 구조는 회로 보드 또는 기판 상에 대칭으로 배치되고, 평형 피드를 포함한다. 다음으로, 구조는 평형 피드가 허용하는 만큼 서로 가깝게 배치되는 구조가 바람직하다.

관련된 다른 양태에서, 본 발명은 안테나 피드와 함께 실질적으로 균일한 저항의 평면 도체를 포함하는 안테나 구조를 제공하며, 이 구조는, 한 쌍의 형상을 갖고, 이 형상은 일반적으로 각각 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 삼각 형태이고, 또한, 이 구조는 상기 안테나 피드를 통과하는 대칭축을 가지며, 여기서, 상기 구조는 상기 안테나 피드로부터 분기되는 실질적으로 직선인 측면의 제1 쌍 및 상기 안테나 피드와 반대쪽 포인트를 향해 모이는 곡선 측면의 제2 쌍을 갖는다.

본 발명은 안테나 피드를 갖는 안테나 본체를 포함하는 초광대역 안테나를 더 제공하고, 여기서, 상기 안테나 본체는 실질적으로 원형인 단면을 갖는다.

안테나 본체는 실제 구성을 용이하게 하기 위하여 실질적으로 원형인 것이 바람직하다. 이러한 원형 안테나는 모노폴 또는 다이폴 구성에서 제공될 수 있으며, 다이폴 구성은, 실질적으로 동일한 면에 있거나, 또는, 예를 들어 90°까지 비틀어진(twisted) 한 쌍의 안테나 본체를 갖는다.

본 발명은 안테나 피드를 갖는 안테나 본체를 포함하는 초광대역 안테나를 더 제공하고, 여기서, 상기 안테나 본체는 실질적으로 원형인 단면을 갖는 개구를 정의한다.

본 발명은 실질적으로 균일한 저항의 평면 도체를 포함하는 초광대역 안테나 구조를 제공하고, 이 구조는 하나의 코너에서의 안테나 피드 접속부와, 한 쌍의 형상을 갖고, 이 형상은 일반적으로 각각 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 삼각 형태이고, 또한, 이 구조는 상기 안테나 피드 접속부를 통과하는 대칭축을 갖는다.

도1a 내지 도1d는 각각 UWB 송수신기, 송신되는 UWB 신호, 반송파에 기초한 UWB 송신기 및 UWB 수신기의 블록도를 도시한 도면.

도2a 내지 도2e는 각각 복수의 1/4파 공진 요소와 그와 관련된 오버래핑 주파수 응답, 복수의 공존하는 1/4파 요소, 대칭으로 구성된 복수의 공존하는 1/4파 요소, 전류 요소의 벡터 합 및 대칭으로 구성된 복수의 공존하는 1/4파 요소로 모델링(modeling)가능한 전기적 도체 플레이트 형상을 도시한 도면.

도3a 내지 도3d는 각각 도2e의 도체 플레이트 형상을 결정하는 것을 설명하는 개략도, 본 발명의 일실시예에 따른 안테나 구조의 형상, 도3b의 구성을 갖는 모노폴 안테나의 주파수 응답 측정의 일례 및 대안적인 안테나 구조를 도시한 도면.

도4a 내지 도4c는 각각 본 발명의 일실시예에 따른 모노폴 UWB 안테나, 도4a의 안테나의 응답의 방위도(azimuthal plot) 및 입면도(elevation plot)를 도시한 도면.

도5a 및 도5b는 각각 본 발명의 일실시예에 따른 다이폴 UWB 안테나 및 도5a의 안테나 응답의 입면도를 도시한 도면.

도6a 내지 도6e는 각각 회로 보드 상의 다이폴 UWB 안테나와, 도6a의 안테나에 있어서, 마이크로스트립, 스트립 라인, 동평면 도파관(coplanar wave guide) 및 평형 라인 피드를 도시한 도면.

도7은 노칭된 주파수 응답을 제공하기 위하여 대칭적인 노치 쌍을 포함하는 안테나 구조를 도시한 도면.

도8a 내지 도8c는 각각 60°, 90° 및 120°의 Bishop's Hat 안테나 구조를 도시한 도면.

도9a 내지 도9d는 각각 다이폴 90° Bishop's Hat 안테나, 임피던스 차트(Zo=100Ω), 반사 손실도(Zo=100Ω) 및 안테나의 주요면(principal plane) 응답을 도시한 도면.

도10a 내지 도10c는 도9a의 90° Bishop's Hat 안테나에 있어서, 각각 3GHz, 6GHz 및 10GHz에서의 전류 밀도를 도시한 도면.

도11a 및 도11b는 각각 60° Bishop's Hat 안테나 구조 및 구조의 임피던스 차트(Zo=200Ω)를 도시한 도면.

도12a 및 도12b는 각각 120° Bishop's Hat 안테나 구조 및 구조의 임피던스 차트(Zo=110Ω)를 도시한 도면.

도13은 60°, 90° 및 120°의 Bishop's Hat 안테나 구조의 성능을 비교하는 임피던스 차트(Zo=100Ω)를 도시한 도면.

도14a 내지 도14d는 각각 90°Wing 구조, 임피던스 차트(Zo=140Ω), 반사 손실도(Zo=140Ω) 및 그 구조의 주요면 응답을 도시한 도면.

도15a 내지 도15c는 각각 60°Wing 구조, 임피던스 차트(Zo=140Ω) 및 그 구조의 반사 손실도(Zo=140Ω)를 도시한 도면.

도16a 내지 도16c는 각각 120°Wing 구조, 임피던스 차트(Zo=140Ω) 및 그 구조의 반사 손실도(Zo=140Ω)를 도시한 도면.

도17은 60°, 90° 및 120°의 Wing 구조의 성능을 비교하는 임피던스 차트(Zo=140Ω)를 도시한 도면.

도18a 내지 도18d는 각각 원형 다이폴 안테나 구조, 임피던스 차트(Zo=100Ω), 반사 손실도(Zo=100Ω) 및 그 구조의 주요면 응답을 도시한 도면.

도19는 도18a의 90° 원형 다이폴 안테나 구조에 있어서, 3GHz, 6GHz 및 10GHz에서의 주파수에 대한 안테나 방사 패턴을 도시한 도면.

도20a 내지 도20c는 도18a의 원형 다이폴 안테나 구조에 있어서, 각각 3GHz, 6GHz 및 10GHz에서의 전류 밀도를 도시한 도면.

도21a 내지 도21c는 각각 슬롯 원형 다이폴 안테나 구조, 임피던스 차트(Zo=140Ω) 및 그 구조의 반사 손실도(Zo=140Ω)를 도시한 도면.

도22a 내지 도22d는 도21a의 슬롯 원형 다이폴 안테나 구조에 있어서, 0°, 90°, 180° 및 270°의 각각의 위상에서 4GHz에서의 전류 밀도를 도시한 도면.

도23a 내지 도23c는 각각 모노폴 90° Bishop's Hat 안테나, 임피던스 차트(Zo=100Ω) 및 안테나의 주요면 응답을 도시한 도면.

도24a 내지 도24c는 각각 모노폴 원형 안테나, 임피던스 차트(Zo=100Ω) 및 안테나의 주요면 응답을 도시한 도면.

도25는 기판이 장착된 다이폴 Bishop's Hat 안테나를 도시한 도면.

도26a 내지 도26c는 모노폴 Bishop's Hat 안테나에 있어서, 각각 임피던스 차트, 측정된 S파라미터 및 측정된 S21 그룹 딜레이를 도시한 도면.

도27은 슬롯 모노폴 Bishop's Hat 안테나의 일례의 사진을 도시한 도면.

도28a 내지 도28c는 모노폴 원형 안테나에 있어서, 각각 임피던스 차트, 측정된 S파라미터 및 측정된 S21 그룹 딜레이를 도시한 도면.

도29는 슬롯 모노폴 원형 안테나의 일례의 사진을 도시한 도면.

도30은 모노폴 Bishop's Hat 안테나 및 모노폴 원형 안테나에 있어서 반사 손실도를 도시한 도면.

도2a는 일련의 1/4파 공진 요소(200a 내지 200h)를 그들 각각의 주파수 응답(202a 내지 202h)과 함께 개략적으로 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 이론적으로, 주파수 응답은, 광대역폭에 걸쳐 실질적으로 평탄 응답을 제공하기 위하여 오버래핑되어 있다. 도2b는, 공통의 피드 포인트(204)를 이용하여, 이 공진 요소들이 실제로 어떻게 조합될 수 있는지를 도시하고 있다. 그러나, 도2b의 구성은 주파수의 함수인 각도 응답 및 편파를 갖고, 이는 도2c에 도시된 바와 같이, 대칭 구조(210)로 2세트의 요소들을 조합함으로써 처리된다.

도2c의 구조가 동작하는 방법은 도2d를 참조하여 설명될 수 있으며, 도2d는, 선(214)을 따라 벡터(212a)와 벡터(212b) 사이의 각을 이등분하는 합벡터를 만드는, 크기가 동일한 한 쌍의 전류를 도시하고 있다. 도2c의 구조에서, 중심 요소(202a)로부터 떨어진 각각의 요소는 쌍을 이루며, 예를 들어, 요소(202a)에 의해 정의되는 중심축의 각각의 측면으로 동일한 각도에 놓인 쌍의 요소들은 요소(202h, 202h')에 의해 도시되어 있다. 이 결과, 사실상, 다이폴 소자의 각각의 쌍은 동일 한 공진 길이의 단일 세로 성분으로서 동작한다. 이는, 실질적으로, 중심 요소(202a)에 의해 정의되는 대칭축(안테나 축)을 따라 놓인 서로의 위에, 일련의 상이한 공진 길이의 요소들을 포함한 것처럼 동작하는 안테나를 제공한다. 즉, 구조는 도2a의 요소들(202a 내지 202h)이 어떻게 실제로 서로 포개질 수 있는지를 도시하고 있다. 이 방식으로 효과적으로 공존하는 요소들은 안테나의 시간/위상 분배를 감소시킨다. 안테나가 공존하기 때문에, 수신된 신호의 상이한 주파수 구성요소는 비슷한 시간에 주파수 구성요소에 대한 수신 소자에 도달하며(또한, 송신기 안테나에서 비슷한 시간에 송신됨), 결과적으로, 안테나에 있어서, UWB 통신 및 레이더에 유용한 낮은 시간 분배를 초래한다.

안테나 구조가 복수의 별도의 공진 요소에 의해 설명되었지만, 바람직한 실시예에서, 이 요소는 단지, 예를 들어, 구리 또는 다른 금속과 같은 실질적으로 연속적인 도체 플레이트 또는 층 내의 개념적인 전도 경로에 불과하다. 이는 도2e에 도시되어 있으며, 여기서, 무한한 수의 무한가능한(infinitessable) 공진 요소(222)로서 모델링될 수 있는 안테나 구조(220)를 도시하고 있다. 전술된 설명은 이러한 유형의 안테나 구조의 동작을 이해하는데 도움이 되지만, 실제로, 전술된 것과 같은 별도의 요소를 제공할 필요는 없다.

안테나 구조(220)의 형상은 안테나 주파수 응답의 평탄성을 최적화하는데 있어서 중요하다. 목적은, 안테나의 대역폭 내에서 각각의 주파수를 위한 동일한 수의 무한가능한 1/4파를 제공하는 것이다.

도3a는 안테나 구조의 바람직한 형상의 이해를 돕기 위한 도면이다. 구조는 대칭축(300)에 대하여 대칭이고, 그에 따라, 구조의 절반만이 도시되어 있으며, 다른 절반도 일치한다. 축(300)은 도2c의 요소(202a)에 대응하고, 선(302)은 구조에서 가장 짧은 요소인 도2c의 요소(202h)에 대응한다. 가장 짧은 요소의 길이 l _min은 안테나를 롤 오프시키는 최대 주파수 f _max을 결정하고, 구조의 가장 긴 길이 ㅣ _max(긴 축(300))은, 저주파 응답이 롤 오프되는 안테나의 최소 공진 주파수 f _min을 결정한다. 도3a에 도시된 구조에서, 최대 길이는 축(300)을 따라 놓이고, 선(302)은 이 축과 최대각 또는 "베이스" 각도 θ _max를 이룬다. 길이 l의 선(304)은 공진 주파수 f를 가지며, 축(300)과 각도 θ를 이룬다.

도3a에 도시된 바와 같이, 선(304)의 길이는 각도 θ에 의존하고, 그 목적은, 사실상, 단위 대역폭 및 그에 따른 단위 각도당, 개념적인 소자의 일정한 밀도를 제공하는 것이다. 이는 아래의 방정식 1을 야기하며, 이는, 다음과 같이, 선(304)을 따르는 요소의 공진 주파수 f를 각도 θ와 연결한다.

f=f _min+θ/θ _max(f _max-f _min) 방정식 1

또한, 1/4파(파장 λ) 공진 요소에 있어서,

f=c/(4l) 방정식 2

여기서, c는 전자기파의 속력(공기 중에서 약 3 x 10⁸ m/s)이고, l은 주파수 f에 대응하는 소자의 길이(m)이다.

따라서, 예를 들어, 3.6GHz와 10.1GHz 사이에서 동작하도록 구성된 안테나에 있어서, l _min(±45°에서 λ/4)은 7.4mm가 되고 l _max(0°에서 λ/4)은 20.8mm가 된다.

각도 θ _max이 중대한 값은 아니지만, 도2d에 도시된 바와 같이, 90°인 경우, 실질적으로 전류 합벡터의 세로 성분이 존재하지 않기 때문에, 90° 이하인 것이 바람직하다. 예를 들어, 각도 θ _max은 60°(전류 합벡터가 단위값이 됨) 또는 45°(전류 합벡터가

배가 됨)로 선택될 수 있다. θ _max이 90°에 접근함에 따라, 안테나 형상은 볼록한 측면들과 함께 이등변 삼각형에 가까워진다.

θ _max=45°를 갖고 상기 l _min 및 l _min값을 이용하여 실제로 구성된 모노폴 실시예에서, 입력 임피던스는 약 50Ω이었고 안테나의 반사 계수는 3.6GHz로부터 10.1GHz까지의 주파수 대역에서 약 10%였다.

도3b는 실제로 구성된 실시예를 도시하고 있고(등위선은 5mm 간격임), 도3c는 이 안테나의 모노폴 버전(후술됨)에 있어서, 실제로 측정된 주파수 응답의 일례, 특히, S21에서 순방향 송신 계수를 도시하고 있다. 도3c에 도시된 바와 같이, 안테나의 가용(useful) 주파수 응답은 약 3GHz와 10GHz 사이가 된다.

도3d는 구조의 대안적인, "반전된(inverted)" 버전을 도시하고 있으며, 이 구조에서는, 가장 짧은 공진 길이가 축(300)을 따라 놓이고 가장 긴 공진 길이가 이 축과 각도 θ _max을 이루지만, 이 형상은 도3b의 형성보다 성능이 훨씬 저하된다. 이는 f _max이 증가됨에 따라, 안테나 형상이 한 쌍의 스파이크에 가까워지기 때문일 수도 있으며, 이는 광대역 응답을 갖도록 기대되지 않는다.

도4a는 도2e의 구조(220)를 이용하는 모노폴 안테나(400)를 도시하고 있다. 안테나(400)는, 예를 들어, 회로 보드의 일부 또는 구리와 같은 금속 플레이트를 포함하여, 어떠한 도체 표면 또는 부분적으로 도체인 표면으로부터도 형성될 수 있는 접지 평면(402)을 갖는다. 안테나 구조(220)는 그 베이스에서 피드 포인트(404)를 갖고, 안테나 피드(406)는 그라운드 플레이트(404)를 통하여 이 포인트를 통과한다. 예를 들어, 안테나 피드(406)는, 구조(220)가 부가된 종래의 RF 커넥터(408)를 포함할 수도 있다.

도4b는 전술된 안테나(400)의 응답의 이상적인 방위도를 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 전류 벡터의 합이 안테나의 대칭축을 따라 놓이기 때문에, 안테나는 실질적으로 등방성(isotropic) 방위 응답(410)을 갖는다.

도4c는 측면에서 본 도4a의 안테나를 도시하고 있으며, 안테나 응답(410)의 입면도이다. 도시된 바와 같이, 이는 접지 평면 상에서 1/4파 요소에 대하여 기대되는 종래의 패턴에 대응한다. 실제로, 몇몇의 보다 작은 로브(lobes)가 그라운드 플레이의 후면에서 만나며(도4c에서 그라운드 플레이의 아래), 이는 도4c에 도시되어 있지 않다.

도5a는 대칭적 쌍의 구조를 포함하며 각각 피드(502a, 502b)를 갖는 다이폴형 안테나(500)를 도시하고 있다. 다이폴 안테나(500)는, 예를 들어, 공통 UWB 소스에 결합된 안테나 드라이버의 비반전(non-inverting) 출력을 반전시킴으로써 얻어지는 평형 신호에 의해 구동되는 것이 바람직하다.

도5b는 안테나(500)의 이상적인 응답(510)을 도시한, 측면에서 본 입면도이 다. 도시된 바와 같이, 응답은 다이폴을 나타내며, 방위 응답(도시되어 있지 않음)은 도4b에서 도시된 것과 실질적으로 등방성이다.

도6a는 기판(620) 상에 만들어진 다이폴 UWB 안테나(600)의 바람직한 일구현예이며, 예를 들어, PCMCIA(Personal Computer Memory Card International Association) 카드 단부에 만들어진다. 이러한 구현예는 안테나 구조가 평면이기 때문에, 안테나가 종래의 에칭 프로세스에 의해 제조될 수도 있다는 장점을 갖는다. 어떠한 종래의 기판 재료도 이용될 수 있으며, 안테나가 동작하도록 선택되는 주파수 범위에 따라 선택된다. 예를 들어, FR408이 약 3GHz까지의 주파수에서 이용될 수 있고, Rogers R04000 적층물이 10GHz까지 이용될 수 있다. 고주파에서 이용될 수 있는 다른 기판 재료들은 RT/duroid, GML1000, IS620 및 유리 적층물을 포함한다. 안테나 구조의 형상을 설계할 때, 공진 요소 1/4 파장을 결정하는 경우, 기판 재료의 유전율(dielectric constant)(일반적으로 3.5와 4.0 사이)을 고려하는 것이 바람직하다. 안테나 구조(600)의 상단 부분이 공기 중에 효과적으로 노출되면, 유효 유전율은 변형되며, 기판의 유전율의 약 1/2이 될 수 있다.

또한, 점선(610)에 의해 개략적으로 도시된 바와 같이, UWB 안테나의 모노폴 버전은 안테나(600)의 절반을 접지 평면으로 교체함으로써 제조될 수도 있다.

PCB(인쇄 회로 보드)에 기초한 다이폴 안테나의 실시예에서, 2개의 안테나 구조(200) 사이의 간격 d가 중요하고, 가능하면 작아야 하며, 특히, 안테나 동작의 최대 설계 주파수(상위 주파수 응답 니(knee))에서의 파장보다 작아야 한다. 이는 간격 d가 안테나의 입력 임피던스를 조정하기(tune) 때문이고, 따라서, 안테나를 구동하는(또는 안테나에 의해 수신되는) 신호는, 주파수에 따라 실질적으로 변화되는 d값을 인식하지 않는 것이 바람직하다. 실제로, d의 최소값은 이용되는 안테나 피드에 의해 일반적으로 결정된다.

각각의 안테나 구조(220)는 각각의 안테나 피드(602a, 602b)를 가지며, 평형 신호 또는 차분 신호(differential signal)에 의해 구동되는 안테나를 허용한다. 도6b 내지 도6e는 이용될 수 있는 안테나 피드 구조를 도시하고 있으며, 도6b는 마이크로스트립 피드, 도6c는 스트립 라인 피드, 도6d는 동평면 도파관 피드, 도6e는 평형 라인 피드를 각각 도시하고 있다. 도 6b 내지 도6e에서, 금속층은 두꺼운 선으로 도시되어 있고, 평형 라인 피드를 제외한 모든 구조가 하나 이상의 접지 평면을 갖는다는 것을 알 수 있다. 이러한 접지 평면은 안테나의 동작을 방해할 수 있기 때문에, 도6e에 도시된 평형 라인형 피드 구조를 이용하는 것이 바람직하다. 전술된 3GHz 내지 10GHz의 안테나 구조에 있어서, 2개의 0.2mm 라인에 의해 0.38mm 만큼 떨어진 50Ω 피드가 제공될 수 있으며, 그 결과, 전체 간격 d는 약 0.76mm가 된다.

이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 이해하는 바와 같이, 다이폴 UWB 안테나는 어떠한 종래 방식으로도 구동될 수 있다. 예를 들어, 평형 피드를 제공하기 위하여, 한 쌍의 반전 증폭기와 비반전 증폭기가 이용될 수도 있고, 또는 평형 피드는, 불평형 피드와 안테나 사이에 밸룬(balun)을 삽입함으로써, 불평형 또는 대칭 구동 출력으로부터 얻어질 수도 있다. 예를 들어, J. Thaysen, K.B.Jakobsen 및 J.Appel-Hansen, "A wideband balun - how does it work?", More Practical Filter and Couplers; A Collection from Applied Microwave & Wireless, Noble Publishing Corporation, ISBN 1-884932-31-2, pp.77-82, 2002; M Basraoui and P Shastry, "Wideband Planar Log-Periodic Balun", International Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering, Vol.11, Issue 6, November 2001, pp.343-353; 및 Filipovic 등 "A Planar Broadband Balanced Doubler Using a Novel Balun Design"; IEEE Microwave and Guided Wave Letters, Vol.4 No.7 July 1994에서 설명된 바와 같이, 어떠한 종래의 광대역 밸룬 구조도 이용될 수 있으며, 이것의 전체 내용이 상기 문헌들에 참조로서 명시되어 있다.

전술된 안테나 구조(220)의 하나의 유용한 특징은, 안테나 구조의 동작에 관한 설명으로부터, 안테나 구조가 주파수 응답을 변형시키기 위하여 어떻게 변형될 수 있는지에 관하여 인식될 수 있다는 점이다.

도2e로부터, 개념적으로, 안테나 구조(220)는 상이한 길이를 갖는 복수의 미소 공진 요소을 포함하며 각각의 길이는 구조의 대칭축과 소정의 각도를 이룬다는 것을 알게 된다. 몇몇의 애플리케이션에 있어서, UWB 안테나의 주파수 응답, 예를 들어, Hiperlan/2 및/또는 IEEE802.11a와의 상호 간섭을 감소시키기 위하여, 3GHz와 10GHz 사이에서 동작하는 UWB 시스템에 있어서의 5GHz 대역에서, 노치를 제공할 수 있는 것이 바람직하다. 개념적으로, 이는, 안테나 구조(220)로부터의 감소된 응답을 제공하는 것이 요구되는 주파수에 대응하는 길이를 갖는 요소를 제거함으로써 달성될 수 있다. 도2e는, 제1 각도와 제2 각도 사이에서 대응하는 길이를 갖는 제1 주파수 요소와 제2 주파수 요소 사이에서의 안테나 구조의 주파수 응답에서 노치를 생성하는 것은, 구조로부터 제거될 수도 있으며, 결과적으로, 구조에서, 테이퍼드 방사 노치를 초래한다.

도7은 대칭적인 노치 쌍(702a 702b)을 정의하도록 구성된 안테나 구조(700)의 일례를 도시하고 있다. 이 노치들의 상위(보다 긴) 에지와 하위(보다 짧은) 에지는 안테나 응답에서 노치의 하위 니와 상위 니에 대응하는 길이를 정의한다. 설명되는 일례는 3GHz와 10GHz 사이에서 동작하도록 구성된 안테나 및 쐐기 형상의 방사 노치가 약 5GHz와 6GHz 사이에서 노치를 제공한다는 것을 보여준다. 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 상기 방정식 1 및 2로부터, 도6에 도시된 구조가 어떠한 원하는 주파수 쌍들 사이 또는 복수의 이러한 노치들 사이에서도 노치를 제공하도록 변경될 수 있다는 점을 이해할 것이다.

이제 전술된 안테나 구조(이하, "'Bishop's Hat' 안테나"로 언급됨)의 변형예에 관한 몇몇의 시뮬레이션 실행 결과를 설명한다. 또한, 원형 안테나 본체를 포함하는 보다 새로운 초광대역 안테나 설계에 관해서도 설명한다. Bishop' Hat 안테나 및 원형 안테나는 둘 다 로컬 802.11 송신으로부터의 간섭과 같은 간섭을 감쇠시키기 위하여 주파수의 협대역에 걸쳐 안테나 응답을 감소시키도록 슬롯이 형성될 수도 있다. Bishop' Hat 안테나 구조 및 원형 안테나 구조는 둘 다 모노폴 또는 다이폴 구성에서 이용될 수 있다. 마찬가지로, 두 구조는 PCB(인쇄 회로 보드) 또는 기판 상에 인쇄될 수도 있으며, 결과적으로, 증가된 유전율은, 예를 들어, PCMCIA 애플리케이션에 적합하고 물리적으로 보다 작은 안테나를 초래한다.

상기 방정식 1 및 2에 따라, 수학적 모델이 개발되었고, 이에 관한 MATHCAD(trademark) 스크립트는 다음과 같다.

Frequency range in GHz f_min:=3.6 f_max:=10.1

Define a range of angles:

α_max_deg:=60

α_max:=α_max_deg·π/180 n_max:=63 Must be odd

n:=0_n_max-1

α_n:=α_max-2n·α_max/(n_max-1)

Define a frequency Range: F_max:=f_min F_min:=f_max

f_n:= ｜m←2·(f_min-f_max)/(n_max-1)

｜mn+f_max if n ＜ n_max/2

｜-mn + (2f_min-f_max) if n ＞ n_max/2

F_n:= ｜m←2·(F_min-F_max)/(n_max-1)

｜mn+F_max if n ＜ n_max/2

｜-mn + (2F_min-F_max) if n ＞ n_max/2

Calcaulate ideal length of dipoles (im mm): c:=2.99792458m/s

Set mode, Mode 0, Standard Hat, Mode 1, Wing Shape; Mode:=1

Δ_n:= ｜c/(4f_n·GHz) if Mode=0

｜c/(4F_n·GHz) if Mode=1

Rotate Antenna plot by: β:=π/2 β:=0

Now we have to plot the vectors(dipole lengths(mm) at angle α):

A_n+1:=Δ_n·1000(cos(α_n)+i·sin(α_n))·(cos(β)+i·sin(β))

Add the origin points: A_n:=0 A_{n_max+1}:=0

모델의 파라미터는 F _max , F _min 및 (모노폴) 소자에 의해 이루어지는 최대 단면 각도(maximum single-sided angle) α_max를 포함한다. 모델은 X-Y 좌표열을 연산하고, 포맷을 지정하며, 출력 파일을 디스크로 읽어낸다. 가장 짧은 모노폴(F_max에 대응함)이 중심에 위치하도록, 최대 주파수 및 최소 주파수가 교환되고(swapped), 그리고 나서, 날개(wing) 형상이 얻어진다. 또한, 수학적 모델은 '날개형' 안테나의 X-Y 좌표를 연산한다.

도8a 내지 도8c는 3.6GHz로 설정된 F _max , 10.1GHz로 설정된 F _min 및 60°, 90° 및 120°로 설정된 최대 단면 현각(maximum subtended single-sided angle) α_max와 함께 모델의 출력을 도시하고 있다(Bishop's Hat의 변형예만 도시되어 있음).

상기 모델은, Ansoft Corporation의 Serenade(trademark), Agilent의 ADS 또 는 Applied Wave Research의 Microwave Office와 같은 표준 소프트웨어 패키지를 이용하여, 구조의 전자기(EM) 시뮬레이션을 위하여 이용될 수 있다. 관련된 설계 파라미터로는 저주파 경계, 고주파 경계 및 중심에서의 현각(전술된 θ _max의 2배)이 있다.

3개의 상이한 Bishop's Hat 안테나가 모델링되었으며, 이들은 모두 3.6GHz 내지 10.1GHz의 동일한 주파수 범위에 걸쳐 있지만, 중심에서의 현각은 주로 60°, 90° 및 120°로 상이하다.

초기에, 중심에서의 현각은 90도로 설정되었고, 도9a에, 이 구조가 도시되어 있다. 도9b의 스미스 차트에, 시뮬레이션된 임피던스가 도시되어 있고, 이는 반사 손실도(도 9c)가, 매칭되는 시스템의 다른 반사 손실도와 비교될 수 있도록, 100Ω의 특성 임피던스 Zo로 정규화되었다. 임피던스의 S11 확산은 간단한 다이폴 안테나의 확산보다 훨씬 작고, 초광대역 동작을 제공한다. 도9d는 방사 패턴이 반드시 다이폴 안테나의 경우와 동일하다는 것을 보여준다.

이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 이상적인 정규화된 임피던스가 +1.0이고, 일반적으로 높은 임피던스는 바람직하지 않다는 점을 이해할 것이다. 도9b에서, 사각 포인트들은 2GHz로부터 12GH까지의 범위에 걸쳐 1GHz 만큼 떨어져 위치하고 있고, 임피던스의 모듈러스(modulus)는 약 2.5GHz 이상에서 1보다 작다.

이 스미스 차트와 반사 손실도 및 후술되는 스미스 차트와 반사 손실도에서, 주파수 범위는 2GHz로부터 12GHz까지이다.

도10a 내지 도10c는 상이한 주파수에서의 전류 밀도 결과를 도시하고 있으며, 모두 영 위상에서 도시된 것이다. 여기서, 밝은 영역(긴 화살표)는 비교적 높은 전류 밀도를 나타내고 어두운 영역(짧은 화살표)은 비교적 낮은 전류 밀도를 나타낸다. 표피 효과가 명백히 존재하며, 이는 전류가 도체의 바깥쪽 에지에 보다 많이 흐르도록 한다. 그럼에도 불구하고, 구조의 중심은 중요하고, 예를 들어, 중심이 제거되어 루프 또는 링 형태가 되면, 안테나는 적절히 동작하지 못한다.

다음으로, 중심에서의 현각은 60°로 감소되고(도11a가 이 구조를 도시하고 있음), 시뮬레이션이 반복된다. 주요면 방사 패턴은 90°의 경우와 기본적으로 동일하기 때문에, 간결함을 위하여 도시하지 않는다. 도11b에 임피던스가 도시되어 있고, 이는 평균 임피던스가 약 200Ω으로 증가되었다는 것을 나타낸다.

중심에서의 현각이 120°인 Bishop's Hat 안테나의 세번째 변형예(도12a)가 시뮬레이션되었다. 120° Bishop's Hat 안테나의 임력 임피던스를 도시한 스미스 차트는 120Ω으로 정규화되었고 이는 도12b에 도시되어 있다.

도13에 도시된 바와 같이(정규화된 임피던스는 100Ω; 다이아몬드는 90°; 사각형은 60°; 삼각형은 120°), 3개의 모든 임피던스 응답을 하나의 스미스 차트에 도시하는 것이 유익하다. 60° 안테나가 비교적 높은 임피던스를 갖고, 90° 및 120° 안테나의 임피던스 응답은 매우 유사하다는 것을 알 수 있다. 보다 정밀하게 살펴보면, 120° 안테나의 임피던스가 저주파 및 중간 주파수에서는 우수하지만, 고주파에서는 90° 안테나 만큼 우수하지 않다는 것을 알 수 있다.

전술된 바와 같이, Bishop's Hat 안테나의 수학적 듀얼(dual)은 최대 길이와 최소 길이가 교차하는 위치에 존재한다. 여기서 이 구조는 Wing으로 언급된다. Bishop's Hat 안테나의 경우에서와 같이, Wing 구조의 3가지 상이한 버전이 시뮬레이션되었고, 중심에서의 현각으로서, 주로 60°, 90° 및 120°를 갖는다. 도14 내지 도17에, 그 결과가 도시되어 있다(도17에서, 사각형은 90°; 삼각형은 60°; 표시가 없는 것은 120°). 주요면 방사 패턴은 90°의 경우와 기본적으로 동일하기 때문에, 간결함을 위하여, 도시되지 않는다.

Bishop's Hat 안테나의 시뮬레이션에 이어서, 원형 안테나가 연구되었고, 이는 하나의 포인트로부터 제공되는 무한한 일련의 다이폴을 제공하며, 전위에 있어서, 낮은 분배 특성을 제공한다. 광대역 안테나는, 일정한 입력 임피던스를 가지며, 비공진(non-resonant)의 Q가 낮은 방사기(radiator)를 형성해야 하기 때문에, 유도파(guided wave)로부터 자유공간파(free-space wave)로의 부드러운 전이(smooth transition)를 나타내는 것이 바람직하다. 그에 따라, 도18a에 도시된 원형의 다이폴 구조가 시뮬레이션되었으며, 도18b 내지 도20에, 그 결과가 도시되어 있다(정규화된 임피던스는 100Ω; 도19에서, 사각형은 6Ghz; 삼각형은 3GHz; 다이아몬드는 10GHz).

상기 결과는 원형 안테나가 UWB 시스템에서 유리하게 이용될 수 있다는 것을 보여준다. 안테나는 매우 넓은 대역폭에서 거의 일정한 임피던스를 나타내며, 저주파 응답은 원의 직경에 의해 바르게 정의된다. 또한, 안테나 방사 패턴은 다이폴 안테나의 경우와 유사하다.

도21a에 도시된 바와 같이, 원하지 않는 간섭 신호를 차단하기(reject) 위하 여, 슬롯이 원형 안테나에 포함될 수 있다. 대칭적인 슬롯 위치가 선택되었고, EM 시뮬레이션이 실행되었다(도21a의 추가적인 노치는 단지, 안테나 형상이 사각 그리드 상에서 모델링되는 경우, 슬롯이 쇼트되는 것(shorting out)을 방지하기 위하여 도입되었음). 도21b와 도21c에, 임피던스와 반사 손실도가 각각 도시되어 있다. 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 도21c가 도21b의 실수 부분를 나타내고 반사 손실은 낮을수록 좋다는 것을 이해할 것이며, 여기서, 피크는 4GHz 차단 노치에 대응한다. 도21b 및 도21c는, 약 4GHz 근방의 주파수의 협대역을 제외하고, F _min 이상에서 좋은 매칭이 얻어진다는 것을 나타낸다. 슬롯의 길이는 비교적 크며, 결과적으로, 이는 낮은 대역 차단 주파수를 초래한다. 이 예에서, 개방된 단부를 피드 포인트를 향해서 회전시킴으로써 슬롯 길이를 감소시키는 것은, 대역 차단 주파수를 증가시킨다.

다음으로 설명되는 안테나는 모노폴 안테나이며, 이는, 측정을 위하여, 50Ω 송신 라인, 동축(coaxial) 케이블 또는 인쇄 마이크로스트립과 같은 50Ω 시스템에 쉽게 접속될 수 있다. 도23a 내지 도23c에, Bishop's Hat 모노폴 안테나에 관한 결과가 도시되어 있고, 도24a 내지 도24c에 원형 안테나에 관한 결과가 도시되어 있다.

도25는 PCB 상에서의 제조에 적합한 안테나를 도시하고 있으며, 예를 들어, 이는 PCMCIA에 기초한 제품을 위하여 바람직하다. 통상적으로, PCB의 유전율(Er)은 2 < Er < 5이고, 안테나 구조의 물리적 크기를 감소시키게 되기 때문에, 이 조건은 꼭 충족되어야 한다. 또한, 세라믹 기판을 이용하는 것도 안테나 규모를 감소시킬 수 있다.

PCMCIA에서, 안테나 소자와 직교하는 접지 평면을 장착하는 것은 어색하고, 다이폴 안테나가 PCMCIA 요건에 보다 적합하다. 평형 피드는, UWB 밸룬을 통하여 1단부(single-ended) 송신기를 제공하거나, 또는 평형 출력 신호(서로 180°의 위상차를 갖는 2개의 신호)와 함께 송신기를 이용함으로써 구현될 수 있다. EM 시뮬레이터를 이용하여, 예를 들어, PCMCIA 모듈의 금속 케이스, 랩톱이나 PC 또는 PCB 상에서의 다른 인접 회로에 있어서, 어떠한 도체의 근접 효과도 고찰될 수 있다. 다이폴 안테나의 각각의 절반은 PCB의 반대 측면에 에칭되며, 그에 따라, 대칭적인 브로드사이드 결합 스트립 라인이 평형 피드에 이용되도록 허용한다. 명백한 오프셋은 단지 예상 결과에 불과하며, 이상적으로는, 2개의 피드 라인이 실질적으로 서로 마주보고 있다(따라서, 2개의 피드선이 구리의 두께와 동일한 폭에 걸쳐 서로 면하고만 있는 경우, 그들이 나란히 있을 때보다 많은 오버랩 면적을 제공함).

측정은 Anritsu 37347A Network Analyser와 함께 다양한 안테나를 이용하여 이루어졌다. 그러나, 무향실(anechoic chamber)이 아닌 실험실에서 경로 손실을 측정하는 것은 문제가 될 수 있다는 것을 알아야 한다. 가까운 금속 구조 또는 기구로부터의 복수의 반사가 결과에 영향을 미칠 수도 있다.

구리 시트로부터 Bishop's Hat 시제품(모노폴 구성)이 제조되었으며, 56.25cm²의 접지 평면 위에 장착되었다. 안테나는 S11이 측정될 수 있도록(도26a) 50Ω SMA 커넥터에 직접 접속되어 있다. 이러한 2개의 안테나는 네트워크 분석기(network analyser)의 2개의 포트에 접속되어 있고, 30cm 만큼 떨어져 있다. 포트2에 접속된 안테나는 주파수 노치를 제공하기 위하여 슬롯이 형성된다. S파라미터가 측정되었고(도26b에서의 S21(2621), S11(2611), S22(2622) 참조), S21은 UWB 주파수 범위에 걸쳐 확장되는 안테나의 통과 대역을 명확하게 보여주며, 자연적인 6dB/octave 자유공간 손실로 인하여, 고주파에서 보다 많은 감쇠가 나타난다. 또한, 주파수 5.2GHz에서 802.11로 조정될 수도 있긴 하지만, 약 6.6GHz에서 노치가 존재한다. 30cm에서 2.7GHz에서의 자유공간 손실은 -30.6dB이며, 이는 안테나가 사실 약 -0.2dBi의 수평 이득(horizontal gain)(각각의 안테나에서)을 갖고 방사한다는 점과 잘 대응한다. 선형 위상(일정한 그룹 딜레이)은 낮은 비트 에러율을 위하여 바람직하며, 도26c에, 그룹 딜레이가 도시되어 있다(노치 주파수에서, 과도한 그룹 딜레이가 발생함). UWB 대역 외에서의 잡음이 있거나 높은 그룹 딜레이는, 낮은 신호 레벨로 인하여 위상 고정을 손실한 분석기의 결과이다. 도27은 슬롯이 형성된 Bishop's Hat 모노폴 안테나의 사진을 도시하고 있다.

도28a 내지 도28c를 참조하면, 원형 모노폴 안테나에서, 직경은 저주파 응답(이 예에서는 약 3GHz)을 결정한다. 직경이 20mm인 원형 다이폴 안테나 시제품은 56.25cm²의 접지 평면 위에서 SMA 커넥터의 중심 핀에 장착되었다. 도28b는 스미스 차트 포맷에서 S11을 도시하고 있고, 이는 가용 UWB 응답을 설명한다.

이러한 2개의 원형 안테나는 30cm 만큼 떨어져서 위치하고, 네트워크 분석기 에 접속되어 있으며, S파라미터가 측정되었다(도28b에서의 S21(2821), S11(2811), S22(2822) 참조). 분석기의 포트2에 접속된 원형 안테나는 슬롯이 형성되고, 그에 따라, S22는 높은 반사 손실을 가지며(도면에서 "2"로 표시됨), 이 경우, S22는 5.3GHz의 응답에서 노치를 갖는다. 또한, 2.6GHz에서 S21의 크기는, -30.3dB의 이론상의 경로 손실과 유사한 -28dB이며, 그에 따라, 안테나는 +1.1dBi(각각의 안테나에서)의 이득을 갖는다.

도28c에 그룹 딜레이가 도시되어 있으며, 5.3GHz에서의 큰 진폭(excursion)은 안테나 중 하나에서의 슬롯으로 인한 것이다. 약 1ns의 평균 그룹 딜레이는 전적으로 안테나들 사이의 30cm의 분리로 인한 것이다.

전술된 바와 같이, Bishop's Hat 안테나가 전술된 다른 안테나보다 다소 복잡한 방식으로 동작하지만, 동일한 기본 원리를 갖는다는 것을 알 수 있다. 저주파 수행은 최대 크기(중심 길이)에 의해 결정되지만, 고주파 응답은, 짧은 에지 요소의 λ/2 공진 및 보다 긴 요소의 3λ/2 공진을 포함하여, 많은 모드의 중첩에 기인한다.

Bishop's Hat 안테나 및 원형 안테나의 시뮬레이션 결과는 둘 다 측정 결과와 대응하고, Bishop's Hat 안테나 및 원형 안테나는 둘 다 UWB 시스템과 함께 이용하는데 적합하다는 것을 알 수 있다. Bishop's Hat 안테나 및 원형 안테나는 둘 다 감소된 응답을 갖는 주파수 대역을 제공하기 위하여, 예를 들어, 로컬 802.11 송신 등으로부터의 전파 장해(radio interference) 효과를 감소시키기 위하여, 슬롯이 형성될 수도 있다.

구조는, 적절히 구동되면, 모노폴 또는 다이폴 구성에서 이용될 수 있다. PCB(인쇄 회로 기판)에서, (공기보다) 증가된 유전율은 물리적으로 작은 안테나를 초래하며, 예를 들어, 이는 PCMCIA 애플리케이션에 적합하다. 평형 송신 라인은 송신기의 평형 출력을 다이폴 중심에 단거리로 접속하는데 이용될 수 있다. 세라믹 기판 재료는 안테나 구조의 크기를 더 감소시키는데 이용될 수 있다. 예를 들어, PCMCIA에 기초한 장치에서 유용한 대안적 구조에서, 다이폴(또는 모노폴) 형상은 구리가 아닐 수도 있으며, 이는 접지 평면 내에서 컷 아웃(cut out)되고, 이는 슬롯 다이폴 안테나와 유사하다.

전술된 안테나 구조는 어떠한 UWB 송신, 수신 또는 송수신 시스템에서도 이용될 수 있다. 몇몇 UWB 애플리케이션은 UWB 무선 통신 시스템(radio comminication systems), 레이더 시스템, 태그, 와이어리스 근거리 통신망 WLAN 시스템(wireless local area network systems), 충돌 방지 센서, RF 감시 시스템, 정밀도 위치 시스템 등을 포함한다. 또한, 안테나 구조의 실시예들은 UWB가 아닌 시스템의 애플리케이션도 갖는다.

이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 전술된 설계에 대하여 다양한 변화가 가능하다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 유도성을 더 갖는 모양을 제공하고, 그에 따라, 주파수에서 안테나 응답을 시프트하기 위하여, 구멍이 있거나 구부러진 에지가 안테나 구조에 제공될 수도 있다.

이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 많은 효과적인 대안예들을 생각해낼 수 있다. 본 발명이, 전술된 실시예에 한정되지 않고, 이 기술 분야에서 통상 의 지식을 가진 자에게 명백한 변형예를 포함하며, 여기에 첨부된 청구범위의 사상 및 범위 내에 있다는 것을 이해할 것이다.

Claims

안테나 피드(feed)를 안테나에 결합하기 위한 안테나 피드 결합 영역을 갖는 안테나 본체를 포함하는 안테나에 있어서,

상기 안테나 본체는 복수의 실질적으로 직선인 도체 소자들을 포함하고, 상기 도체 소자들은 제1 길이로부터 보다 짧은 제2 길이까지의 길이들을 갖고, 상기 길이는 상기 소자의 공진 주파수를 정의하고,

상기 도체 소자 각각은 상기 결합 영역에서 근단부(proximal end)를 갖고, 상기 제1 길이 또는 제2 길이의 상기 소자는 안테나 축을 정의하고, 상기 소자는 상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루어 배치되어 있고,

상기 안테나 축에 대하여 각도를 이루는 소자의 길이는 상기 길이에 대한 공진 주파수와 상기 각도 사이의 선형 관계에 의하여 결정되는

안테나.
제1항에 있어서,

상기 제1 길이는 제1 공진 주파수에 대응하고, 상기 제2 길이는 제2 공진 주파수에 대응하고,

상기 제1 및 제2 길이를 갖는 소자들 사이의 각도는 베이스 각도를 정의하고,

상기 안테나 축과 각도를 이루는 상기 소자의 길이는 상기 소자의 공진 주파수에 의해 결정되고,

각도를 이루는 소자의 공진 주파수와 상기 제1 공진 주파수 사이의 차는, 상기 베이스 각도의 함수로서 표현되는 상기 각도를 제1 주파수와 제2 주파수 사이의 차와 곱한 값에 의해 결정되는

안테나.
제2항에 있어서,

상기 베이스 각도는, 90도 이하이고, 60도 이하인 것이 보다 바람직하고, 실질적으로 45도와 같거나 그 이하인 것이 가장 바람직한

안테나.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 본체는 상기 결합 영역을 통과하는 대칭축을 갖고, 그 결과, 상기 대칭축의 한 측면의 유효(effective) 도체 소자들이 상기 대칭축의 반대 측면 상에 대응부들(counterparts)을 갖는

안테나.
제4항에 있어서,

상기 안테나 축은 상기 대칭축과 실질적으로 일치하는

안테나.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 본체는 실질적으로 연속적인 도체이고,

상기 도체 소자들은 상기 실질적으로 연속적인 도체 내에 전도 경로를 포함하고,

상기 소자들의 원단부(distal ends)는 상기 도체의 곡선 에지를 정의하는

안테나.
제6항에 있어서,

상기 안테나 본체는 적어도 하나의 실질적으로 직선인 에지를 더 갖는

안테나.
제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 본체는 실질적으로 평면인

안테나.
제8항에 있어서,

유전체 기판에 의해 지지되는 전도층

을 포함하는 안테나.
제8항 또는 제9항에 있어서,

상기 유효 도체 소자들은 상기 안테나 본체에서 적어도 하나의 개구(aperture)를 정의하고,

제1 도체 소자는 상기 개구의 제1 에지를 정의하고, 보다 짧은 제2 도체 소자는 상기 개구의 제2 에지를 정의하는

안테나.
제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 소자의 길이는 상기 소자의 공진 주파수에서 실질적으로 1/4 파장인

안테나.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제1 길이를 갖는 소자는 상기 안테나 축을 정의하는

안테나.
제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에서 청구된 바와 같은 한 쌍의 안테나를 포함하는 안테나에 있어서,

상기 한 쌍의 안테나는 상기 안테나들 사이에서 중심선에 대해 실질적으로 대칭으로 배치된

안테나.
제13항에 있어서,

상기 안테나들의 결합 영역에 대한 피드

를 더 포함하는 안테나.
제14항에 있어서,

상기 피드는 평형 라인 피드를 포함하는

안테나.
제14항 또는 제15항에 있어서,

상기 안테나 쌍의 결합 영역들은 실질적으로 상기 피드의 폭보다 크지 않도록 분리된

안테나.
제13항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 쌍의 결합 영역들은 2mm 이하로 분리되고, 1mm 이하로 분리되는 것이 보다 바람직한

안테나.
제1항 내지 제17항 중 어느 한 항에서 청구된 바와 같은 초광대역(UWB) 안테나.
실질적으로 균일한 저항을 갖는 평면 도체를 포함하는 초광대역 안테나 구조 에 있어서,

상기 구조는 각각 하나의 코너에서의 안테나 피드 접속부와, 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 일반적으로 삼각 형태인 쌍의 형상을 갖고, 또한, 상기 구조는 상기 안테나 피드 접속부를 통과하는 대칭축을 갖는

초광대역 안테나 구조.
제19항에 있어서,

상기 안테나 피드 접속부로부터 분기되는 실질적으로 직선인 측면의 제1 쌍; 및

상기 안테나 피드 접속부와 반대쪽 포인트를 향해 모이는 곡선 측면의 제2 쌍

을 포함하고,

상기 대칭축은 상기 구조의 2개의 절반을 정의하고, 상기 구조의 각각의 절반은 상기 실질적으로 직선인 측면과 곡선인 측면을 갖는

초광대역 안테나 구조.
제19항 또는 제20항에 있어서,

상기 곡선 측면은, 상기 안테나 피드 접속부로부터 한 포인트와의 거리의 역 수가, 상기 안테나 피드 접속부와 상기 포인트를 잇는 선과 상기 대칭축 사이의 각에 실질적으로 비례하는, 포인트들의 궤적의 일부를 포함하는 곡선에 의하여 정의되는

초광대역 안테나 구조.
제20항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 일반적으로 삼각인 형태들은 그 긴 측면들을 따라 결합되는

초광대역 안테나 구조.
제20항 내지 22항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 실질적으로 직선인 측면은 상기 대칭축과 60도 이하의 각을 이루고, 실질적으로 45도를 이루는 것이 바람직한

초광대역 안테나 구조.
제19항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 피드 접속부와 상기 곡선 측면 사이로 확장하는 하나 이상의 에지 쌍

을 더 포함하고,

상기 구조에서 하나 이상의 노치(notches)를 정의하는

초광대역 안테나 구조.
제19항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서,

회로 보드 상에 도체 금속층

을 더 포함하는 초광대역 안테나 구조.
제19항 내지 제25항 중 어느 한 항에서 청구된 바와 같은 실질적으로 매칭되는 안테나 구조의 쌍을 포함하는 안테나.
제26항에 있어서,

상기 안테나 구조들은 실질적으로 겨우 1mm 만큼만 분리된

안테나.
제26항에 있어서,

상기 안테나 구조들의 상기 안테나 피드 접속부들에 결합된 안테나 피드

를 더 포함하고,

상기 안테나 구조들의 안테나 피드 포인트들(feed points)은 실질적으로 인접해 있고 상기 안테나 피드의 반대 측면에 있는

안테나.
제28항에 있어서,

상기 피드는 평형 피드를 포함하는

안테나.
안테나 피드와 함께 실질적으로 균일한 저항을 갖는 평면 도체를 포함하는 초광대역 안테나 구조에 있어서,

상기 구조는 일반적으로, 각각 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 삼각 형태로 결합된 쌍의 형상을 갖고, 또한, 상기 구조는 상기 안테나 피드 접속부를 통과하는 대칭축을 갖고,

여기서, 상기 구조는 상기 안테나 피드로부터 분기되는 실질적으로 직선인 측면의 제1 쌍 및 상기 안테나 피드와 반대쪽 포인트를 향해 모이는 곡선 측면의 제2 쌍을 갖는

초광대역 안테나 구조.
제30항에 있어서,

제1 및 제2 3dB 주파수

를 갖고,

여기서,

상기 제1 3dB 주파수와 상기 제 3dB 주파수 사이에서 실질적으로 평탄한 스펙트럼을 갖는 신호를 위한 수신 안테나로서 동작하는 경우, 수신된 신호 전력이 최대 수신 신호 전력보다 3dB 낮아지고,

상기 제2 3dB 주파수는 적어도 상기 제1 3dB 주파수의 1.5배이고, 적어도 상기 제1 3dB 주파수의 2배, 2.5배 또는 3배인 것이 바람직한

안테나 구조.
안테나 피드를 갖는 안테나 본체

를 포함하고,

상기 안테나 본체는 실질적으로 원형인 단면을 갖는

초광대역 안테나.
제32항에 있어서,

상기 안테나 본체는 실질적으로 원형인

초광대역 안테나.
제32항 또는 제33항에 있어서,

상기 안테나 피드는 상기 실질적으로 원형인 안테나 본체 단면의 에지에 대한 피드를 포함하는

초광대역 안테나.
제32항 내지 제34항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 안테나 피드에 인접한 접지 평면(ground plane)

을 더 포함하는 초광대역 안테나.
제32항 내지 제34항 중 어느 한 항에 있어서,

다이폴(dipole) 구조의 상기 안테나 본체의 쌍

을 더 포함하는 초광대역 안테나.
안테나 피드를 갖는 안테나 본체

를 포함하고,

상기 안테나 본체는 실질적으로 원형인 단면을 갖는 개구를 정의하는

초광대역 안테나.
실질적으로 균일한 저항을 갖는 평면 도체를 포함하는 초광대역 안테나 구조에 있어서,

상기 구조는 각각 하나의 코너에서의 안테나 피드 접속부와, 긴 측면, 짧은 측면 및 곡선 측면을 갖는 일반적으로 삼각 형태인 쌍의 형상을 갖는 개구를 정의하고, 또한, 상기 구조는 상기 안테나 피드 접속부를 통과하는 대칭축을 갖는

초광대역 안테나 구조.