KR20060135967A - 다중 반송파 ｄｓｌ환경에서 광대역신호를 이용하는전송선을 특성화하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

다중 반송파 ｄｓｌ환경에서 광대역신호를 이용하는전송선을 특성화하기 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

데이터 수집기와 마찬가지로 DSL모뎀을 이용하면, 상기 모뎀은, 예를 들면, 데이터를 회선 특성화의 더 쉬운 해석을 허용하기 위해 진행한다. 구체적으로, 모뎀은 보정, 필터보상, 비트 및 이득테이블에서의 SNR혼합의 결정 및 전송률 변환을 후처리한다. 해석 프로세스는 서전처리된 데이터를 이용하여 루프 특성화, 간섭 검출, 데이터 감소 추정 및 데이터 전송률 추정을 결정한다. 이 결정의 출력은 적어도 두개의 모뎀 사이의 회선 조건의 특성화를 허용한다.
데이터 수집 모듈, 후처리 및 해석 모듈

Description

다중 반송파 ＤＳＬ환경에서 광대역신호를 이용하는 전송선을 특성화하기 위한 시스템 및 방법{Systems And Methods For Characterizing Transmission Lines Using Broadband Signals In A Multi-Carrier DSL Environment}
도 1은 본 발명에 따른 회선 특성화 시스템의 실시예를 도시하고,
도 2는 본 발명에 따라 보정된 결정방법의 실시예를 도시하며,
도 3은 본 발명에 따른 필터 보상된 결정방법의 실시예를 도시하고,
*도 4는 본 발명에 따른 시간 도메인 및 주파수 도메인 필터의 효과를 감소하는 방법의 실시예를 도시하며,
도 5는 본 발명에 따른 종단(far-end) SNR 테이블을 결정하는 방법의 실시예를 도시하고,
도 6은 본 발명에 따른 실제 데이터 전송률을 결정하는 방법의 실시예를 도시하며,
도 7은 본 발명에 따른 루프 길이 모델 실시예를 도시하고,
도 8은 본 발명에 따른 루프 길이 및 브리지형 탭 길이를 결정하는 방법의 실시예를 도시하며,
*도 9는 본 발명에 따른 크로스토크 검출프로세스의 동작 실시예를 도시하고,
도 10은 본 발명에 따른 교란 정보(disturbance information)를 결정하는 방법의 실시예를 도시하며,
도 11은 AM/EMI간섭 패턴의 파워 스펙트럼 실시예를 도시하고,
도 12는 본 발명에 따라 결정된 도 11의 파워 스펙트럼의 두번째 기울기를 도시하며,
도 13은 본 발명에 따른 AM/EMI방해기의 개수를 결정하는 방법의 실시예를 도시하고,
도 14는 본 발명에 따른 전송률 저하 추정을 결정하는 방법의 실시예를 도시하며,
도 15는 본 발명에 따라 추정된 데이터 전송률을 결정하는 방법의 실시예를 도시하고,
도 16은 본 발명에 따른 통신링크 특성화을 결정하는 실시예 기능의 개관을 도시한다.
본 발명은 "다중반송파 DSL시스템에서 광대역신호를 이용하는 전송선의 특성화"이라는 명칭으로 2000년 8월 10일에 출원된 미국 가출원번호 60/224,308의 이점과 우선권을 주장하며, "전송선의 루프길이 및 브리지형 탭길이 결정을 위한 시스템 및 방 법"이라는 명칭으로 2001년 1월 8일에 출원된 미국특허번호 09/755,172와 "직교전송모드를 설치하기 위한 시스템 및 방법과 그에 대한 통신"이라는 명칭으로 2001년 1월 8일에 출원된 미국특허번호 09/755,173와 관련이 있으며, 본 명세서에 그들의 전체가 참조문헌으로 통합된다.
일반적으로, 본 발명의 시스템 및 방법은 전송선 특성화의 결정에 관한 것이며, 보다 구체적으로는, 본 발명은 광대역신호를 이용하는 전송선의 특성화를 결정하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
컴퓨터 산업과 적합한 하드웨어의 가용성의 급속한 발전이 인터넷, 예를 들면, 분산망(distributed network)을 만들었으며, 여기서 사용자들과 중앙집중위치에서의 컴퓨터 사이에 통신링크를 구비한 사용자는 공개적으로 이용가능한 정보를 액세스할 수 있다(access). 인터넷 사용자들은, 예를 들면, 고객 사전 장비(customer premise equipment : CPE)에서 전화회사 중앙국(central office : CO)까지의 전화선을 포함하는 링크를 통해 분산망에 연결될 수 있다. 인터넷서버에서 데이터 전송을 요청하는 사용자는 사용자의 위치와 중앙국 사이의 연결의 제한된 밴드폭에 직면하게 된다. 더 많은 정보가 생성되어 디지털 형식으로 저장되어지기 때문에, 대형 데이터 파일을 액세스하기 위한 사용자들에 대한 요구는 데이터를 전송하는 새롭고 더 빠른 방식을 찾는 것을 점점 중요하게 만든다. 데이터 전송을 더 빠르게 달성하기 위한 하나의 방식은, 예를 들면, 현재의 금속 도체(metaliic conductor)를 섬유(fiber)로 대치하거나 증가된 밴드폭을 갖는 더 좋은 품질 금속 도체(quality metallic conductor)를 이용함으로써 사용자와 CO 사이의 전송선의 밴드폭을 증가시킨다. 그러나, 이러한 접근방식은 많은 비용이 들고 전화 회사측 에 대폭적인 투자를 요구한다.
최근의 디지털 신호 처리 및 무선통신에서의 발전은 기존의 꼬인 쌍 전화선을 통해 고속 데이터 링크를 가능하게 하는 디지털 가입자 회선 기술(digital subscriber line : DSL technology)을 가져왔다. 비록 소수의 상이한 DSL 시스템 이 제안되어졌지만, 다중 반송파 시스템이 빠르게 대중성을 얻어서 표준화되어졌다. 다중 반송파 DSL시스템은 주파수 분할 다중화(frequency division multiplexing)의 원리로 동작하는데, 여기서 나눠진 주파수 밴드는 CPE에서 CO로 및 그 역으로 데이터를 전송하는데 이용된다. 사용자에서 CO로 데이터를 전송하기 위해 할당된 밴드폭 부분은 업스트림(upstream :US) 채널이라 불리며, CO에서 사용자에게 데이터를 전달하기 위해 할당된 밴드폭 부분은 다운스트림(downstream :DS) 채널이라 불린다. 일반적으로 인터넷 세션(internet session)에서는 CO에서 사용자에게 전송되는 데이터의 양이 사용자에서 CO에게 전송되는 데이터의 양보다 더 많기 때문에, 일반적으로 다운스트림 채널에 대해 할당된 밴드폭은 업스트림 채널에 대해 할당된 밴드폭보다 더 넓다. 업스트림 채널에 대한 다운스트림 채널의 일반적 비율은 4:1 또는 8:1이다.
업스트림과 다운스트림 채널에 대해 할당된 밴드폭은 다수의 서브-밴드(sub-band)로 구획되는데, 서브-밴드는 충분히 좁아서 회선으로 인해 도입된 왜곡(distortion)이 감쇠(attenuation) 및 위상 이동으로서 설명될 수 있다. 이 파라미터들은 서브-밴드상에서 선정된 신호를 전송(send) 및 수신(receive)함으로써 데이터 링크를 설치하기 전에 트레이닝 세션(training session)내에서 측정될 수 있다. 서브-밴드에서 송신될 수 있는 데이터의 양은 해당 서브-밴드내의 신호대 잡음비(signal to noise ratio : SNR)에 의해 제한되는데, 이는 잡음 전력(noise power)에 의해 나눠진 회선 감소(line attenuation)로 나타나는 신호강도(signal strength)이다. 다중 반송파 DSL시스템에서의 서브-밴드 각각은 해당 서브 밴드상에서의 SNR 및 최대 허용 비트 에러 전송률(bit error rate : BER)에 일치하는 데이터를 전송하는데 이용된다. 전술된 원리내에서 동작하는 다중 반송파 DSL시스템은, 예를 들면, 초당 천만비트 만큼 높은 데이터 전송률을 달성할 수 있다.
다중 반송파 DSL시스템이 현재 전화선을 고속 데이터 전송 트래픽(traffic)으로 개발할 수 있는 비용 절감방법을 제공하기 때문에 유망하지만, DSL배치의 설치 및 보수 단계에 있어서 급속하고 광범위한 배치를 방해하는 중요한 문제점이 있다. 예컨대, 기존의 전화선은 초기에 단지 음성만 전송(voice-only transmission)하기 위해 설치되었다. 단지 음성만 전송하는 것은 작은 밴드폭만을 이용하여 성공적으로 전송될 수 있었다. 다중 반송파 DSL시스템은 음성전송에 의해 요구되는 것보다 더 많은 밴드폭을 이용하는 것을 요구한다. 고주파수에서, 음성 전송에 영향을 주지 않는 회선조건은 디지털 데이터 전송률을 제한하는 중요한 요인으로 된다. 예를 들면, 회선 감쇠는 루프 길이(loop length)에 관련된다. 또한, CO나 사용자 어느 쪽으로 전송된 신호의 강도는 이격거리에 의해 감소할 수 있다.
따라서, 브리지형탭이라 불리우는 작고 개방된 회로로 꼬인 쌍은, 꼬인쌍과 함께 동작하는 분류기(shunt)에 연결되어, 음성 전송에는 영향을 주지는 않지만, 임의의 서브-밴드에서 회선의 감쇠 기능(function)에서 주기적인 딥(dip)을 일으키키 때문에 DSL 서비스의 성능을 저하시킨다. 추가적으로, 전화선은 보통 케이블내에 25 또는 50 꼬인 쌍으로 묶여된다(bundle). 케이블내의 꼬인 쌍의 밀접 접근(close proximity)으로 인해 특정 전화선에 의해 운반되는 다양한 DSL서비스에 의해 생성되는 신호가 묶음내에 남아있는 하나이상의 전화선에 의해 픽업될 가능성이 있다.
이러한 신호는 예측할 수 없으며 실제 서비스를 제공하는 전화선을 제외한 다른 전화선들에게는 의미가 없기 때문에 추가 잡음 요소로 인식된다. 다른 전화선과의 임의의 쌍을 이루는 경로를 통해 전화선으로 들어오는 간섭은 크로스토크(crosstalk)라 불린다. 예를 들면, AM 무선국(AM radio station), 전기 장치(예를 들면, 헤어 드라이어, 디머스위치(dimmer switch) 및 알람 시스템 등)와 같은 다양한 소스에 의해 전송된 전자기파(electromagnetic : EM wave)의 수신에 의해 야기되는 전화선에서의 다른 잡음 소스가 있을 수 있다. 전자기 소스 중 가장 유해한 것은 일반적으로 AM 무선국이다. 두개의 전화선이 같지 않고, DSL링크의 이용도 및 품질(quality)이 전술한 바와 같이 회선 조건에 직접 비례하므로, 서비스가 설치될 때 DSL서비스를 위해 전화선을 제한하고 통신링크를 유지할 수 있는 것이 중요하다. 서비스 제한 및 유지와 연관된 비용을 줄이기 위해, 기술자를 고객 가입자에게 파견하지 않고 원격으로 전화선을 제한하고 유지하는 것이 바람직 할 것이다.
사용자와 중앙국의 백본(backbone)에 연결된 하나이상의 서버 사이에 통신링 크를 설치하는 것은 상기 개략된 기본 원리에 따라 DSL송수신기에게 데이터전송을 조절할 것을 요구한다. 링크, 즉, CO 및 CPE의 어느 측이든지 송수신기 각각은 모뎀이라 불린다. CO 모뎀 및 CPE 모뎀은 아날로그신호 전송 및 수신을 수행할 소정의 아날로그 하드웨어와, 디지털 신호 처리(digital signal processing :DSP) 칩, 예를 들면, 신호 처리 동작을 조절하는 주문형 집적회로(Applications Specific Integrated Circuit : ASIC)를 포함하는 디지털섹션을 포함한다. DSL서비스에 연관된 고속 데이터 전송률에 의해, DSP칩은 필수적인 처리 및 디지털 데이터의 조작을 빨리 그리고 효율적으로 완성할 수 있다. 본 발명의 실시예는 DSL 모뎀의 방대한 계산용량 및 전송선을 특성화하기 위해 전송선의 양측에 DSP칩의 존재를 이용한다. DSL모뎀이 그들의 고유상태에서 모뎀으로 동작할 수 있는 동안, 그들은 또한 분리모드에서 동작할 수 있으며 그들은 테스트(test) 및 측정 디바이스로 이용될 수 있다.
DSL서비스를 설치 및 유지하는 동안 직면하는 실시상의 문제는 물리적 구조 및 회선 조건을 결정하는 것이므로 DSL서비스에 대한 루프의 적합성과 관련하여 판단이 이루어질 수 있으며, 필요하다면 서비스 제공자는 보다 나은 DSL서비스를 제공할 수 있도록 전화선을 개선하기 위한 조치(steps)를 취할 수 있다. 예를 들면, 실질적인 데이터 전송률 감소를 일으키는 브리지형 탭이 발견되면, 전화회사는 브리지형 탭을 제거하도록 기술자를 파견할 것이다. 일반적으로, 루프 길이, 브리지형탭의 검출, 그들의 길이 및 위치의 추정, 및 회선상에서의 간섭 검출은 전송선을 특성화하는데 유용하다.
또한, DSL하드웨어를 설치한 다음, 링크는 지속적인 서비스 품질을 보장하기 위해 모니터링되어야만 한다. 이것은 일반적으로 예를 들면, DSL모뎀의 신호 처리 성능을 이용함으로써 다시 달성될 수 있는 전송 환경에서 결정을 변경할 것을 요구한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따라, CO 및 CPE모뎀들은 데스트포인트(test point)로 이용된다. 테스트 프로세스는 모뎀 트레이닝단계 동안 특정데이터집합을를 수집하는 단계, 그들의 이용 및 해석을 촉진하기 위해 데이터를 후처리하는 단계(postprocessing), 회선 조건에 관한 결과를 추출하는 단계를 포함한다. 모뎀 트레이닝단계의 목적은, CPE 및 CO모뎀에 의해 전송된 원래 신호의 복구를 허용하기 위해 전송선의 파라미터들을 측정하고 판단하는 것이다. 이들 신호들은 일반적으로 감쇠 및 위상 이동을 통해 전송선에 의해 왜곡되며, 또한 잡음에 의해 저하된다. CO 및 CPE모뎀은 전체 통신 시스템의 파라미터들을 알아내기 위해 선정되고 표준화된 상태(state)들의 집합을 진행한다. 그들은 각 모뎀에 이미 알려진 신호를 송신 및 수신한다. 이 신호는 전송선을 특성화하는 것을 돕는다. 예를 들면, 본 발명의 실시예에 따라, 데이터 수집 소프트웨어 및/또는 하드웨어, 즉, 모듈은 CO 및 CPE 모뎀의 어느 한 쪽 또는 모두에 추가된다. 이 데이터 수집 모듈은 모뎀 트레이닝단계에서 이미 이용된 일부의 데이터 세트가 수집되어 이후의 분석을 위해 저장되도록 한다. 또한 데이터 수집 모듈은 추가적이고 새로운 데이터를 얻도록 허용한다.
CO 및 CPE모뎀은 주파수 분할 다중화에 따라 동작하므로, CO 및 CPE 모뎀에 서의 수집된 데이터는 CPE모뎀은 업스트림 채널에서 전송하고 다운스트림 채널에서 수신하며, CO모뎀은 다운스트림 채널에서 전송하고 업스트림 채널에서 수신한다는 점에서 다르다. 그러므로, CPE모뎀에서 수집된 데이터의 밴드폭은 다운스트림채널의 밴드폭에 제한되며, 유사하게 CO모뎀에서 수집된 데이터의 밴드폭은 업스트림채널의 밴드폭에 제한된다. 그러므로, 모뎀 트레이닝단계의 결과와 마찬가지로, 업스트림데이터는 CO모뎀에서 수집되어 저장될 수 있다. 마찬가지로, 다운스트림데이터는 CPE모뎀에서 수집되어 저장될 수 있다. 이 형태의 테스트 프로세스는 표준 모뎀 트레이닝 프로시져를 이용하기 때문에 CO 및 CPE모뎀 둘다의 존재에 따른다. 이것은 양단형 테스트(double-ended test)라고 불릴 것이다.
양단형 테스트에서는, CPE모뎀에서 수집된 다운스트림 데이터는, 예를 들면, 서비스 기술자 및/또는 추가 하드웨어 및/또는 소프트웨어에 의해 더 분석되어 CO모뎀으로 전송될 수 있다. 이것은 비록 표준 DSL링크가 실패하더라도, 진단데이터를 전송하기 위해 CO 및 CPE모뎀 사이에 특정 진단링크를 설치할 가능성을 요구한다. 예를 들면, 이는 출원중인 미국 출원번호 제09/755,173호에 개시된 방법으로 달성될 수 있다. 진단링크가 설치될 수 없는 경우에는, 단지 로컬 데이터, 즉, CO모뎀에서의 업스트림 데이터 및 CPE모뎀에서의 다운스트림 데이터가 분석에 이용될 수 있다.
또한 전화회사와 같은 하나이상의 엔티티(entity)는 CO나 CPE모뎀 중 어느 하나에서, 예를 들면, DSL서비스에 대한 사전 자격 고객회선으로 일단형 테스트(single-ended test)를 실행할 것을 원할 수 있다. 추가적으로, 예를 들면, DSL 모뎀을 자체 컴퓨터에 설치한 컴퓨터 제조업자는 일단형 테스트를 실행할 것을 원할 수 있으므로, 고객은 DSL서비스의 형태중 무엇을 주문할 것인지를 결정할 수 있다. 이 경우에서, DSL모뎀의 단일 처리 성능은 다른 방식에 이용될 수 있다. 양단형 테스트에서는, 모뎀 중 하나가 단일 생성기로 동작하고 다른 하나가 단일 수신기로 작동한다. 일단형 테스트에서는, 동일한 DSL모뎀은 통신 링크를 특성화하기 위해 신호 생성기와 신호 수신기 둘다로 동작한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 본 발명의 측면은 통신링크상에서 수집된 데이터의 후처리 및 해석에 관계한다.
본 발명의 다른 측면은 하나이상의 CO 및 CPE모뎀에서 데이터를 수집하는 것에 관한 것이다.
또한, 본 발명의 추가적인 측면은 데이터의 이용 및 해석을 동시에 편하게 위해 통신시스템의 하나이상의 단부(end)에서 데이터를 조정하는 것에 관한 것이다.
추가적으로, 본 발명의 측면은 하나이상의 보정, 필터 보상, 원격 SNR테이블의 추정, 및 하나의 CO 및 CPE모뎀에서 얻어진 데이터를 변환하는 데이터 전송률에 관한 것이다.
또한 본 발명의 다른 측면은 회선 조건에 대한 결과를 해석하기 쉽게 출력하는 것에 관한 것이다.
본 발명의 다른 측면은 CPE 및 CO 사이의 통신링크에 대한 결과를 해석하기 쉽게 출력하는 것에 관한 것이다.
이들 및 다른 특성화 및 본 발명의 이점은 이하에 구체화된 실시예에서 설명되거나 실시예로부터 나타난다.
본 발명의 바람직한 실시예들은 ADSL 송수신기 환경에 대한 발명의 어플리케이션에 관련하여 설명될 것이다. 그러나, 본 발명의 일반적인 시스템 및 방법은 DSL, VDSL, SDSL, HDSL, HDSL2, 또는 임의의 다른 이산다중톤(discrete multi-tone)이나 이산 웨이블렛 다중톤(discrete wavelet multi-tone) DSL시스템을 포함하지만 이에 제한되지는 않고 기타 임의의 다중반송파 통신시스템에 대해 동등하게 동작할 수 있다.
도 1은 회선특성화시스템(100) 실시예를 나타낸다. 회선특성화시스템(100)은 하나이상의 CO모뎀(110), 하나이상의 CPE모뎀(130) 및 후처리 및 해석모듈(150)을 포함한다. 추가적으로, CO모뎀(110)은 데이터수집모듈(120)을 포함한다. 마찬가지로, CPE모뎀(130)은 데이터수집모듈(140)을 포함한다. 후처리 및 해석모듈(150)은 해석 파라미터 저장부(160)를 포함하며, 하나이상의 출력디바이스(170)에 연결된다.
설명의 편의를 위해, CO모뎀(100) 및 CPE모뎀(130)에 연관된 표준 구성요소들이 생략되어더라도 당업자에 의해서 쉽게 동일한 것으로 확인될 수 있다. 더우기, 후처리 해석모듈(150)이 단순화되어 있지만, 예를 들면, 컨트롤러, I/O인터페이스, 메모리를 포함할 수 있으며, 또는 디지털 신호 프로세서, ASIC, 또는 본 명세서에서 설명된 기능들을 실행할 수 있는 소정의 하드웨어 및/또는 소프트웨어 조 합으로 구현될 수 있다. 또한, 후처리 해석모듈(150)은, 하나이상의 출력디바이스(170), 예를 들면, 프린터, 모니터, 회선 특성화 디스플레이 시스템, PDA, 그래픽 사용자 인터페이스, 네트워크 모니터링 시스템, DSL분석 시스템 등에 연결된다.
도 1에서 개시된 실시예는 회선특성화시스템(100) 및 다양한 개별 구성요소를 도시하고 있지만, 회선특성화시스템의 다양한 구성요소는, 예를 들면, 근거리 통신망(LAN : local area network), 원거리 통신망(WAN :wide area network), 인트라넷 및/또는 인터넷과 같은 분산망의 이격위치(distance portion)에서 또는 전용 회선특성화시스템내에서 조합되거나 배치될 수 있는 것이 적합하다. 그러므로, 회선특성화시스템(100)의 구성요소는 하나의 디바이스로 조합되거나 분산망의 특정 노드상에서 배치되거나 하나이상의 CO모뎀 또는 CPE모뎀으로 조합될 수 있는 것이 적합하다. 그러므로, 계산적인 효율상의 이유로 인하여, 회선특성화시스템(100)은 임의의 위치, 예를 들면, 범용 컴퓨터내에 또는 시스템의 동작에 영향을 받지 않는 분산망 또는 전용선 특성화 시스템에 배치될 수 있다는 것이 이하 설명에서 적합하게 나타날 것이다.
전술한 바와 같이, 데이터수집모듈(120,140)은 하드웨어 및/또는 소프웨어의 조합일 수 있으며, 적어도 모뎀 트레이닝단계에서 이용되는 데이터 세트를 수집하여 저장하는 것을 허용한다. 더욱이, 데이터수집모듈(120,140)은 트레이닝단계동안 또는 쇼우타임(showtime)에서 얻게 될 새로운 데이터 및 데이터 세트의 수집을 허용한다. 그러므로, 하나이상의 데이터 세트는 데이터수집모듈(120) 및/또는 데이터 수집모듈(140)에서 수집되어 분석을 위한 후처리 해석모듈(150)로 포워딩된 다.
예를 들면, 전술한 바와 같이, 이 경우에서는 모뎀과 후처리 해석모듈(150) 사이에 통신링크를 설치하는 것이 어려우며, 진단링크는 출원중인 미국 출원번호 제09/755,173에 개시된 것과 같이 설치될 수 있다. 그러나, 일반적으로 하나이상의 CO 및 CPE모뎀에서 데이터를 포워딩할 수 있는 프로토콜 또는 방법은 본 발명의 시스템 및 방법과 아주 동일하게 동작할 수 있다.
데이터를 수집한 다음에, 후처리 해석모듈(150)은 예를 들면, 회선특성화을 더 쉽게 해석하도록 데이터를 처리한다. 보다 구체적으로, 후처리 프로세스는 보정, 필터 보상, 비트와 이득 테이블 및 전송률 변환(conversion)으로부터의 SNR혼합 결정을 포함한다. 해석 프로세스는 하나이상의 파라미터를 저장하는 해석 파라미터 저장부(160)와 협력하며, 루프 특성화, 간섭 검출, 데이터 감소 추정 및 데이터 전송률 추정을 포함한다.
일반적으로, 후처리는, 예를 들면, 하나의 형식에서 다른 형식으로 원데이터(raw data)를 변환하고, 데이터를 스케일링하고 전송경로에서 아날로그 및 디지털 필터에 대해 보상하는 것과 같은 다양한 작업을 포함한다.
일반적으로, 해석 프로세스동안, 실시 루프 길이 추정 프로시져는 루프 길이를 추정하고 전송상에서 하나이상의 브리지형탭의 존재를 판단하고자 한다. 브리지형 탭이 검출되면, 브리지형태의 길이 또한 추정된다. 추정은 회선의 실제 측정된 전송함수에 대해 회선의 전송함수(function) 모델을 비교함으로써 실행되는데, 회선의 전송함수는 루프 길이 및 브리지형 탭 길이 및 위치에 의하여 파라미터화된 다. 세 개의 상이한 알고리즘은 데이터 세트, 즉, 업스트림, 다운스트림, 또는 일단형 시간 영역 반사가 이용됨에 따라 루프의 물리적 구조를 추정하는데 이용된다.
간섭 검출 프로세스는 잡음의 측정된 파워 스펙스럼을 분석함으로써 회선상의 크로스토크 및 전자기 교란기를 식별한다. 데이터 전송률 감소 추정은 전송선상에서의 교란기가 존재함으로 인해 야기되는 데이터 전송률 감소를 추정한다. 동시에, 데이터 전송률 추정은 전송선이 일단형 테스트의 사용을 통해 공급할 수 있는 최대 데이터 전송률을 추정한다. 테스트는 SNR테이블에 따라 데이터 전송률을 추정하는 것과 마찬가지로 업스트림과 다운스트림 채널 모두에 대한 개략적인(rough) SNR프로파일을 추정하기 위해 일단형 시간 영역 반사 테스트의 결과 및 회선상에서의 잡음 파워스펙트럼의 측정을 조합한다.
도 16은 통신링크 특성화을 실행하기 위한 개략적인 방법을 나타낸다. 구체적으로, 제어는 단계(S10)에서 시작하여 단계(S20)로 진행한다. 단계(S20)에서는 원데이터(raw data)가 하나이상의 CO모뎀 및 CPE모뎀에서 얻어진다. 다음 단계(S30)에서는 후처리가 원데이터의 일부에서 실행된다. 그 다음 단계(S40)에서는 해석이 하나이상의 원데이터 일부와 후처리된 데이터 일부에서 실행된다. 그 다음 제어는 단계(S50)로 진행한다. 단계(S50)에서 통신링크, 즉, 회선 조건정보는 예를 들면, 시각적으로 표시가능한 형식으로 출력된다. 그 다음 제어는 단계(S60)로 진행하는데 여기서 제어순서는 끝난다.
도 2는 예를 들면, 표준 테스트 장비로 측정되어지는 것과 같이 데이터를 나타내기 위해 수집된 데이터를 변경하는 보정(calibration)을 실행하기 위한 실시예 방법을 개략한다. 특히, 보정루틴은 원데이터의 형태로 인입될 수 있는 수신된 데이터, 데이터를 수집하기 위해 이용된 프로그래머블 이득 증폭기 세팅 (programmable gain amplifier : PGA setting) 및 이득 스케일링을 취하고, 필요하다면 보정된 데이터를 출력한다. 그러나, 이 보정 함수 및 보정된 데이터 결과는 실제 구현과 분석되어진 원데이터에 따라 달라진다.
구체적으로, 제어는 단계(S100)에서 시작하여 단계(S110)로 진행한다. 단계(S100)에서는 원데이터 어레이가 수신된다. 다음 단계(S120)에서는 원데이터어레이에서의 엘리먼트 개수가 결정된다. 다음 단계(S130)에서는 데이터 수집 프로세스 동안 나타내는 PGA세팅이 결정된다. 다음 제어는 단계(S140)로 진행한다.
단계(S140)에서는 수신된 원데이터에 적용된 스케일링 정보가 결정된다. 다음 단계(S150)에서는 선정된 반복횟수만큼 단계(S160)가 실행된다. 구체적으로, 단계(S160)에서는 보정된 데이터를 포함하는 출력 어레이가 결정된다. 다음 제어는 단계(S170)로 진행한다.
단계(S170)에서는 보정된 데이터 어레이가 출력된다. 제어는 단계(S180)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
필터 보상 루틴은 수신된 데이터로부터 아날로그 프론트-엔드(analog front-end : AFE) 필터의 효과를 제거한다. 구체적으로, 필터 보상 루틴은 AFE필터의 디바이스 특정 주파수 영역응답에 따라 보정된 데이터를 변경하여, 필터 보상된 데이터를 출력한다.
도 3은 필터 보상을 실행하기 위한 방법의 실시예를 나타낸다. 구체적으로 제어는 단계(S200)에서 시작하여 단계(S210)로 진행한다. 단계(S210)에서는 보정된 어레이가 수신된다. 다음 단계(S220)에서는 디바이스 특정 주파수 영역 필터 함수가(데시벨 단위로) 수신된다. 다음 단계(S230)에서는 보정된 데이터 어레이의 엘리먼트의 개수가 결정된다. 다음 단계(S240)로 진행한다.
단계(S240)에서는 선정된 반복횟수만큼 단계(S250)가 실행된다. 구체적으로, 단계(S250)에서는 필터 보상되어 보정된 데이터를 포함하는 어레이인 필터 보상 데이터가 결정된다. 다음 단계(S260)에서는 필터 보상 데이터 어레이가 출력된다. 제어는 다음 단계(S270)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
*예를 들면, 서비스 모니터링에서는, CO모뎀 및 CPE모뎀은 싱크 프레임(sync frame)에서 수신된 반사 신호(reverb signal)를 수집한다. 시간 영역 이퀄라이제이션(time domain equallization) 및 주파수 영역 이퀄라이제이션은 일반적으로 쇼우타임동안 동작하므로, 수신된 반사신호는 시간 영역 이퀄라이제이션 및 주파수 영역 이퀄라이제이션 필터에 영향을 받는다. 주파수 영역 디콘벌루션(deconvolution)을 이용하지만, 후처리 및 해석모듈(150)은 시간 영역 이퀄라이제이션 및 주파수 영역 이퀄라이제이션의 효과를 제거하는 것이 가능하다.
구체적으로, 도 4는 시간 영역 이퀄라이제이션 및 주파수 영여 이퀄라이제이션 필터의 효과를 줄이는 방법의 실시예를 개략한다. 제어는 단계(S300)에서 시작하여 단계(S310)로 진행한다. 단계(S310)에서는 dB에서 보정된 데이터 어레이가 수신된다. 이 보정된 데이터는 시간 및 주파수 영역 이퀄라이제이션에 대한 수정 전 또는 후일 수 있다. 다음 단계(S320)에서는 시간 영역 이퀄라이제이션 필터 계수를 갖는 어레이가 결정된다. 예를 들면, 시간영역 이퀄라이저 계수는 트레이닝 후에 CO/CPE모뎀내에 저장되므로 시스템 요구만 저장된 계수를 액세스한다. 다음 단계(S330)에서는 dB에서 주파수 영역 이퀄라이저 계수를 갖는 어레이가 결정된다. 예를 들면, 주파수 영역 이퀄라이져 계수는 트레이닝 후에 CO/CPE모뎀에 저장될 수 있으므로 시스템 요구만이 저장된 계수를 액세스한다. 다음 제어는 단계(S340)로 진행한다.
단계(S340)에서는 보정된 데이터 어레이의 엘리먼트의 개수가 결정된다. 다음 단계(S350)에서는 선정된 반복횟수만큼, 시간 영역 이퀄라이제이션 계수의 고속 퓨리에 급수가 결정된다. 다음 제어는 단계(S370)로 진행한다. 단계(S370)에서는 선정된 반복횟수만큼, 로그 주파수 영역내에서의 디컨볼루션이 보상 데이터 값을 결정하기 위한 단계(S380)가 실행된다. 단계(S390)에서는 시간 영역 이퀄라이제이션 및 주파수 영역 이퀄라이제이션의 효과를 줄이거나 제거하는 보상형 데이터가 출력된다. 다음 제어는 단계(S395)로 진행하는데 여기서 제어순서는 끝난다.
양단형 설비(provisioning)에서는, CO모뎀 또는 CPE모뎀이 진단링크를 설치할 수 없다면, 로컬 업스트림 및 다운스트림 데이터만 이용할 수 있다. 그러나, 종단 모뎀에서 SNR테이블 표시(representation)는 표준링크를 통해 얻어질 수 잇다, G.dmt 및 G.lit사양서에 따르면, (본 명세서에서는 그 전체가 참조문헌으로 포함되어 있음). 각 모뎀은 비트 및 이득 테이블을 대응하는 업스트림 또는 다운스트림 모뎀에 전송한다. 이 데이블은 각 톤 및 대응하는 미세 이득(fine gain)에 할당된 비트의 개수를 나타낸다. 비트 할당 테이블이 SNR에 직접적으로 관계되므로, 후처리 해석모듈은 비트 및 이득 테이블에서 SNR테이블로 역전송(reverse transformation)을 실행할 수 있다.
구체적으로, 도 5는 비트 및 이득 테일블에서 SNR혼합을 결정하는 실시예 방법을 개략한다. 구체적으로 제어는 단계(S400)에서 시작하여 단계(S410)로 진행한다. 단계(S410)에서는 종단(far-end) 비트 로딩 테이블이 수신된다. 단계(S420)에서는 종단 미세 이득 테이블이 수신된다. 그 다음 단계(S430)에서는 비트 및 이득 어레이에서 엘리먼트의 개수가 결정된다, 그 다음 제어는 단계(S440)로 진행한다.
단계(S440)에서는 요청된 SNR어레이가 결정된다. 예를 들면, 요청된 SNR어레이는 특정 DSL 어플리케이션에 대해 선정된 프리-세트(pre-set) 어레이일 수 있다. 이 어레이는, 예를 들면, 그 전체가 본 명세서에서 참조문헌으로 포함된 G.lite, G.992.1 및 G.992.2 사양서 각각에서 얻어질 수 있다. 또한 SNR어레이는 모뎀 초기화의 비트로딩 위상에서 이용될 CO/CPE모뎀 소프트웨어에 저장될 수 있다. 다음 단계(S450)에서는 마진(margin)이 결정된다. 마진은 비트테이블을 결정하는데 얼마나 많은 SNR이 감소될 것인지 결정하는 파라미터이다. 예를 들면, 6dB의 마진은, 비트테이블을 할당할 때, 각 비트에서의 SNR이 6dB로 감소될 수 있음을 의미한다. 그러므로, 마진은 시스템에 돌발 잡음 버스트(sudden noise burst)에 대한 SNR쿠션(cushion)을 제공한다. 다음 단계(S460)에서는 선정된 반복회수만큼 SNR테이블이 단계(S470)에서 추정된다. 다음 제어는 단계(S480)로 진행한다.
다음 단계(S480)에서는 추정된 종단 SNR테이블이 출력된다. 다음 제어는 단계(S490)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
전술에 따라, 또한 후처리 해석모듈(150)은 수신된 데이터 어레이의 데이터 전송률을 변환할 수 있다. 구체적으로 예시한 실시예에 따라, 데이터 어레이는 Kbps의 실제 데이터 전송률에 대해 32Kbps의 단위에 따라 변환된다.
도 6은 데이터 전송률을 변환하는 방법의 실시예를 개략한다. 구체적으로 제어는 단계(S500)에서 시작하여 단계(S510)로 진행한다. 단계(S510)에서는 원데이터 전송률이 결정된다. 다음 단계(S520)에서는 원데이터 전송률이 Kbps에서 실제 데이터 전송률로 변환된다. 다음 단계(S530)에서는 실제 데이터 전송률이 출력된다. 다음 제어는 단계(S540)로 진행하는 데 여기서 제어순서가 끝난다.
후처리 및 해석 모듈(150)의 해석부분은 후처리된 데이터에서 알기 쉬운 결과물을 추출한다. 구체적으로, 전술한 바와 같이, 해석하는 동안, 후처리 및 해석모듈(150)은 적어도 루프 특성화, 크로스토크 및 교란기 추정, AM 무선 및 전자기 간섭 검출, 전송률 감소 추정 및 데이터 전송률 추정을 실행할 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 시스템 및 방법에서 동작하는 루프 특성화의 예시적인 방법은 루프 길이 및 두개의 브리지형 탭까지의 길이를 추정하기 위한 모델 기반형 접근법(approach)을 이용한다. 구체적으로, 출원중인 출원 번호 제09/755,172호에 개시된 바와 같이, 측정된 채널 임펄스 응답과, 단일 게이지 와이어를 포함하고 두개의 브리지형 탭까지 포함하는 루프모델의 채널 임펄스 응답 사이에서 비교가 이루어진다. 루프 길이 및 브리지형 탭 길이는 이론적인 채널 임펄 스 응답의 파라미터들이다. 알고리즘은 이론적 모델의 파라미터를 변경하여 측정된 채널임펄스 응답과 이론적인 채널 임펄스 응답 사이의 차이를 추산한다. 다음, 에러 기능을 최소화하는 루프길이 및/또는 브리지형 탭길이가 추정된 값으로서 결정된다.
전술한 방법이 양단형 진단 모드를 이용하기 때문에, CO모뎀 및 CPE 모뎀이 이용할 수 있지만, CPE모뎀이 아직 설치되지 않거나 작동하지 않으면, 후처리 및 해석 모듈은 회선의 물리적인 구조를 추정하기 위해 이용될 수 있는 시간 영역 반사 (time domain reflectory : TDR) 기술을 실행할 수 있다.
구체적으로, 데이터는 채널을 통해 선정된 신호를 전송하고 에코 파형을 산정함으로써 얻어진다. 본 방식에서 얻어진 에코는 임의의 브리지형탭, 루프의 개방단부(open-end), 로드 코일 등에 의해 야기된 임피던스 불연속성(discontinuity)을 검출하기 위해 분석된다. 에코 캔슬러(미도시)는 회선카드의 아날로그 프로트-엔드(AFE) 회로에 의해 야기된 근단(near-end) 에코를 취소하기 위해 시간영역 반사 측정동안 가동할 수 있다.
Figure 112006090727476-PAT00001
이 에코 캔슬러의 출력에서 k번째 프레임에서 수신된 신호의 샘플링된 버전이면, 여기서, N은 프레임에서의 신호샘플의 개수이고, TDR파형은 다음과 같다.
Figure 112006090727476-PAT00002
TDR파형은 시간-영역을 평균화함으로써 얻어진다. 그러므로, 수신경로에서 FFT는 평균 프로세서 동안 동작하지 않을 수 있다(turn off).
이론상에서는, 루프에서의 임피던스 불연속성은 펄스 발생 위치(pulse whose location)와 같이 관측된 반사를 일으키며, 높이(height)는 타입과 마찬가지로 임피던스의 불연속성의 거리를 추정하는데 이용할 수 있는데, 즉, 임피던스 불연속성이 브리지형 탭 또는 루프의 개방-단부에 의해 야기된다. 다수의 임피던스 불연속성이 루프에 나타나면, 에코 신호의 시간 영역 파형을 분석하는 것은 매우 복잡하다. 이런 이유 때문에, 모델 기반형 접근법이 TDR추정에 이용될 수 있다.
일반적으로 실시예 방법은 관찰된 에코를 모델의 자체 에코와 비교하는데, 여기서 채널은 도 7에 도시된 바와 같이 두 개의 브리지형 탭으로 구획된 세 개의 섹션으로 이루어지는 것이 추정된다. TDR분석의 목적은 전체 루프의 길이와 마찬가지로 브리지형 탭의 위치 및 길이에 대한 정보를 제공하는 d i = 1, 2, 3와 b j (j = 1, 2)를 추정하는 것이다.
측정 위상에서는, 고객 사전 가입에서의 모든 전화는 온 후크(on-hook)이어야만 한다. 이것은 루프의 단부가 널(null)로 종결된다는 것(즉, 개방)을 추정하기 때문에 필요하다. 이것은 TDR측정에 앞서 온/오프-후크 조건의 검출을 요구한다.
다음 TDR측정은 K프레임을 통해서 에코신호를 평균하고 결과를 기록함으로써 처리된다. 이 프로시져는 알려진 루프의 에코 응답과 견줄 수 있는 시간 영역 에코 파형을 생성한다.
업스트림의 경우에서는 에코 채널 전송 함수에 대한 이론적 모델이 두 단계로 설명될 수 있다. 그 첫번째 단계는 ABCD매트릭스의 어플리케이션을 통하여 로드(CO 수신)에서의 전류와 전압(I L , V L )의 항에서 소스(CPE 전송)에서의 전류와 전압(I S ,V S )에 대한 식을 작성하여 이루어진다.
Figure 112006090727476-PAT00003
여기서, A i , B j , F S , 및 F L 은 2 x 2 매트릭스이며, 엘리먼트는 N/2 엘리먼트의 실제 어레이인데 여기서 N은 전과 마찬가지로 TDR파형 버퍼 또는 프레임의 샘플의 개수이다. 여기서, A i 는 루프의 i번째 섹션의 주파수 영역 응답을 나타내는 매트릭스이며, B j 는 j번째 브리지형 탭의 응답을 나타내는 매트릭스이고, F S 및 F L 은 각각 TX(소스) 및 RX(로드)경로에 대한 AFE 회로를 나타내는 매트릭스이다. 전술한 전송 함수로부터 에코 경로가 유도될 수 있으며 이하로 주어진다.
Figure 112006090727476-PAT00004
상기 매트릭스의 엔트리가 이하에 주어진다.
A 11 i = A 22 i = cosh(γ d i )
A 12 i = Z0 sinh(γ d i ), A 21 i = A 12 i Z0 -2
매트릭스 Bj의 엔트리는
B 11 j = B 22 j = 1
B 12 j = 0 , B 21 j = Z j -1
여기서, Z j -1 는 j번째 브리지형 탭의 임피던스에 관련된 양이며, 끝으로
F 11 S = F 22 S = 1, F 12 S = 0, F 21 S = Z S
F 11 L = F 22 L = 1, F 12 L = 0, F 21 L = Z L -1
이 식으로부터 요구된 메모리 크기가 결정될 수 있다. 실시예처럼, 매트릭스의 엔트리 각각은 128 복소 엘리먼트의 어레이일 수 있다. cosh(γd) 와 sinh(γd)값을 결정하기 위해 복소화할 수 있으므로, 이 양들은 5kft에서 15kft까지의 규정 간격 예를 들면, 500ft 간격으로 선정될 수 있다. 선정된 실시예 간격은 cosh(.)과 sinh(.)을 저장하기 위해 42 X 256 위치와, Z 0 - 1 를 저장하기 위해 256 위치를 요구할 수 있다. 브리지형 탭 길이가 250ft 증분(increment)에서 구별될 수 있다고 가정함에 따라, 6 X 256 위치는 Z j -1 에 대해 할당될 수 있다. 이것은 합계 52 X 256 위치이다. 또한 8 X 256위치는 곱들의 중간결과(intermediate result)를 저장하기 위해 요구될 것이다.
시스템의 이론적인 에코 전송 함수가 주어지면, 루프 길이 및 브리지형 탭 길이 및 위치는 d 1 , d 2 , d 3 및 b 1 , b 2 에 관하여 이하와 같이 최소화함으로써 추정된다.
Figure 112006090727476-PAT00005
이에 따라, 검색은 d i 및 b j 파라미터를 통해 실행되어야 한다. 처음 반영된 펄스 d 1 및 b 1 의 위치에서, 반사가 브리지형탭에 의해 야기되면, 위치가 추정된다. 그러므로, d 1 및 b 1 은 검색으로부터 제거될 있다. 에코 응답에 대한 식에서 처음 세개의 매트릭스
Figure 112006090727476-PAT00006
는 함께 묶여질 수 있으며 필요성이 고려되지 않을 수 있다. 검색파라미터의 각 세트인 d 2 , b 2 , d 3 에 대해서, 에코 응답이 구성된다. 그 다음 실제 에코 응답 및 이론적 에코 응답 간의 차이가 결정된다. 이 프로시져는 검색 알고리즘에 의해 필요한 만큼 여러 번 반복된다. 일반적으로 검색 알고리즘이 최적의 d 2 , d 3 , b 2 값에 도달되기 위해 다수의 가변가능한 반복인자가 필요하기 때문에, 개수를 예측하기는 어렵다.
도 8은 시간 영역 반사를 이용하는 루프 특성화의 실시예 방법을 나타낸다. 구체적으로, 제어는 단계(S550)에서 시작하여 단계(S555)로 진행한다. 단계(S555)에서는 전화가 온-후크인지를 결정한다. 전화가 온-후크이면 제어는 단계(S565)로 넘어간다. 그렇지 않으면 제어는 단계(S560)로 진행한다. 단계(S560)에서는 전화는 온-후크에 놓인다. 그 다음 제어는 단계(S565)로 진행한다.
단계(S565)에서는 선정된 신호가 채널을 통해 전송되어 에코 파형이 분석된다. 다음 단계(S570)에서는 TDR파형이 K프레임을 통해서 에코 신호를 평균화함으로써 결정된다. 그 다음 단계(S575)에서는 모델의 루프 길이 및 브리지형 탭 길이가 변화된다. 그 다음 제어는 단계(S580)로 진행한다.
단계(S580)에서는 측정된 채널 임펄스 응답과 이론적 채널 임펄스 응답 간의 차이가 모니터링된다. 다음 단계(S585)에서는 추정된 값이 오차 함수를 최소하는 루프 길이/브리지형 탭 길이에 따라 인정된다. 다음 제어는 단계(S590)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
루프의 물리적 구조물을 형성하는 루프길이 및 브리지형 탭길이와 같은 엘리먼트들을 추정하는 것과는 별도로, 해석 프로시져 역시 채널상에서 다양한 크로스토크 및 교란소스를 확인할 수 있다. 꼬인 케이블 쌍은 전형적으로 25 또는 50쌍 단위로 묶여진다. 하나이상의 꼬인 쌍에 의해 야기된 예를 들면, HDSL, Tl 또는 ISDN과 같은 상이한 DSL서비스는 일반적으로 묶음(bundle)내에 남아있는 꼬인 쌍에 의해 픽업되며(pick up) 잡음소스와 같이 관찰된다. 다른 꼬인 쌍과 쌍과 함께 임의의 쌍을 이루는 경로를 통해 꼬인 쌍에 인가하는 간섭은 크로스토크라 불린다.
전자기 쌍에 의해 야기되는 회선상의 다른 교란 소스가 있다. 좋은 예는 AM무선국이다. 일반적으로 결함이 있는 집내의 회선은 DSL주파수 밴드에서 AM신호의 관찰을 일으킨다. 크로스토크/교란기 추정 알고리즘의 목적물은 크로스토크 소스를 확인하여 교란기의 파워 레벨 및 주파수와 같은 소스에 대해 정량 정보를 제공한다. 회선상에서 크로스토크/교란기의 확인은 확인된 교란기의 존재에 의해 야기 된 데이터 전송률 손실의 예측인 전송률 저하량 추정에 따른다.
대수적인 관점에서, 크로스토크 및 전자기간섭(EMI)를 확인하는 두 개의 상이한 알고리즘이 있다. 데이터 수집 프로세서의 설명 다음에, 두 개의 알고리즘이 상세하게 설명될 것이다.
간섭 검출 프로시져는 회선상에서 크로스토크/교란기의 추정에 대해 유휴채널 잡음(ICN)의 파워 스펙트럼을 이용한다. ICN을 측정하는 동안, 채널은 회선상에서, 예를 들면, 활성도, 요청톤 등과 같은 의미있는 신호가 없다는 것을 보장하기 위해 모니터링된다. 수신기상에서 나타나는 신호가 x(n)으로 표시되면, 파워 스펙트럼 Sxx(f)는 이하 식에 따라 추정되는데, 여기서 n(= 1,...N)은 프레임 내에서의 샘플 인덱스이며, N은 프레임내에 포함된 샘플의 개수이다.
Figure 112006090727476-PAT00007
여기서 x k (n)은 k번째 프레임 동안 수집된 샘플링된 신호이며, K는 실행된 상기 평균화에 대한 프레임의 개수이다. 다시 말해, N-지점 신호 순서x k (n)는 k번째 프레임에서 샘플링되어, N-지점 FFT가 얻어져서 K개의 연속 프레임에 대한 FFT계수의 크기의 제곱 평균이 결정된다. 이 프로시져는 파워 스펙트럼의 주기도(periodogram) 추정을 제공한다. 반사신호 측정과 같은 경우에 따라 파워스펙트럼은 주파수의 이산세트
Figure 112006090727476-PAT00008
만 이용할 수 있는데, 여기서, i f 및 i l 은 처음과 마지막 톤을 표시하며, 여기서 파워스펙트럼이 샘플링된다. 축적 프로세스 는 잡음 측정 프로세서에서 원하는 정밀도가 얻어질 때까지 계속한다. 예를 들면, K = 512 또는 K = 1024 축적이 가장 좋은 결과를 제공할 수 있다.
크로스토크 타입 및 파워는, 예를 들면, DSL Next, HDSL Next, Tl Next등과 같은 공지된 크로스토크 스펙트럴 마스크에 대해 측정된 잡음 파워를 비교함으로써 추정된다. 대수적인 단계는 관찰된 간섭 파워스펙트럴 마스크와 공지된 간섭 파워스펙트럴 마스크 사이의 차이의 제곱을 i에 대해 최소화하는데, 여기서 i는 i번째 공지된 교란기를 표시하며, g는 교란기의 전력이고 σ는 백색잡음의 전력을 나타낸다. 교란기는 다음 식에 따라 평균제곱오차(mean square error : MSE)를 최소하는 교란기가 결정된다.
Figure 112006090727476-PAT00009
전술한 알고리즘에서 i, g, σ는 교란기 타입, 전력 및 백색 잡음 레벨에 각각 연관되어 있는데, 이들은 변화하며 각각 변화되어 모든 지원 크로스토크 타입중에서 MSE를 최소화하는 변수의 세트가 선택된다. 예를 들면, i= 1은 DSL Next교란기를 표시할 수 있으며, g는 그 파워를 표시한다. 예를 들면, 이 알고리즘에 대한 메모리 요건은 ICN파워스펙트라를 저장하기 위해 256위치일 수 있으며, 각각의 공지된 교란기의 파워 스펙트라를 저장하기 위해 256위치 일 수 있다. 공지된 교란기의 상이한 타입이 P개 있다면 저장 요건은 P X 256이다. 그러나, 전체 스펙트럼을 저장하기 위해 256위치를 이용하는 것 보다 비행중의(on the fly) 주어진 크로스토크의 PSD를 결정함으로써 감소될 수 있다. 그러므로, 데이터 메모리는 프로그 램 메모리와 절충될 수 있으며 매개변수를 저장하기 위해 거의 350개의 위치가 MSE검색 알고리즘의 실시예 실행 동안 이용될 수 있다.
MSE를 최소화하는 파라미터 i, g, σ를 결정하기 위해 이용될 수 있는 검색알고리즘에 대해, 백그라운드 백색잡음 레벨을 직접 검출함으로써 상기 잡음 레벨은 검색알고리즘으로부터 빠질 수 있다. 나머지는 각각의 i에 대해 g값에 관련된 MSE를 최소화하는 것이고, 이는 g에 대해 가능한 Q값들을 선택해 이들 Q값들 중에서 MSE를 최소화시키는 값을 찾음으로써 달성된다. P 및 Q에 대한 전형적인 실시예 값은 P = 5, 즉, 다섯개의 공지된 교란기 PSD's이고 Q = 50이다.
크로스토크 추출 알고리즘의 동작 실시예가 도 9에 도시된다. 실선은 ICN의 측정된 PSD대 측정된 데이터에 가장 정합하는 크로스토크의 PSD이다. 회선상에서의 실제 교란은 -35dBm전력을 갖는 DSL Next교란기이며, 크로스토크 검출 알고리즘은 정확하게 동일한 해답을 찾는다.
도 10은 크로스토크의 추정치를 결정하는 실시예방법을 도시한다. 구체적으로, 제어는 단계(S600)에서 시작하여 단계(S610)로 진행한다. 단계(S610)에서는 채널 잡음을 포함하는 어레이를 수신한다. 다음 단계(S620)에서는 i번째 교란기에 대한 최소화가 교란기의 전력 및 백색잡음을 변화함으로써 달성된다. 그 다음 단계(S630)에서는 MSEi(g, σ)에 따라 평균 제곱 오차(mean squre error)를 최소화하는 교란기가 결정된다. 다음 제어는 단계(S640)로 진행한다.
단계(S640)에서는 교란 정보가 출력된다. 다음 제어는 단계(S650)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
ADSL수신기 역시 ADSL수신 밴드의 일부가 AM 및 아마츄어 방송 주파수와 겹치기 때문에 AM/EMI간섭에 민감할 수 있다. FCC사양서에 따르면, AM 무선국 주파수는 540kHz에서 시작하여 1.8MHZ까지 연장한다. 본 주파수 밴드외에, 1.9MHz에서 거의 3.3MHz까지의 밴드에서 아마츄어 무선국에 의해 야기된 EMI인그레스(ingress)를 찾을 수 있다. 그러므로, ADSL모뎀을 전화선에 연결하는 홈회선(home wiring)은 하나이상의 AM/EMI소스를 검출하는 안테나와 같이 동작할 수 있다.
도 11은 다중 AM간섭을 갖는 전형적인 AM/EMI간섭패턴의 파워스펙트럼 실시예를 도시한다. AM 방송국은 주파수 변조에 의해, 예를 들면, 음성 또는 음악 신호와 같은 기적대역 신호(baseband dignal)를 변조함으로써 달성된다. f(t)로 기저대역 신호를 표시하는데(t는 시간이고), 변조 신호는 다음과 같다.
Figure 112006090727476-PAT00010
여기서, A는 상수이며 ω= 2πfc는 라디안 반송파 주파수이다. 전술한 식으로 부터, em(t)의 스펙트럼은 ±ωc에서 두개의 추가 펄스를 더한 ±ωc에 의한 주파수에서 이동된 기저대역 신호로 이루어진다.
Figure 112006090727476-PAT00011
AM/EMI간섭 검출은 관찰 스펙트럼이 도시된 바와 같이 시간-변화하는 기저대역 신호 f(t)의 알려지지 않은 스펙트럼에 따른다는 사실에 의해 복잡하게 된다. 그러므, AM/EMI검출 알고리즘은 기호(signature)와 같이 변조하는 파형의 반송파 주파수만 이용할 수 잇다. AM/EMI간섭 주파수 및 파워는 불변의 백그라운드 잡음 에 AM/EMI반송파 주파수를 나타내는 다수의 스파이크를 더한 것과 같이 AM/EMI의 파워 스펙트럼을 모델링함으로써 제거될 수 있으며, 주파수 및 높이에 의해 파라미터화된다. 다음, 모델은 각 개별적인 스파이크의 주파수와 높이를 변환함으로써 관찰된 스펙트럼과 비교된다. 평균제곱오차 측면에서 본래 파워 스펙트럼에 가장 부합하는 모델의 주파수/높이 구성이 추정치로서 결정된다.
그러나, 각 스파이크가 두개의 파라미터, 즉, 주파수 및 높이에 의해 파라미터화되므로, 각 추가적인 AM/EMI교란기는 최적화에 두개이상의 파라미터를 더한다. 예를 들면, 10개의 AM/EMI교란기가 있다면, 최적화는 20개의 파라미터에 대해 실행되어질 것이다. 일반적으로, 이는 실제로 해결하기 어려울 것 같은 아주 복잡한 최적화문제를 제공한다. 그러나, AM/EMI간섭의 스펙트럼을 분석하면, 반송파 주파수에서 스펙트럼의 제1미분이 연속하지 않는다는 것을 알수 있다. 즉, 반송파 주파수에서, 스펙트럼의 경사는 큰 양의 수에서부터 큰 음의 수까지 가파르게 넘어간다. 그러므로, 스펙트럼의 제2미분은 대형 네거티브 펄스를 포함하며, 이들은 네거티브 쓰레스홀드를 설정하고 높이가 설정된 쓰레스홀드 이하인 임펄스를 결정함으로서 검출될 수 있다.
도 11 및 도 12는 AM/EMI검출 방법의 동작을 도시한다. 구체적으로, 도 11은 다수의 AM/EMI교란기를 포함하는 ADSL수신기의 파워 스펙트럼을 도시한다. 도 12는 두번째 차이를 도시하는데, 도 11에서의 파워스펙트럼 연속시간에서의 제2미분에 대응한다. AM/EMI반송파 주파수가 위치되는 지점에서 대형 네거티브 스파이크(large negative spikes)가 관찰될 수 있다. 반송파 주파수는 점선에 의해 표시 된 바와 같이, 제2차이가 선정된 쓰레스홀드를 초과하는 도 12의 지점들을 찾음으로써 검출된다. 다음 각 AM/EMI교란기의 파워는 본래의 파워 스펙트럼에서 직접적으로 추정된다.
도 13은 AM/EMI교란기를 결정하는 실시예 방법을 나타낸다. 구체적으로, 제어는 단계(S700)에서 시작하여 단계(S710)로 진행한다. 단계(S710)에서는 채널 소음을 포함하는 어레이가 수신된다. 다음 단계(S720)에서는 반복인자의 선정된 개수에 대해, 유휴 채널 소음을 포함하는 어레이의 두번째 차이는 단계(S730)에서 결정된다. 그 다음 단계(S740)에서는 선정된 반복인자의 개수에 대해, 선정된 쓰레스홀드(threshold)를 초과하는 반송파 주파수가 추출된다. 다음 제어는 단계(S760)로 진행한다.
단계(S760)에서는 추출된 AM/EMI교란기에 대응하여 톤개수를 포함하는 어레이가 출력된다. 다음 단계(S770)에서는 AM/EMI교란기의 전력레벨을 포함하는 어레이가 출력된다. 다음 단계(S780)에서는 AM/EMI교란기의 개수가 출력된다. 다음 제어는 단계(S790)로 진행하는데 여기서 제어순서가 끝난다.
후처리 해석모듈(150)의 또 다른 기능은 회선상에서 크로스토크 및/또는 교란기의 존재로 야기되는 감소율을 추정하는 것이다. 크로토크 및 교란기 검출 방법이 회선의 백그라운드(background) 백색잡음(white noise)이외의 다른 잡음소스가 있다는 것을 결정하면, 방법은 이용가능한 SNR테이블 갱신하는데, 이는 일단형이나 양단형 진단에 의하거나 교란기에 의해 야기된 SNR 감소를 반전시킴으로써 얻어진다. 다음, 방법은 교란기 없는 회선(disyurber-free line)에 대해 전송률을 결정하기 위해 소정의 마진, 프레이밍, 코딩 정보를 갖는 갱신된 SNR 테이블상에서 비트 로딩 루틴을 작동한다. 실제 및 추정된 데이터 전송률 사이의 차이는 잡음 소스에 의해 야기된 전송률 감소를 제공한다. SNR은 다음 식에 따라 결정된다.
Figure 112006090727476-PAT00012
여기서 H(fi)는 i번째 톤에서 산출된 채널 임펄스 응답이며, Sxx(fi)는 i번째 톤에서 산출된 회선에서 잡음의 파워 스펙트럴 밀도(power spectral density :PSD)이다. 백그라운드 백색 잡음을 제외하고 회선의 잡음 소스가 없다면, SNR식은 아래와 같이 간단하게 된다.
Figure 112006090727476-PAT00013
σ는 백색잡음의 표준편차이다. 상기 식에 따라, 교란기가 검출되면, SNRNo -Disturber가 소정의 Sxx(fi), 잡음(ICN) 및 σ의 실제 PSD를 결정할 수 있다. 다음, 비트로딩 루틴은 SNRNo -Disturber상에서 동작하며, SNR 및 SNRNo -Disturber 에 대응하는 전송률 차이가 결정된다.
방법은 교란기-없는 회선에 대해 추정된 데이터 전송률을 결정하기 위한 기존의 비트 로딩 루틴을 이용할 수 있다. 그러므로, 방법을 구현하기 위해 요구된 메모리가 감소될 수 있다.
도 14는 전송률 감소 추정을 생성하기 위한 실시예 방법을 개략한다. 구체적으로, 제어는 단계(S800)에서 시작하여 단계(S810)로 진행한다. 단계(S810)에서 는 유휴 채널 소음을 포함하는 어레이를 수신한다. 다음, 단계(S820)에서는 크로스토크나 AM/EMI 교란기를 갖지 않는 ICN을 포함하는 어레이가 결정된다. 다음 단계(S830)에서는 SNR혼합이 결정된다. 다음 제어는 단계(S840)로 진행한다.
단계(S840)에서는 마진이 결정된다. 다음 단계(S850)에서는 트레이닝단계에서 이용된 프레이밍 모드에 대한 정보가 수집된다. 다음 단계(S860)에서는 코딩 이득이 결정되며, 다음 제어는 단계(S870)로 진행한다.
단계(S870)에서는 SNR테이블에서 엘리먼트의 개수가 결정된다. 다음 단계(S880)에서는 데이터 전송률이 SNR테이블에 따라 결정된다. 그 다음 단계(S890)에서는 교란기에 의해 야기된 SNR감소가 감소되고/제거된다. 다음 제어는 단계(S895)로 진행한다.
단계(S895)에서는 추정된 최대 데이터 전송률이 결정된다. 다음 단계(S879)에서는 전송률 저하량 추정치가 출력된다. 다음 제어는 단계(S899)로 진행하며 여기서 제어순서가 끝난다.
TDR데이터는 전술한 바와 같이 루프길이 및 브리지형 탭길이를 추정하기 위해 이용된다. 추가적으로, TDR해석 방법에서 추출된 정보는 주파수 영역 채널 임펄스 응답 H(fi)을 추정하기 위해 이용될 수 있다. 더욱이, Sxx(fi)의 PSD는 ICN측정으로 알려져 있다. 그러므로, SNR은 다음 식에 따라 이 두 개의 양에서 추정될 수 있다.
Figure 112006090727476-PAT00014
, i = i s , ..., i l
여기서, is 및 il은 추정된 S(fi)에 대한 처음 및 마지막 톤이다. 데이터 전송률은 주어진 마진, 프레이밍 및 코딩 정보를 갖는 추정된 SNR상에서 비트로딩 방법을 작동함으로써 결정된다. 전송률 추정 알고리듬은 기존의 비트로딩 루틴을 이용하기 때문에, 메모리 요건을 다시 줄일수 있다.
*도 15는 데이터 전송률을 추정하는 실시예 방법을 나타낸다. 구체적으로, 제어는 단계(S900)에서 시작하여 단계(S910)로 진행한다. 단계(S910)에서는 채널 감쇠의 추정이 결정된다. 다음 단계(S920)에서는 유휴채널 잡음이 결정된다. 다음 단계(S930)에서는 마진이 결정된다. 다음 제어는 단계(S940)로 진행한다.
단계(S940)에서는 프레이밍모드 정보가 얻어진다. 다음 단계(S950)에서는 코딩이득이 얻어진다. 그 다음 단계(S960)에서는 SNR테이블이 얻어지며, 다음 제어는 단계(S970)로 진행한다.
단계(S970)에서는 비트로딩이 SNR상에서 실행되며 추정된 데이터 전송률이 결정된다. 다음 단계(S980)에서는 추정된 데이터 전송률이 출력된다. 다음 제어는 단계(S990)로 진행하고 여기서 제어순서는 끝난다.
도 1에 도시된 바와 같이, 회선 특성화 시스템(100)은 단일 프로그램 범용 컴퓨터 또는 분리형 프로그램 범용 컴퓨터 중 하나로 구현될 수 있다. 그러나, 회선 특성화 시스템(100)은 특정 목적 컴퓨터, 프로그램화된 마이크로 프로세서 또는 마이크로 콘트롤러 및 주변 집적 회로 요소, ASIC또는 다른 집적 회로, 디지털 신 호 프로세서, 하드 유선 전기 또는 이산 엘리먼트 회로와 같은 로직 회로, PLD, PLA, FPGA, PAL, 모뎀 등과 같은 프로그래머블 로직 디바이스 상에서 구현될 수 있다. 일반적으로, 도 2-6, 도 8, 도 10 및 도 13 내지 도 15에 나타난 흐름도를 구현할 수 있는 유한 상태 머신(finite state machine)을 구현할 수 있는 어떠한 장치라도 본 발명에 따른 회선 특성화 시스템에 사용될 수 있다.
개시된 방법은 다양한 컴퓨터 또는 워크스테이션 하드웨어 플랫포옴상에서 이용될 수 있는 포터블(portable) 소스 코드를 제공하는 객체-지향 소프트웨어개발 환경을 이용하여 소프트웨어로 구현될 수 있다. 대안적으로, 공개된 회선 특성화 시스템은 표준 로직 회로 또는 VLSI설계를 이용하여 부분적으로 또는 전체적으로 하드웨어로 구현될 수 있다. 본 발명에 따라, 시스템을 구현하기 위해 소프트웨어 또는 하드 웨어를 이용하는 것의 판단은 시스템의 속도 및/또는 효율적인 조건 특정 함수, 특정 소프트웨어 또는 하드웨어 스스템 또는 이용되는 마이크로프로세서 또는 마이크로컴퓨터 시스템에 따라 달라진다. 그러나, 본 상세한 설명에 개시된 회선 특성화 시스템 및 방법은 이미 알려졌거나 향후 개발될 시스템 또는 구조물, 디비아스 및/또는 소프트웨어를 이용하는 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 본 기술분야의 당업자에 의해 쉽게 실행될 수 있다.
더욱이, 개시된 방법은 프로그램화된 범용 컴퓨터, 특정 목적 컴퓨터, 마이크로프로세서상에서 실행되는 소프트웨어로 쉽게 구현될 것이다. 예를 들면, 본 발명의 방법 및 시스템은 JavaR 또는 CGI 스크립트와 같은 개인용 컴퓨터에서 구현 되는 프로그램, 서버 또는 그래픽 워크스테이션상에 존재하는 리소스, 전용 회선 특성화 시스템 회선에서 구현된 루틴, 모뎀, 전용 회선특성화 시스템 등으로 수행될 수 있다. 또한 회선 특성화 시스템은 본 시스템 및 방법을 회선 특성화 시스템 또는 DSL 모뎀과 같은 모뎀의 하드웨어 및 소프트웨어 시스템과 소프트웨어 및 하드웨어 시스템에 물리적으로 통합시킴으로써 구현될 수 있다.
그러므로, 본 발명에 따라, 회선 조건을 특성화하기 위한 방법 및 시스템이 제공된다는 것이 나타난다. 본 발명은 다수의 실시예에 관하여 설명하고 있는데, 그것은 응용가능한 분야에서 당업자에 의해 다양한 형태, 수정 및 변경이 적용될 수 있다는 증거이다. 따라서, 본 발명은 본 발명의 정신 및 범주내에서의 모든 변경, 수정 및 등가물과 변형물을 포함한다.
본 발명은 광대역신호를 이용하는 전송선의 특성화를 결정하기 위한 개선된 시스템 및 방법을 제공한다.

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  1. 정보를 통신하기 위해 적응된 트랜시버.
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