KR20060086446A

KR20060086446A - 발광 장치 어레이에서 전력 효율을 최적화하기 위한 방법및 장치

Info

Publication number: KR20060086446A
Application number: KR1020067010482A
Authority: KR
Inventors: 조지 산체스
Original assignee: 세이엑스 테크놀로지스, 인코포레이티드
Priority date: 2003-11-06
Filing date: 2004-11-08
Publication date: 2006-07-31
Also published as: CN1947471B; JP2007511061A; KR100910595B1; EP1683396A2; WO2005048659A3; WO2005048659A2; CN1947471A; US7151346B2; US20050116662A1; EP1683396B1

Abstract

개시된 실시예는 액정 디스플레이에서 전력 효율을 최적화하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 회로 제어 모듈과 결합된 마이크로프로세서 또는 임베디드 마이크로콘트롤러는 단일 인버터가 다수의 CCFL의 어레이를 위한 조도의 강도를 균일하게 하도록 허용함으로써 중복성을 제거한다. 마이크로콘트롤러는 모든 램프의 동작 전류를 계속하여 감지하고, 동일한 전류가 각각의 램프에 인가되도록 보장하는 커패시터의 병렬 스위칭에 의해 개개의 램프의 조도에서의 편차를 자동으로 조정함으로써 전력 관리를 최적화한다. 마이크로콘트롤러는 적절한 제어 신호를 생산하고 디지털 서보 제어 알고리즘을 실행하여 휘도 조정을 수행하기 위한 전류를 수정한다.

마이크로콘트롤러, 냉음극 형광 램프(CCFL), 전류 센서, 광센서, 아이솔레이터

Description

발광 장치 어레이에서 전력 효율을 최적화하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR OPTIMIZING POWER EFFICIENCY IN LIGHT EMITTING DEVICE ARRAYS}

여기서 개시된 실시예는 일반적으로 효율적인 전력 관리 및 냉음극 형광 램프(Cold Cathode Fluorescent Lamp(CCFL))와 발광 다이오드(Light Emitting Diode(LED))와 같은 발광 장치의 어레이(array)의 제어에 관한 것이다. 더 구체적으로, 개시된 실시예는 액정 디스플레이의 백라이팅(backlighting)에 있어서 전력 효율을 향상시키는 것에 관한 것이다.

냉음극 형광 램프의 어레이는 노트북 컴퓨터와 랩톱 컴퓨터(laptop computer), 자동차 항법 디스플레이(car navigation display), 포스 터미널(point of sale (POS) terminal) 및 의료기기에서 액정 디스플레이를 백라이트하는데 현재 일반적으로 사용된다. CCFL은 우수한 조도(illumination)와 비용 효율을 제공하기 때문에 노트북 컴퓨터, 및 다수의 휴대용 전자 장치에서 백라이트로서의 사용을 위해 급속하게 채택되고 있다. 이러한 다수의 응용 분야는 전력의 매우 제한된 공급만을 허용하므로 전력 소비는 신중하게 관리되어야 한다. LCD에서 전력을 관리하는 일반적인 방법들은 비효율적이다. 디스플레이 패널(panel)의 크기가 증가함에 따라, 더 나은 전력 효율의 설계 및 방법을 활용하는 것이 필요하다

일반적으로, 램프가 높은 교류(AC) 구동 전압을 사용하기 때문에 CCFL을 구동하기 위해서는 고전압 DC/AC 인버터(inverter)가 요구된다. LCD 패널의 크기가 증가함에 따라, 필요한 조도를 제공하기 위해서 다수의 램프 또는 어레이가 요구된다. 따라서, CCFL 어레이를 구동하기 위해 효과적인 인버터가 요구된다.

조도의 강도(intensity)는 주로 컨버터(converter)에 의해 각 CCFL에 인가되는 구동 전류에 의해 결정된다. 종래의 램프 패널 어레이에서는, 램프에 전력을 전달하는 효율이 일반적으로 70%인 자체 인버터에 의해 각 램프가 구동된다. 다수의 램프 어레이에 전력을 공급하는데 필요한 중복되는 인버터 회로와 결합된 이러한 효율성 또는 효율성의 부족은 상당한 양의 전력 소비를 가져온다.

전체 램프 패널 어레이에 전력을 공급하기 위해서는 단일 인버터를 사용하여 전력을 일정하게 유지하는 것이 바람직하다. 그러나, 공용 인버터(shared inverter)를 사용하는 것은 모든 램프의 구동 전류를 기준 램프(reference lamp)에 의해 결정되는 전류와 동일한 전류가 되도록 강제하는 것이 된다. 각 램프는 수명, 교체, 및 고유의 제조 편차(variation)로 인해 밝기 및 강도가 고르지 못한 특징이 있기 때문에, 개별 램프 편차를 조정함이 없이 각 램프에 동일한 기준 전압을 인가하면 어레이 상의 램프 사이의 조도의 강도에 차이를 가져온다. 그러한 조도 강도의 차이는 바람직하지 않은 선들이 LCD 디스플레이에 표시되는 것을 야기한다. 종래의 기술은 확산광 차이(diffuse lighting difference)를 제거하기 위해 램프와 LCD 디스플레이 사이에 더 두꺼운 확산판(diffuser) 패널을 부가함으로써 이러한 문제를 해결하려고 한다. 하지만, 이것은 디스플레이의 표면에 최적의 광도를 얻기 위해서 램프에 의한 더 많은 전력 소비를 가져온다. 따라서, 전력을 보존하기 위해 인버터의 개수 및 중복된 회로 구성을 감소시키는 것은, 램프 광도를 고르지 못하게 하는 바람직하지 않은 편차를 효과적으로 제거하는 한편 전체 전력 소비를 최소화하는 새로운 설계 및 방법을 필요로 한다.

CCFL 소자 편차는 "고정 편차" 및 "동적 편차"의 두 분류로 구분될 수 있다. 고정된 편차는 램프, 및 변압기와 제 1차 구동 회로와 같은 램프의 인버터 회로 소자 사이의 고유의 제조 편차로서 정의된다. 단일 또는 소수의 CCFL을 사용한 종래의 램프 설계는 각 램프 회로에서 전위차계(potentiometer)를 수동으로 조정함으로써 고정된 편차의 최소화를 시도하고 있다. 이 방법은 오늘날 일반적으로 찾아볼 수 있는 훨씬 더 다수의 램프 어레이에서는 실행이 불가능하다. 대신에, 이러한 소자의 고정 편차는, 어레이에서 전력을 더 많이 요구하는 램프, 또는 더 약화된 변압기나 제1차 구동 회로를 보상하기 위하여 필요한 것보다 더 많은 전력을 인버터 회로가 공급하게 함으로써 최소화될 수 있다. 여분의 전력(extra power)은 결코 또는 보상할 정도로 필요하지 않을 수 있으므로, 편차를 극복하기 위한 이러한 "과잉 보상"은 전력의 또 다른 비효율적 이용 방법이다. 따라서, 단일 인버터 응용 분야에서의 소자에서 고정 편차에도 불구하고 어레이에서의 각 램프를 위한 최적 램프 전력을 자동으로 확립하는 패널 디스플레이 설계 및 방법이 필요하다.

동적 편차는 인버터 회로에 가해지는 DC 공급 전압(배터리)의 편차뿐만 아니라 사용 중인 램프의 휘도(luminance), 시간, 온도에서의 편차이다. 전위차계 설 정점(set point)은 단지 제조시에 조정되고, 시간에 대해 고정되어 있기 때문에, 상기의 종래 기술 해결 방법을 적용할 수 없다. 또한, 종래의 설계는 최적의 램프 휘도를 위해 실제로 요구되는 것보다 더 높은 값인 초기 전류 설정을 사용함으로써 이 문제를 회피하고자 한다. 이것은 전력의 비효율적인 사용을 가져온다. 따라서, 각 램프의 적절한 구동을 보장하기 위해서는, 전력의 과잉 보상에 의존하기보다는 수명, 온도, 및 배터리나 다른 DC 공급 전압 등의 소자 편차의 변화를 고려하여, 각 램프에 최적의 전력을 자동으로 확립하여 전달하는 인버터 회로 설계를 필요로 한다.

램프 휘도를 조정하는 공지의 방법은 회로 설계에서의 디밍(dimming) 능력을 포함하고 있다. 디밍은 일반적으로 전류 제한이나 펄스 폭 변조(PWM) 중 어느 하나를 통하여 달성될 수 있다. 전류 제한 모드에서는, 램프 전류를 줄이더라도 램프는 계속 켜져 있다. 펄스 폭 변조 모드에서는, 듀티 사이클(duty cycle)(시간상의 일부)에 의해 결정되는 디밍 범위로 약 100 Hz 내지 400 Hz의 반복 비율(repetition rate)로 램프 전체가 온(on)·오프(off)된다. 예를 들면, 만일 램프가 75% 휘도로 디밍되면, 듀티 사이클이 75%인 펄스 폭 변조 파형을 사용한다. 램프가 켜질 때마다, 스트라이크 전압(strike voltage)의 재인가가 필요하다. 스트라이크 전압은 동작 전압의 2배에 상응하고, 램프가 형광 상태로 전환될 때까지 인가되고, 그 후에 상기 전압은 "유지 전압(sustaining voltage)"으로 감소될 수 있다. 종래의 아날로그 제어기는, 약 수 백(200) Hz의 주파수 응답을 가지는 전류 제어 루프(loop)를 활용함으로써 스트라이크가 일어나는 때를 감지한다. 이 느린 응답 시간은 램프 전압에서 스트라이크 값으로부터 유지 값까지의 감소를 지연시켜서, 전력의 비효율적인 이용을 야기한다. 따라서, 형광을 감지하고 유지 전압까지 램프 전압을 감소하기 위한 더 빠른 응답 시간(예를 들면, 20 MHz)을 가진 전류 제어 루프를 활용한 패널 디스플레이 설계 및 방법을 필요로 한다.

단일 인버터에 의해 구동되는 다수의 램프를 가진 대형 디스플레이에서 전력의 또 다른 비효율적 이용은 전체 램프 전류를 설정하는 전력 스위칭(switching) 제어 회로이다. 단일의 인버터가 램프 어레이를 구동하는데 사용되는 종래의 응용 분야에서, 램프에의 전력은 펄스 폭 변조기(Pulse Width Modulator(PWM))로 스위칭된다. 인버터의 제 1차 회로는 변압기에 전력을 제어하는 Mosfet를 함유한다. 그 온(on) 상태와 오프(off) 상태 사이에 Mosfet를 스위치하는데 걸리는 시간으로 인하여 상당한 양의 전력을 소비하는 고전류 저항이 발생한다. 종래의 아날로그 제어기 회로에서, 제 1차 회로의 타이밍(timing)은 아날로그 제어기의 주위의 결합된 수동 소자를 교체하는 것에 의해서만 향상될 수 있다. 따라서, Mosfet를 구동하는데 사용되는 펄스의 타이밍의 자동 교정을 통하여 제 1차 회로의 타이밍을 제조 편차 및 변화 상태에 보다 용이하게 적응시켜서, 전력 소비를 최소화한다.

판매 시장이 CCFL의 가격을 내림에 따라, 다수의 램프 어레이 패널의 광범위한 사용이 이루어지면서, 전력 효율을 위한 요구가 증가해 왔다. 종래의 LCD 장치를 위한 백라이트의 형태는 소비되는 전력량을 고려해볼 때 충분히 만족스럽지 못하다. 따라서, 다수의 램프 LCD 디스플레이에서 CCFL의 어레이에 인가되는 전류를 개별적으로 감지하고 조정할 수 있는 한편, 전력 소비량을 감소시킬 수도 있는 디 스플레이 패널 설계과 방법을 당해 기술 분야에서 필요로 한다.

여기에 개시된 실시예는 발광 장치 어레이에서 전력 효율을 최적화하기 위한 방법 및 장치를 제공함으로써 상기한 필요를 충족시킨다. 이것은 다수의 램프 어레이에서 개개의 전류 설정을 유지할 수 있는 단일 CCFL 컨버터를 가진 제어 모듈(module)로 달성될 수 있다.

제어 모듈은 CCFL 회로에 순차적으로 결합된 정류기 브리지(rectifier bridge), 트랜지스터 스위치 및 마이크로콘트롤러(microcontroller) 인터페이스를 포함한 스위칭 회로를 사용한다. 또는, 스위치되는 커패시터 회로는 CCFL 회로에 순차적으로 결합된다. 마이크로프로세서는 전류 제어 회로를 구동하는 사용되는 전류와 조도 강도 피드백(feedback) 정보를 감지하기 위한 서보(servo) 제어 시스템 소프트웨어를 실행한다. 시스템 소프트웨어는 램프에 걸리는 전류와 전압을 감시(monitor)하고, 각 램프에서 특정량의 전류를 얻기 위해 요구되는 정전 용량(capacitance)을 결정한다. 단일 인버터를 포함하는 제어 모듈은 전류의 정확한 제어, 및 이에 따라 각 램프에서의 조도의 강도 및 최적의 전력 효율을 유지하면서 다수의 램프 어레이를 구동한다.

본 발명의 성질, 목적, 및 이점(advantage)은, 참조 번호가 구성 부분 하나 하나를 나타내는 첨부 도면에 관한 이하의 상세한 설명을 고려하고 나면 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 더욱 명확하게 될 것이다.

도 1은 단일 CCFL을 구동하기 위한 종래의 인버터 회로를 나타낸다.

도 2는 종래의 개개의 인버터에 의해 구동되는 다수의 CCFL을 위한 전압에 대한 특성 전류의 종래의 변화를 예시한다.

도 3은 종래의 공용 인버터에 의해 구동되는 다수의 CCFL를 위한 전압에 대한 특성 전류의 종래의 변화를 예시한다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 다수의 CCFL을 위한 폐루프(closed loop) 제어 시스템을 예시한다.

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 다수의 CCFL을 위한 제어 시스템을 예시한다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 제어 모듈을 나타낸다.

도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 제어 모듈을 나타낸다.

도 8은 디지털 제어기 및 램프 전압의 타이밍도(timing diagram)를 나타낸다.

도 9는 본 발명의 디지털 제어기 회로의 블록도(block diagram)를 나타낸다.

"예시적인(exemplary)"이란 단어는 여기서는 오로지 "예, 실례, 또는 예증의 역할을 하는"을 의미하는데 사용된다. 여기서 "예시적인"으로서 기술된 임의의 실시예가 다른 실시예보다 바람직하거나 이점을 갖는 것으로 이해될 필요는 없다.

개시된 실시예는 액정 디스플레이의 전력 효율을 최적화하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 시각 향상 회로 모듈(Visual Enhancement Circuit Module(VECM))과 관련된 마이크로프로세서 또는 임베디드 마이크로콘트롤러(embedded microcontroller)는, 단일 인버터가 다수의 CCFL의 어레이를 위한 조도의 강도를 균일하게 하는 것을 허용한다. 마이크로콘트롤러는 계속하여 모든 램프의 동작 전류를 감지하고, 동일한 전류(equal current)가 각 램프에 인가되는 것을 보증하도록 커패시터의 병렬 스위치에 의해 개개의 램프의 조도에서의 변화량을 조정한다. 마이크로콘트롤러는 적절한 제어 신호를 생성하고, 휘도 조정을 수행하기 위하여 전류를 수정하는 디지털 서보 제어 알고리즘을 실행한다.

도 1은 LCD 백라이트 어레이에서의 각 램프(104)를 위한 인버터(120)를 필요로 하는 종래의 CCFL 제어 회로(100)를 예시한 것이다. CCFL 램프(104)는 현저한 제조 편차를 나타낸다. CCFL 소자 편차는 "고정 편차" 및 "동적 편차", 두 분류로 구분될 수 있다. 고정 편차는 램프(104)와 변압기(112)와 제 1차 구동 회로와 같은 램프의 인버터 회로 소자(100) 사이의 고유의 제조 편차로서 정의된다. 동적 편차는 인버터 제어 회로(100)에 인가되는 DC 공급 전압(배터리)에서의 편차뿐만 아니라 사용 중인 램프의 휘도(luminance), 시간, 온도에서의 편차이다.

램프(104)는 제 1차 측 회로(106)와 제 2차 측 회로(108)를 포함하는 인버터 제어 회로(100)로부터 구동된다. 제 1차 측 회로(106)는 고전류 및 저전압을 관리하며 변압기의 제 1차 측(110)에 접속된다. 제 2차 측 회로(108)는 램프 전류를 조정하기 위해 변압기의 제 2차 측(112), 밸러스트 커패시터(ballast capacitor)(114), 형광 램프(104), 전류 센서(sensor)(116), 및 전위차계(118)에 접속된다.

하나 이상의 램프가 동일한 인버터(120)로부터 구동된다면, 램프 편차로 인해 각 램프를 통하는 전류는 차이가 날 것이다. 그 결과, LCD 패널의 휘도는 불균일하게 될 것이다. 램프에 직접 접속된 인버터(120)의 일부분(변압기의 제 2차 측(112))은 고전압 회로이다. 수반되는 전압의 크기 때문에, 램프(104)에 인가된 전력을 변경하기 위하여 회로(100)를 용이하게 제어할 수 없다.

종래의 해결 방법은 각 램프(104)를 위한 별개의 인버터(120)를 활용함으로써 문제를 해결한다. 각 램프(104)를 위한 별개의 인버터(120)를 사용하여 전위차계(118)로 각 램프(104)에서의 전류를 조정할 수 있다. 전류 감지 신호는 저전압(변압기의 제 1차 측(110))으로 동작하는 인버터(120) 내의 스위칭 회로(122)를 동작하는데 사용된다. 수많은 인버터(120)가 주어진 LCD 디스플레이에 사용되기 때문에, 종래의 해결 방법으로는 비용이 너무 많이 들게 된다.

도 2에서, 도 1에 예시한 종래의 제어 회로에 의해 구동되는 다수의 CCFL을 위한 전압(200)에 대한 특성 전류에서의 변화를 그래프로 나타내고 있다. 각 램프는 램프에 함유된 기체를 이온화하여 발광 출력을 달성하기 위한 스트라이크 전압(201, 202)을 필요로 한다. 램프가 켜진 후, 각 램프는 동작 전압 기울기(slope)(203, 204)로 나타낸 바와 같이 서로 다른 전압-전류 관계를 표출할 것이다.

도 3은 2개의 CCFL이 동일한 인버터로부터 구동되는 경우의 전압에 대한 특성 전류의 종래의 변화를 나타낸 것이다. 스트라이크 전압이 도달된 후에 각 기울기(305, 306)는 차이가 있다. 만일 대상 램프 전류가 IOP(301)의 공칭 동작 전 류(Nominal Operating Current)와 동일하게 되고 공칭 유지 전압(Nominal Sustaining Voltage)이 VSUS(302)와 동일하게 되면, 램프(1)에 인가된 전압이 ΔV1만큼 감소하여 VSUS-ΔV1(303)의 램프(1)에 걸리는 전압을 얻게 될 것이다. 마찬가지로, 램프(2)에 인가된 전압이 ΔV2(304)만큼 감소하여 VSUS-ΔV2(304)의 램프(2)에 걸리는 전압을 얻게 될 것이다. 램프에 걸리는 전압의 감소는 양쪽(both) 램프에 대하여 IOP의 동일한 공칭 동작 전류를 발생하게 하여 일정한 조도의 강도를 생성하게 될 것이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 N CCFL(401)의 어레이를 백라이트하기 위한 폐루프 제어 시스템(400)을 예시하는 블록도이다.

마이크로콘트롤러(402)는 비휘발성 메모리로부터, FPGA(Field Programmable Gate Array)(406)에 입력하기 위한 전류 제어 신호를 발생시키는 프로그램 명령을 포함하는 하나 이상의 소프트웨어 모듈을 실행한다. 소프트웨어 모듈은 마이크로콘트롤러, RAM 메모리, 플래쉬 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 당해 기술 분야에서 알려진 임의의 다른 형식의 저장 매체에 탑재될 수 있다.

FPGA(406)는 마이크로콘트롤러(402)에 의해 지정된 개개의 CCFL(401)과 결합된 시각 향상 제어 모듈(408)에 전류 제어 신호(402)를 분배한다. 시각 향상 제어모듈(408)(도 6 및 도 7에 상세히 도시)은 마이크로콘트롤러(402)에 의해 지정된 전류량으로 각 CCFL(401)을 구동한다. 전류 센서(410)는 마이크로콘트롤러(402)로의 피드백을 위한 개개의 실제 램프 전류를 계속하여 감지한다. 전류 센서(410)에 의한 개개의 램프 전류 출력은 마이크로콘트롤러(402)에의 입력을 위한 아날로그 멀티플렉서(multiplexer)(412)에 의해 다중 송신(multiplex)된다.

마이크로콘트롤러(402)에 의해 실행되는 서보 제어 알고리즘 소프트웨어 모듈은 전류 센서(410)에 의해 제공되는 다중 송신된 피드백 정보(multiplexed feedback information)를 계속적으로 활용하여 등화 모듈 설정을 조정한다. 이러한 설정 조정은 수명, 교체, 고유의 제조 편차 및 온도의 변화에 의해 야기되는 전류 편차를 계속하여 보상함으로써 바람직한 개개의 램프 전류를 지속시킨다. 마이크로콘트롤러(402)에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈은 인버터(414)의 제 2차 전압 출력을 제어하는 인버터(414)의 동작을 동시에 제어하고 조정한다(도 1의 소자(112) 참조). 인버터의 제 2차 전압 출력은 CCFL(401)에 인가된다.

다수의 실시예에서, 마이크로콘트롤러(402), 인버터(414), 메모리(도시 생략), FPGA(406), 멀티플렉서(412), 전류 센서(410) 및 제어 모듈(408)의 임의의 조합은 인쇄 회로(PC) 기판 또는 주문형 반도체(Application Specific Integrated Circuit(ASIC))에 집적될 수 있다. 또는, 마이크로콘트롤러(402), FPGA(406), 및 멀티플렉서(412)는 인버터 조립 부품(inverter assembly)(414)과 함께 집적될 수 있다. 마이크로콘트롤러(402), FPGA(406), 및 멀티플렉서(412)는 동일하거나 또 다른 단일 IC에 기능적으로 집적될 수도 있다. 또한, 하나 이상의 시각 향상 제어 모듈(408)은 전류 센서(410) 또는 광센서(도 5의 소자(510) 참조)를 포함할 수도 있는 단일 집적 회로(IC)에 집적될 수도 있다.

하나 이상의 소프트웨어 모듈에 의해 지원되는 GUI(Graphical User Interface)는 초기 전류 설정을 이행하거나 임의로 추후에 서보 제어 알고리즘 유지 설정을 오버라이드(override)하는데 사용될 수 있다.

도 5는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 다수의 CCFL을 위한 시각 향상 제어 시스템을 예시한 것이다. 도 5에 구현된 또 다른 시각 향상 제어 시스템(500)은 전류 센서(도 4의 소자(410))보다는 하나 이상의 광센서(510)를 활용하여 마이크로콘트롤러(502)에 피드백 정보를 제공한다. 마이크로콘트롤러(502)에 의해 실행되는 서보 제어 알고리즘 소프트웨어 모듈은 광센서(510)에 의해 제공된 다중 피드백 정보를 계속적으로 활용하여 제어 모듈 설정을 조정한다. 이러한 설정 조정은 수명, 교체, 고유의 제조 편차 및 온도에서의 변화에 의해 야기되는 변화량을 계속적으로 보상함으로써 원하는 각 수준의 휘도를 지속시킨다.

도 4에서 상세히 나타낸 바와 같이, 제어 모듈(508)은 CCFL(501)에서의 전류를 설정한다. CCFL과 결합된 제어 모듈(508)을 통하여 각 CCFL(501)에 인가되는 전류량은 논리 블록(506)으로부터의 제어 신호에 의해 결정된다. 논리 블록(506)은 FPGA와 등가의 기능을 이행한다(도 4의 소자(404) 참조). 논리 블록(506), 마이크로콘트롤러(502), 아날로그 멀티플렉서(512)는 단일 집적 디지털 제어기 회로의 소자가 될 수 있다.

폐루프 제어 시스템(500)으로의 피드백은 하나 이상의 광센서(510)에 의해 제공된다. 광센서(510)는 CCFL(510)에 의해 광 출력량을 감지한다. 광센서(510)는 아날로그 멀티플렉서(512)에의 입력을 위한 광 출력 피드백 신호를 산출한다. 아날로그 멀티플렉서(512)는 광센서 피드백 신호를 마이크로콘트롤러(502)에 내장 될 수 있는 아날로그/디지털(A/D) 컨버터로 송신한다. 마이크로콘트롤러(502)에 의해 실행된 폐루프 서보 제어 알고리즘 소프트웨어 모듈은 각 CCFL(501)을 위한 소정의 휘도 설정점을 계속하여 지속시킨다. CCFL(501)이 노화됨(age)에 따라, 광센서(510)로 휘도 출력 수준을 결정함으로써 출력 정밀도는 유리하게 향상된다.

균일한 휘도를 위해 다수의 램프 어레이에서 개개의 전류 설정을 유지할 뿐만 아니라, 제어 시스템의 상기 실시예는 후면 발광 장치(backlit luminent device)에서 시각적 효과를 내도록 동작할 수도 있다. 제어 시스템은 디스플레이의 선택된 부분에서 휘도를 증감시키는데 사용될 수 있다. 예를 들면, 폭발이 발생한 장면 부분의 광 출력 수준을 증가시킴으로써 폭발을 포함한 영상물에 3차원 효과가 구현될 수 있다. 마찬가지로, 어두운 골목길 장면과 같은 어두운 부분이 강화된 영상물에도 시각적 효과가 구현될 수 있다. 시각적 효과는 디스플레이의 특정 영역에서 백라이트하는 장치로부터 광 출력량을 변화시킨 소프트 모듈을 사용한 상기 개시된 제어 시스템에 의해 구현될 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 도 4 및 도 5의 시스템 블록도에서 예시된 제어 모듈을 상세히 도시하고 있다. 제어 모듈(600)은 마이크로콘트롤러(도시 생략)에 의해 외부에 생성된 제어 신호에 따라 개개의 CCFL에 인가된 전류를 조정한다. 입력 1 및 2(602, 604)는 시스템 제어기 FPGA 또는 논리 블록(도시 생략)에 의해 마이크로콘트롤러로부터 경로 지정(route)된 전류 제어 신호를 수신한다. 제어 신호는 직류(DC) 전압 또는 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 포함할 수 있다. 제어 신호의 값은 다수의 램프 어레이에서 각각의 CCFL을 통한 전류량을 결정한다.

제어 신호는 제어 신호를 분리된 제어 전압으로 변환하기 위한 U1(606), 광학 또는 광기전력(photovoltaic) 장치에 인가된다. 저항 R2(612) 및 저항 R3(614)는 인가된 제어 신호에 비례하는 U1(606)에서 특정된 전류를 설정한다. 광학 아이솔레이터(optical isolator)는 U1(610)의 제 2차 측으로 제어 신호를 전송한다.

U1이 광기전력 컨버터인 경우, U1에서의 출력 LED(626)에 의해 생산되는 광은 U1(610)의 제 2차 측에 의해 전압으로 변환될 것이다. 커패시터 C1(618)은 U1의 출력을 여과하여 트랜지스터 Q1(622)에 적합한 분리된 제어 신호를 생산한다. 저항 R1(620)은 Q1(622)의 안정된 동작을 가능하게 하는 값으로 Q1(622)의 베이스(base)에 임피던스를 설정한다. 트랜지스터 Q1(622)은 CCFL 전류 응답의 요구에 따라 스위치 모드 또는 선형 모드에서 동작할 수 있다. 다이오드 D1 - D4(624)로 구성된 전류 제어 브리지는 Q1(622)을 통한 교류(AC)의 양쪽 극(both polarities)을 경로 지정하여 CCFL을 구동한다.

이러한 방법으로, 수신된 전류 제어 신호는 제어 신호에 의해 지정된 전류를 생성하는 전압으로 변환되는 비례하는 광 출력으로 변환된다. 제어에 의해 지정된 전류는 CCFL로 출력된다.

도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 도 4 및 도 5의 시스템 블록도에 설명된 제어 모듈을 상세히 도시하고 있다. 도 7에 구현된 또 다른 제어 모듈(700)에서, 2 이상의 CCFL(701, 702)은 단일 인버터(703)에 의해 재구동된다. 간단히 말해서, 2개의 예시적인 CCFL을 나타낸 것이다. 제어 모듈(700)은 CCFL 1(701)을 위한 이퀄라이저(704) 및 CCFL 2(702)를 위한 이퀄라이저(705)를 포함한 다. 이퀄라이저(704, 705)는 스위치(710)에 의해 결합된 복수의 병렬 커패시터로 구성된다. 마이크로콘트롤러(706)는 인버터(703)를 제어한다.

CCFL에 의해 요구되는 정전 용량 값이 매우 작기 때문에 설계가 곤란해진다. 본 발명(704, 705)의 이퀄라이저는 비휘발성 메모리에 저장된 교정(calibration) 알고리즘의 실행을 위한 마이크로콘트롤러(706)를 제공함으로써 이들 정전 용량 설계 곤란을 극복한다. 마이크로콘트롤러는 마이크로콘트롤러(706) 내부의 센서와 A/D 컨버터로 갖는 각각의 CCFL(401, 402)을 통한 전류를 측정하는 교정 절차를 실행한다. 다음, 적절한 양만큼 램프 전압을 증감시키는 커패시터의 올바른 조합을 얻기 위해 마이크로콘트롤러(706)는 적절한 스위치(710)를 단락시킨다.

설계 곤란의 또 다른 이유는 CCFL에 의해 고전압이 요구된다는 것이다. 마찬가지로 이들 곤란은 이퀄라이저(704, 705)가 CCFL(401, 402) 동작점을 수정하기에 충분한 공칭 전압(voltage nominal)만을 요구하기 때문에, 또한 본 발명의 이퀄라이저(704, 705)에 의해 극복된다.

램프가 켜진(strike) 후의 램프 특성의 기울기는 매우 가파르기 때문에, 콘트롤러에 걸리는 전압은 겨우 수백 볼트에 불과할 것이다(도 2 및 도 3 참조). 전압은 당장 사용할 수 있는 커패시터와 스위치 기술(예를 들면, Supertex Inc. 고전압 스위치 부품 번호 HV20220 참조)로 용이하게 다룰 수 있다. 마이크로콘트롤러는 또한 스위치(710)를 개폐하는 제어를 위한 PWM을 사용할 수도 있다. PWM 듀티 사이클(duty cycle)은 정전 용량의 정확한 값을 결정한다. 이러한 접근을 통해 커패시터 값의 추가적인 세부조정(fine-tuning)을 할 수 있다.

이제 디지털 제어기(514)의 동작 특성을 주의해서 살펴본다. 상기한 바와 같이, 도 1에 나타낸 것과 같은 종래의 인버터 회로(106)는 동작을 위해 타이밍 펄스를 요구한다. 도 8은 Mosfet 스위치(122)의 스위칭을 활성화하고, 다음에는 변압기(112)와 동조 커패시터(tuning capacitor)(110)에 전류를 교대로 스위칭하는 전형적인 인버터 제어기(102)로부터 상(Phase) A 신호(907) 및 상 B 신호(908)를 포함하는 PWM 1 신호(801)를 예시한 것이다. 일단, 전류가 변압기(112)와 동조 커패시터(110)에 스위칭되면, 정현파 전압(sinusoidal voltage)이 변압기(112)의 제 1 차 측에서 얻어진다. 변압기(112)는 제 1차 측에서의 정현파 전압을 대체로 큰 값을 가지는 제 2차 전압으로 변환한다. 형광 램프를 위한 전형적인 전력 변환 전압은 제 1차 전압으로는 24VRMS이고 제 2차 전압으로는 2200VRMS이다.

종래의 기술에서의 인버터 회로(106)는 아날로그 회로에 의지하여 인버터 회로(106)가 동작하기 위해 필요한 타이밍 펄스를 생산한다. 예를 들면, 인버터 회로(106)에서의 램프 전압은 아날로그 제어기(102) 외부의 커패시터(도시 생략)를 사용하여 생성된다. 도 1의 제어기(102)는 또한, 아날로그 비교기(comparator), 기준 전압, 전류원 및 다른 아날로그 구성요소(도시 생략)도 포함한다. 커패시터 및 그 값은 설계 부품으로서 고정되고, 아날로그 제어기 근처의 회로 기판에 배치된다. 다른 타이밍 펄스는 능동 아날로그 구성요소, 커패시터 및 저항에 의지하는 유사한 기술을 사용하여 생성된다.

상기한 바와 같이, 인버터 회로 타이밍 펄스를 생성하는 이러한 종래 기술인 아날로그 방법의 중대한 장애는 타이밍 펄스가 변압기, Mosfet, 커패시터, 저항 및 다른 인버터 회로 구성요소에서의 제조 편차를 극복하도록 특수하게 설계되어야 한다는 것이다. 이것은 형광 램프의 각 세트를 구동하는데 필요한 것보다 상당히 더 큰(어떤 경우에는 더 작은) 타이밍 펄스를 활용할 설계를 생산한다. 이것은 램프에서 구동되는 불필요한 고전력량을 발생시킨다.

또한, 인버터 회로에서의 전력 Mosfet가 스위칭되는 정확한 시점은 그 전력 소비에 중대한 영향을 미친다. 만일 Mosfet가 너무 빠르거나 너무 느리게 스위칭되면, Mosfet는 전력 소비를 크게 증가시킬 선형 범위에서 동작할 것이다. 또한, Mosfet에서 전류 파형과 전압 파형에 대한 스위치 작동의 정확한 타이밍은 저전력 소비를 달성하기 위해 결정적으로 중요하다. 상기한 바와 같은 아날로그 설계에 있어서, 타이밍 펄스는 구성요소의 동작 특성이 가장 나쁜 경우에 근거하여 고정되고 형성된다. 결과적으로, 상기 타이밍 펄스는 일반적으로 시스템의 정확성 필요에 부응하지 못할 것이다. 이 부정합은 정확한 시간에 발생하지 않는 전류와 전압을 야기하고, 더 높은 전력 소비량을 야기한다.

본 발명의 디지털 제어 접근법은 인버터 회로를 위한 고정밀 타이밍 펄스를 생성함으로써 상기 문제들을 극복한다. 타이밍 펄스는 고속 클록과 함께 합성되므로, 타이밍 펄스는 정확하고 구성요소 편차에 기인한 에러(error)를 발생시키지 않는다. 또한, 타이밍 펄스는 적응성이 있는 합성된 타이밍 회로와 함께 생성되므로, 펄스를 교정하여 인버터 구성요소의 고유의 특성을 정합시킬 수 있다.

인버터 회로를 위한 타이밍 펄스를 도 8에 나타낸다. 다양한 듀티 사이클의 PWM 1 신호(801)는 도 9의 인버터 전력 PWM-1 발생기(905)에 의해 생산된다. PWM 1 신호(801)의 각각의 펄스는 정현파 변압기 제 2차 램프 전압 VLAMP(802)의 일부를 생산한다. PWM 1(801)의 듀티 사이클 특징에 따라, 다양한 크기의 전압은 VLAMP(802)를 위해 생산될 것이다. PWM 1(801)의 듀티 사이클이 크면 클수록 VLAMP(802) 전압은 점점 더 커질 것이다. VLAMP(802) 상의 한 지점(803)에서는, "스트라이크 전압"이라 정의되는, 형광 램프를 켜기(strike) 위해 램프 전압이 상당히 더 커진다. 일단 램프가 켜지면, 전압은 VLAMP(802) 상에서 "유지 전압"이라 정의되는 더 작은 전압(804)으로 감소될 수 있다. 대형 스크린 액정 디스플레이(LCD)에 사용되는 형광 램프를 위한 스트라이크 전압은 일반적으로 2200VRMS 정도가 될 것이다. 유지 전압은 일반적으로 1000VRMS 정도가 될 것이다. VLAMP(802)를 위한 정현파 전압의 주파수는 50Hz 정도가 된다.

형광 램프의 아날로그 디밍은 소량의 PWM-1 신호(801)에 의한 변동으로 구성될 것이다. 이 변동은 인버터 변압기(112)의 제 2차 측에서의 전압과 전력을 변경할 것이고, 그 후 램프(104)는 더 어둡게 될 것이다. 만일 너무 많은 아날로그 디밍이 사용된다면, 램프가 차츰 어두워져서 결국 꺼질 것이다. 이러한 이유 때문에, 아날로그 디밍은 상대적으로 좁은 범위의 램프 휘도 제어 회로에서 사용된다. 램프의 실질적인 디밍을 위해서는 디지털 디밍이 더 바람직하다.

본 발명에서 도 9를 참조하면, 램프 디지털 디밍 PWM-2 발생기(902)가 사용된다. 이 회로는 파형 PWM-2 신호(805)(도 8)를 생산한다. PWM-2 신호(805) 주기 T1 동안에 램프가 켜진다. 적절한 시간(806)에 램프는 완전히 꺼진다. 램프는 시간 T2의 주기동안 꺼진 상태를 유지한다. 시점(807)에서는, PWM-2 신호(805)는 램 프가 켜질 수 있는 하이(high) 논리 신호로 스위칭할 것이다. 특정 시간에, PWM-1 신호(801)는 그 듀티 사이클을 변경하여 스트라이크 전압(808)을 생산할 것이다. 일단 램프가 전류 센서 피드백 정보를 사용함으로써 램프가 켜진 것을 디지털 제어기가 검출하면, PWM-1(801)은 결국 유지 전압(809)을 생산하는 듀티 사이클로 다시 스위칭된다. PWM-2 신호(805)는 일반적으로 400Hz 이상의 반복 비율을 가질 것이다. PWM-2를 위한 반복 비율 크기는 사람의 눈이 램프가 꺼지는 것을 인식할 수 없을 정도이다. PWM-2 신호(805)의 듀티 사이클은 휘도의 양을 결정할 것이다. 디지털 디밍은 일반적으로 백라이트 시스템에서 사용되고, 0%부터 100%까지의 디밍 비율이 허용될 것이다.

도 9에서, 시스템 클록은 바람직하게는 10Mhz를 발생시키는 마스터 클록 발생기(Master Clock Generator)(901)와 함께 합성된다. 클록은 두 개의 다른 펄스 폭 변조기(PWM) 논리 회로에서 사용된다. 제 1 PWM 회로는 Mosfet(911, 912)를 스위칭하는 인버터 회로에서 고주파 펄스를 발생시키기 위해 사용되는 PWM 신호를 생산하는 인버터 전력 PWM-1 발생기(905)이다. PWM 레지스터-1(906)은 PWM-1 신호의 듀티 사이클을 나타내는 디지털 워드(word)를 포함한다. 디지털 워드는 마이크로콘트롤러(921)에 의해 레지스터에 기록된다.

PWM 신호의 개념을 이해하기 위해, 도 8의 PWM-2 신호(805)를 고려해보자. PWM 신호(801)는 시간 T1을 지속하는 하이 논리 주기(809)와 시간 T2를 지속하는 로우(low) 논리 주기(810)로 이루어진 주기적 펄스로 구성된다. PWM 신호(805)의 듀티 사이클는 T1/(T1+T2) 비율로서 정의된다. 듀티 사이클은 대개 백분율로 표현 된다. 예를 들면, 60% 듀티 사이클 PWM 신호에서, T1은 시간의 60%에 대응할 것이고, T2는 시간의 40%에 대응할 것이다. PWM 신호(805)의 반복 비율은 전체 시간에 반비례, 즉 1/(T1+T2)이 된다.

인버터 전력 PWM-1 발생기(905)는 상 A(907) 신호 및 상 B(908) 신호를 생산한다. 이러한 신호는 반대 극성이고 변압기의 각각의 측(도시 생략)을 구동하는데 사용된다. 인버터 전력 PWM-1 발생기(905)는 또한 디지털 비교기(919)의 출력에 의해 변경된 PWM 신호 듀티 사이클을 가진다.

제 2차 PWM 회로는 램프 디지털 디밍 PWM-2 발생기(902)이다. 이 회로는 PWM 레지스터-2에 디지털 워드에 대응하는 듀티 사이클을 가지는 PWM 신호를 생성한다. 디지털 워드는 마이크로콘트롤러(921)에 의해 레지스터에 기록된다. 램프 디지털 디밍 PWM-2의 출력은 게이트(909)에서 논리를 사용한 상 A(907) 및 상 B(908)를 완전히 차단할 수 있는 신호인 인에이블(Enable) 명령(903)이다. 게이트(909)의 출력은 Mosfet A(911) 및 Mosfet B(912)를 교대로 구동하는 Mosfet 구동기(910)에 접속된다. Mosfet A(911)는 일반적으로 인버터 변압기의 일단에 연결되고 변압기의 타단에는 Mosfet B(912)가 접속된다.

장치의 센서 신호는 마이크로콘트롤러(921)에서 사용하여 인버터 전류 센서 신호(923), 인버터 전압 센서 신호(924), 램프 1(913)을 위한 전류 센서 신호 및 백라이트 시스템에서 임의의 다른 램프를 위한 대응하는 신호를 검출한다. 인버터 전압 센서 신호(924) 및 램프 1(913)을 위한 전류 센서 신호는 인버터 변압기의 제 2차 측(도시 생략)에 위치하는 것이 바람직하다. 입력은 전류 센서 신호 램프 N(914)(N은 시스템에서 사용되는 램프의 수로 결정됨)까지 다수의 전류 센서 신호를 검출할 수 있다. 모든 램프를 위한 센서 신호들은 샘플 앤 홀드 어레이(Sample and Hold Array)(915)을 사용하여 동시에 수집(capture)된다. 아날로그 멀티플렉서(916)는 샘플앤홀드 어레이(915)로부터의 신호들 중 하나를, 센서 신호의 크기에 따라 적절한 값으로 신호를 증폭하는 프로그램 가능 이득 증폭기(Programmable Gain Amplifier)(917)로 경로 지정한다. 이것은 A/D 컨버터(918)의 입력에 신호 진폭을 정합(matching)시킴으로써 검출의 분해능을 최대화하기 위해 센서 신호를 최적화하기 위해 행해진다. 센서 정보는 버스(bus)(925) 상에서 마이크로콘트롤러(921)로 경로 지정되어 시스템의 다양한 부분의 상태를 결정하고, 인버터의 제어를 동적으로 변경한다. 디지털 비교기(919)는 A/D 컨버터(918)의 출력을 켜지기 시작하는 램프에 대응하는 센서 전류를 나타내는 마이크로콘트롤러에 의해 로드된 소정의 이진값(binary value)과 비교하는 하드웨어로 구성된다. 이러한 이진값은 초기값 설정 프로그래밍의 결과로서 저장된다. 이러한 디지털 비교기(919)는 조합 논리로 실행되기 때문에, 램프 휘도 처리와 비교할 때 시간 지연은 사소하다. 램프에 각각 대응하는 N 개의 비교기가 있다.

본 발명은 디지털 구동 합성(digital drive synthesis)을 적용하여 인버터 회로의 제어 동작에 사용되는 PWM 신호를 최적화한다. 마이크로콘트롤러(921)는 그 내부 메모리에 PWM-1 신호(801) 및 PWM-2 신호(805)를 위한 디폴트 값(default value)을 포함한다. 전원을 켜면, 마이크로콘트롤러(921)는 디폴트 PWM 값을 PWM 레지스터-1(906) 및 PWM 레지스터-2(904)로 로드할 것이다. PWM 레지스터-1(906) 은 인버터 전력 PWM-1 발생기(905)의 듀티 사이클을 결정하고, PWM 레지스터-2(904)는 램프 디지털 디밍 PWM-2 발생기(902)의 듀티 사이클을 결정한다.

동작하는 동안, 마이크로콘트롤러(921)는 인버터 전류 센서 신호(923)와 인버터 전압 센서 신호(924)를 검출한다. 샘플앤홀드 어레이(915)는 마이크로콘트롤러(921)에 의해 트리거될 수 있고 디지털화될 때까지 정보를 보유할 것이기 때문에 센서 정보는 정확한 시점에서 결정된다. 센서 신호가 수집되는 시점은 변화될 수 있다. 이것은 인버터 스위칭 특성의 정확한 특징이 된다. 이 정보는 PWM-1 신호(801)가 Mosfet를 스위칭해야 하는 최적의 시점을 확정하기 위해 인버터의 스위칭 특성을 결정하는데 사용된다. 스위칭 특성이 결정될 때, 마이크로콘트롤러(921)는 PWM 레지스터-1(906)의 값을 변경한 후 회로의 온(on)·오프(off) 특성에 스위칭 작동을 정합시키기 위해 PWM-1 신호(801)의 듀티 사이클을 수정한다. 수정된 타이밍은 인버터가 전력 소비를 감소시킴으로써 고효율로 동작하게 할 것이다. 처리는 자기 교정 동작이다. 처리가 계속하여 반복됨으로써 결과적으로 인버터 회로의 경년 변화뿐만 아니라 주어진 구성요소 및 온도 편차의 전력 효율을 얻게 할 것이다.

본 발명은 적응적 스트라이크 처리를 적용하여 변압기 제 2차 전압이 스트라이크 전압값(803)으로부터 유지 전압값(804)으로 변경되는 시점을 수정한다. 주기적으로, 시스템은 모든 램프에서의 전류가 전류 센서 신호 램프 1(913) 및 전류 센서 신호 램프 N(914)에 의해 감지되는 루틴(routine)에 들어간다. 감지는 센서 신호가 샘플앤홀드 어레이(915)에 의해 수집되는 정확한 시점을 변화시킴으로써 스트 라이크 처리 동안의 다양한 시점에서 행해진다. 센서 수집 시간(sensor capture time)은 마이크로콘트롤러(921)에 의해 설정된다. A/D 컨버터(918)의 출력으로부터의 센서값은 디지털 비교기에서 켜지기 시작하는 램프에 대응하는 센서 전류를 표시하는 마이크로콘트롤러(921)에 의해 로드된 소정의 이진값과 비교된다. 인버터 전력 PWM-1 발생기(905) 출력의 리딩 에지(leading edge)는 모든 램프가 전류를 운반하도록 결정된 시점을 정합하도록 조정된다. 이러한 방법으로, 램프는 단지 시간의 정확한 기간동안 스트라이크 전압을 수신할 것이다. 시점은 계속하여 마스터 클록 발생기(901)에 의해 허용되는 높은 정확도로 적응된다. 마이크로콘트롤러(921)는 계속하여 스트라이크를 위한 정확한 시간을 교정하도록 처리를 설정하기 때문에, 상기 조정은 본 발명의 배경기술에서 설명한 바와 같은 고정 또는 동적 편차에 의해 영향을 받지 않는다. 그 결과 스트라이크 전압(803)은 최적의 시점에서 유지 전압(804)으로 감소될 수 있으므로 전력 소비를 감소시킬 수 있다.

개시된 제어 모듈을 사용한 개시된 제어 시스템은 비용과 성능면에서 고도로 최적화되는 CCFL 제어 회로를 제공한다. 어레이에서의 모든 CCFL이 동일한 인버터에 의해 구동되는 동안 동일한(또는 지정된) 휘도 및 전류를 표출하도록 만들어질 수 있다.

당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 도면에서 예시된 단계의 순서 및 구성요소가 비제한적임을 이해할 것이다. 방법 및 구성요소는 개시된 실시예의 범위로부터 벗어남이 없이 예시된 단계 및 구성요소의 생략 또는 재배치에 의해 용이하게 수정된다.

따라서, 일반적으로는 발광 장치를 제어하기 위한 새롭고 향상된 방법과 장치, 특히 냉음극 형광 램프를 기술하였다. 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 다양하고도 상이한 임의의 기술을 사용하여 정보와 신호를 표시할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들면, 상기 설명에 걸쳐 언급될 수 있는 데이터, 지시, 명령, 정보, 신호, 비트, 기호, 및 반도체 소자(chip)는 전압, 전류, 전자파, 자기장 또는 자기 입자(magnetic particle), 광학장(optical field) 또는 광입자(optical particle) 또는 그 임의의 조합에 의해 표시될 수 있다.

당업자는 또한 본 명세서에 개시된 실시예와 관련하여 기술된 실례가 되는 다양한 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계는 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어 또는 양자의 조합으로서 실행될 수 있음을 이해할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 교체가능성을 명확하게 설명하기 위해, 실례가 되는 다양한 구성요소, 블록, 모듈, 회로, 및 단계가 그 기능에 관하여 일반적으로 위에 기술되었다. 그러한 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어로서 실행되는지 여부는 시스템 전반에 부과된 특별한 응용 분야 및 설계상 제약에 달려있다. 당업자는 각각의 특별한 응용 분야를 위하여 방법을 변경하면서 기술된 기능을 실행할 수 있으나, 그러한 실행 결정은 본 발명의 범위를 벗어나는 것으로 해석되지 않을 것이다.

여기서 개시된 실시예와 관련하여 기술된, 실례가 되는 다양한 논리 블록, 모듈, 및 회로는 본 명세서에 기술된 기능을 이행하도록 설계된 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 반도체(ASIC), FPGA(field programmable gate array) 또는 다른 프로그램 가능한 논리 장치, 개별 게이트 또는 트랜지스터 논리, 개별 하드웨어 구성요소 또는 그 임의의 조합으로 실행되거나 이행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서가 될 수 있지만, 또 다른 예에서 프로세서는 종래의 임의의 프로세서, 제어기, 마이크로콘트롤러, 또는 상태 기계(state machine)가 될 수도 있다. 프로세서는 또한 컴퓨팅 장치의 조합, 예를 들면 DSP와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합한 1개 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 그러한 형태로서 실행될 수도 있다.

여기서 개시된 실시예와 관련하여 기술된 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 그 2개의 조합에서 직접적으로 실시될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드디스크, 착탈식 디스크, CD-ROM, 또는 당해 기술 분야에서 공지된 임의의 또 다른 형태의 저장 매체에 갖추어질 수 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 저장 매체에 정보를 기록할 수 있도록 프로세서와 통합된다. 프로세서와 저장 매체는 ASIC에 존재할 수 있다. 또 다른 예에서는, 프로세서와 저장 매체가 별개의 구성요소로서 존재할 수도 있다.

개시된 실시예의 상기 설명은 당해 기술 분야에서 통상의 기술을 가진 자가 본 발명을 실시 또는 사용할 수 있도록 제공된 것이다. 이들 실시예에 대한 다양한 수정은 당업자에게 명백하며, 여기서 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 정신 또는 범위를 벗어남이 없이 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 나타낸 실시예에 한정하는 것은 아니고, 여기서 개시된 원리 및 새로운 특질 과 조화되는 가장 넓은 범위와 일치시키기 위한 것이다.

Claims

다수의 장치 어레이의 각각의 발광 장치(luminent device)를 위한 개개의 출력 정보를 감지하고,

상기 출력 정보를 처리하여 각각의 발광 장치를 위한 개별 전력 보존 전류 제어 신호를 생산하고,

마이크로콘트롤러(microcontroller)에 의해 생성된 전력 보존 전류 제어 신호에 따라 단일 인버터를 통하여 각각의 발광 장치에 인가된 동작 전류를 조정함으로써 전력 소비를 보존하는 다수의 발광 장치를 위한 전력 제어 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 발광 장치가 냉음극 형광 램프(cold cathode fluorescent lamp)인 다수의 발광 장치를 위한 전력 제어 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 인버터가 드라이버로 대체되고 상기 발광 장치는 발광 다이오드인 다수의 발광 장치를 위한 전력 제어 방법.
다수의 장치 어레이의 각각의 발광 장치를 위한 개개의 출력 정보를 감지하기 위한 센서,

상기 출력 정보를 처리하여 각각의 발광 장치를 위한 전류 제어 신호를 보존하는 개개의 전력을 생산하는 마이크로콘트롤러, 및

전류 제어 신호를 보존하는 상기 개개의 전력에 따라 단일 인버터를 통하여 각각의 발광 장치에 인가된 개개의 동작 전류를 조정함으로써, 전력 소비를 일정하게 유지하기 위한 전류 제어 회로와 서버(server) 제어 시스템 소프트웨어를 포함하는 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 센서가 전류 센서인 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 센서가 광센서인 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 발광 장치가 냉음극 형광 램프인 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 인버터가 드라이버로 대체되고, 상기 발광 장치는 발광 다이오드인 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.
마이크로콘트롤러로부터 전력 보존 전류 제어 신호를 수신하고,

상기 전력 보존 전류 제어 신호로부터 전력 보존 전압 제어 신호를 분리하고,

상기 전력 보존 전압 제어 신호를 여과(filter)하여 트랜지스터에 적합한 분리된 전력 보존 전압 제어 신호를 생산하고,

트랜지스터의 베이스(base)에 임피던스를 설정하고,

상기 발광 장치에 의해 요구되는 전류 응답에 따라 상기 트랜지스터를 동작하고,

상기 트랜지스터에 상기 전력 보존 전압 제어 신호를 인가함으로써 전력 소비를 보존하여 상기 전력 보존 전류 제어 신호에 의해 지정되는 전력 효율 교류 전류를 생성하며,

상기 발광 장치에 상기 전력 효율 교류 전류의 양쪽 극(both polarities)을 경로 지정(route)하는 다수의 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 트랜지스터가 선형 모드(linear mode)에서 동작하는 다수의 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 트랜지스터가 스위치 모드(switched mode)에서 동작하는 다수의 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 발광 장치가 냉음극 형광 램프인 다수의 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 방법.
마이크로콘트롤러로부터 전력 보존 전류 제어 신호를 수신하여 상기 전력 보존 전류 제어 신호로부터 전력 보존 전압 제어 신호를 분리하는 아이솔레이터(isolator),

상기 전력 보존 전압 제어 신호를 여과하여 트랜지스터에 적합한 분리된 전력 보존 전압 제어 신호를 생산하는 커패시터,

상기 트랜지스터의 베이스에 임피던스를 설정하기 위한 저항,

상기 전력 보존 전압 제어 신호로부터, 상기 전력 보존 전류 제어 신호에 의해 지정되는 전력 효율 교류 전류를 생성하는 트랜지스터, 및

상기 발광 장치에 상기 전력 효율 교류 전류의 양쪽 극을 경로 지정하기 위한 다이오드 브리지(diode bridge)를 포함하는 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
제 13 항에 있어서,

상기 아이솔레이터가 광학(optical) 아이솔레이터인 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
제 13 항에 있어서,

상기 아이솔레이터가 상기 전류 제어 신호를 전압으로 변환되는 비례하는 광 출력으로 변환하는 광기전력 컨버터인 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
다수의 장치 어레이에서 개개의 발광 장치를 위한 개개의 출력 정보를 감지하고,

상기 출력 정보를 처리하여 상기 발광 장치를 위한 개별 전력 보존 전류 제어 신호를 생산하고,

상기 전력 보존 전류 제어 신호를 병렬 커패시터에 연결된 복수의 스위치에 인가하여 상기 전력 보존 전류 제어 신호에 의해 지정되는 전력 효율 동작 전류를 생성하며,

상기 전력 효율 동작 전류로 상기 발광 장치를 구동함으로써 전력 소비를 보존하는 발광 장치의 전력 제어를 위한 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 발광 장치가 냉음극 형광 램프인 발광 장치의 전력 제어를 위한 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 발광 장치는 발광 다이오드인 발광 장치의 전력 제어를 위한 방법.
다수의 장치 어레이에서 개개의 발광 장치를 위한 개별 출력 정보를 감지하기 위한 센서,

상기 출력 정보를 처리하여 상기 발광 장치를 위한 개별 전력 보존 전류 제어 신호를 생산하기 위한 마이크로콘트롤러,

상기 전력 보존 전류 제어 신호에 의해 지정되는 전력 효율 동작 전류를 생성하기 위한 병렬 커패시터에 연결된 스위치, 및

상기 전력 효율 동작 전류에 의해 구동되는 발광 장치를 포함하는 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
제 19 항에 있어서,

상기 발광 장치가 냉음극 형광 램프인 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
제 19 항에 있어서,

상기 발광 장치가 발광 다이오드인 발광 장치에서의 전력 제어를 위한 회로.
고주파 클록을 갖는 고주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생성하고,

저주파 클록을 갖는 저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생성하고,

다수의 장치 어레이에서 개개의 발광 장치를 위한 출력 피드백 정보를 감지하고,

상기 피드백 정보를 사용하여, 마이크로콘트롤러에 의해 실행되는 디지털 전력 보존 알고리즘을 적용함으로써 상기 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 위한 최적의 펄스 폭 타이밍 수정값(modification value)을 결정하고,

상기 결정된 수정값에 따른 상기 고·저주파 전력 제어 신호의 펄스 폭을 수정하여 최적화된 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생산하며,

상기 최적화된 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 발광 장치를 구동하기 위한 인버터 스위칭 회로(inverter switching circuit)로 경로 지정하는 다수의 발광 장치를 위한 전력 제어의 방법.
제 22 항에 있어서,

상기 디지털 전력 보존 알고리즘이 계속하여 실행되는 다수의 발광 장치를 위한 전력 제어의 방법.
고주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생성하기 위한 고주파 클록,

저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생성하기 위한 저주파 클록,

다수의 장치 어레이에서 개개의 발광 장치를 위한 출력 피드백 정보를 감지하기 위한 센서,

상기 피드백 정보를 사용하는 디지털 전력 보존 알고리즘을 실행하여 상기 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 위한 최적의 펄스 폭 타이밍 수정값을 결정하기 위한 마이크로콘트롤러,

상기 결정된 수정값에 따라 상기 고·저주파 전력 제어 신호의 펄스 폭을 수정하여 최적화된 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 생산하기 위한 펄스 폭 변조기 발생기(pulse width modulator generator), 및

상기 최적화된 고·저주파 펄스 폭 변조 전력 제어 신호를 발광 장치를 구동하기 위한 인버터 스위칭 회로로 경로 지정하기 위한 논리 게이트를 포함하는 다수의 발광 장치의 전력 제어를 위한 장치.