KR20060084524A - 광대역 무선통신시스템에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신시스템에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 무선통신시스템에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 송신방법은, 지연확산 값을 획득하는 과정과, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, 샘플링 레이트를 변경하는 과정과, 전송할 OFDM심볼을 생성하는 과정과, 상기 샘플링 레이트 변경에 의한 샘플 여유분 만큼의 '0'값 샘플들을 상기 생성된 OFDM심볼의 뒤에 추가하는 과정과, 상기 '0'값 샘플들이 추가된 OFDM심볼을 상기 변경된 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함한다. 이와 같은 본 발명은 지연확산 값에 따라 OFDM심볼 구조를 적응적으로 변화시킴으로써 다중경로 전파지연으로 발생하는 ISI(Intersymbol Interference)로 인한 수신기의 심각한 데이터 오류를 방지할수 있다.
OFDM, ISI, 샘플링 레이트, 심볼 구조, CP, ZP

Description

광대역 무선통신시스템에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR REMOVING INTERSYMBOL INTERFERENCE IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면.
도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.
도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면.
도 4는 일반적인 OFDM통신시스템의 하향링크에서 다중 경로 지연 때문에 발생하는 OFDM 심볼의 데이터 오염을 나타낸 도면.
도 5는 일반적인 OFDM 통신시스템의 상향링크(Uplink)에서 다중 경로 지연 때문에 발생하는 OFDM 심볼의 데이터 오염을 나타낸 도면.
도 6은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 하향링크 심볼간 간섭(ISI) 문제를 해결하기 위한 방법을 도시한 도면.
도 7은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 하향링크에서 도 6의 방법을 사용할 경우 ISI문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면.
도 8은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 ISI문제를 해결하기 위 해 제1방법을 도시한 도면.
도 9는 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 상향링크에서 도 8의 방법을 사용할 경우 ISI 문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면.
도 10은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 ISI문제를 해결하기 위한 제2방법을 도시한 도면.
도 11은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 ZP(Zero Postfix)가 삽입된 심볼을 수신하기 위한 방법을 설명하는 도면.
도 12는 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 상향링크에서 도 10의 방법을 사용할 경우 ISI 문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면.
도 13은 본 발명에 따라 OFDM심볼의 샘플링 레이트를 변경했을 때 주파수 영역에서의 변화를 보여주는 도면.
도 14는 본 발명에 따른 CP(Cyclic prefix)조정 및 ZP(Zero Postfix)삽입을 시스템에 적용할 경우 실제 응용예를 설명하는 설명하기 위한 도면.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 하향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 16은 본 발명의 제1실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 17은 본 발명의 제2실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 18은 본 발명의 제3실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 19는 본 발명의 제4실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 지연확산 값에 따라 CP길이를 조정하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 지연확산 값에 따라 ZP길이를 조정하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 CP길이를 가변하는 OFDM통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 ZP길이를 가변하는 OFDM통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에 관한 것으로서, 특히 다중경로 채널로 인해 발생하는 심볼간 간섭(ISI : InterSymbol Interference)을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
근래, 차세대 무선통신 시스템이라 불리는 4세대(4th Generation) 시스템에서는 고속(약 100Mbps이상)의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히 고속의 서비스를 제공하기 위해서 물리 계층 혹은 그 상위계층에서 다양한 기법들이 필요하게 되는데, 상기 물리 계층에서는 고속의 데이터 전송을 위해 하나의 회선(무선의 경우 1조의 송수신기)을 분할하여 개별적으로 독립된 신호를 동시에 송수신 할 수 있는 다수의 통신로(이하 채널'이라 칭하기로 한다)를 구성하는 기술로서 다중화(Multiplexing) 기술을 사용하고 있다. 대표적인 다중화 기술로는, 주파수 분할 다중화 (FDM: Frequency Division Multiplexing), 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 등이 존재한다. 특히, 상기 주파수 분할 다중화 기술 중 고속의 데이터 전송을 구현하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은, 현재 구현중인 4세대 무선통신 시스템에서 물리계층의 다중화 기술로 채택되어 연구되어 지고 있다.
상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(Multi Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파 래디오(HF radio)에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파들을 중첩시키는 상기 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교변조 구현의 어려움으로 인해 실제 시스템에 적용에는 한계가 있었다.
그러나, 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술 개발이 급속히 발전하였다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 포함한 각종 디지털 신호처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 또한, 보호구간(guard interval)과 순환 접두(CP : Cyclic Prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연확산(Delay Spread) 대한 부정적인 영향을 더욱 감소시키게 되었다.
이와 같은 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 무선통신에서는 IEEE 802.11a, HIPERLAN/2의 고속 무선 LAN, IEEE 802.16의 광대역 무선 억세스(BWA: Broadband Wireless Access), 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)등에 표준방식으로 채택되었고, 유선통신에서도 ADLS과 VDSL의 표준방식으로 채택되었다.
이하, 도면을 참조하여 OFDM 방식을 구체적으로 살펴보기로 한다.
도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면이다.
만약, 광대역의 대역폭(Bandwidth)을 가지는 반송파를 작은 대역폭을 가지는 반송파로 분할하지 않고, 무선채널을 통해 보낼 경우에는 다중경로 페이딩 (Multipath fading), 도플러 확산(Doppler spread) 등의 영향으로 높은 비트 오류 확률을 갖게 되고, 이를 극복하기 위해서는 수신기의 구조가 복잡해져 구현하기가 매우 힘들다. 그래서 도 1의 101과 같이, 데이터 전송을 위해 사용하는 광대역의 반송파를 다수의 작은 주파수 대역인 f1, f2,...fN 로 분할한다. 하지만 상기 101의 경우는 작은 반송파들의 인접대역을 분리하기 위해 주파수 영역에서 성능이 우수한 대역통과필터(Band-pass filter)를 사용해야 하고, 또 다수의 반송파를 만들어내기 위해서 다수의 발진기가 필요하므로, 실제 통신시스템에서 사용하는데 있어서 제약사항이 많다.
도 1의 102는 OFDM의 방식을 사용하여 만든 신호의 주파수 스펙트럼 특성을 보여주는 것으로, 상기 101의 경우와 마찬가지로 데이터 전송을 위해 다수의 반송파를 사용하지만, 상기 인접대역을 분리하기 위해 대역통과필터를 사용하지 않으며, 반송파를 만들기 위해서 다수의 발진기를 사용할 필요도 없다. 즉, 앞서 설명한 바와 같이, 송신기의 기저대역에서 IFFT연산을 이용하여 부반송파(sub-carrier)들을 만들어 주면 주파수 영역에서 상기 101과 거의 같은 효과를 가질 뿐만 아니라, 수신기에서도 주파수의 직교성의 원리를 이용하는 FFT연산을 이용하면 장치의 복잡성 없이 부반송파들을 쉽게 분리해 낼 수 있다. 단, 상기 OFDM 방식에서는 부반송파가 상기 102에서와 같이 인접대역의 부반송파의 간섭신호가 들어와도 f1, f2,...fN 의 지점에서는 거의 "0"의 값을 가지도록 설계되어야 복조할 때 문제가 생기지 않는다.
상기 도 1의 103에서는 102에서 나타낸 주파수 영역의 신호를 IFFT 연산을 통해 시간영역으로 변환했을 때의 이산 신호를 나타낸 것이다. 상기 이산 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005003150345-PAT00001
상기 수학식 1에서 x[n]은 IFFT단을 통과하고 난 후의 시간영역의 샘플(sample) n을 변수로 가지는 시간영역에서의 OFDM 복소 이산 신호를 나타내고, 상기 변수 n은 1부터 N까지 값을 가진다. X[k]는 IFFT단으로 입력되는 주파수영역에서의 복소 이산 신호를 나타내며, 상기 k는 복소 이산 신호의 순서를 가리키는 인덱스(Index)이다. 또한 N은 전체 부반송파의 개수를 나타내며, 시간상의 샘플의 개수가 되기도 한다. exp()는 지수(exponential) 함수를 나타내고, 괄호안의 j는 복소수 기호이다. 상기 시간영역에서의 신호 x[n]은 도 1의 103에 도시된 바와 같이 부반송파에 곱해지는 송신 데이터의 X[k] 크기에 따라 예측할 수 없는 형태를 가지며, 실제 매우 큰 값을 가질 수도 있다.
도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면이다.
도시된 바와 같이, 송신기는 부호기(Encoder)(202), 변조기(Modulator)(203), 직/병렬 변환기(S/P converter)(204), IFFT연산기(205), 병/직 렬 변환기(P/S converter)(206), CP추가기(207), RF처리기(208)를 포함하여 구성된다. 그리고 수신기는 RF처리기(210), CP제거기(211), 직/병렬 변환기(212), FFT연산기(213), 등화기(Equalizer)(214), 병/직렬 변환기(215), 복조기(Demodulator)(216), 복호기(Decoder)(217)를 포함하여 구성된다.
먼저 송신기를 살펴보면, 부호기(Encoder)(202)는 입력되는 정보 데이터(information bits)를 무선채널에 강하게(Robust) 만들기 위해 해당 부호율로 채널부호화(Channel coding)하여 출력한다. 변조기(203)는 상기 부호기(201)로부터의 부호화 데이터를 해당 변조 방식으로 변조하여 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등이 사용될 수 있다. 직/병렬 변환기(204)는 상기 변조기(203)로부터 입력되는 직렬(Serial)로 배열된 데이터를 병렬(Parallel)로 변환하여 출력한다.
상기 IFFT연산기(205)는 상기 직/병렬 변환기(204)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 시간 샘플 데이터를 출력한다. 병/직렬 변환기(206)는 상기 IFFT연산기(205)로부터 입력되는 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP추가기(207)는 무선채널의 다중경로 페이딩 현상 때문에 발생하는 자기신호에 의한 잡음(Inter Symbol Interference, 이하 ISI'라고 칭함)을 제거하기 위해서 상기 병/직렬 변환기(206)에서 출력되는 샘플 데이터에 보호구간(CP : Cyclic Prefix)을 삽입하여 출력한다. 상기 보호구간은 초기 일정 구간의 널(null) 데이터를 전송하는 형태로 제안되었으나, 현재는 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 앞에 삽입하는 순환 접두(Cyclic Prefix) 방식이나 시간영역의 OFDM심볼의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 뒤에 삽입하는 순환 접미(Cyclic Postfix) 방식을 사용하고 있다. 이와 같이, 유효구간이 삽입된 데이터열이 실제 무선채널로 전송되는 OFDM 심볼이 된다. 한편, 이하 설명은 보호구간으로 CP를 사용하는 것으로 가정하여 설명하기로 한다.
RF처리기(208)는 상기 CP추가기(207)로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 기저대역 신호를 실제 전송 가능하도록 고주파(RF : Radio Frequency) 대역 신호로 변환하여 무선채널(209)로 전송한다. 이때, 무선채널의 시간적, 주파수적 물리특성인 다중경로 페이딩 현상이 나타나게 되고, 이 때문에 ISI가 일어나지만, 상기 추가한 CP안으로 ISI 신호가 들어오게 되면 상기 ISI를 극복할 수 있다.
다음으로 수신기를 살펴보면, RF처리기(210)는 무선채널(209)을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역으로 변환하고, 상기 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(211)는 상기 RF처리기(210)로부터의 샘플 데이터에서 보호구간(CP)을 제거하여 OFDM심볼의 유효 데이터를 출력한다. 직/병렬 변환기(212)는 상기 CP제거기(211)로부터의 직렬 데이터를 IFFT연산기(213)의 입력을 위한 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. FFT연산기(213)는 상기 직/병렬 변환기(212)로부터의 병렬 데이터에 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다.
등화기(214)는 상기 FFT연산기(213)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선 채널(209)에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(215)는 상기 등화기(214)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 복조기(216)는 상기 병/직렬 변환기(215)로부터의 데이터를 해당 복조 방식으로 복조하여 출력한다. 복호기(217)는 상기 복조기(216)로부터의 데이터를 해당 부호율로 채널복호화(channel decoding)하여 정보 데이터를 복원한다.
그러면, 여기서 OFDM 심볼에 대해서 자세히 살펴보기로 한다. 도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면이다.
도시된 바와 같이, 시간영역에서의 OFDM 심볼은 보호구간(guard interval)과 데이터 구간으로 구분된다. 상기 데이터 구간은 IFFT단을 통과한 유효 데이터가 실리는 부분이고, 상기 보호구간은 다중경로 지연에 의한 심볼의 오염을 방지하기 위해 삽입되는 부분이다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 보호 구간은 "0"을 삽입하는 형태로 제안되었으나, 현재는 OFDM 데이터의 뒷부분을 복사하여 붙이는 형태로 사용되고 있다. 상기 OFDM 시스템에서 보호구간의 길이는 OFDM 심볼의 1/64, 1/32, 1/16, 1/8, 1/4 등의 비율로 사용된다. 보통 시스템을 초기에 설계할 때 최대 다중경로 지연을 고려하여, 보호구간의 길이를 결정하게 된다.
한편, OFDM 심볼을 주파수 상에 나타내면, 도시된 바와 같이, f1, f2,...fN 의 다수의 주파수 성분들로 나타낼 수 있다. 각각의 신호는 자신의 신호의 뒷부분을 복사해서 앞에 붙임으로써 보호구간을 만든다. 이렇게 생성되는 보호구간을 CP(Cyclic prefix)라 한다. 상기 CP가 가지는 장점은 자기 신호의 주파수 성분인 f1, f2,...fN 의 일부를 그대로 신호의 앞에 붙이기 때문에 다른 주파수 성분이 더해지지 않는다. 다시말해, 주파수 영역에서의 신호 왜곡이 발생하지 않는다. 전술한 바와 같이, 만약 보호구간으로 CP를 사용하지 않고, 0 을 채우거나 다른 신호를 사용하게 되면, 주파수 영역에서 다른 주파수 성분이 가산되어 부반송파끼리의 직교성을 깨뜨릴 수 있다. 이와 같이, CP의 장점은 과거의 연구결과로부터 이미 알려진 사실이다.
도 4는 일반적인 OFDM통신시스템의 하향링크에서 다중 경로 지연 때문에 발생하는 OFDM 심볼의 데이터 오염을 나타낸 도면이다. 일반적으로, 하향링크 OFDM심볼은 수많은 경로들을 통해 하향링크 수신기에 수신되는데, 상기 수많은 경로들중 데이터 복원에 가장 큰 영향을 미치는 두 개 경로들(410,420)을 도시한 것이다.
도시된 바와 같이, 각각의 OFDM심볼을 CP부분과 데이터 부분으로 구분하고, CP부분은 데이터 뒷부분과 같으므로 동일한 숫자로 표시하였다. 다중 경로 지연에 의해서 첫 번째 경로(410)의 OFDM심볼보다 두 번째 경로(420)의 OFDM심볼이 지연시간(421)만큼 지연되어 수신된다. 이 경우, 첫 번째 경로(410)의 두 번째 심볼(414)과 두 번째 경로(420)의 첫 번째 심볼(422) 사이에 겹치는 부분이 발생하는데, 이 겹치는 부분이 상기 두 번째 심볼(414)의 간섭(Interference)성분으로 작용하고, 이를 일반적으로 심볼간 간섭(ISI : InterSymbol Interference)라고 한다.
또한, 상기 두 번째 심볼(414)의 입장에서 상기 첫 번째 심볼(422)과 겹치는 부분을 지연확산(423)라고 한다. 상기 지연확산(423) 길이가 OFDM심볼(414)의 CP(412)보다 작으면 데이터를 복원하는데 있어서 이득에 영향을 미치지 않는다. 하지만, 상기 CP길이(412)보다 지연확산(423)이 크면 복원하고자 하는 데이터에 오염(413)이 발생하고, 이러한 오염(413)은 상기 두 번째 심볼(414)의 데이터 복원 시 잡음성분으로 작용한다. 이런 경우, 일반적으로 데이터 수신 이득이 감소하는 현상이 나타난다.
상기와 같은 문제를 해결하기 위해서는 CP를 길게 하면 되지만, 그럴 경우 OFDM 심볼 전체의 길이가 길어져서 실제 구현상 심볼동기를 맞추기가 어렵고, 주파수 효율이 떨어지는 문제를 가진다. 현재 제안되어 있는 방법들은 주로 수신기에서 데이터 오염성분을 제거하기 위한 특별한 장치 또는 알고리즘을 사용하거나, 송신기에서 보다 오염에 강력한 특별한 채널코딩(Channel Coding) 등을 사용하는데, 이러한 방법들은 수신기의 복잡도를 증가시킬 뿐 아니라 주파수 효율을 감소시키는 문제점이 있다.
도 5는 일반적인 OFDM 통신시스템의 상향링크(Uplink)에서 다중 경로 지연 때문에 발생하는 OFDM 심볼의 데이터 오염을 나타낸 도면이다.
도시된 바와 같이, 일반적으로 상향링크에서는 첫 번째 경로의 OFDM 심볼들이 연속하도록 기지국과 단말 사이에 시간동기를 맞춘다. 하지만, 두 번째 경로의 OFDM심볼들에 대해서는 연속성을 보장할 수가 없다. 다시말해, 첫 번째 경로(510) 의 사용자#1(512)의 심볼(513)과 사용자#2(516)의 심볼(517)은 연속적으로 기지국에 수신된다. 하지만, 두 번째 경로(520)의 사용자#1(512)의 심볼(522)과 사용자#2(516)의 심볼(524)은 서로 다른 지연시간을 가지고 상기 기지국에 수신될수 있다. 즉, 사용자#1(512)의 두 번째 경로(520)의 OFDM심볼(522)은 긴 지연시간(521)을 가지고 기지국에 도착하고, 셀 내의 다른 위치에 존재하는 사용자#2(517)의 두 번째 경로(520)의 OFDM심볼(524)은 짧은 지연시간(523)을 가지고 기지국에 도착한다.
이런 경우, 사용자#1(512)의 데이터는 두 번째 경로(520)의 상기 지연시간(521) 때문에 위상의 불연속(511)을 겪게 되어 비트 오류 성능이 나빠지고, 사용자#2(516)의 데이터는 상기 지연시간(521)에 의한 지연확산(Delay Spread)으로 오염(515)이 발생한다. 이를 해결하기 위해서 상향링크에서도 앞서 설명한 방법들을 사용할 수 있지만, 상향링크 역시 수신기의 복잡도 증가와 주파수 효율 감소를 감수해야 한다. 또한 상향링크는 하향링크와 다르게 각 사용자마다 지연확산이 다르므로 일괄적인 데이터 오염에 대한 보상이 어려운 문제가 있다.
따라서 본 발명의 목적은 OFDM 통신시스템에서 다중 경로 채널에 의해 OFDM심볼에 발생하는 위상 불연속 문제를 해결하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신시스템에서 다중 경로 채널에 의해 OFDM심 볼에 발생하는 데이터 오염 문제를 해결하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이를 다중 경로 채널 상태에 따라 적응적으로 가변하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM통신시스템에서 다중 경로 채널 상태에 따라 OFDM심볼의 뒷부분에 해당 길이의 ZP(Zero Postfix)를 삽입하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이 혹은 ZP길이가 변경될 경우, 샘플링 레이트를 조정하여 고정된 길이를 갖는 OFDM심볼을 통신하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신기 장치에 있어서, 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와, 부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와, 상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)변환기와, 상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하여 출력하는 CP추가기와, 상기 CP추가기로부터의 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 ZP추가기와, 상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 D/A(Digital to Analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 수신기 장치에 있어서, 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결 정하는 제어기와, 수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트에 의해 샘플데이터로 변환하는 A/D(Analog to Digital)변환기와, 상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 출력하는 ZP복사기와, 상기 ZP복사기로부터의 샘플데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와, 상기 CP제거기로부터의 샘플데이터를 고속 푸리에 변환하여 출력하는 FFT연산기와, 상기 FFT연산기로부터의 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 복호기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제3견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신기의 송신방법에 있어서, 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와, 부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하는 과정과, 상기 천공된 부호화 데이터를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과, 상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하는 과정과, 상기 CP가 추가된 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과, 상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제4견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 수신기의 수신방법에 있어서, 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와, 수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트에 의해 샘플데이터로 변환하는 과정과, 상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복 사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 상기 샘플데이터를 변경하는 과정과, 상기 변경된 샘플데이터에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 과정과, 상기 CP가 제거된 샘플데이터를 FFT연산하여 심볼열을 생성하는 과정과, 상기 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
이하 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 다중경로 채널 상태에 따라 CP(Cyclic Prefix)길이를 조정하거나 OFDM심볼의 뒷부분에 ZP(Zero Postfix)를 삽입하여 OFDM심볼의 구조를 적응적으로 변경하기 위한 기술에 대해 살펴보기로 한다. 이때, OFDM심볼의 길이를 가변하게 되면 수신기의 복잡도를 가중시키기 때문에, 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 고정시킨다. 가령, 다중 경로에 따른 지연확산(Delay Spread)이 크면, CP(Cyclic Prefix) 및 ZP(Zero Postfix)의 길이를 길게 조정하고, OFDM심볼의 샘플 간격을 작게 조정하여 고정 길이를 갖는 OFDM심볼을 만든다. 반면, 지연확산이 작으면, CP 및 ZP의 길이를 짧게 조정하고, OFDM심볼의 샘플 간격을 크게 조정한다. 여기서, 상기 CP 및 ZP의 길이는 CP 및 ZP 구간 내에 존재하는 샘플의 개수로 정의하여도 무방하다. 즉, CP 및 ZP의 길이를 조정한다는 것은 IFFT연산을 통해 얻어지는 샘플 데이터에서 CP 및 ZP의 샘플개수를 조정하는 것으로 정의할수 있다.
그러면, 이하 본 발명에 따른 CP(Cyclic Prefix) 및 ZP(Zero Postfix) 길이 조정에 대해 상세히 살펴보기로 한다.
도 6은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 하향링크 심볼간 간섭(ISI) 문제를 해결하기 위한 방법을 도시한 도면이다.
설명에 앞서, 본 발명에서 사용되는 변수 값들을 정의하면 다음과 같다. 먼저, OFDM 부반송파의 개수, 즉 FFT의 사이즈를 "NFFT"라고 하고, OFDM 심볼의 데이터 부분의 시간길이를 "Td", CP의 길이를 "Tc", CP길이(T c)에 대한 데이터부분의 시간길이(Td)의 비(= Tc/Td)를 "G", 기준이 되는 OFDM 심볼의 길이를 "T", 시간영역에서의 샘플 간격을 "ΔT", 샘플링 레이트를 ΔT의 역수인 "1/ΔT" 정의한다. 이때, CP의 길이를 M배 늘리면 OFDM 심볼의 시간영역에서의 샘플 간격은 하기 수학식 2와 같이 모델링된다.
Figure 112005003150345-PAT00002
상기 수학식 2는 본 발명에 따른 CP길이 조정 방법의 중요한 파라미터로 사 용되며, 도 6에서는 설명의 편의를 위해 앞서 정의한 여러 변수값들을 구체적으로 명시하였다.
도 6의 610을 살펴보면, NFFT = 8이고, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 데이터 부분의 시간길이는 Td 이며, CP 길이는 Tc = Td/8이다. 이 경우, CP의 길이와 데이터부분의 길이의 비를 나타내는 G는 1/8이 된다. 여기서, 앞서 도 1에서 설명한 바와 같이, NFFT의 개수와 시간상의 샘플의 개수는 같기 때문에, 시간영역에서의 샘플 간격 ΔT = Td/NFFT = Td/8 이 된다. 즉, 상기 610에 도시된 OFDM심볼의 길이 T = 9Td/8 가 된다. 종래기술에 따르면, 일반적으로 CP길이가 정해지면, 다중경로 페이딩 채널 특성과 상관없이 CP길이는 고정된다. 하지만 도 4에서 전술한 바와 같이 수신기에서 일정 성능 이상의 비트 오류 확률을 보장하려면 다중경로로 들어오는 잡음신호 보다 CP의 길이가 길어야 한다. 예를 들어, 다중경로로 들어오는 잡음신호의 길이가 CP 길이보다 3배 정도 크다고 가정할 경우, 620에 도시된 바와 같이 CP길이를 원래 OFDM심볼의 CP보다 3배의 길이로 조정해야 한다.
도 6의 620을 살펴보면, 원래 OFDM심볼의 길이 T=9Td/8 이었으므로, CP길이를 3배(M=3, Tc=3Td/8)로 조정하게 되면, 데이터 부분의 길이는 6Td/8 가 된다. 이 경우, 데이터구간의 샘플간격을 Td/8로 하면 시간영역의 샘플의 개수를 6개밖에 사용할수 없으므로, OFDM 데이터 구간의 신호 자체가 왜곡된다. 이러한 왜곡을 방지 하기 위해서는 데이터 부분의 샘플 개수를 NFFT의 개수와 같은 8개로 만들어야 한다. 즉, 샘플 간격을 조정해야 하는데, 조정되는 샘플 간격은 상술한 <수학식 2>를 통해 산출할 수 있다. 즉, 원래 610에서 Td/8 이었던 샘플 간격을 620과 같이 3Td/32로 줄이면 6Td/8인 데이터 구간 내에 8개의 시간샘플들을 모두 전송할 수 있다. 이와 같이, 데이터의 손실 없이 CP의 길이를 3배로 조정할 수 있다. 이때, 전체 OFDM 심볼의 길이 T = 9Td/8 로 변함이 없기 때문에 OFDM 심볼 길이의 변화 때문에 생기는 동기문제는 발생하지 않는다. 한편, 시간상의 샘플 간격은 샘플링 레이트의 역수값이므로, 샘플간격을 줄이려면 샘플링 레이트를 크게 하면 된다. 즉 실제 장치 상에서는 샘플간격을 조정하기 위해서는 디지털/아날로그 변환기(D/A convert), 아날로그/디지털 변환기(A/D convert) 샘플링 레이트를 조정해야 한다. 일반적인 송수신 장치에서는 상기 장치가 필수적으로 포함되기 때문에 추가적인 복잡한 장치가 필요하지 않다.
도 7은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 하향링크에서 도 6의 방법을 사용할 경우 ISI문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면이다.
도시된 바와 같이, 각각의 OFDM심볼을 CP부분과 데이터 부분으로 구분하고, CP부분은 데이터 뒷부분과 같으므로 동일한 숫자로 표시하였다. 다중 경로 지연에 의해서 첫 번째 경로(710)의 OFDM심볼들이 두 번째 경로(720)의 OFDM심볼들보다 지연시간(721)만큼 지연되어 수신기에 수신된다. 이 경우, 첫 번째 경로(710)의 두 번째 심볼과 두 번째 경로(720)의 첫 번째 심볼 사이에 겹치는 부분이 발생하는데, 이 겹치는 부분을 상기 첫 번째 경로(710)의 두 번째 심볼 입장에서 지연확산(Delay Spread)라고 한다.
상기 지연확산이 상기 두 번째 심볼의 CP길이보다 크면 ISI문제가 발생하지만, 도 6에서 설명한 바와 같이 첫 번째 경로(710)의 두 번째 심볼의 CP길이를 길게 조정하고 데이터 부분의 시간상의 길이를 줄이면, 712와 같이 지연확산 부분이 두 번째 심볼의 CP길이 이하가 되므로 하향링크에서의 ISI 문제를 해결할수 있다.
도 8은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 ISI문제를 해결하기 위해 제1방법을 도시한 도면이다. 앞서 설명한 하향링크에서의 방법과 유사하게 샘플링 레이트를 조절하여 CP길이를 길게 하고, OFDM 전체 심볼의 길이는 그대로 고정시키는 기법이다. 하향링크와 차이점은 기지국에서 CP길이를 조정하는 것이 아니고, ISI의 영향을 받는 단말에서 CP길이를 조정한다는 점이다.
도 8의 810을 살펴보면, NFFT = 8이고, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 데이터 부분의 시간길이는 Td 이며, CP 길이는 Tc = Td/8이다. 이 경우, CP의 길이와 데이터부분의 길이의 비를 나타내는 G는 1/8이 된다. 첫 번째 심볼은 사용자#1이 전송하는 OFDM심볼이고, 두 번째 심볼은 사용자#2가 전송하는 OFDM심볼이다. 상기 사용자#1의 다중경로 특성이 나빠서 ISI를 발생시키게 되면, 도 8의 820과 같이 상기 사용자#2는 OFDM심볼의 CP길이를 길게 조정하여 전송하면 된다.
도 8의 820을 살펴보면, 상기 사용자#2가 Td/8 이었던 샘플 간격을 3Td/32로 줄인다. 그러면, 6Td/8인 데이터 구간 내에 8개의 시간샘플들을 모두 전송할 수 있고, CP의 길이는 3배로 증가된다. 이 경우, CP길이만 달라지고 전체 OFDM 심볼의 길이는 그대로 유지되므로, 동기 문제는 발생하지 않는다.
도 9는 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 상향링크에서 도 8의 방법을 사용할 경우 ISI 문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면이다.
도시된 바와 같이, 일반적으로 상향링크에서는 첫 번째 경로의 OFDM심볼들이 연속하도록 기지국과 단말 사이에 시간동기를 맞춘다. 하지만, 두 번째 경로의 OFDM심볼들에 대해서는 연속성을 보장할수 없다. 앞서 도 5에서 설명한 바와 같이, 상향링크에서 다중경로에 의해 발생하는 지연이 CP길이를 초과할 경우, 사용자 #1의 OFDM심볼은 위상 불연속(901) 현상이 발생하고, 사용자#2의 심볼은 데이터 오염이 발생한다. 하지만, 도 8에서 설명한 바와 같이, 사용자#2가 OFDM심볼의 CP길이를 길게 조정하고 데이터 부분의 시간상의 길이를 줄이면, 903과 같이 지연확산 부분이 두 번째 심볼의 CP길이(902) 이하가 되므로 데이터 오염 문제를 해결할수 있다.
이와 같이 샘플링 레이트를 조정하여 CP길이를 늘리는 방법은 간단하기는 하지만, 사용자 #1의 OFDM심볼에서 발생하는 위상 불연속(901)에 의한 데이터의 오류를 막을 수 없다. 또한, 사용자#1의 무선채널특성 때문에 사용자 #2의 CP를 조정한 다는 것은 사용자간의 형평성 문제도 야기할 수 있다. 그러면 이하 상기 위상 불연속 문제를 효과적으로 해결하기 위한 방안에 대해 살펴보기로 한다.
도 10은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 ISI문제를 해결하기 위한 제2방법을 도시한 도면이다.
도 10의 1010을 살펴보면, NFFT = 8이고, 하나의 OFDM 심볼의 길이를 T이며, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 데이터 부분의 시간길이는 Td 이며, CP 길이는 Tc = Td/8이다. 이 경우, CP의 길이와 데이터부분의 길이의 비를 나타내는 G는 1/8이 된다. 이러한 OFDM심볼을 ISI문제를 해결하기 위해 구조를 변경하면 다음과 같다.
도 10의 1020을 살펴보면, CP길이(1021)는 심볼(1010)과 같이 한 샘플을 유지하고 있지만 실제 시간샘플 간격이 좁아졌으므로 약간 짧아졌고, OFDM 심볼의 뒷부분에 제로(Zero)를 삽입함으로써 ISI를 극복하는 것을 특징으로 한다. 일반적으로 지연확산(Delay Spread) 값이 측정되면, 상기 제로가 삽입되는 ZP(Zero Postfix)의 길이를 결정할 수 있다. 한편, 상기 ZP의 길이(Tzp)가 결정되면, 시간샘플 간격
Figure 112005003150345-PAT00003
은 하기 수학식 3과 같이 산출될 수 있다.
Figure 112005003150345-PAT00004
여기서, 상기
Figure 112005003150345-PAT00005
는 상기 심볼(1020)의 CP길이를 나타내는 것으로, 본 발명의 실시예에서는
Figure 112005003150345-PAT00006
가 되도록
Figure 112005003150345-PAT00007
를 선택한다. 즉, 원래의 CP길이를 유지하면서 샘플링 레이트를 바꿈으로써 생기는 샘플의 여유분을 ZP(Zero Postfix)로 이용한다. 한편, 상기 ZP를 삽입함으로써 짧아진 시간샘플 간격을
Figure 112005003150345-PAT00008
, 데이터 구간을
Figure 112005003150345-PAT00009
라고 할 때, 데이터 구간의 뒷부분에 제로(Zero)를 삽입하기 위한 샘플의 개수 Nzp는 하기 수학식 4와 같이 결정된다.
Figure 112005003150345-PAT00010
다시 도 10의 1020을 살펴보면, NFFT = 8, 이고, ZP 길이를 원래 심볼(1010)의 CP길이의 약 2배정도로 설정한 경우이다. 이때 샘플간격은 3Td/32, 이에 따른 ZP의 길이는 9Td/32, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 CP의 길이는 3Td/32, 데이터 부분의 길이는 6Td/8이 되어, 전체 OFDM심볼(1020)의 길이는 원래 심볼(1010)과 동일하다.
도 11은 본 발명에 따른 OFDM통신시스템에서 ZP(Zero Postfix)가 삽입된 심볼을 수신하기 위한 방법을 설명하는 도면이다.
일반적으로 상향링크 OFDM심볼은 수많은 경로들을 통해 상향링크 수신기에 수신되는데, 상기 수많은 경로들중 데이터 복원에 가장 큰 영향을 미치는 첫 번째 경로의 심볼(1100)과 두 번째 경로의 심볼(1110)을 도시한 것이다. 상기 두 개의 심볼들(1100, 1110)은 더해진 형태로 상향링크 수신기에 수신된다. 상기 수신기에서는 두 개의 경로를 분리할 수 없으므로, 데이터를 복원하기 위해서 CP구간(1101)을 분리해서 버리고, FFT윈도우 구간(1102)의 시간상의 데이터 샘플들을 취해서 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 수행한다. 이때, 두 번째 경로 OFDM심볼(1110)의 위상 불연속(1111) 때문에 데이터 수신 이득의 열화가 발생한다. 이를 방지하기 위해서 도시된 바와 같이, 제로 삽입구간(1103)의 데이터 샘플들을 복사해서 상기 CP(1101) 다음에 붙인후 고속 푸리에 변환을 수행한다. 그러면, 두 번째 경로 OFDM심볼(1110)의 지연 때문에 발생하는 위상 불연속(1111) 문제를 해결할수 있다.
도 12는 본 발명에 따른 OFDM통신시스템의 상향링크에서 도 10의 방법을 사용할 경우 ISI 문제가 어떻게 해결되는지를 설명하는 도면이다.
도시된 바와 같이, 첫 번째 경로(1201)의 사용자#1(1202)의 심볼은 상기 도 10의 방법으로 새로 구성한 OFDM심볼이다. 즉 CP부분과 데이터 부분은 그대로 두고, 샘플링 레이트를 변경해서 확보한 데이터 샘플의 여유분을 ZP(1203)를 삽입하는데 이용한 것이다.
이 경우, 두 번째 경로(1211)의 사용자#1(1202)의 OFDM심볼이 첫 번째 경로 (1201)의 사용자#2(1204)의 OFDM심볼에 데이터 오염을 일으키지 않는다. 왜냐하면, 상기 사용자#2(1204)의 OFDM심볼(데이터 부분)에 겹쳐지는 부분이 상기 사용자#1(1202)의 심볼의 ZP부분(제로가 삽입된 부분)이기 때문이다. 또한, 상기 첫 번째 경로(1201)의 사용자#1(1202)의 OFDM심볼의 ZP부분(1203)을 복사하여 CP부분 다음에 붙이면, 다시말해 두 번째 경로(1211)의 데이터 부분중 2번 부분을 두 번째 경로의 CP앞에 앞에 붙이면, 위상 불연속 부분(1206)이 제거되기 때문에 상기 사용자#1(1202)의 데이터 복원시 성능열화를 방지할수 있다.
도 13은 본 발명에 따라 OFDM심볼의 샘플링 레이트를 변경했을 때 주파수 영역에서의 변화를 보여주는 도면이다.
먼저, 참조부호 1300은 상기 도 6의 610에 도시된 시간영역에서의 일반적인 OFDM심볼을 주파수영역에서 살펴본 것이다. 일반적으로 주파수 상에서의 기본 부반송파의 크기(부반송파간의 간격)는 시간상의 OFDM심볼의 데이터 구간의 역수이고, 점유대역폭은 기본 부반송파의 크기에 FFT 크기를 곱한 것이다. 즉, 데이터 구간은 Td 이고, FFT의 크기는 8이므로, 주파수 영역에서의 부반송파의 크기 Δf1 = 1/T d이 되고, 점유대역폭 BW1 = Δf*NFFT = 8/Td 이 된다. 이와 같이, 주파수 상의 신호의 분포는 시간상에서의 신호의 분포와 밀접하게 연관되므로, 시간상에서의 파라미터 값을 조정하게 되면 주파수 상에서도 이와 관련된 변화가 발생한다.
다음으로, 참조부호 1310은 CP를 길게 하거나 ZP를 삽입하기 위해서 샘플링 레이트를 변경했을 때 주파수영역에서의 변화를 나타낸 것이다. 예를들어, 시간상의 샘플간격을 Td/8에서 3Td/32로 변화시켰을 경우, 주파수 상에서 부반송파의 크기는 시간상의 OFDM 심볼의 데이터 구간 6Td/8의 역수이므로, 기본 부반송파의 크기는 Δf2 = 8/6Td 이 되고, 점유대역폭 BW2 = Δf*NFFT = 64/6T d 이 된다. 즉, OFDM 심볼의 길이가 동일하므로 시간상으로 자원은 같지만, 샘플링 레이트를 작게 조정하면 한 개의 부반송파의 주파수 대역폭이 커져서 주파수 자원을 더 점유하게 된다. 다시말해, 본 발명에 따라 시간상에서 CP길이를 조정하거나 ZP를 삽입할 경우 시간자원은 동일하게 사용하지만, 주파수 영역에서 점유대역폭이 증가하기 때문에, 데이터 용량(Capacity) 면에서 이득이 없는 것처럼 보이고, 대역폭이 증가하는 만큼 주파수 영역 상에서의 대역 필터 등이 바뀌어야 하는 단점이 발생할 수 있다. 그러나 이러한 문제는 다음의 방법으로 해결할 수 있다.
앞서 <수학식 1>에서 설명한 바와 같이, OFDM 시스템에서는 실제 전송하고자 하는 데이터를 부반송파에 싣게 되는데, 상기 도 13의 1300에서는 점유 대역폭이 8/Td 이고, 상기 주파수 영역내에서 8개의 부반송파가 존재하여 8개의 데이터 신호를 전송할 수 있지만, 도 13의 1310에서는 8/Td 의 점유대역폭을 가질 때 6개의 부반송파가 존재하여 6개의 데이터 신호밖에 전송할 수가 없다. 즉, CP를 길게 하거나 ZP를 삽입하면, 그만큼 데이터를 보낼 수 있는 양도 줄어들게 된다. 하지만 이때, 8개의 데이터 중에 2개를 천공(Puncturing)하고, 6개를 선별하여 보내게 되면, 8개를 보냈을 때와 비슷한 효과를 가질 수 있는데, 그 방법은 다음과 같다.
상기 도 2의 송신기를 살펴보면, 부반송파에 데이터를 싣는 구성은 IFFT연산기(205)이고, 그 전에 부호기(202)가 존재한다. 일반적으로, 상기 부호기(202)는 부호화 비율을 나타내는 분수값을 가지고 부호화를 수행한다. 예를들어, 부호화 비율이 1/2일 때, 원래 전송할 데이터가 4개면, 이보다 2배 늘린 8개의 부호화 데이터를 만들어 낸다. 상기 8개의 부호화 데이터 중 6개를 보내게 되면, 8개를 다 보냈을 경우보다는 수신기에서의 성능이 나빠지겠지만, 부호화 비율이 1/2에서 2/3으로 낮아져서 생기는 성능열화 이외에는, 다중경로 지연(Delay) 때문에 발생하는 ISI에 의한 치명적인 데이터 복구 오류는 발생하지 않는다.
정리하면, 원래의 CP나 ZP에 변화를 주기 전의 OFDM 심볼의 부반송파의 크기를 Δf1 , 점유 대역폭을 BW1 라고 하고, 본 발명에 따라 샘플링 레이트를 변경함으로써 재설정된 OFDM심볼의 부반송파의 크기를 Δf2 , 변경된 점유 대역폭을 BW2 라고 하면, 실제 제한된 대역폭을 통해 전송되는 유효 부반송파의 개수 N'FFT는 <수학식 5>과 같이 산출된다.
Figure 112005003150345-PAT00011
상기 수학식 5에서 floor()는 ()안의 값의 소수점은 버리고 정수만 취하는 함수이다. 이와 같이, OFDM 심볼의 CP 길이가 늘어나거나 ZP가 삽입될 경우, 부반 송파의 크기가 변경되어 실제 제한된 대역폭 내에서 보낼 수 있는 데이터의 개수는 줄어들게 되지만, 원래 부호화 데이터에서 유효 부반송파의 개수만큼 심볼들을 천공(Puncturing)하여 전송하면 된다.
도 14는 본 발명에 따른 CP(Cyclic prefix)조정 및 ZP(Zero Postfix)삽입을 시스템에 적용할 경우 실제 응용예를 설명하기 위한 도면이다.
먼저, 참조부호 1400에 따른 응용예를 살펴보면, 도시된 바와 같이 하나의 셀에 하나의 기지국(1401)과 3개의 단말들(1402,1403,1404)이 서로 다른 구역에 존재한다고 할때, 구역별로 기지국과 단말사이의 거리에 따라 지연확산(Delay Spread)값이 달라진다. 기지국(1401)과 가장 가까이 있는 구역1의 경우 지연확산 값이 가장 적고, 기지국과 가장 멀리 있는 구역3의 경우 지연확산 값이 가장 크다. 따라서, 하나의 응용예로, 기지국의 셀 반경을 다수의 구역들로 구분한 후 각 구역에 대하여 CP길이 및 ZP길이를 다르게 설정하여 셀 전체의 데이터 용량을 최대화시킨다. 즉, 기지국과 가까이 있는 구역일수록 CP의 길이 및 ZP의 길이를 짧게 설정하여 OFDM 심볼 길이에 많은 데이터를 보낼 수 있도록 하고, 기지국과 멀리 있는 구역일수록 CP 및 ZP의 길이를 길게 조정하여 많은 양의 데이터를 보내기보다는 데이터의 신뢰성을 확보한다.
참조부호 1410에 따른 두 번째 응용예를 살펴보면, 일반적으로 다중경로에 의한 지연확산 값이 기지국과 단말의 거리가 멀어질수록 커지지만, 만약 거리와 상관없이 특정한 환경 때문에 지연 확산 값이 커질 수도 있다. 따라서, 두 번째 응용 예는, 도시된 바와 같이 기지국과의 거리에 상관없이 단말(1411)에서 측정된 지연 확산값에 의해서만 CP 및 ZP를 가변시켜 OFDM심볼의 구조를 재설정한다. 이렇게 하면, 거리와 상관없이 단말 고유의 지연 확산값에 의해서만 OFDM심볼의 구조가 결정되며, 심볼간 간섭(ISI)에 의한 데이터의 성능 열화를 효과적으로 극복할 수 있다.
참조부호 1420에 따른 세 번째 응용예를 살펴보면, 기지국과 단말사이의 거리를 고려했을 때, 다른 셀로의 핸드오버가 일어나는 구역인 셀의 경계 부근에서 지연 확산값이 커지므로, 셀 내의 다른 지역에서는 원래의 OFDM 심볼의 구조를 사용하고, 셀 경계지역 또는 핸드오버(Handover) 지역에 있는 단말들에 대해서 지연 확산값에 따라 CP 및 ZP길이를 가변시켜 OFDM심볼의 구조를 재설정한다.
상기 세 가지의 전술한 응용예들 중 첫 번째와 세 번째 방법은 지연확산의 측정없이 기지국에서 단말과의 거리를 고려하여 OFDM심볼의 구조를 다르게 할 수 있고, 또는 거리를 고려하지만 지연확산에 대한 측정을 한 후 필요한 경우에만 적용시킬 수도 있다. 그리고 두 번째 방법은 거리에 상관없이 지연확산에 대한 측정을 통해서만 OFDM심볼의 구조를 다르게 설정하는 방법이다. 또한 첫 번째 방법은 그 목적이 셀 내에서의 데이터 용량을 증가시키는데 관심이 있는 반면, 두 번째와 세 번째 방법은 단말에서의 치명적인 데이터 오류를 방지하는데 관심이 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 하향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 15를 참조하면, 먼저 기지국은 1501단계에서 단말로 하향링크 데이터를 전송한다. 그러면, 상기 단말은 1502단계에서 상기 하향링크 데이터를 수신하고, 상기 기지국과 단말 사이의 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산(Delay Spread) 값을 측정한다. 이후, 상기 단말은 1503단계에서 상기 수신된 하향링크 데이터를 복원하고, 1504단계에서 상기 측정된 지연확산 값을 상기 기지국으로 전송한다.
그러면, 상기 기지국은 1505단계에서 상기 단말로부터 수신된 하향링크 지연확산 값에 근거해서 해당 OFDM심볼을 생성하기 위한 제어(control)정보를 결정한다. 예를들어, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 크다고 판단되면 OFDM심볼의 CP길이를 길게 조정하고, 상기 CP길이 조정에 따른 제어정보, 즉 CP길이, 샘플링 레이트(Sampling Rate), 데이터 천공 패턴(Puncturing Pattern) 등을 결정한다.
이후, 상기 기지국은 1506단계에서 상기 결정된 제어정보를 따라 OFDM심볼의 구조를 재설정하고, 상기 재설정된 OFDM심볼의 구조에 따라 하향링크 데이터를 생성한다. 그리고 상기 기지국은 1507단계에서 상기 결정된 제어정보와 상기 생성된 하향링크 데이터를 상기 단말로 전송한다.
그러면, 상기 단말은 1508단계에서 상기 기지국으로부터의 상기 제어정보에 포함되어 있는 샘플링 레이트로 상기 하향링크 데이터를 수신하고, 상기 수신되는 데이터에 나타나는 물리채널의 가역적 성질을 이용해서 지연확산 값을 측정한다. 이후, 상기 단말은 1509단계에서 상기 제어정보에 포함되어 있는 CP길이 및 천공 패턴 등을 이용해 상기 수신되는 하향링크 데이터를 복원한다. 이때, 상기 하향링크 데이터는 지연확산 값에 의해 CP길이가 조정된 데이터이기 때문에, 상기 1503단 계에서보다 데이터 수신 이득을 높일 수 있다.
이하 설명되는 도 16 내지 도 19는 상향링크에서의 데이터 수신 이득을 높이기 위한 절차들이다.
도 16은 본 발명의 제1실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 16을 참조하면, 먼저 단말은 1601단계에서 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 그러면, 상기 기지국은 1602단계에서 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 기지국과 단말 사이의 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산(Delay Spread) 값을 측정한다.
이후, 상기 기지국은 1603단계에서 상기 수신되는 상향링크 데이터를 복원한다. 그리고 상기 기지국은 1604단계에서 상기 측정된 지연확산 값에 근거해서 해당 OFDM심볼을 생성하기 위한 제어(control)정보를 결정한다. 예를들어, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 크다고 판단되면 OFDM심볼의 CP길이를 길게 조정하고, 상기 CP길이 조정에 따른 제어정보, 즉 CP길이, 샘플링 레이트(Sampling Rate), 데이터 천공 패턴(Puncturing Pattern) 등을 결정한다. 이후, 상기 기지국은 1605단계에서 상기 결정된 제어정보를 상기 단말로 전송한다.
그러면, 상기 단말은 1606단계에서 상기 기지국으로부터의 제어정보를 이용해 OFDM심볼의 구조를 재설정하고, 상기 재설정된 OFDM심볼의 구조에 따라 상향링크 데이터를 생성한다. 그리고, 상기 단말은 1607단계에서 상기 생성된 상향링크 데이터를 상기 기지국으로 전송한다.
그러면, 상기 기지국은 1608단계에서 상기 결정된 샘플링 레이트로 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 수신되는 데이터에 나타나는 물리채널의 가역적 성질을 이용해서 지연확산 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1609단계에서 상기 결정된 CP길이 및 천공패턴 등을 이용해 상기 수신되는 상향링크 데이터를 복원한다. 이때, 상기 상향링크 데이터는 지연확산 값에 의해 CP길이가 조정된 데이터이기 때문에, 상기 1603단계에서보다 데이터 수신 이득을 높일 수 있다.
도 17은 본 발명의 제2실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 17을 참조하면, 먼저 단말은 1701단계에서 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 그러면, 상기 기지국은 1702단계에서 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 기지국과 단말 사이의 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산(Delay Spread) 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1703단계에서 상기 수신된 상향링크 데이터를 복원하고, 1704단계에서 상기 측정된 지연확산 값을 상기 단말로 전송한다.
그러면, 상기 단말은 1705단계에서 상기 기지국으로부터 수신된 상향링크 지연확산 값에 근거해서 해당 OFDM심볼을 생성하기 위한 제어(control)정보를 결정한다. 예를들어, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 크다고 판단되면 OFDM심볼의 CP길이를 길게 조정하고, 상기 CP길이 조정에 따른 제어정보, 즉 CP길이, 샘플링 레이트(Sampling Rate), 데이터 천공 패턴(Puncturing Pattern) 등을 결정한다.
이후, 상기 단말은 1706단계에서 상기 결정된 제어정보를 따라 OFDM심볼의 구조를 재설정하고, 상기 재설정된 OFDM심볼의 구조에 따라 상향링크 데이터를 생성한다. 그리고, 상기 단말은 1707단계에서 상기 생성된 상향링크 데이터와 상기 결정된 제어정보를 상기 기지국으로 전송한다.
그러면, 상기 기지국은 1708단계에서 상기 단말로부터의 상기 제어정보에 포함되어 있는 샘플링 레이트로 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 수신되는 데이터에 나타나는 물리채널의 가역적 성질을 이용해서 지연확산 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1709단계에서 상기 제어정보에 포함되어 있는 CP길이 및 천공 패턴 등을 이용해 상기 수신되는 상향링크 데이터를 복원한다. 이때 상기 상향링크 데이터는 지연확산 값에 의해 CP길이가 조정된 데이터이기 때문에, 상기 1703단계에서보다 데이터 수신 이득을 높일 수 있다.
도 18은 본 발명의 제3실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 18을 참조하면, 먼저 단말은 1801단계에서 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 그러면, 상기 기지국은 1802단계에서 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 기지국과 단말 사이의 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산(Delay Spread) 값을 측정한다.
이후, 상기 기지국은 1803단계에서 상기 수신된 상향링크 데이터를 복원하 고, 1804단계에서 상기 측정된 지연확산 값에 근거해서 해당 OFDM심볼을 생성하기 위한 제어(control)정보를 결정한다. 예를들어, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 크다고 판단되면 OFDM심볼의 뒷부분에 삽입할 ZP(Zero Postfix)의 길이를 결정하고, 상기 ZP 삽입에 따른 제어정보, 즉 ZP길이, 샘플링 레이트(Sampling Rate), 데이터 천공 패턴(Puncturing Pattern) 등을 결정한다. 이후, 상기 기지국은 1805단계에서 상기 결정된 제어정보를 상기 단말로 전송한다.
그러면, 상기 단말은 1806단계에서 상기 기지국으로부터의 제어정보를 이용해 OFDM심볼의 구조를 재설정하고, 상기 재설정된 OFDM심볼의 구조에 따라 상향링크 데이터를 생성한다. 그리고, 상기 단말은 1807단계에서 상기 생성된 상향링크 데이터를 상기 기지국으로 전송한다.
그러면, 상기 기지국은 1808단계에서 상기 결정된 샘플링 레이트로 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 수신되는 데이터에 나타나는 물리채널의 가역적 성질을 이용해서 지연확산 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1809단계에서 상기 결정된 ZP길이에 따라 상기 수신되는 상향링크 데이터의 각각의 OFDM심볼에 대해 ZP부분을 복사하여 CP다음에 붙인다. 그리고, 상기 기지국은 1810단계에서 상기 ZP부분을 복사하여 CP다음에 붙인 OFDM심볼들을 상기 결정된 천공 패턴 등을 이용해 원래의 데이터로 복원한다.
도 19는 본 발명의 제4실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 상향링크 데이터를 통신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 19를 참조하면, 먼저 단말은 1901단계에서 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 그러면, 상기 기지국은 1902단계에서 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 기지국과 단말 사이의 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산(Delay Spread) 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1903단계에서 상기 수신된 상향링크 데이터를 복원하고, 1904단계에서 상기 측정된 지연확산 값을 상기 단말로 전송한다.
그러면, 상기 단말은 1905단계에서 상기 기지국으로부터 수신되는 지연확산 값에 근거해서 해당 OFDM심볼을 생성하기 위한 제어(control)정보를 결정한다. 예를들어, 상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 크다고 판단되면 OFDM심볼의 뒷부분에 삽입할 ZP(Zero Postfix)의 길이를 결정하고, 상기 ZP 삽입에 따른 제어정보, 즉 ZP길이, 샘플링 레이트(Sampling Rate), 데이터 천공 패턴(Puncturing Pattern) 등을 결정한다.
그러면, 상기 단말은 1906단계에서 상기 결정된 제어정보를 이용해 OFDM심볼이 구조를 재설정하고, 상기 재설정된 OFDM심볼의 구조에 따라 상향링크 데이터를 생성한다. 그리고, 상기 단말은 1907단계에서 상기 생성된 상향링크 데이터와 상기 결정된 제어정보를 상기 기지국으로 전송한다.
그러면, 상기 기지국은 1908단계에서 상기 단말로부터의 상기 제어정보에 포함되어 있는 샘플링 레이트로 상기 상향링크 데이터를 수신하고, 상기 수신되는 데이터에 나타나는 물리채널의 가역적 성질을 이용해서 지연확산 값을 측정한다. 이후, 상기 기지국은 1909단계에서 상기 제어정보에 포함되어 있는 ZP길이에 따라 각 각의 수신 OFDM심볼에 대해 ZP부분을 복사하여 CP다음에 붙인다. 그리고, 상기 기지국은 1910단계에서 상기 ZP부분을 복사하여 CP다음에 붙인 OFDM심볼들을 상기 제어정보에 포함되어 있는 천공 패턴 등을 이용해 원래의 데이터로 복원한다.
도 20은 상기 도 15 내지 도 17에서 설명된 제어정보를 결정하기 위한 절차를 보여준다. 즉, 도 20은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 지연확산 값에 따라 CP길이를 조정하기 위한 절차를 도시하고 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 지연확산 값에 따른 제어정보(CP길이, 샘플링레이트, 천공 패턴 등)는 송신기 혹은 수신기에서 결정할수 있으며, 이하 설명은 수신기에서 결정하는 것으로 예를들어 살펴보기로 한다.
도 20을 참조하면, 먼저 수신기는 2001단계에서 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산 값(TDelay)을 측정한다. 그리고 상기 수신기는 2002단계에서 상기 지연확산 값과 현재 설정되어 있는 CP길이(ATcp, A는 실수)를 비교한다.
만일, 상기 지연확산 값이 상기 CP길이보다 작으면, 상기 수신기는 2003단계로 진행하여 현재의 OFDM심볼의 구조를 그대로 유지한후 상기 2008단계로 진행한다. 만일, 상기 지연확산 값이 상기 CP길이보다 크면, 상기 수신기는 2004단계로 진행하여 상기 지연확산 값이 상기 CP길이보다 작아지도록 A값을 설정한다. 이와 같이 CP길이가 결정되면, 상기 수신기는 2005단계에서 상기 CP길이(ATcp)에 따른 샘 플링 레이트를 결정하고, 2006단계에서 상기 샘플링 레이트에 따른 데이터 천공개수 및 패턴을 결정한다.
그리고, 상기 수신기는 2007단계에서 상기 결정된 CP길이, 샘플링 레이트 및 천공패턴을 제어정보로 결정한후 상기 2008단계로 진행한다. 이후, 상기 수신기는 상기 2008단계에서 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 있는지 검사한다. 만일, 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 있을 경우, 상기 수신기는 상기 2002단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다. 만일, 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 없으면, 상기 수신기는 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다. 이와 같이, 상술한 알고리즘은 미리 정해진 시간주기(예 : 프레임 단위)로 수행되거나, 수신기의 요청에 의해 수행될수 있다.
도 21은 상기 도 18 및 도 19에서 설명된 제어정보를 결정하기 위한 절차를 보여준다. 즉, 도 21은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 지연확산 값에 따라 ZP길이를 조정하기 위한 절차를 도시하고 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 지연확산 값에 따른 제어정보(ZP길이, 샘플링레이트, 천공 패턴 등)는 송신기 혹은 수신기에서 결정할수 있으며, 이하 설명은 수신기에서 결정하는 것으로 예를들어 살펴보기로 한다.
도 21을 참조하면, 먼저 수신기는 2101단계에서 물리채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용해서 지연확산 값(TDelay)을 측정한다. 그리고 상기 수신기는 2102단계에서 상기 지연확산 값과 현재 설정되어 있는 CP길이(ATcp, A는 실수)를 비교한다.
만일, 상기 지연확산 값이 상기 CP길이보다 작으면, 상기 수신기는 2103단계로 진행하여 현재의 OFDM심볼의 구조를 그대로 유지한후 2108단계로 진행한다. 만일, 상기 지연확산 값이 상기 CP길이보다 크면, 상기 수신기는 2104단계로 진행하여 상기 CP길이와 ZP길이(Tzp)를 가산한 값이 상기 CP길이보다 커지도록 상기 ZP길이(Tzp)를 결정한다. 여기서, 상기 ZP길이는 OFDM심볼의 뒷부분에 삽입되는 ZP의 시간상의 길이를 나타낸다. 이와 같이, ZP길이가 결정되면, 상기 수신기는 2105단계에서 상기 ZP길이에 따른 샘플링 레이트를 결정하고, 2006단계에서 상기 샘플링 레이트에 따른 데이터 천공개수 및 패턴을 결정한다.
그리고, 상기 수신기는 2107단계에서 상기 결정된 ZP길이, 샘플링 레이트 및 천공패턴을 제어정보로 결정한후 상기 2108단계로 진행한다. 이후, 상기 수신기는 상기 2108단계에서 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 있는지 검사한다. 만일, 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 있을 경우, 상기 수신기는 상기 2102단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다. 만일, 전송할 다음 심볼 혹은 다음 프레임이 없으면, 상기 수신기는 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다. 이와 같이, 상술한 알고리즘은 미리 정해진 시간 주기(예 : 프레임 단위)로 수행되거나, 수신기의 요청에 의해 수행될 수 있다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 CP길이를 가변하는 OFDM통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하고 있다. 즉, 상향링크 및 하향링크에서 OFDM심볼의 CP길이를 변화시킴으로써 심볼간 간섭(ISI : Inter Symbol Interference)을 극복하기 위한 송수신기 구조이다. 여기서, 하향링크의 경우 송신기는 기지국이 되고 수신기는 단말이 되며, 상향링크의 경우 송신기는 단말이 되고 수신기는 기지국이 된다.
본 발명에 따른 송신기는, 송신제어기(2201), 부호기(2202), 천공기(2203), 변조기(2204), S/P변환기(2205), 제로삽입기(2206), IFFT연산기(2207), CP추가기(2208), P/S변환기(2209), D/A변환기(2210) 및 RF처리기(2212)를 포함하여 구성되고, 수신기는 수신제어기(2231), RF처리기(2232), A/D변환기(2233), S/P변환기(2234), CP제거기(2235), FFT연산기(2236), 등화기(2237), P/S변환기(2238), 복조기(2239), 및 복호기(2240)를 포함하여 구성된다.
먼저 송신기를 살펴보면, 먼저 송신제어기(2201)는 지연확산 값에 따라 OFDM심볼의 CP길이를 결정하고, 상기 결정된 CP길이에 따라 천공기(2203), 제로 삽입기(2206), CP추가기(2208) 및 디지털/아날로그 변환기(2210)의 동작을 제어한다. 여기서, 지연확산 값을 획득하는 방법은 여러 가지 방법들이 존재한다. 예를들어, 수신기로부터 수신되는 주기적인 동기정보 또는 레인징(Ranging) 정보를 활용하여 송신기에서 독자적으로 판단하는 방법이 있고, 또는 수신기에서 송신기로 피드백되는 시그널링(Signaling) 정보, 예를 들어 지연확산, SNR, BER, PER 등을 활용하여 판단하는 방법 등이 있을 수 있다. 상기 방법들을 통해서 송신기에서 CP를 얼마나 조 정해야할지가 결정되면, 송신제어기(2201)는 해당 장치로 제어신호를 전달해서 다음과 같은 동작을 수행하도록 제어한다.
부호기(2202)는 입력되는 정보비트열을 해당 부호율로 부호화하여 부호화 데이터(coded bits 또는 symbols)를 출력한다. 여기서, 입력되는 정보비트의 개수가 k이고, 부호율이 R이라 할때, 출력되는 심볼의 개수는 k/R이 된다. 예를들어, 상기 부호기(2202)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등으로 구성될 수 있다. 상기 부호기(2202)로부터 출력되는 심볼들은 천공기(2203)로 입력된다.
상기 천공기(2203)는 상기 송신제어기(2201)의 제어하에 상기 부호기(2202)로부터의 심볼들에서 상기 CP길에 따른 소정 개수의 심볼들을 천공(또는 제거)하여 출력한다. 이때 천공하는 패턴(pattern)은 송신제어기에서 결정하며, 상기 패턴은 수신기로 전송되어 수신기에서 데이터를 복원하는데 이용된다. 상기 천공기(2203)는 부호기(2202) 자체에 포함되거나 따로 독립해서 존재할 수도 있으며, 상기 천공하는 비트의 개수에 따라서 부호기(2202)의 부호율을 조정할 수도 있다.
변조기(2204)는 상기 천공기(2203)로부터의 심볼들을 소정 변조방식에 의해 신호점 사상하여 출력한다. 예를들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 신호점(복소신호)에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM, 6개의 비트 (s=6)를 하나의 복소신호에 사상하는 64QAM 등이 있다.
직/병렬 변환기(2205)는 상기 변조기(2204)로부터 직렬로 입력되는 데이터를 IFFT연산기(2207)의 입력을 위해 병렬로 변환하여 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(2205)로부터 출력되는 데이터들을 IFFT연산기(2207)로 입력하기 위해서는 천공기(2203)에서 데이터를 천공시킨 만큼 다시 '0'을 삽입해야 한다. 이때 삽입되는 '0'의 개수는 변조기(2204)에서 어떠한 변조방식을 사용하였는지에 따라 달라지는데, 예를 들어 변조방식이 BPSK의 경우는 1개의 데이터가 1개의 데이터 심볼로 변조되므로 천공시킨 데이터의 개수와 삽입해야할 '0'의 개수는 같게 되고, QPSK의 경우는 2개의 데이터가 1개의 데이터로 변조되므로, 삽입해야할 '0'의 개수는 천공시킨 데이터의 개수의 1/2로 줄게 된다. 상기와 같은 방법으로 8QAM은 삽입해야 할 '0'의 개수가 천공시킨 데이터의 개수의 1/3으로 줄어들고, 16QAM은 1/4로 줄어들며, 64QAM은 1/6으로 줄어들게 된다.
즉, 상기 송신제어기(2201)는 상기와 같은 방식으로 삽입해야할 '0'의 개수를 결정하고, 상기 '0'의 개수와 삽입될 위치들을 결정하여 제로 삽입기(2206)로 제공한다. 여기서, '0'이 삽입되는 위치는 상기 도 13에서 설명한 바와 같이 정해진 대역폭을 벗어나는 부반송파들의 위치들로 결정된다. 예를 들면, 상기 도 13에 도시된 바와 같이 고주파에 해당하는 부반송파 부분을 제거해야 하는 경우는 IFFT연산기(2207)의 입력단 중 높은 주파수에 해당하는 부분에 '0'을 삽입하면 된다. 만약 정해진 대역폭이 다른 서비스 대역폭과 양쪽부분에서 모두 겹치게 될 경우에는 소정 저주파 및 고주파 부분에 '0'을 삽입하면 된다.
즉, 상기 제로 삽입기(2206)는 상기 송신제어기(2201)의 제어하에 직/병렬 변환기(2205)로부터의 병렬 데이터에 소정 개수의 '0'을 삽입하여 IFFT연산기(2207)의 부반송파에 할당한다. 다시 말해, CP길이 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들로는 직/병렬 변환기(2205)로부터의 데이터를 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩(Padding)한다.
이와 같이, 본 발명에 따라 CP길이를 길게 조정해야 하는 경우, 상기 천공기(2203)는 송신제어기(2201)로부터 제공되는 CP길에 따라 부호화 데이터의 일부를 천공하게 되고, 제로 삽입기(2206)는 사용된 변조방식을 고려해서 천공한 만큼을 다시 '0'으로 채워서 부반송파 할당을 수행한다. 반대로, CP의 길이를 짧게 조정해야 한다면, 상기 천공기(2204)는 상기 제어기(2201)의 제어하에 부호화 데이터의 천공 개수를 줄이거나 천공을 하지 않음으로써 부반송파에 할당되는 데이터의 개수를 크게 조정한다. 상기 천공기(2203)는 상기 수학식 5에서 구한 주파수 영역의 부반송파 개수를 고려해서 부호화 데이터의 개수를 조정한다. 이후, 상기 천공기(2203)에서 천공된 만큼을 다시 '0'을 채워 IFFT연산을 하고, 상기 IFFT연산후의 샘플 데이터의 샘플링 레이트를 조정하게 되면, 샘플링 레이트가 변경하더라도 실제 데이터가 차지하는 시스템의 점유대역폭이 변경하지 않는 효과를 가지게 된다.
상기 IFFT연산기(2207)는 상기 제로 삽입기(2206)로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 샘플 데이터를 출력한다. 이때 상기 제로 삽입기(2206)에서 '0'을 삽입한 부분의 부반송파의 주파수는 주파수영역에서 존재하지 않게 된다. CP추가기(2208)는 상기 제어기(2201)의 제어하에 상기 IFFT연산기(2207) 로부터의 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 복사해서 상기 샘플데이터의 앞에 붙여 OFDM심볼을 출력한다. 여기서, 상기 샘플데이터의 앞에 붙는 CP의 길이는 상기 제어기(2201)의 제어하에 가변된다.
병/직렬 변환기(2209)는 상기 CP추가기(2208)로부터의 병렬 데이터를 직렬로 변환하여 출력한다. 디지털/아날로그 변환기(2210)는 상기 제어기(2201)의 제어하여 상기 병/직렬 변환기(2209)로부터의 샘플 데이터의 샘플링 레이트(Sampling Rate)를 조정한 후 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 이때, 상기 샘플링 레이트는 상기 수학식 2에서 구한 시간영역에서의 샘플간격으로 조정된다. 이와 같이, CP의 길이 조정으로 인해 기준보다 길어진 OFDM심볼의 샘플링 레이트를 조정하여 실제 늘어난 데이터 샘플의 개수와 상관없이 OFDM심볼이 항상 같은 길이를 갖도록 만든다. 즉, 시간영역에서 고정된 길이를 갖지만 CP길이는 가변되는 OFDM심볼을 만든다.
RF처리기(2212)는 상기 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(2210)에서 출력한 신호를 실제 전송 가능하도록 RF처리한후 송신안테나(Tx antenna)를 통해 무선채널로 전송한다. 이와 같이, OFDM 심볼을 무선 채널로 전송하기 위해 대역제한을 위한 LPF(Low Pass Filter) 또는 BPF(Band Pass Filter)를 통과하게 되는데, 앞서 장치들에서 대역제한을 벗어나는 주파수 성분을 제거했으므로, 신호의 왜곡 없이 무선 채널을 통과할수 있다. 한편, 상기 송신기에서 송신하는 신호는 다중 경로 채널(multi channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신기의 수신안테나(Rx Antenna)로 수신된다.
다음으로 수신기를 살펴보면, 수신제어기(2231)에서는 송신기에서 사용할 OFDM심볼의 샘플링레이트, CP길이, 천공(Puncturing) 패턴 등의 제어(Control)정보를 결정하고, 상기 결정된 제어정보에 따라 아날로그/디지털 변환기(2233), CP제어기(2235), 복호기(2240)의 동작을 제어한다.
본 발명은 CP길이에 따라 샘플링 레이트가 변경되므로, 수신기에서 신호를 복원하기 위해서 수신제어기(2231)는 미리 송신기가 사용한 샘플링 레이트를 알고 있어야 한다. 수신기에서 송신기가 사용한 샘플링 레이트를 알기 위한 방법에는 여러 가지가 존재한다. 일예로, 상기 시간샘플간격(또는 샘플링레이트)의 몇 가지 경우의 수를 송신기와 수신기 사이에 미리 약속하고 수신기에서 블라인드 탐지(Blind Detection)를 통해 샘플간격을 알아낼 수 있다. 만일, 샘플링 레이트와 CP길이 및 천공패턴 사이의 대응관계를 테이블로 저장하고 있다면, 샘플링 레이트 탐지만으로 CP길이와 천공패턴을 획득할수 있기 때문에 송신기와 수신기 사이에 제어정보를 교환할 필요가 없다. 다른 예로, 시그널링(Signaling) 메시지를 통해서 샘플링 레이트 정보를 수신할 수도 있다. 이미 기존에 송신기와 수신기 사이에 제어(Control)정보를 교환하는 여러 방법들이 있으므로 여기서는 자세한 기술을 생략하기로 한다.
RF처리기(2232)는 전처리기(front end unit)와 필터(filter) 등의 구성요소들을 포함하며, 상기 무선채널을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다. 아날로그/디지털 변환기(2233)는 수신제어기(2231)로부터 제공되는 샘플링 레이트(또는 시간샘플간격)를 이용해 상기 RF처리기(2232)로부터의 아날 로그 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
직/병렬 변환기(2234)는 상기 A/D변환기(2233)로부터 출력되는 시간영역의 직렬 데이터를 FFT연산기(2236)의 입력을 위해 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(2235)는 상기 수신제어기(2231)로부터 제공되는 제어정보에 따라 상기 직/병렬 변환기(2234)로부터의 데이터에서 CP를 제거하여 출력한다. FFT연산기(2236)는 상기 CP제거기(2235)로부터의 데이터를 고속 푸리에 변환(FFT)연산하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다. 등화기(equalizer)(2237)는 상기 FFT연산기(2236)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선채널에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(2238)는 상기 등화기(2237)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다.
복조기(2239)는 병/직렬 변환기(2238)로부터의 데이터를 송신기의 변조방식에 따라 복조하여 부호화 데이터를 출력한다. 복호기(2240)는 상기 복조기(2239)로부터의 부호화 데이터를 복호하여 원래의 데이터로 복원한다. 이때, 수신제어기(2231)는 송신기의 부호기(2202) 종류 및 천공패턴에 따른 제어정보를 상기 복호기(2240)로 제공하고, 상기 복호기(2240)는 상기 제어정보에 따라 입력되는 데이터열의 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호를 수행한다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 ZP길이를 가변하는 OFDM통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하고 있다. 즉, 상향링크에서 OFDM심볼의 ZP길이를 변화시킴으로써 심볼간 간섭(ISI : Inter Symbol Interference)을 극복하기 위한 송 수신기 구조이다. 여기서, 상향링크를 가정하였기 때문에, 송신기는 단말이 되고, 수신기는 기지국이 된다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 송신제어기(2301), 부호기(2302), 천공기(2303), 변조기(2304), S/P변환기(2305), 제로삽입기(2306), IFFT연산기(2307), CP추가기(2308), ZP추가기(2309), P/S변환기(2310), D/A변환기(2311) 및 RF처리기(2312)를 포함하여 구성되고, 수신기는 수신제어기(2331), RF처리기(2332), A/D변환기(2333), S/P변환기(2334), ZP복사기(2335), CP제거기(2336), FFT연산기(2337), 등화기(2338), P/S변환기(2339), 복조기(2340), 및 복호기(2341)를 포함하여 구성된다. 이하 상기 도 22에서 설명된 구성들에 대해서는 그 상세한 설명을 생략하고, ZP삽입에 관련된 구성들 위주로 살펴보기로 한다.
먼저 송신기를 살펴보면, 송신제어기(2301)는 지연확산 값에 따라 OFDM심볼의 ZP길이를 결정하고, 상기 결정된 ZP길이에 따라 천공기(2303), 제로삽입기(2306), ZP추가기(2309) 및 디지털/아날로그 변환기(2311)를 제어한다.
상기 천공기(2303)는 상기 송신제어기(2301)의 제어하에 부호기(2302)로부터의 심볼들에서 상기 ZP길이에 따른 소정 개수의 심볼들을 천공(또는 제거)하여 출력한다. 이때 천공 패턴은 상기 송신제어기(2301)에서 결정하며, 상기 천공 패턴은 수신기로 전송되어 수신기에서 데이터를 복원하는데 이용된다.
상기 제로삽입기(2306)는 상기 송신제어기(2301)의 제어하에 직/병렬 변환기(2305)로부터의 병렬 데이터에 소정 개수의 '0'을 삽입하여 IFFT연산기(2307)의 부반송파에 할당한다. 다시말해, ZP길이에 따라 정해지는 유효 부반송파들로는 직/병 렬 변환기(2305)의 데이터를 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩(padding)한다.
상기 ZP추가기(2309)는 상기 송신제어기(2301)의 제어하여 CP추가기(2308)에서 출력되는 OFDM심볼의 뒤에 ZP(Zero Postfix)를 추가하여 최종 OFDM심볼을 출력한다. 즉, OFDM심볼의 뒤에 제로(Zero)값의 시간샘플들을 삽입하여 출력한다. 병/직렬 변환기(2310)는 상기 ZP추가기(2309)로부터의 병렬 데이터를 직렬로 변환하여 출력한다.
디지털/아날로그 변환기(2311)는 상기 송신제어기(2301)의 제어하여 상기 병/직렬 변환기(2310)로부터의 샘플 데이터의 샘플링 레이트를 조정한후 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. RF처리기(2312)는 상기 디지털/아날로그 변환기(2210)로부터의 신호를 실제 전송 가능하도록 RF처리한후 송신안테나를 통해 무선채널로 전송한다. 이렇게 송신기에서 송신하는 신호는 다중 경로 채널을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신기의 수신안테나로 수신된다.
다음으로 수신기를 살펴보면, 수신제어기(2331)는 송신기에서 사용한 OFDM심볼의 샘플링레이트, ZP길이, 천공 패턴 등의 제어 정보를 결정하고, 상기 결정된 제어정보에 따라 아날로그/디지털 변환기(2333), ZP복사기(2335), 복호기(2341)의 동작을 제어한다.
상기 아날로그/디지털 변환기(2333)는 상기 수신제어기(2331)의 제어하에 상기 RF처리기(2332)로부터의 아날로그 기저대역 신호를 해당 샘플링 레이트를 이용해 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 직/병렬 변환기(2334)는 상기 아날로그/디지 털 변환기(2333)로부터의 직렬 데이터를 병렬로 변환하여 출력한다.
상기 ZP복사기(2335)는 상기 수신제어기(2331)의 제어하여 상기 직/병렬 변환기(2334)로부터의 데이터에서 ZP부분을 복사하여 CP다음에 붙여 출력한다.
복호기(2341)는 상기 수신제어기(2331)의 제어하여 입력되는 데이터열의 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호를 수행한다. 즉, 상기 천공 패턴에 따른 소정 위치들에 '0'을 삽입하여 복호를 수행한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 지연확산 값에 따라 OFDM심볼 구조를 적응적으로 변화시킴으로써 다중경로 전파지연으로 발생하는 ISI(Intersymbol Interference)로 인한 수신기의 심각한 데이터 오류를 방지할수 있다. 즉, 시스템의 성능개선을 통해 시스템의 용량을 증가시키는 효과를 가진다. 더욱이, OFDM 심볼의 구조를 변화시키더라도 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 항상 일정하기 때문에, OFDM심볼의 길이가 변경됨으로써 발생할수 있는 송수신기의 복잡도를 제거할 수 있다.

Claims (27)

  1. 광대역 무선통신시스템에서 송신기 장치에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와,
    부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와,
    상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)변환기와,
    상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하여 출력하는 CP추가기와,
    상기 CP추가기로부터의 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 ZP추가기와,
    상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 D/A(Digital to Analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 천공된 부호화 데이터를 상기 IFFT연산기의 부반송파들중 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩하는 제로삽입기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트는 수신기에서 결정되어 상기 송신기로 피드백되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 송신기는 수신기로부터 상기 지연확산 값을 수신하고, 상기 수신된 지연확산 값을 이용해 상기 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 것을 특징으로 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM심볼의 길이를 T, 상기 샘플링 레이트에 따라 변경된 시간샘플간격, OFDM심볼의 CP길이 및 데이터 길이를 각각
    Figure 112005003150345-PAT00012
    ,
    Figure 112005003150345-PAT00013
    ,
    Figure 112005003150345-PAT00014
    라 할때, 상기 추가되는 '0'값 샘플들의 개수 Nzp는 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00015
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 추가되는 CP의 길이를 Tcp라 할때, 상기 변경된 시간샘플간격
    Figure 112005003150345-PAT00016
    은 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00017
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    ZP길이를 변경하기 전의 점유 대역폭을 BW1, ZP길이가 변경된 후의 부반송파 간격을 Δf2라 할때, 상기 부호화 데이터가 할당되는 상기 IFFT연산기의 부반송파 개수
    Figure 112005003150345-PAT00018
    는 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00019
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 광대역 무선통신시스템에서 수신기 장치에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와,
    수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트에 의해 샘플데이터로 변환하는 A/D(Analog to Digital)변환기와,
    상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 출력하는 ZP복사기와,
    상기 ZP복사기로부터의 샘플데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와,
    상기 CP제거기로부터의 샘플데이터를 고속 푸리에 변환하여 출력하는 FFT연산기와,
    상기 FFT연산기로부터의 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 복호기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 지연확산 값을 측정하여 송신기로 피드백하고, 상기 송신기로부터 상기 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 수신하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 광대역 무선통신시스템에서 송신기 장치에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와,
    부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와,
    상기 천공된 부호화 데이터를 소정 변조방식에 의해 변조하여 변조 데이터를 출력하는 변조기와,
    상기 변조 데이터를 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩하는 제로삽입기와,
    상기 제로삽입기로부터의 부반송파 할당된 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)변환기와,
    상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하여 출력하는 CP추가기와,
    상기 CP추가기로부터의 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 ZP추가기와,
    상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 D/A(Digital to Analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 광대역 무선통신시스템에서 수신기 장치에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 제어기와,
    수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트의 의해 샘플데이터로 변환하는 A/D(Analog to Digital)변환기와,
    상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 출력하는 ZP복사기와,
    상기 ZP복사기로부터의 샘플데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와,
    상기 CP제거기로부터의 샘플데이터를 고속 푸리에 변환하여 출력하는 FFT(Fast Fourier Transform)연산기와,
    상기 FFT연산기로부터의 데이터를 복조하여 심볼열을 출력하는 복조기와,
    상기 복조기로부터의 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 복호기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 광대역 무선통신시스템에서 송신기의 송신방법에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 과정과,
    부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하는 과정과,
    상기 천공된 부호화 데이터를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,
    상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하는 과정과,
    상기 CP가 추가된 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,
    상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 IFFT연산하는 과정은,
    상기 천공된 부호화 데이터를 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩하여 IFFT연산하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트는 수신기에서 결정되어 상기 송신기로 피드백되는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 송신기는 수신기로부터 상기 지연확산 값을 수신하고, 상기 수신된 지 연확산 값을 이용해 상기 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 것을 특징으로 방법.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 OFDM심볼의 길이를 T, 상기 샘플링 레이트에 따라 변경된 시간샘플간격, OFDM심볼의 CP길이 및 데이터 길이를 각각
    Figure 112005003150345-PAT00020
    ,
    Figure 112005003150345-PAT00021
    ,
    Figure 112005003150345-PAT00022
    라 할때, 상기 추가되는 '0'값 샘플들의 개수 Nzp는 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00023
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 추가되는 CP의 길이를 Tcp라 할때, 상기 변경된 시간샘플간격
    Figure 112005003150345-PAT00024
    은 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00025
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제12항에 있어서,
    ZP길이를 변경하기 전의 점유 대역폭을 BW1, ZP길이가 변경된 후의 부반송파 간격을 Δf2라 할때, 상기 부호화 데이터가 할당되는 상기 IFFT연산기의 부반송파 개수
    Figure 112005003150345-PAT00026
    는 다음 수식,
    Figure 112005003150345-PAT00027
    을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 광대역 무선통신시스템에서 수신기의 수신방법에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 과정과,
    수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트에 의해 샘플데이터로 변환하는 과정과,
    상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 상기 샘플데이터를 변경하는 과정과,
    상기 변경된 샘플데이터에서 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 과정과,
    상기 CP가 제거된 샘플데이터를 FFT연산하여 심볼열을 생성하는 과정과,
    상기 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 지연확산 값을 측정하여 송신기로 피드백하고, 상기 송신기로부터 상기 지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 수신하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 광대역 무선통신시스템에서 송신기의 송신방법에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 과정과,
    부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하는 과정과,
    상기 천공된 부호화 데이터를 소정 변조방식에 의해 변조하여 변조 데이터를 생성하는 과정과,
    상기 변조 데이터를 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 할당하는 과정과,
    상기 부반송파 할당된 데이터를 IFFT연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,
    상기 샘플 데이터에 CP(Cyclic Prefix)를 추가하는 과정과,
    상기 CP가 추가된 샘플데이터의 뒤에 상기 ZP길이의 '0'값 샘플들을 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,
    상기 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 광대역 무선통신시스템에서 수신기의 수신방법에 있어서,
    지연확산 값에 따른 ZP(Zero Postfix)길이, 천공패턴 및 샘플링 레이트를 결정하는 과정과,
    수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트에 의해 샘플데이터로 변환하는 과정과,
    상기 샘플데이터의 뒤로부터 상기 ZP길이의 샘플들을 복사해서 상기 샘플데이터의 CP(Cyclic Prefix)다음에 붙여 상기 샘플데이터를 변경하는 과정과,
    상기 변경된 샘플데이터에서 CP를 제거하는 과정과,
    상기 CP제거된 샘플데이터를 고속 푸리에 변환하여 심볼열을 생성하는 과정과,
    상기 심볼열중 상기 천공패턴에 따라 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호 (decoding)를 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 광대역 무선통신시스템에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한 방법에 있어서,
    지연확산 값을 획득하는 과정과,
    상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, 샘플링 레이트를 변경하는 과정과,
    전송할 OFDM심볼을 생성하는 과정과,
    상기 샘플링 레이트 변경에 의한 샘플 여유분 만큼의 '0'값 샘플들을 상기 생성된 OFDM심볼의 뒤에 추가하는 과정과,
    상기 '0'값 샘플들이 추가된 OFDM심볼을 상기 변경된 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 OFDM심볼 생성 과정은,
    부호화 데이터를 상기 변경된 샘플링 레이트에 대한 천공 패턴으로 천공하는 과정과,
    상기 천공된 부호화 데이터를 IFFT연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,
    상기 샘플 데이터에 CP를 추가하여 상기 전송할 OFDM심볼을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 IFFT연산하는 과정은,
    상기 천공된 부호화 데이터를 상기 샘플링 레이트 변경에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 할당하여 IFFT연산하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 광대역 무선통신시스템에서 심볼간간섭을 제거하기 위한 방법에 있어서,
    지연확산 값을 획득하는 과정과,
    상기 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, 상기 CP길이와 ZP길이를 가산한 값이 상기 CP길이보다 커지도록 상기 ZP길이를 결정하는 과정과,
    상기 결정된 ZP길이에 따른 샘플링 레이트와 천공 패턴을 결정하는 과정과,
    부호화 데이터를 상기 천공 패턴으로 천공하는 과정과,
    상기 천공된 부호화 데이터를 IFFT연산하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,
    상기 샘플데이터에 CP를 추가하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,
    상기 OFDM심볼의 뒤에 상기 ZP길이에 따른'0'값 샘플들을 추가하는 과정과,
    상기 '0'값 샘플들이 추가된 OFDM심볼을 상기 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 IFFT연산하는 과정은,
    상기 천공된 부호화 데이터를 상기 샘플링 레이트 변경에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 할당하여 IFFT연산하는 것을 특징으로 하는 방법.
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