KR100677187B1

KR100677187B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서 순환접두길이 조정 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100677187B1
Application number: KR1020040084336A
Authority: KR
Inventors: 장영빈; 임치우; 주판유; 조재원
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-10-21
Filing date: 2004-10-21
Publication date: 2007-02-02
Also published as: KR20060035939A

Abstract

본 발명은 직교주파수분할다중 방식의 통신시스템에서 순환접두(CP : Cyclic Prefix)길이를 다중경로 물리채널을 고려하여 적응적으로 가변하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 송신방법은, 지연확산 값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 획득하는 제어기와, 부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와, 상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산기와, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 CP추가기와, 상기 OFDM 심볼을 상기 시간샘플간격에 따른 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 변환하는 D/A(digital to analog)변환기를 포함한다. 이와 같은 본 발명은 OFDM 심볼을 구성하는 CP의 길이를 물리 채널에 맞게 적응적으로 조절함으로서 다중경로를 통해 들어오는 자기신호의 간섭 때문에 생기는 잡음으로 인한 심각한 데이터 오류를 방지할수 있다.

OFDM, 데이터 심볼, 순환 접두신호, 자기신호 간섭

Description

직교 주파수 분할 다중 방식의 통신시스템에서 순환접두 길이 조정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ADJUSTING CYCLIC PREFIX LENGTH IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면.

도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.

도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면.

도 4는 일반적인 OFDM방식의 통신시스템에서 OFDM심볼이 다중경로를 겪게 될 경우 발생하는 OFDM심볼의 오염을 설명하기 위한 도면.

도 5는 본 발명에 있어서 OFDM심볼의 CP길이를 가변하는 방법을 도시한 도면.

도 6은 시간영역에서 CP의 길이를 가변하였을 경우 주파수 영역에서의 변화를 도시한 도면.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템의 송신기에서 CP길이를 가변하기 위한 절차를 도시하는 도면.

도 8은 본 발명에서 제안하는 가변길이의 CP를 이용하는 응용예를 도시한 도 면.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하는 도면.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하는 도면.

도 12는 OFDM시스템에서 다중경로 성분에 의한 링크(Link)성능의 열화를 모의실험을 통해 측정한 그래프.

도 13은 도 12와 같은 환경에서 본 발명에서 제안한 CP길이 조정 방법을 사용하였을 경우 개선되는 성능을 보여주는 그래프.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에 관한 것으로서, 특히 OFDM심볼의 CP(Cyclic Prefix : 순환접두) 길이를 다중경로 물리채널을 고려하여 적응적으로 조정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

근래, 차세대 무선통신 시스템이라 불리는 4세대(4th Generation) 시스템에서는 고속(약 100Mbps이상)의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히 고속의 서비스를 제공하기 위해서 물리 계층 혹은 그 상위계층에서 다양한 기법들이 필요하게 되는데, 상기 물리 계층에서는 고속의 데이터 전송을 위해 하나의 회선(무선의 경우 1조의 송수신기)을 분할하여 개별적으로 독립된 신호를 동시에 송수신 할 수 있는 다수의 통신로(이하 '채널'이라 칭하기로 한다)를 구성하는 기술로서 다중화(Multiplexing) 기술을 사용하고 있다. 대표적인 다중화 기술로는, 주파수 분할 다중화 (FDM: Frequency Division Multiplexing), 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 등이 존재한다. 특히, 상기 주파수 분할 다중화 기술 중 고속의 데이터 전송을 구현하기 위한 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은, 현재 구현중인 4세대 무선통신 시스템에서 물리계층의 다중화 기술로 채택되어 연구되어 지고 있다.

상기 OFDM 방식은 멀티 캐리어(Multi Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 다중 반송파 변조 방식을 사용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 고주파 래디오(HF radio)에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파들을 중첩시키는 상기 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교변조 구현의 어려움으로 인해 실제 시스템에 적용에는 한계가 있었다.

그러나, 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술 개발이 급속히 발전하였다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 포함한 각종 디지털 신호처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 또한, 보호구간(guard interval)과 순환 접두(CP : Cyclic Prefix) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연확산(delay spread)에 대한 부정적인 영향을 더욱 감소시키게 되었다.

이와 같은 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 무선통신에서는 IEEE 802.11a, HIPERLAN/2의 고속 무선 LAN(Local Area Network), IEEE 802.16의 광대역 무선 억세스(BWA: Broadband Wireless Access), 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)등에 표준방식으로 채택되었고, 유선통신에서도 ADSL(asymetric digital subscriber line)과 VDSL(very high-data rate digital subscriber line)의 표준방식으로 채택되었다.

이하, 도면을 참조하여 OFDM 방식을 구체적으로 살펴보기로 한다.

도 1은 다수의 부반송파들을 사용하는 OFDM 방식을 설명하기 위한 도면이다.

만약, 광대역의 대역폭(Bandwidth)을 가지는 반송파를 작은 대역폭을 가지는 반송파로 분할하지 않고, 무선채널을 통해 보낼 경우에는 다중경로 페이딩 (Multipath fading), 도플러 확산(Doppler spread) 등의 영향으로 높은 비트 오류 확률을 갖게 되고, 이를 극복하기 위해서는 수신기의 구조가 복잡해져 구현하기가 매우 힘들다.

그래서 도 1의 101과 같이, 데이터 전송을 위해 사용하는 광대역의 반송파를 다수의 작은 주파수 대역인 f₁, f₂,...f_N 로 분할한다. 하지만 상기 101의 경우는 작은 반송파들의 인접대역을 분리하기 위해 주파수 영역에서 성능이 우수한 대역통과필터(Band-pass filter)를 사용해야 하고, 또 다수의 반송파를 만들어내기 위해서 다수의 발진기가 필요하므로, 실제 통신시스템에서 사용하는데 있어서 제약사항이 많다.

도 1의 102는 OFDM의 방식을 사용하여 만든 신호의 주파수 스펙트럼 특성을 보여주는 것으로, 상기 101의 경우와 마찬가지로 데이터 전송을 위해 다수의 반송파를 사용하지만, 상기 인접대역을 분리하기 위해 대역통과필터를 사용하지 않으며, 반송파를 만들기 위해서 다수의 발진기를 사용할 필요도 없다. 즉, 앞서 설명한 바와 같이, 송신기의 기저대역에서 IFFT연산을 이용하여 부반송파(sub-carrier)들을 만들어 주면 주파수 영역에서 상기 101과 거의 같은 효과를 가질 뿐만 아니라, 수신기에서도 주파수의 직교성의 원리를 이용하는 FFT연산을 이용하면 장치의 복잡성 없이 부반송파들을 쉽게 분리해 낼 수 있다. 단, 상기 OFDM 방식에서는 부반송파가 상기 102에서와 같이 인접대역의 부반송파의 간섭신호가 들어와도 f₁, f₂,...f_N 의 지점에서는 거의 "0"의 값을 가지도록 설계되어야 복조할 때 문제가 생 기지 않는다.

상기 도 1의 103에서는 102에서 나타낸 주파수 영역의 신호를 IFFT 연산을 통해 시간영역으로 변환했을 때의 이산 신호를 나타낸 것이다. 상기 이산 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서 x[n]은 IFFT단을 통과하고 난 후의 시간영역의 샘플(sample) n을 변수로 가지는 시간영역에서의 OFDM 복소 이산 신호를 나타내고, 상기 변수 n은 1부터 N까지 값을 가진다. X[k]는 IFFT단으로 입력되는 주파수영역에서의 복소 이산 신호를 나타내며, 상기 k는 복소 이산 신호의 순서를 가리키는 인덱스(Index)이다. 또한 N은 전체 부반송파의 개수를 나타내며, 시간상의 샘플의 개수가 되기도 한다. exp()는 지수(exponential) 함수를 나타내고, 괄호안의 j는 복소수 기호이다. 상기 시간영역에서의 신호 x[n]은 도 1의 103에 도시된 바와 같이 부반송파에 곱해지는 송신 데이터의 X[k] 크기에 따라 예측할 수 없는 형태를 가지며, 실제 매우 큰 값을 가질 수도 있다.

도 2는 통상적인 OFDM 방식의 무선통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하는 도면이다.

도시된 바와 같이, 송신기는 부호기(Encoder)(202), 변조기 (Modulator)(203), 직/병렬 변환기(S/P converter)(204), IFFT연산기(205), 병/직렬 변환기(P/S converter)(206), CP추가기(207), RF처리기(208)을 포함하여 구성된다. 그리고 수신기는 RF처리기(210), CP제거기(211), 직/병렬 변환기(212), FFT연산기(213), 등화기(Equalizer)(214), 병/직렬 변환기(215), 복조기(Demodulator)(216), 복호기(Decoder)(217)를 포함하여 구성된다.

먼저 송신기를 살펴보면, 부호기(Encoder)(202)는 입력되는 정보 데이터(information bits)을 무선채널에 강하게(Robust) 만들기 위해 해당 부호율로 채널부호화(Channel coding)하여 출력한다. 변조기(203)는 상기 부호기(201)로부터의 부호화 데이터를 해당 변조 방식으로 변조하여 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 등이 사용될 수 있다. 직/병렬 변환기(204)는 상기 변조기(203)로부터 입력되는 직렬(Serial)로 배열된 데이터를 병렬(Parallel)로 변환하여 출력한다.

상기 IFFT연산기(205)는 상기 직/병렬 변환기(204)로부터의 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT)하여 시간 샘플 데이터를 출력한다. 병/직렬 변환기(206)는 상기 IFFT연산기(205)로부터 입력되는 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP추가기(207)는 무선채널의 다중경로 페이딩 현상 때문에 발생하는 자기신호에 의한 잡음(Inter Symbol Interference, 이하 'ISI'라고 칭함)을 제거하기 위해서 상기 병/직렬 변환기(206)에서 출력되는 샘플 데이터에 보호구간(CP : Cyclic Prefix)을 삽입하여 출력한다. 상기 보호구간은 초기 일정 구간의 널(null) 데이터 를 전송하는 형태로 제안되었으나, 현재는 시간 영역의 OFDM 심볼의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 앞에 삽입하는 순환 접두(Cyclic Prefix) 방식이나 시간영역의 OFDM심볼의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM심볼의 뒤에 삽입하는 순환 접미(Cyclic Postfix) 방식을 사용하고 있다. 이와 같이, 유효구간이 삽입된 데이터열이 실제 무선채널로 전송되는 OFDM 심볼이 된다. 한편, 이하 설명은 보호구간으로 CP를 사용하는 것으로 가정하여 설명하기로 한다.

RF전단기(208)는 상기 CP추가기(207)로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 기저대역 신호를 실제 전송 가능하도록 고주파(RF : Radio Frequency) 대역 신호로 변환하여 무선채널(209)로 전송한다. 이때, 무선채널의 시간적, 주파수적 물리특성인 다중경로 페이딩 현상이 나타나게 되고, 이 때문에 ISI가 일어나지만, 상기 추가한 CP안으로 ISI 신호가 들어오게 되면 상기 ISI를 극복할 수 있다.

다음으로 수신기를 살펴보면, RF전단기(210)는 무선채널(209)을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역으로 변환하고, 상기 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(211)는 상기 RF전단기(210)로부터의 샘플 데이터에서 보호구간(CP)을 제거하여 OFDM심볼의 유효 데이터를 출력한다. 직/병렬 변환기(212)는 상기 CP제거기(211)로부터의 직렬 데이터를 IFFT연산기(213)의 입력을 위한 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. FFT연산기(213)는 상기 직/병렬 변환기(212)로부터의 병렬 데이터에 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다.

등화기(214)는 상기 FFT연산기(213)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선채널(209)에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(215)는 상기 등화기(214)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다. 복조기(216)는 상기 병/직렬 변환기(215)로부터의 데이터를 해당 복조 방식으로 복조하여 출력한다. 복호기(217)는 상기 복조기(216)로부터의 데이터를 해당 부호율로 채널복호화(channel decoding)하여 정보 데이터를 복원한다.

그러면, 여기서 OFDM 심볼에 대해서 자세히 살펴보기로 한다.

도 3은 일반적인 OFDM 심볼을 시간영역과 주파수 영역에 도시한 도면이다.

도시된 바와 같이, 시간영역에서의 OFDM 심볼은 보호구간(guard interval)과 데이터 구간으로 구분된다. 상기 데이터 구간은 IFFT단을 통과한 유효 데이터가 실리는 부분이고, 상기 보호구간은 다중경로 지연에 의한 심볼의 오염을 방지하기 위해 삽입되는 부분이다. 앞서 언급한 바와 같이, 상기 보호 구간은 "0"을 삽입하는 형태로 제안되었으나, 현재는 OFDM 데이터의 뒷부분을 복사하여 붙이는 형태로 사용되고 있다. 상기 OFDM 시스템에서 보호구간의 길이는 OFDM 심볼의 1/64, 1/32, 1/16, 1/8, 1/4 등의 비율로 사용된다. 보통 시스템을 초기에 설계할 때 최대 다중경로 지연을 고려하여, 보호구간의 길이를 결정하게 된다.

한편, OFDM 심볼을 주파수 상에 나타내면, 도시된 바와 같이, f₁, f₂,...f_N 의 다수의 주파수 성분들로 나타낼 수 있다. 각각의 신호는 자신의 신호의 뒷부분 을 복사해서 앞에 붙임으로써 보호구간을 만든다. 이렇게 생성되는 보호구간을 CP(Cyclic prefix)라 한다. 상기 CP가 가지는 장점은 자기 신호의 주파수 성분인 f₁, f₂,...f_N의 일부를 그대로 신호의 앞에 붙이기 때문에 다른 주파수 성분이 더해지지 않는다. 다시말해, 주파수 영역에서의 신호 왜곡이 발생하지 않는다. 전술한 바와 같이, 만약 보호구간으로 CP를 사용하지 않고, "0"을 채우거나 다른 신호를 사용하게 되면, 주파수 영역에서 다른 주파수 성분이 가산되어 부반송파끼리의 직교성을 깨뜨릴 수 있다. 이와 같이, CP의 장점은 과거의 연구결과로부터 이미 알려진 사실이다.

도 4는 일반적인 OFDM방식의 통신시스템에서 OFDM심볼이 다중경로를 겪게 될 경우 발생하는 OFDM심볼의 오염을 설명하기 위한 도면이다.

도시된 바와 같이, 401은 송신기가 무선채널로 전송하는 OFDM 심볼들을 나타낸 것이다. 각각의 OFDM심볼은 CP부분(402)과 데이터 부분(403)으로 구성된다.

한편, 404는 상기 OFDM 심볼들이 수신기에 수신되는 형태를 나타낸 것이다. 상기 OFDM 심볼들은 무선채널을 지나면서 실제 공간상에 존재하는 산, 강, 건물 등과 같은 여러 방해물들을 만나게 되는데, 상기 방해물들에 대하여 투과 또는 반사 등의 과정을 거쳐 여러 경로로 수신기에 수신된다.

405는 가장 먼저 수신된 첫 번째 경로(1st path)를 나타내고, 406은 두 번째 경로(2nd path)를 나타내며, 407은 세 번째 경로(3rd path)를 나타낸다. 도시된 바 와 같이, 시간상으로 첫 번째 경로(405)가 가장 먼저 수신단에 도달된 것으로 가정한다. 일반적으로 상기 3개 보다 더 많은 개수의 경로들로 신호가 수신되지만, 시간상으로 많이 지연되어 들어오는 신호일수록 거리에 따른 신호의 손실이 크기 때문에, 일정 크기 이하의 다중 경로 신호들을 고려하지 않아도 수신기의 데이터 복원에는 문제가 없다.

상기 첫 번째 경로(405)로 수신된 OFDM 심볼들은 두 번째, 세 번째 경로(406,407)의 심볼들과 시간상으로 겹치는 부분이 생겨서 더해지거나 빼지는 현상이 나타나게 되는데, 일반적으로 전술한 도 2의 등화기(214)를 통해 충분히 보상이 가능하다. 즉, 첫 번째 경로(405)의 첫 번째 심볼(408)과 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409)과 겹칠 경우는 시간상에서 보면 신호가 더해지고 빼지는 왜곡이 생기지만, 주파수 영역에서 보면 같은 주파수를 가진 반송파로 구성되어 있으므로 반송파들의 왜곡 현상이 일어나지는 않는다. 즉, OFDM에서 성능에 가장 큰 영향을 미치는 반송파간의 직교성에는 변화가 없으므로, 전술한 도 2의 등화기(214) 및 복호기(217)에서 보상이 가능하다. 또한 첫 번째 경로(405)의 첫 번째 심볼(408)이 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)과 겹치더라도 마찬가지로 보상이 가능하다.

그러나, 첫 번째 경로(405)의 두 번째 심볼(411)이 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409) 혹은 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)과 겹치는 부분이 생길 경우는 문제가 되는데, 그 이유는 다음과 같다.

먼저, 상기 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409) 및 상기 세 번째 경로(407)의 첫 번째 심볼(410)이 가지고 있는 주파수 성분과 상기 첫 번째 경로(405) 의 두 번째 심볼(411)이 가지고 있는 주파수 성분이 서로 상이할 수 있으므로, 서로 더해질 경우 시간상의 왜곡뿐 아니라 주파수 왜곡이 발생할 수 있다. 그리고, 상기 두 번재 경로(406)의 심볼(409)과 심볼(412)의 경계점 또는 상기 세 번째 경로(407)의 심볼(410)과 상기 심볼(413)의 경계점에서는 보통 위상의 불연속이 일어나게 되는데, 상기 위상 불연속 점이 상기 첫 번째 경로(405)의 두 번째 심볼(411)에 영향을 주게 되면 또한 시간상의 왜곡뿐 아니라 주파수 상의 왜곡이 함께 발생한다. 이 경우, 반송파들 간에 직교성에 영향을 미쳐 치명적인 데이터 오류를 가져올 수 있다.

여기서, 두 번째 경로(406)의 첫 번째 심볼(409)은 상기 심볼(411)의 CP부분만 오염(414)을 일으키므로, 수신기에서는 상기 도 2의 CP제거기(211)를 통해 CP를 제거함으로써 오염된 부분을 버리기 때문에 상기 심볼(411)의 데이터 부분을 복원하는데는 문제가 없다. 반면, 세 번째 경로(407)의 심볼(410)은 상기 심볼(411)의 CP부분뿐만 아니라 데이터 부분에도 오염(415)을 일으키므로, 전술한 바와 같은 심각한 데이터 오류를 가져올 수 있다.

그래서, 일반적으로 OFDM 심볼의 CP를 설계할 때, 수신기에서 예측 가능한 최대 지연시간 만큼을 고려하여 CP의 길이를 결정하는 것으로 알려져 있다. 만약 다중경로 지연에 의한 비트 오류 성능을 좋게 만들고 싶다면, 무조건 CP의 길이를 길게 하면 되지만, 그렇게 되면 데이터 부분이 줄어들기 때문에 CP를 무작정 늘릴 수 없고, 데이터 속도를 향상시키기 위해서 CP를 작게 만들면, 비트 오류 성능이 나빠지므로, 이 두 가지를 동시에 고려하여 CP 길이를 결정해야 한다. 현재까지 알 려진 바로는 CP의 길이를 한번 고정시키면 계속 그 길이의 CP를 사용해야 하므로 다중경로 페이딩 환경이 바뀌더라도 성능이 나빠지는 것을 막을 수가 없다. 그리하여 이를 방지하기 위해서 일부 공지된 종래기술에서는 CP의 길이를 가변적으로 만들어서 데이터 부분에 붙이는 방법이 있는데, 그렇게 하면 OFDM심볼마다 길이가 틀려져서 수신기에서 동기를 맞추는 부분이 너무 복잡해지는 문제점이 있다. 다른 방법으로, 다중경로 지연에 의한 OFDM 심볼의 오염부분을 보상 알고리즘을 사용하여 보상시켜 줄 수도 있는데, 이 또한 수신기의 복잡도가 높아져서 결코 좋은 방법이 될 수 없었다. 그래서 현재는 고정길이의 CP를 사용하는 것을 채택하고 있는 실정이다.

따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이를 다중경로 채널상태에 따라 적응적으로 가변하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신시스템에서 OFDM심볼의 CP길이를 다중경로 채널상태에 따라 적응적으로 가변하고 상기 CP길이가 조정된 OFDM심볼의 샘플 간격을 조정하여 시간상으로 고정길이를 갖는 OFDM심볼을 통신하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신기 장치에 있어서, 지연확산 값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 획득하는 제어기와, 부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와, 상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산기와, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 CP추가기와, 상기 OFDM 심볼을 상기 시간샘플간격에 따른 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 변환하는 D/A(digital to analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 수신기 장치에 있어서, 지연확산값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이 및 샘플링 레이트를 획득하는 제어기와, 수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트를 이용하여 샘플데이터로 변환하는 A/D(analog to digital)변환기와, 상기 획득된 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와, 상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 출력하는 FFT연산기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신 방법에 있어서, 지연확산 값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 획득하는 과정과, 부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하는 과정과, 상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과, 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정과, 상기 OFDM 심볼을 상기 시간샘플간격에 따른 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 수신 방법에 있어서, 지연확산값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이 및 샘플링 레이트를 획득하는 과정과, 수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트를 이용하여 샘플데이터로 변환하는 과정과, 상기 획득된 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 과정과, 상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 광대역 무선통신시스템에서 송신 방법에 있어서, 해당 수신기와의 지연확산(Delay Spread) 값을 획득하는 과정과, 상기 획득된 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, CP길이를 크게 조정하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과, 상기 OFDM심볼이 시간상에서 고정길이를 갖도록 상기 OFDM심볼의 샘플간격을 작게 조정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

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이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

이하 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 다중 경로 페이딩 환경에 따라 CP길이를 적응적으로 가변하기 위한 기술에 대해 설명한다. 이때, OFDM 심볼 길이를 가변하게 되면 수신기의 복잡도를 가중시키기 때문에, 시간 샘플 간격을 조정하여 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 고정시킨다. 가령, 다중 경로에 따른 지연확산(Delay Spread)이 크면, CP 길이를 길게 조정하고 OFDM 심볼의 샘플 간격을 작게 조정한 다. 반면, 지연확산(Delay Spread)이 작으면, CP 길이를 짧게 조정하고 OFDM 심볼의 샘플 간격을 크게 조정한다.

이하 설명에서 CP길이는 CP구간 내에 존재하는 샘플의 개수로 정의하여도 무방하다. 즉, CP길이를 조정한다는 것은 IFFT연산을 통해 얻어지는 샘플 데이터에서 CP로 복사되는 샘플개수를 조정하는 것으로 정의할수 있다.

그러면, 여기서 OFDM심볼의 CP 길이를 적응적으로 조정하는 방안에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다.

도 5는 본 발명에 있어서 OFDM심볼의 CP길이를 가변하는 방법을 도시한 도면이다.

설명에 앞서, 본 발명에서 사용되는 변수 값들을 정의하면 다음과 같다. 먼저, OFDM 부반송파의 개수, 즉 FFT의 사이즈를 "N_FFT"라고 하고, OFDM 심볼의 데이터 부분의 시간길이를 "T_d", CP의 길이를 "T_c", CP길이(T _c)에 대한 데이터부분의 시간길이(T_d)의 비를 "G", 기준이 되는 OFDM 심볼의 길이를 "T", 시간영역에서의 샘플 간격을 "ΔT"라고 정의한다. 이때, CP의 길이를 "M"배 늘리면 OFDM 심볼의 시간영역에서의 샘플 간격은 하기 수학식 2와 같이 모델링된다.

상기 수학식 2는 본 발명에 따른 CP길이 조정 방법의 중요한 파라미터로 사용되며, 도 5에서는 설명의 편의를 위해 앞서 정의한 여러 변수값들을 구체적으로 명시하였다.

도 5의 (a)를 살펴보면, N_FFT = 8이고, IFFT단에서 출력되는 OFDM심볼의 데이터 부분의 시간길이는 T_d 이며, CP 길이는 T_c = T_d/8이다. 이 경우, CP의 길이와 데이터부분의 길이의 비를 나타내는 G는 1/8이 된다. 여기서, 앞서 도 1에서 설명한 바와 같이, N_FFT의 개수와 시간상의 샘플의 개수는 같기 때문에, 시간영역에서의 샘플 간격 ΔT = T_d/N_FFT = T_d/8 이 된다. 즉, 상기 (a)에 도시된 OFDM심볼의 길이 T = 9T_d/8 가 된다.

종래기술에 따르면, 일반적으로 CP길이가 정해지면, 다중경로 페이딩 채널 특성과 상관없이 CP길이는 고정된다. 하지만 도 4에서 전술한 바와 같이 수신기에서 일정 성능 이상의 비트 오류 확률을 보장하려면 다중경로로 들어오는 잡음신호 보다 CP의 길이가 길어야 한다. 예를 들어, 다중경로로 들어오는 잡음신호의 길이가 CP 길이보다 3배 정도 크다고 가정할 경우, (b)에 도시된 바와 같이 CP길이를 원래 OFDM심볼의 CP보다 3배의 길이로 조정해야 한다.

(b)를 살펴보면, CP길이를 (a)의 OFDM심볼의 CP보다 3배(M=3, T_c=3T_d/8)의 길이로 조정한 것이다. 이때, 데이터부분의 길이를 그대로 유지하면, 전체 OFDM 심볼의 길이 T = 12T_d/8 가 되고 원래 OFDM심볼보다 CP 길이가 늘어난 만큼 길어지게 된다. 이와 같이 CP길이가 조정된 OFDM심볼을 그대로 사용하게 되면, 다중경로 페이딩 특성에 따라서 OFDM 심볼마다 길이가 가변되고, 복수의 심볼들로 구성되는 프레임(frame)의 길이가 가변되기 때문에, 수신기에서 프레임 동기 및 심볼 동기 획득이 매우 어려워지고, 전력 제어 및 전송율 제어 같은 제어 기법의 복잡도도 증가하게 된다. 상기한 문제점을 해결하기 위해서 본 발명에서는 (c)에 도시된 바와 같이 OFDM심볼의 CP 길이를 늘리면서, OFDM 심볼 길이 자체에는 변화를 주지 않는 방법을 제안한다.

(c)를 살펴보면, 원래 OFDM심볼의 길이 T=9T_d/8 이었으므로, CP길이를 3배(M=3, T_c=3T_d/8)로 조정하게 되면, 데이터 부분의 길이는 6T_d/8 가 된다. 이 경우, (b)와 같이 데이터구간의 샘플간격을 T_d/8로 하면 시간영역의 샘플의 개수를 6개밖에 쓸 수 없으므로, OFDM 데이터 구간의 신호 자체가 왜곡된다. 이러한 왜곡을 방지하기 위해서는 데이터 부분의 샘플 개수를 N_FFT의 개수와 같은 8개로 만들어야 한다. 즉, 샘플 간격을 조정해야 하는데, 조정되는 샘플 간격은 상술한 수학식 2를 통해 산출할 수 있다. 즉, 원래 (a)에서 T_d/8 이었던 샘플 간격을 (c)과 같이 3T_d/32로 줄이면 6T_d/8인 데이터 구간 내에 8개의 시간샘플들을 모두 전송할 수 있게 된다. 이와 같이, 데이터의 손실 없이 CP의 길이를 3배로 조정할 수 있다. 이때, 전체 OFDM 심볼의 길이 T = 9T_d/8 로 변함이 없기 때문에 OFDM 심볼 길이의 불일치 문제는 발생하지 않는다. 한편, 시간 샘플 간격은 일반적인 송수신 장치에 존 재하는 디지털/아날로그 변환기(D/A convert), 아날로그/디지털 변환기(A/D convert)에서 조정 가능하므로, 추가적인 복잡한 장치가 필요하지 않다.

도 6은 시간영역에서 CP의 길이를 가변하였을 경우 주파수 영역에서의 변화를 도시한 도면이다.

(A)는 도 5의 (a)에 도시된 시간영역에서의 OFDM심볼을 주파수영역에서 살펴본 것이다. 일반적으로 주파수 상에서의 기본 부반송파의 크기(부반송파간의 간격)는 시간상의 OFDM심볼의 데이터 구간의 역수이고, 점유대역폭은 기본 부반송파의 크기에 FFT 크기를 곱한 것이다. 도 5의 (a)에서 데이터 구간은 T_d 이고, FFT의 크기는 8이므로, 주파수 영역에서의 부반송파의 크기 Δf₁ = 1/T_d이 되고, 점유대역폭 BW₁ = Δf*N_FFT = 8/T_d 이 된다. 이와 같이, 주파수 상의 신호의 분포는 시간상에서의 신호의 분포와 밀접하게 연관되어 있다. 도 5의 (b)의 경우, 기본 부반송파의 크기 및 시간상의 OFDM 데이터 구간의 크기가 앞서 설명한 바와 동일하므로, 시간상에서 CP가 늘어나지만 주파수상에서의 변화는 없다.

그러나 도 5의 (c)의 경우는 기본 부반송파의 크기 및 시간상의 OFDM 데이터 구간의 크기가 변하기 때문에, 주파수 영역에서의 신호 분포도 변한다. 구체적으로, 기본 부반송파의 크기 Δf₂ = 8/6T_d이 되고, 점유대역폭 BW₂ = Δf*N _FFT = 64/6T_d 이 된다. 다시 말해, 상기 도 5의 (c)의 경우 OFDM 심볼의 길이가 도 5의 (a)의 경우와 같으므로 시간상으로 자원은 같지만, (B)에 도시된 바와 같이 (A)와 비교해서 주파수 자원을 더 사용하게 된다. 즉, 도 5의 (c)와 같이 CP의 길이를 조정할 경우, 실제 시간상의 자원은 동일하게 사용하지만, 주파수 영역에서 점유대역폭이 증가하기 때문에, 데이터 용량(Capacity) 면에서 이득이 없는 것처럼 보일 수도 있고, 대역폭을 더 사용하는 만큼 주파수 영역 상에서의 대역 필터 등이 바뀌어야 하는 단점이 발생할 수 있다. 그러나 이러한 문제는 다음의 방법으로 해결할 수 있다.

앞서 <수학식 1>에서 설명한 바와 같이, OFDM에서는 실제 전송하고자 하는 데이터를 부반송파에 싣게 되는데, 도 6의 (A)에서는 점유 대역폭이 8/T_d 이고, 상기 주파수 영역내에서 8개의 부반송파가 존재하여 8개의 데이터 신호를 전송할 수 있지만, (B)에서는 8/T_d의 점유대역폭을 가질 때 6개의 부반송파가 존재하여 6개의 데이터 신호밖에 전송할 수가 없다. 즉, CP를 길게하면, CP의 길이가 길어지는 만큼 데이터를 보낼 수 있는 양도 줄어들게 된다. 하지만 이때, 8개의 데이터 중에 2개를 천공(puncturing)하고 6개를 선별하여 보내게 되면, 8개를 보냈을 때와 비슷한 효과를 가질 수 있는데, 그 방법은 다음과 같다.

상기 도 2의 송신기를 살펴보면, 부반송파에 데이터를 싣는 구성은 IFFT연산기(205)이고, 그 전에 부호기(202)가 존재한다. 일반적으로, 상기 부호기(202)는 부호화 비율을 나타내는 분수값을 가지고 부호화를 수행한다. 예를들어, 부호화 비율이 1/2 일때, 원래 전송할 데이터가 4개 이면, 이보다 2배 늘린 8개의 부호화 데 이터를 만들어 낸다. 상기 8개의 데이터 중에서 4개는 원래 전송할 정보 데이터(information bits)이고, 나머지 4개는 상기 정보 데이터에 덧붙여지는 여분 데이터(redundancy bits)이다. 즉, CP를 늘렸을 경우, 8개의 데이터 중 6개의 데이터만 전송을 해야하는 상황이라면, 상기 덧붙여진 4개 중 2개만 전송하면, 8개를 다 보냈을 경우보다는 수신기에서의 성능이 나빠지겠지만, 정보 데이터(information bits)는 모두 전송되기 때문에 수신단에서 데이터를 복구하는데는 문제가 발생하지 않는다. 즉 CP를 늘리는 대신에 부호화 비율을 떨어뜨리면, 성능은 다소 열화되지만, 치명적인 데이터 복구 오류는 발생하지 않는다.

정리하면, 기준이 되는 부반송파의 크기를 "Δf₁", 점유 대역폭을 "BW₁"라고 하고, 본 발명에 따라 샘플링 레이트를 변경함으로써 재설정된 부반송파의 크기를 "Δf₂", 변경된 점유 대역폭을 "BW₂"라고 하면, 실제 제한된 대역폭을 통해 전송되는 유효 부반송파의 개수 "N'_FFT"는 <수학식 3>과 같이 산출된다.

상기 수학식 3에서 floor()는 ()안의 값의 소수점은 버리고, 정수만 취하는 함수이다. 이와 같이, CP 길이가 증가될 경우, 부반송파의 크기도 변경되어 실제 제한된 대역폭 내에서 전송할 수 있는 데이터의 개수는 줄어들지만, 원래 부호화 데이터에서 유효 부반송파의 개수를 고려하여 부호심볼들을 천공(puncturing)하여 전송하면 된다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템의 송신기에서 CP길이를 가변하기 위한 절차를 도시하고 있다. 일반적으로, 다중경로 채널로 인해 단말에서 수신하는 심볼의 길이가 늘어난 정도를 지연 확산(Delay Spread)라고 하는데, 기지국과 단말사이에 일단 통신이 이루어지면, 기지국은 순방향(Downlink) 신호를 수신하는 단말의 지연 확산(Delay Spread)에 대한 정보를 기지국과 단말 사이의 물리 채널의 가역적 성질(Reciprocal)을 이용하거나 또는 단말로부터 받는 귀환(Feedback)정보를 통해서 알 수가 있다.

도 7을 참조하면, 먼저 송신기는 701단계에서 상술한 방법으로 단말의 지연 확산(Delay Spread)을 측정한다. 그리고 상기 송신기는 702단계에서 상기 지연 확산 값과 현재의 CP의 길이(αT_c)를 비교한다. 첫 번째 프레임일 경우, 상기 ａ 값은 "1"이 된다. 만일, 상기 지연 확산 값이 현재의 CP의 길이보다 크면, 상기 송신기는 703단계로 상기 ａ값을 크게 하여 CP 길이를 조정한다. 그리고, 상기 송신기는 704단계로 진행하여 상기 ａ값에 따라 시간 샘플 간격을 작게 조정하고, 상기 조정된 샘플 간격에 따라 OFDM심볼을 전송한다. 이후, 상기 송신기는 707단계에서 다음 프레임이 전송되는지 판단한다. 이때, 다음 프레임이 전송되는 경우, 상기 송신기는 상기 701단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다.

만일, 상기 지연 확산 값이 현재의 CP의 길이보다 작으면, 상기 송신기는 705단계로 진행하여 상기 ａ값을 유지 또는 작게 하여 CP 길이를 조정한다. 이후, 상기 송신기는 706단계에서 상기 ａ 값에 따라 시간 샘플 간격을 유지 또는 크게 조정하고, 상기 조정된 샘플 간격에 따라 OFDM심볼을 전송한다. 이후, 상기 송신기는 상기 707단계에서 다음 프레임이 전송되는지 판단한다. 이때, 다음 프레임이 전송되는 경우, 상기 송신기는 상기 701단계로 되돌아가 이하 단계를 재수행한다.

상술한 알고리즘은, 기본적으로 지연 확산 값이 현재 CP의 길이보다 크면 CP의 길이를 크게 조정하고, 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 작으면 CP의 길이를 유지한다. 이럴 경우, 여러 프레임을 거치면서 상기 ａ값이 증가하기만 하여 지연 확산 값에 비해서 CP의 길이(ａT_c)가 필요없이 증가하는 경우가 발생할 수 있다. 따라서, ａT_c값과 지연 확산(Delay Spread) 값의 차이가 일정 크기 이상이면, 상기 ａ값을 작게 조정하여 지연 확산(Delay Spread) 값에 적응적으로 CP값을 조정한다.

상술한 실시예는 매 프레임마다 CP길이를 조정하는 것으로 설명하고 있지만, 복수의 프레임들 단위로 수행할 수 있으며, 또는 단말로부터의 요청에 의해서만 CP길이를 조정할 수 있다. 또한, 단말로부터 수신되는 채널정보, 예를들어 CQI(Channel Quality Indicator), BER(Bit Error Rate), PER(Packet Error Rate), SNR(Signal to Noise Ratio) 등의 피드백정보를 통해서 필요한 경우만 수행할 수도 있다.

도 8은 본 발명에서 제안하는 가변길이의 CP를 이용하는 응용예를 도시한 도면이다. 상기 가변길이의 CP를 이용할 경우, 데이터 용량을 높일수 있고 수신기에 서의 치명적인 데이터 오류를 방지할 수 있다.

첫 번째 응용예를 살펴보면, 기지국(801)의 셀 반경을 다수의 Zone들(Zone1∼Zone n)로 구분한다. 이때, 기지국과 Zone 사이의 거리에 따라 지연확산 값이 달라진다. 기지국(801)과 가장 가까이 있는 Zone 1의 경우 지연 확산(Delay Spread) 값이 가장 적고, 기지국(801)과 가장 멀리 있는 Zone n의 경우 지연 확산(Delay Spread) 값이 가장 크다. 따라서, 하나의 응용예로, 기지국(801)의 셀 반경을 다수의 Zone들로 구분한 후 각 Zone에 대한 CP의 길이를 미리 지정해두고, 해당 단말기가 어느 Zone에 속하는지를 판단하여 해당 CP의 길이로 통신을 수행한다. 즉, 기지국과 가까이 있는 Zone 일수록 CP의 길이를 짤게 조정하고, 기지국과 멀리 있는 Zone 일수록 CP의 길이를 길게 조정하여 데이터의 신뢰성을 확보한다.

두 번째 응용예를 살펴보면, 전술한 바와 같이 지연 확산(Delay Spread) 값이 일반적으로 기지국과 단말기의 거리가 멀어질수록 커지지만, 만약 거리와 상관없이 특정한 환경 때문에 지연 확산(Delay Spread) 값이 커질 수도 있다. 따라서, 두 번째 응용예는, 기지국과의 거리에 상관없이 단말기에서 측정된 지연 확산(Delay Spread) 값에 의해서만 CP를 가변시킨다. 이렇게 하면, 거리와 상관없이 단말 고유의 지연 확산(Delay Spread)값에 의해서만 CP가 결정된다.

세 번째 응용예를 살펴보면, 기지국과 단말사이의 거리를 고려했을 때, 셀의 경계 부근에서 단말은 일반적으로 지연 확산(Delay Spread)이 큰 값을 가지게 되어 문제가 생기게 되는 경우가 많으므로, 셀 내의 다른 지역에서는 고정된 CP 값을 사용하고, 셀 경계지역 또는 핸드오버(Handover) 지역에 있는 단말들에 대해서 지연 확산(Delay Spread) 값을 측정하여 가변길이의 CP를 적용시킨다.

상기 세 가지의 전술한 응용예들 중 첫 번째와 세 번째 방법은 기지국에서 단말과의 거리를 고려하여 지연확산(Delay Spread)의 측정 없이 가변길이의 CP를 적용시킬 수도 있고, 또는 거리를 고려하지만 지연확산(Delay Spread)에 대한 측정을 한 후 필요한 경우에만 적용시킬 수도 있다. 그리고 두 번째 방법은 거리에 상관없이 지연확산(Delay Spread)에 대한 측정을 통해서만 가변길이의 CP를 적용시키는 방법이다. 또한 첫 번째 방법은 그 목적이 셀 내에서의 데이터 용량을 늘리는 데 있는 반면, 두 번째와 세 번째 방법은 단말에서의 치명적인 데이터 오류를 방지하기 위함이다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 송신기와 수신기의 구조를 도시하고 있다.

도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는, 기지국 제어기(901), 부호기(902), 천공기(903), 변조기(904), S/P변환기(905), 제로(Zero) 삽입기(906), IFFT연산기(907), CP추가기(908), P/S변환기(909), D/A변환기(910), 및 RF처리기(912)를 포함하여 구성되고, 수신기는 단말 제어기(920), RF처리기(921), A/D변환기(922), S/P변환기(923), CP제거기(924), FFT연산기(925), 등화기(926), P/S변환기(927), 복조기(928), 및 복호기(929)를 포함하여 구성된다.

먼저 송신기를 살펴보면, 먼저 기지국 제어기(BS Controller)(901)는 지연확산(Delay spread) 값에 따라 OFDM심볼의 CP길이를 결정하고, 상기 결정된 CP길이에 따라 천공기(903), 제로 삽입기(906), CP추가기(908) 및 디지털/아날로그 변환기(910)의 동작을 제어한다.

여기서, 지연확산값을 획득하는 방법에는 앞서 살펴본 바와 같이 여러 가지 방법들이 존재한다. 예를들어, 수신기로부터 수신되는 주기적인 동기정보 또는 레인징(Ranging) 정보를 활용하여 기지국에서 독자적으로 판단하는 방법이 있고, 또는 수신기에서 기지국으로 피드백되는 시그널링(Signaling) 정보, 예를들어 지연확산(Delay Spread), SNR(Signal to Noise Ratio), BER(Bit Error Rate), PER(Packet Error Rate) 등을 활용하여 판단하는 방법 등이 있을 수 있다. 상기 방법들을 통해서 기지국에서 CP를 얼마나 조정해야할지가 결정되면, 기지국 제어기(901)는 해당 구성들로 제어신호를 전달해서 다음과 같은 동작을 수행하도록 제어한다.

부호기(902)는 입력되는 정보비트열을 해당 부호율로 부호화하여 부호화 데이터(coded bits 또는 symbols)를 출력한다. 여기서, 입력되는 정보비트의 개수가 k이고, 부호율이 R이라 할때, 출력되는 심볼의 개수는 k/R이 된다. 예를들어, 상기 부호기(902)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등으로 구성될 수 있다. 상기 부호기(902)로부터 출력되는 심볼들은 천공기(903)로 입력된다.

상기 천공기(903)는 상기 기지국 제어기(901)의 제어하에 상기 부호기(902)로부터의 심볼들에서 상기 CP길에 따른 소정 개수의 심볼들을 천공(또는 제거)하여 출력한다. 이때, 천공하는 패턴(pattern)은 제어기(901)에서 결정하며, 상기 패턴은 수신기(단말기)로 전송되어 단말기에서 데이터를 복원하는데 이용된다. 상기의 천공기(903)는 부호기(902) 자체에 포함되거나 따로 독립해서 존재할 수도 있으며, 이를 이용해서 부호기(902)의 부호율을 조정할 수도 있다.

변조기(904)는 상기 천공기(903)로부터의 심볼들을 소정 변조방식에 의해 신호점 사상하여 출력한다. 예를들어, 상기 변조방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 신호점(복소신호)에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM, 6개의 비트(s=6)를 하나의 복소신호에 사상하는 64QAM 등이 있다.

직/병렬 변환기(905)는 상기 변조기(904)로부터의 직렬로 입력되는 데이터를 IFFT연산기(907)의 입력을 위해 병렬로 변환하여 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(905)로부터 출력되는 데이터들을 IFFT연산기(907)로 입력하기 위해서는 천공기(903)에서 데이터를 천공시킨 만큼 다시 '0'을 삽입해야 한다. 이때 삽입되는 '0'의 개수는 변조기(904)에서 어떠한 변조방식을 사용하였는지에 따라 달라지는데, 예를 들어 변조방식이 BPSK의 경우는 1개의 데이터가 1개의 데이터 심볼로 변조되므로 천공시킨 데이터의 개수와 삽입해야할'0'의 개수는 같게 되고, QPSK의 경우는 2개의 데이터가 1개의 데이터로 변조되므로, 삽입해야할 '0'의 개수는 천공시킨 데이터의 개수의 1/2로 줄게 된다. 상기와 같은 방법으로 8QAM은 삽입해야 할 '0'의 개수가 천공시킨 데이터의 개수의 1/3로 줄어들고, 16QAM은 1/4로 줄어들며, 64QAM은 1/6으로 줄어들게 된다.

즉, 상기 기지국 제어기(901)는 상기와 같은 방식으로 삽입해야할 '0'의 개수를 결정하고, 상기 '0'의 개수와 삽입될 위치들을 결정하여 제로 삽입기(906)로 제공한다. 여기서, '0'이 삽입되는 위치는 상기 도 6에서 설명한 바와 같이 정해진 대역폭을 벗어나는 부반송파들의 위치들로 결정된다. 예를 들면, 상기 도 6에 도시된 바와 같이 고주파에 해당하는 부반송파 부분을 제거해야 하는 경우는 IFFT연산기(907)의 입력단 중 높은 주파수에 해당하는 부분에 '0'을 삽입하면 된다. 만약 정해진 대역폭이 다른 서비스 대역폭과 양쪽부분에서 모두 겹치게 될 경우에는 소정 저주파 및 고주파 부분에 '0'을 삽입하면 된다.

즉, 상기 제로 삽입기(906)는 상기 기지국 제어기(901)의 제어하에 직/병렬 변환기(905)로부터의 병렬 데이터에 소정 개수의 '0'을 삽입하여 IFFT연산기(907)의 부반송파에 할당한다. 다시 말해, CP길이 조정에 따라 정해지는 유효 부반송파들로는 직/병렬 변환기(905)로부터의 데이터를 할당하고, 나머지 부반송파들에는 '0'을 패딩한다.

이와 같이, 본 발명에 따라 정상적인 CP길이를 사용하는 기지국에서 CP길이를 길게 조정해야 하는 경우, 상기 천공기(903)는 기지국 제어기(901)로부터 제공되는 CP길에 따라 부호화 데이터의 일부를 천공하게 되고, 제로 삽입기(906)는 사용된 변조방식을 고려해서 천공한 만큼을 다시 '0'으로 채워서 부반송파 할당을 수행한다. 반대로, CP의 길이를 짧게 조정해야 한다면, 상기 천공기(904)는 상기 제어기(901)의 제어하에 부호화 데이터의 천공 개수를 줄이거나 천공을 하지 않음으로써 부반송파에 할당되는 데이터의 개수를 크게 조정한다. 상기 천공기(903)는 상 기 수학식 3에서 구한 주파수 영역의 부반송파 개수를 고려해서 부호화 데이터의 개수를 조정한다. 이후, 상기 천공기(903)에서 천공된 만큼을 다시 '0'을 채워 IFFT연산을 하고, 상기 IFFT연산후의 샘플 데이터의 샘플링 레이트를 조정하게 되면, CP길이가 바뀌더라도 실제 차지하는 시스템의 점유대역폭은 바뀌지 않게 되는 효과를 가지게 된다.

상기 IFFT연산기(907)는 상기 제로 삽입기(906)로부터의 신호를 역 고속 푸리에 변환하여 시간영역의 샘플 데이터를 출력한다. 이때 상기 제로 삽입기(906)에서 '0'을 삽입한 부분의 부반송파의 주파수는 주파수영역에서 존재하지 않게 된다. CP추가기(908)는 상기 제어기(901)의 제어하에 상기 IFFT연산기(907)로부터의 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 복사해서 상기 샘플데이터의 앞에 붙여 OFDM심볼을 출력한다. 여기서, 상기 샘플데이터의 앞에 붙는 CP의 길이는 상기 제어기(901)의 제어하에 가변된다.

병/직렬 변환기(909)는 상기 CP추가기(908)로부터의 병렬 데이터를 직렬로 변환하여 출력한다. 디지털/아날로그 변환기(910)는 상기 제어기(901)의 제어하여 상기 병/직렬 변환기(909)로부터의 샘플 데이터의 샘플링 레이트(Sampling Rate)를 조정한 후 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 이때, 상기 샘플링 레이트는 상기 수학식 2에서 구한 시간영역에서의 샘플간격으로 조정된다. 이와 같이, CP의 길이 조정으로 인해 기준보다 길어진 OFDM심볼의 샘플링 레이트를 조정하여 실제 늘어난 데이터 샘플의 개수와 상관없이 OFDM심볼이 항상 같은 길이의 갖도록 만든다. 즉, 시간영역에서 고정된 길이를 갖지만 CP길이는 가변되는 OFDM심볼을 만든다.

RF처리기(912)는 상기 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(910)에서 출력한 신호를 실제 전송 가능하도록 RF처리한후 송신안테나(Tx antenna)를 통해 무선채널로 전송한다. 이와 같이, OFDM 심볼을 무선 채널로 전송하기 위해 대역제한을 위한 LPF(Low Pass Filter) 또는 BPF(Band Pass Filter)를 통과하게 되는데, 앞서 장치들에서 대역제한을 벗어나는 주파수 성분을 제거했으므로, 신호의 왜곡 없이 무선 채널을 통과할수 있다. 한편, 상기 송신기에서 송신하는 신호는 다중 경로 채널(multi channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신기의 수신안테나(Rx Antenna)로 수신된다.

다음으로 수신기를 살펴보면, RF처리기(921)는 전처리기(front end unit)와 필터(filter) 등을 구성들을 포함하며, 상기 무선채널을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다. 아날로그/디지털 변환기(922)는 제어기(920)로부터 제공되는 샘플링 레이트(또는 시간샘플간격)를 이용해 상기 RF처리기(921)로부터의 아날로그 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.

본 발명은 CP길이에 따라 샘플링 레이트가 변경되므로, 수신기에서 신호를 복원하기 위해서는 미리 송신기가 사용한 샘플링 레이트를 알고 있어야 한다. 수신기에서 송신기가 사용한 샘플링 레이트(시간샘플간격)를 알기 위한 방법에는 여러 가지가 존재한다. 일 예로, 상기 시간샘플간격(또는 샘플링레이트)의 몇 가지 경우의 수를 송신기(기지국)와 수신기(단말기) 사이에 미리 약속하고 수신기에서 블라인드 탐지(Blind Detection)를 통해 샘플간격을 알아낼 수 있다. 만일, 샘플링 레이트와 CP길이 및 천공패턴 사이의 대응관계를 테이블로 저장하고 있으면, 샘플링 레이트 탐지만으로 CP길이와 천공패턴을 획득할수 있기 때문에 송신기와 수신기 사이에 제어정보를 교환할 필요가 없다. 다른 예로, 시그널링(Signaling) 메시지를 통해서 샘플링 레이트 정보를 수신할 수도 있다. 이미 기존에 기지국과 단말기 사이에 제어(Control)정보를 교환하는 여러 방법들이 있으므로 여기서는 자세한 기술을 생략하기로 한다.

직/병렬 변환기(923)는 상기 A/D변환기(922)로부터 출력되는 시간영역의 직렬 데이터를 FFT연산기(925)의 입력을 위해 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. CP제거기(924)는 상기 제어기(920)로부터 제공되는 CP길이에 따라 상기 직/병렬 변환기(923)로부터의 데이터에서 보호구간(CP)을 제거하여 출력한다. 본 발명은 CP길이가 채널상태에 따라 변경되므로, 수신기에서 신호를 복원하기 위해서는 송신기가 사용한 CP의 길이를 미리 알고 있어야 한다. 예를 들어, 송신기는 CP길이를 시그널링 메시지를 통해 수신기에게 알려 줄수 있다.

FFT연산기(925)는 상기 CP제거기(924)로부터의 데이터를 고속 푸리에 변환(FFT)연산하여 주파수 영역의 데이터를 출력한다. 등화기(equalizer)(926)는 상기 FFT연산기(925)에서 출력되는 데이터에 대해 상기 무선채널에서 발생한 여러 잡음들을 보상하여 출력한다. 병/직렬 변환기(927)는 상기 등화기(926)로부터의 병렬 데이터를 직렬 데이터로 변환하여 출력한다.

복조기(928)는 병/직렬 변환기(927)로부터의 데이터를 송신기의 변조방식에 따라 복조하여 부호화 데이터를 출력한다. 복호기(929)는 상기 복조기(928)로부터의 부호화 데이터를 복호하여 원래의 데이터로 복원한다. 이때, 단말기 제어기(920)는 송신기의 부호기(902) 종류 및 천공패턴에 따른 제어정보를 상기 복호기(929)로 제공하고, 상기 복호기(929)는 상기 제어정보에 따라 입력되는 데이터열의 정해진 위치들에 '0'을 삽입하여 복호를 수행한다.

도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM통신시스템에서 송신기의 송신 절차를 도시하고 있다.

도 10을 참조하면, 먼저 송신기는 1001단계에서 지연확산 값에 근거해서 CP길이를 결정한다. 상기 지연확산 값은 송신기에서 역방향 물리채널을 이용해 자체적으로 추정할 수도 있고, 수신기로부터 피드백되는 정보(예 : Delay Spread, SNR, BER, PER 등)를 이용해 추정할 수 있다. 본 발명의 실시예는 소정 시간 주기(예 : 매 프레임마다)로 CP의 길이는 조정하는 것으로 설명하지만, 수신기의 요청 등에 의해 CP길이를 조정할 수도 있다.

상기 CP길이가 결정되면, 상기 송신기는 1003단계에서 전송해야할 데이터를 해당 부호율로 채널코딩하여 부호화 데이터를 생성한다. 이후, 상기 송신기는 1005단계에서 상기 결정된 CP길이에 따라 상기 부호화 데이터 중 여분 데이터(redundancy date)의 일부를 천공한후 소정 변조방식에 의해 변조한다.

이와 같이, 데이터를 천공하는 경우는 CP길이가 현재의 CP길이보다 크게 조정된 경우이다. 기본적으로, 본 발명은 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 크면 CP의 길이를 크게 조정하고, 지연확산 값이 현재 CP의 길이보다 작으면 CP의 길이를 현재의 값으로 유지한다. 따라서, CP의 길이를 조정한다는 것은 CP의 길이를 크게 조정하는 것으로 간주할수 있다. 하지만, 이럴 경우 여러 프레임을 거치면서 지연확산 값에 비해서 CP의 길이가 필요없이 증가하는 경우가 발생할수 있다. 따라서, CP의 길이와 지연 확산 값의 차이가 일정 크기 이상 발생하게 되면, CP의 길이를 작게 조정하여 지연확산 값에 적응적으로 CP의 길이를 조정한다. 한편, 상기 부호화 데이터의 일부를 천공하는 이유는, CP의 길이에 따라 샘플링 레이트를 작게 조정할 경우, 주파수 상에서의 점유대역폭이 증가하여 부호화 데이터를 모두 보낼수 없는 상황이 발생하기 때문이다. 따라서, 미리 부호화 데이터의 일부를 제거하게 되는데, 이때 수신기로 전달되어야 하는 정보 데이터를 제외한 여분 데이터의 일부를 제거하는 것이 바람직하다..

상기와 같이 천공된 데이터를 변조한후, 상기 송신기는 1006단계에서 상기 천공 개수와 상기 변조방식을 이용해서 삽입해야할 '0'의 개수를 산출하고, 상기 산출된 개수만큼의 '0'을 상기 변조 데이터에 삽입한다. 이때, '0'이 삽입되는 위치는 CP길이 조정으로 인해 발생되는 정해진 대역폭을 벗어나는 부반송파들의 위치들로 결정된다.

이후, 상기 송신기는 1007단계에서 소정 개수의 '0'이 삽입된 변조 데이터를 역 고속 푸리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하여 시간 샘플 데이터로 변환한다. 이후, 상기 송신기는 1009단계에서 상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 결정된 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성한다.

이후, 상기 송신기는 1011단계로 진행하여 상기 결정된 CP길이에 따라 상기 OFDM 심볼의 샘플링 레이트를 조정한후 아날로그 신호로 변환하다. 즉, CP의 길이 조정으로 인해 기준보다 길어진 OFDM심볼을 샘플링 레이트(시간 샘플 간격)를 조정 하여 원래의 고정된 길이로 조정한후 아날로그 신호로 변환한다. 그리고 상기 송신기는 1013단계에서 상기 아날로그 신호를 실제 전송 가능하도록 RF(Radio Frequency)처리한후 송신안테나를 통해 무선채널로 송신한다.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신시스템에서 수신기의 수신 절차를 도시하고 있다.

도 11을 참조하면, 먼저 수신기는 1101단계에서 송신기에서 사용한 CP길이를 획득한다. 앞서 설명한 바와 같이, 상기 CP길이는 기지국에서 시그널링 메시지를 통해 단말에게 알려줄 수 있다.

상기와 같이 CP길이를 획득한후, 상기 수신기는 1103단계에서 무선채널을 통해 수신되는 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 이후, 상기 수신기는 1105단계에서 상기 CP길이에 따른 샘플링 레이트(시간 샘플 간격)를 이용해서 상기 기저대역 아날로그 신호를 시간 샘플 데이터로 변환한다.

그리고, 상기 수신기는 1107단계에서 상기 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 보호구간(CP)을 제거한다. 그리고 상기 수신기는 1109단계에서 상기 보호구간이 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 데이터로 변환한다. 이후, 상기 수신기는 1111단계에서 상기 주파수 영역의 데이터에 대해 무선 채널에서 발생한 여러 잡음들을 보상한다.

이와 같이 채널보상한후, 상기 수신기는 1113단계에서 상기 채널보상된 데이 터를 가지고 복조(demodulation) 및 채널디코딩(channel decoding)하여 정보 비트열을 복원한다. 이때, 송신기에서 부호화 데이터의 일부를 천공해서 보냈기 때문에 채널디코딩 과정에서 성능 열화가 발생할수 있으나, 송신기에서 정보 데이터가 아닌 여분 데이터를 천공하였기 때문에 데이터를 복원하는데는 문제가 되지 않는다.

도 12는 OFDM 통신시스템에서 다중경로 성분에 의한 링크(Link) 성능의 열화를 모의 실험을 통해 측정한 그래프이다. 실험 환경으로, FFT 크기 64, CP 길이(τ)는 유효심볼의 1/8, 부호기는 1/2 길쌈부호기(Convolutional Coder), 유효 심볼의 길이는 64us, 채널은 두 개의 다중경로를 가지는 동일세기(Equal power) 레일리히(Rayleigh) 채널을 사용한 것이다. 1201은 다중경로 채널의 지연이 없거나 최대 CP길이(τ)와 동일할 경우의 성능을 나타낸 것이고, 1202는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 1.5배, 1203는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 2배, 1204는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 2.5배, 1202는 다중경로 지연이 CP길이(τ)의 3배를 나타낸 것이다. 도시된 바와 같이, 다중경로 지연이 클수록 성능 열화가 점점 심해져서 수신단에서의 복조가 어렵다.

도 13은 도 12와 같은 환경에서 본 발명에서 제안하는 CP길이 조정 방법을 사용하였을 경우 개선되는 성능을 보여주는 그래프이다. 1201와 1301, 1202와 1302, 1203와 1303, 1204와 1304, 1205와 1305를 비교해 보았을 때, 본 발명에서 제안하는 CP길이 조정 방법을 사용하게 되면, 신호의 세기가 커질 수록 성능이 점점 더 좋아지고, 링크 성능이 상당히 개선됨을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 OFDM 심볼을 구성하는 CP의 길이를 물리 채널에 맞게 가변적, 적응적으로 조절함으로서 다중경로를 통해 들어오는 자기신호의 간섭 때문에 생기는 잡음으로 인한 심각한 데이터 오류를 방지할 수 있다. 나아가 하나의 셀 내에서 전체 사용자의 데이터 용량을 늘려줄 수 있는 효과를 가진다. 더욱이, CP의 길이를 조정하여도 시간상으로 OFDM심볼의 길이는 고정되기 때문에 OFDM길이가 변경됨으로써 발생하는 수신기의 복잡도를 제거할 수 있다.

Claims

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광대역 무선통신시스템에서 송신기 장치에 있어서,

지연확산 값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 획득하는 제어기와,

부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하여 출력하는 천공기와,

상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 출력하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산기와,

상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 CP추가기와,

상기 OFDM 심볼을 상기 시간샘플간격에 따른 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하는 변환하는 D/A(digital to analog)변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

상기 천공된 부호화 데이터를 상기 IFFT연산기의 부반송파들중 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 제로를 패딩하는 제로삽입기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

CP길이를 변경하기 전의 점유 대역폭을 BW₁, CP길이가 변경된후의 부반송파 간격을 Δf₂라 할 때, 상기 부호화 데이터가 할당되는 유효 부반송파 개수
는 다음 수식,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

OFDM심볼의 길이를 T, FFT의 사이즈를 N_FFT, 변경되기 전의 CP길이를 T_c, 변경된후의 CP길이를 MT_c라 할 때, 상기 시간샘플간격 ΔT는 다음 수식,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

상기 부호화 데이터는 채널 코딩(channel coding) 및 변조(modulation)를 통해 생성된 데이터인 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 수신되며, 상기 제어기는 상기 수신된 지연확산 값을 이용해 상기 CP길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.
제33항에 있어서,

상기 CP길이, 천공패턴 및 시간샘플간격 중 적어도 하나는 수신기로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 장치.
광대역 무선통신시스템에서 수신기 장치에 있어서,

지연확산값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이 및 샘플링 레이트를 획득하는 제어기와,

수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트를 이용하여 샘플데이터로 변환하는 A/D(analog to digital)변환기와,

상기 획득된 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 출력하는 CP제거기와,

상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 출력하는 FFT연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제40항에 있어서,

상기 FFT연산기로부터의 데이터를 복조하여 출력하는 복조기와,

상기 지연확산값에 따른 천공패턴에 따라 상기 복조기로부터의 데이터에 제로를 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 복호기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제40항에 있어서,

상기 CP길이는 시그널링 메시지를 통해 상기 송신기로부터 수신되거나, 블라인드 탐지(Blind detection)를 통해 검출된 시간 샘플 간격을 이용해 획득되는 것을 특징으로 하는 장치.
광대역 무선통신시스템에서 송신 방법에 있어서,

지연확산 값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이, 천공패턴 및 시간샘플간격을 획득하는 과정과,

부호화 데이터를 상기 천공패턴에 따라 천공하는 과정과,

상기 천공된 부호화 데이터를 역 고속 푸리에 변환하여 샘플 데이터를 생성하는 과정과,

상기 샘플 데이터의 뒷부분을 상기 CP길이만큼 복사하여 상기 샘플 데이터의 앞에 붙여 OFDM 심볼을 생성하는 과정과,

상기 OFDM 심볼을 상기 시간샘플간격에 따른 샘플링 레이트에 의해 아날로그 신호로 변환하여 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서, 상기 샘플데이터 생성 과정은,

상기 천공된 부호화 데이터를 상기 샘플링 레이트에 따라 정해지는 유효 부반송파들에 할당하고, 나머지 부반송파들에는 제로를 패딩하여 역 고속 푸리에 변환하는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

CP길이를 변경하기 전의 점유 대역폭을 BW₁, CP길이가 변경된후의 부반송파 간격을 Δf₂라 할 때, 상기 부호화 데이터가 할당되는 유효 부반송파 개수
는 다음 수식,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

OFDM심볼의 길이를 T, FFT의 사이즈를 N_FFT, 변경되기 전의 CP길이를 T_c, 변경된후의 CP길이를 MT_c라 할 때, 상기 시간샘플간격 ΔT는 다음 수식,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 부호화 데이터는 채널 코딩(channel coding) 및 변조(modulation)를 통해 생성된 데이터인 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 지연확산 값은 수신기로부터 수신되며, 상기 CP길이, 천공패턴 및 시간샘플간격은 상기 수신된 지연확산 값을 이용해 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
제43항에 있어서,

상기 CP길이, 천공패턴 및 시간샘플간격 중 적어도 하나는 수신기로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
광대역 무선통신시스템에서 수신 방법에 있어서,

지연확산값에 따른 CP(Cyclic Prefix)길이 및 샘플링 레이트를 획득하는 과정과,

수신된 아날로그 신호를 상기 샘플링 레이트를 이용하여 샘플데이터로 변환하는 과정과,

상기 획득된 CP길이를 이용하여 상기 시간 샘플 데이터에서 CP를 제거하여 과정과,

상기 CP가 제거된 샘플 데이터를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 데이터를 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제50항에 있어서,

상기 주파수 영역의 데이터를 복조하는 과정과,

상기 지연확산값에 따른 천공패턴에 따라 상기 복조 데이터에 제로를 삽입하여 복호(decoding)를 수행하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제50항에 있어서,

상기 CP길이는 시그널링 메시지를 통해 상기 송신기로부터 수신되거나, 블라인드 탐지(Blind detection)를 통해 검출된 시간 샘플 간격을 이용해 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
광대역 무선통신시스템에서 송신 방법에 있어서,

해당 수신기와의 지연확산(Delay Spread) 값을 획득하는 과정과,

상기 획득된 지연확산 값이 현재 CP길이보다 클 경우, CP길이를 크게 조정하여 OFDM심볼을 생성하는 과정과,

상기 OFDM심볼이 시간상에서 고정길이를 갖도록 상기 OFDM심볼의 샘플간격을 작게 조정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제53항에 있어서,

OFDM심볼의 길이를 T, FFT의 사이즈를 N_FFT, 조정되기 전의 CP길이를 T_c, 조정된후의 CP길이를 MT_c라 할 때, 상기 샘플간격 ΔT는 다음 수식,

을 이용해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.