KR20060015130A - A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line - Google Patents
A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line Download PDFInfo
- Publication number
- KR20060015130A KR20060015130A KR1020040063977A KR20040063977A KR20060015130A KR 20060015130 A KR20060015130 A KR 20060015130A KR 1020040063977 A KR1020040063977 A KR 1020040063977A KR 20040063977 A KR20040063977 A KR 20040063977A KR 20060015130 A KR20060015130 A KR 20060015130A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- transmission line
- line
- present
- transmission
- circuit
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
본 발명은 한쪽은 집중회로로 구현되고 다른 한쪽은 결합선로로 대체되어, 집적회로(MMIC)로 구현되기에 적합한 크기로 줄어들 수 있는, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로를 제공하는데 그 목적이 있으며, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로에 있어서, 상기 /4 전송선로를 구성하는 선로 중 제1 선로()는 끝이 단락된 결합선로를 포함하여 구성되며, 제2 선로(90-)는 집중회로로 구성되는 것을 특징으로 한다.An object of the present invention is to provide a transmission line with a miniaturized λ / 4 transmission line, which can be reduced to a size suitable for being implemented as an integrated circuit (MMIC) by replacing one side with a lumped circuit and the other side with a coupling line. The present invention for achieving the above object is a transmission line in which the λ / 4 transmission line is downsized, / 4 first line of the lines constituting the transmission line ( ) Consists of a coupling line with a shorted end, and the second line (90- ) Is characterized by consisting of a lumped circuit.
λ/4 전송선로, 집중회로, 결합선로λ / 4 transmission line, integrated circuit, coupling line
Description
도 1a 및 도 1b 는 일반적인 λ/4 전송 선로의 등가회로를 나타낸 일예시도.1A and 1B show an equivalent circuit of a typical λ / 4 transmission line.
도 1c 및 도 1d 는 종래의 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 다양한 등가회로.1C and 1D are various equivalent circuits of a transmission line miniaturizing a conventional λ / 4 transmission line.
도 1e 는 종래의 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 일실시예 단면도.1E is a cross-sectional view of an embodiment of a transmission line miniaturizing a conventional λ / 4 transmission line.
도 2 는 본 발명에 적용되는 90o-전송선로의 일예시도.2 is a 90 o − applied to the present invention; Example of transmission line.
도 3 은 본 발명에 적용되는 90o-전송선로의 일실시예 등가회로.3 is a 90 o − applied to the present invention; One embodiment equivalent circuit of a transmission line.
도 4a 는 본 발명에 따른 '전송선로의 일실시예 등가회로.4a is in accordance with the present invention One embodiment equivalent circuit of a transmission line.
도 4b 는 본 발명에 따른 '전송선로의 또 다른 일실시예 등가회로.4b is in accordance with the present invention Another embodiment equivalent circuit of a transmission line.
도 5 는 본 발명에 적용되는 /4 전송선로의 일실시예 구성도.5 is applied to the present invention One embodiment configuration diagram of a / 4 transmission line.
도 6 은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로의 일실시예 구성도.6 is a configuration diagram of an embodiment of a transmission line miniaturizing a λ / 4 transmission line according to the present invention.
도 7a 내지 도 7h 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로에 대한 시뮬레이션 결과를 설명하기 위한 다양한 예시도.7A to 7H are various exemplary views for explaining simulation results for a transmission line having a miniaturized λ / 4 transmission line according to the present invention.
본 발명은 인덕터를 사용하지 않는 λ/4(90°) 전송선로에 관한 것으로서, 특히 그 크기를 소형화 시킨 전송선로에 관한 것이다. 특히, 본 발명은, 본 발명의 출원인이 2002년에 출원한 출원번호 제56967호(이하, 간단히 "선행 특허출원"이라 함)에 제출했던 발명을 기초로 하여 발명된 것이다.The present invention relates to a λ / 4 (90 °) transmission line that does not use an inductor, and more particularly, to a transmission line with a smaller size. In particular, the present invention is invented on the basis of the invention filed by the applicant of the present invention in the application No. 56967 filed in 2002 (hereinafter, simply referred to as "prior patent application").
이하에서는, 도면을 참조하여 종래의 기술에 대하여 간단히 설명하도록 하겠다.Hereinafter, a conventional technology will be briefly described with reference to the accompanying drawings.
도 1a 및 도 1b 는 일반적인 λ/4 전송 선로의 등가회로를 나타낸 일예시도이다. 즉, 도 1b 는 도 1a 에 도시된 λ/4 전송 선로의 등가 회로로서, 축소된 전송선로와 두개의 분기된(Shunt) 캐패시터(C)의 결합으로 표현되어 있다. 또한, 도 1c 및 도 1d 는 종래의 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 다양한 등가회로이며. 또한, 도 1e 는 종래의 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송선로의 일실시예 단면도이다. 이때, 상기 도 1a 내지 도 1e 은 상기 선행 특허출원에 포함된 도면들로서 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.1A and 1B are exemplary views showing equivalent circuits of a general λ / 4 transmission line. That is, FIG. 1B is an equivalent circuit of the λ / 4 transmission line shown in FIG. 1A, which is represented by a combination of a reduced transmission line and two branched capacitors (C). 1C and 1D are various equivalent circuits of the transmission line in which the conventional λ / 4 transmission line is downsized. 1E is a sectional view of an embodiment of a transmission line in which the conventional λ / 4 transmission line is downsized. 1A to 1E are drawings included in the preceding patent application, and detailed description thereof will be omitted.
한편, 상기 선행 발명으로 밀리미터 대역이 아닌 마이크로웨이브 대역, 특히 이동통신 대역 주파수에서 초소형 /4 전송선을 제작하고자 한다면 아래의 [표 1]과 같이 나타낼 수 있다. On the other hand, according to the preceding invention, in the microwave band, not in the millimeter band, in particular in the mobile communication band frequency is very small If you want to make a / 4 transmission line can be represented as shown in Table 1 below.
전형적인 MMIC(monolithic microwave integrated circuit)로 설계할 때, 비유전율은 12.9, 높이 h는 100 ㎛로 사용한다. 일반적인 /4 전송선의 특성임피던스를 50 으로 가정한다면, 대역폭, 결합선로의 폭등을 종합적으로 고려했을 때 주파수가 1.95GHz(제 3세대 이동통신인 WCDMA주파수)에서 초소형 /4 전송선은 8o 이하로는 제작되기 어렵다는 것을 알 수 있다.When designing with a typical monolithic microwave integrated circuit (MMIC), the relative dielectric constant is 12.9 and the height h is 100 µm. Normally / 4 characteristic impedance of the transmission line is 50 Suppose that the frequency is very small at 1.95GHz (the third generation mobile communication WCDMA frequency) considering the bandwidth and the combined line surge. It can be seen that the / 4 transmission line is difficult to manufacture below 8 o .
예를 들어, 초소형 /4 전송선을 5o로 줄이면 도 1a 에서 도 1b 로 변환하게 되며, [수학식 1] 및 [수학식 2]가 된다.For example, very small / 4 transmission line, and to reduce in Figure 1a to 5 o converted to Figure 1b, it is that
도 1b 는 도 1c 로 다시 그려질 수 있는데 이것을 다시 도 1d 로 변환하게 되면 아래의 [수학식 3] 및 [수학식 4]가 된다.FIG. 1B may be redrawn in FIG. 1C, which is converted to
주파수 f=1.95 GHz에서는 Z=573.7 이 되는데, 이때 Zoo=70 이라고 가정하면, Zoe=92.5이 되고, 이것을 도 1e 의 그림을 참고하여, 결합선로로 구현하면, w=18.37㎛, s= 121.75㎛, K=-17.17 dB 가 된다. 여기서 K는 결합선로의 결합도를 나타낸다. 이 때, C1=1.6 pF, Co=10.8pF 이 C=12.4pF가 된다. 이 회로를 분석해보면, K는 대역폭의 정도를 나타내는데, -17.17 dB는 다소 협대역이 된다. Z = 573.7 at frequency f = 1.95 GHz This is Zoo = 70 Suppose that Zoe = 92.5, which is implemented with a coupling line with reference to the figure of FIG. 1E, w = 18.37 µm, s = 121.75 µm, and K = -17.17 dB. Where K is the degree of coupling of the coupling line. At this time, C 1 = 1.6 pF and Co = 10.8pF become C = 12.4pF. Analyzing this circuit, K represents the degree of bandwidth, with -17.17 dB being somewhat narrow.
또한, C=12.8pF는 너무 커서 MMIC로 구현하기 어려운 면이 있는데, 따라서, 대역폭을 넓히고 C값을 줄이기 위하여 Zoo=100으로 놓으면, Zoo=153, w=0.623㎛, s=83.67㎛, K=-13.5 dB가 되는데, Zoe를 높이면 Co값을 줄여주는 효과가 있지만, 전송선로의 폭 w가 급격하게 좁아져서 현실적으로 구현하기 어렵게 된다. 따라서 초소형 /4 전송선을 5o 로 줄이면 이와 같이 구현하기 어려워지게 된다는 문제점이 있다.In addition, C = 12.8pF is too large to be implemented in MMIC, so Zoo = 100 to increase bandwidth and reduce C value. If set to, Zoo = 153 , w = 0.623㎛, s = 83.67㎛, K = -13.5 dB, but increasing the Zoe has the effect of reducing the Co value, but the width w of the transmission line is rapidly narrowed, making it difficult to realize realistically. So ultra small If the / 4 transmission line is reduced to 5 o , there is a problem that it becomes difficult to implement this way.
한편 초소형 /4 전송선을 8o 로 하면 [표 1]을 통해 알 수 있는 바와 같이 대역폭, capacitor 값을 구현할 수 있게 된다. 그러나 이것을 MMIC로 실제 구현하게 되면 f=1.95 GHz 에서는 대략 0.95mm가 되며, 이것은 MMIC로 구현하기에는 약간 크다는 문제점이 있다.Ultra-small If the / 4 transmission line is set to 8 o , the bandwidth and capacitor values can be realized as shown in [Table 1]. However, if this is actually implemented in MMIC, it becomes approximately 0.95mm at f = 1.95 GHz, which is slightly larger than that of MMIC.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명은, 한쪽은 집중회로로 구현되고 다른 한쪽은 결합선로로 대체되어, 집적회로(MMIC)로 구현되기에 적합한 크기로 줄어들 수 있는, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로를 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention for solving the above problems, the one side is implemented as a lumped circuit and the other side is replaced by a coupling line, miniaturized λ / 4 transmission line, which can be reduced to a size suitable to be implemented as an integrated circuit (MMIC) The purpose is to provide a transmission line.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로에 있어서, 상기 /4 전송선로를 구성하는 선로 중 제1 선로()는 끝이 단락된 결합선로를 포함하여 구성되며, 제2 선로(90-)는 집중회로로 구성되는 것을 특징으로 한다.The present invention for achieving the above object is a transmission line in which the λ / 4 transmission line is downsized, / 4 first line of the lines constituting the transmission line ( ) Consists of a coupling line with a shorted end, and the second line (90- ) Is characterized by consisting of a lumped circuit.
즉, 본 발명은 MMIC로 구현되기에 적합한 크기를 갖는 초소형 /4 전송선에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 /4 전송선로는, 부분적인 선로(제1 선로)()는 끝이 단락된 결합선로와 케패시터로 이루어진 회로로 구성되고, 나머지 선로(제2 선로)(90-)는 형 lumped 등가회로로 구성된 전송선로로서, 션트(shunt)단에는 인덕터를 시리즈(series)단에는 캐패시터가 연결되어 있다. That is, the present invention is very small having a size suitable to be implemented in MMIC / 4 transmission line, according to the invention The / 4 transmission line is a partial line (the first line) ( ) Consists of a circuit consisting of a coupling line and a capacitor with a shorted end, and the remaining line (second line) (90- ) It is a transmission line composed of a type lumped equivalent circuit, in which an inductor is connected to a shunt stage and a capacitor is connected to a series stage.
다시말해, 종래의 /4 전송선로를 MMIC로 구현되기에 적합한 크기를 갖도록 더욱 줄인 본 발명에 따른 /4 전송선로는, 한쪽(제2 선로)은 집중회로로 구현되고 다른 한쪽(제1 선로)은 결합선로로 대체되어, 더욱 크기를 줄일 수 있도록 구성되어 있다.In other words, conventional According to the present invention, the / 4 transmission line is further reduced to have a size suitable to be implemented by MMIC. The / 4 transmission line is configured such that one side (the second line) is implemented as a lumped circuit and the other side (the first line) is replaced by a coupling line, thereby further reducing the size.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예가 상세히 설명된다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 2 는 본 발명에 적용되는 90o-전송선로의 일예시도이며, 도 3 은 본 발 명에 적용되는 90o-전송선로의 일실시예 등가회로로서, 도 2 에 도시된 전송선로의 등가회로이다. 또한, 도 4a 는 본 발명에 따른 '전송선로의 일실시예 등가회로서, 도 3 에 도시된 등가회로를 결합회로를 이용하여 재구성한 것이다. 또한, 도 4b 는 본 발명에 따른 '전송선로의 또 다른 일실시예 등가회로로서, 도 4a 에 대한 등가회로를 나타낸 것이다. 또한, 도 5 는 본 발명에 적용되는 /4 전송선로의 일실시예 구성도이다. 또한, 도 6 은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로의 일실시예 구성도이다.2 is a 90 o − applied to the present invention; An exemplary view of a transmission line, Figure 3 is a 90 o -applied to the present invention An equivalent circuit of one embodiment of a transmission line is an equivalent circuit of the transmission line shown in FIG. In addition, Figure 4a is in accordance with the present invention. As an equivalent embodiment of a transmission line, the equivalent circuit shown in FIG. 3 is reconfigured using a coupling circuit. In addition, Figure 4b is in accordance with the present invention. Another equivalent circuit of a transmission line is shown in FIG. 4A as an equivalent circuit. In addition, Figure 5 is applied to the present invention One embodiment configuration diagram of a / 4 transmission line. 6 is a configuration diagram of an embodiment of a transmission line in which a λ / 4 transmission line according to the present invention is miniaturized.
즉, 도 2 에 도시된 90o-전송선로의 집중소자를 이용한 등가회로는 도 3 과 같이 구현될 수 있으며, 도 3 에 도시된 C2, L2의 식은 다음과 같이 유도됨을 알 수 있다.That is, 90 o − shown in FIG. 2. The equivalent circuit using the lumped element of the transmission line may be implemented as shown in FIG. 3, and the equations of C 2 and L 2 shown in FIG. 3 are derived as follows.
한편, 도 2 에서 '를 hirota가 제안식으로 고치면, 도 3 에 도시된 Z1, C1은 [수학식 7] 및 [수학식 8]과 같이 유도됨을 알 수 있다.Meanwhile, in FIG. 2 If hirota is corrected by the formula, it can be seen that Z 1 , C 1 shown in Figure 3 is derived as shown in [Equation 7] and [Equation 8].
이것을 도 4a 와 같이 다시 결합선로로 등가적으로 대체하면, 도 4a 에 도시된, Z1 및 C1 은 [수학식 9] 및 [수학식 10]이 된다.Equivalently replacing this again with the coupling line as shown in FIG. 4A, Z 1 and C 1 shown in FIG. 4A become
상기 수학식을 기초로 하여 주파수 f=1.95 GHz 대역에서 /4 전송선을 도 5 와 같이 '=20, 90o-'=70o로 분리하여, '=20o의 전송선(제1 선로)을 초소형 결합선로로 대체하고, 90o-'=70o의 전송선(제2 선로)을 등가집중소자로 대체 한다고 가정하자.Based on the above equation, in the frequency f = 1.95 GHz band / 4 transmission line as shown in FIG. '= 20, 90 o- Separated by '= 70 o , '= 20 o replace the transmission line (the first line) with a miniature combined line, and 90 o- Suppose we replace the transmission line (second line) of '= 70 o with the equivalent concentration element.
이 경우 전송선로의 특성 임피던스가 50 이라고 가정했을 때, 70o전송선( 제2 선로)에서 C2, L2 값은 각각 1.74pF(1/wC2=46.9 ), 5.83nH(wL2=71.4 )가 됨을 알 수 있다. In this case, the characteristic impedance of the transmission line is 50 Let us assume that the values of C 2 and L 2 in the 70 o transmission line (second line) are 1.74 pF (1 / wC 2 = 46.9), respectively. ), 5.83 nH (wL 2 = 71.4 It can be seen that.
이때, 도 3 에서 길이 '를 6o로 축소했을 경우에 상기 [수학식 8]의 hirota 제안식에서 C1의 값은 0.26pF(1/wC=312 )가 되어서, 도 3 과 등가집중소자로 구성된 회로와 연결했을 경우, inductor L2가 인위적인 공진회로를 만들었을 경우에 삭제되지 않는다. At this time, the length in Figure 3 'Is reduced to 6 o , the value of C 1 is 0.26pF (1 / wC = 312) in the hirota equation of
따라서, inductor는 실제 회로상에서 MMIC로 제작되기 어렵기 때문에 hirota 제안식 만으로는 초소형으로 제작이 불가능하다. Therefore, since the inductor is difficult to be manufactured in MMIC on the actual circuit, it is impossible to manufacture the micro inductor only by the hirota proposal.
그러나, 도 4a 와 같이 결합선로를 이용하게 되면, C의 값은 매우 크기 때문에 옆에 있는 인위적인 공진회로를 만들어서 inductor L2를 없앨 수 있다. 따라서, 최종적으로는 도 6 에 도시된 바와 같이 구현될 수 있다. 도 6 에서 오른쪽 inductor L2는 branch line hybrid coupler 또는 rat race와 같은 회로에서는 그 옆에 있는 C에 의하여 없앨 수 있다. 혹은 전력 증폭기와 같은 능동회로에서는 회로 내에 hamonics 혹은 IMD(Intermodulation distion) 억제를 위하여 shunt capacitor를 추가하므로 이것을 이용하면 오른쪽 inductor L2를 삭제할 수 있다. However, when the coupling line is used as shown in FIG. 4A, since the value of C is very large, an inductor L 2 may be eliminated by forming an artificial resonance circuit next to it. Therefore, it can be finally implemented as shown in FIG. In FIG. 6, the right inductor L 2 can be eliminated by C next to it in a circuit such as a branch line hybrid coupler or a rat race. Alternatively, active circuits such as power amplifiers add shunt capacitors to suppress hamonics or IMD (Intermodulation Distion) in the circuit, which can be used to eliminate the right inductor L 2 .
상기한 바와 같이 /4 전송선의 길이를 6o로 줄이게 되면, Z1=163.6 , C1=0.26pF 가 된다. 여기서 Zoo=50 으로 놓으면, Zoe=128.1 , w=11.3 m, s=29.0 m, K=-7.16 dB, C=6.32pF 이 되어서 상기 [표 1]에서 90o를 6o로 줄이는 것보다는 아래의 [표 2]에서 20o를 6o로 줄이는 것이 C값이 작아지고, 결합선로의 폭도 크므로, 제작하기가 쉬워지는 것을 알 수 있다. As mentioned above / 4 Reduce the length of the transmission line to 6 o , Z 1 = 163.6 , C 1 = 0.26pF. Where Zoo = 50 When set to Zoe = 128.1 , w = 11.3 m, s = 29.0 m, K = -7.16 dB, C = 6.32pF, so that reducing 20 o to 6 o in [Table 2] below will reduce C value rather than reducing 90 o to 6 o in [Table 1] above, It can be seen that the width of the coupling line is also large, making it easy to manufacture.
한편, 본 발명을 사용한 경우의 시뮬레이션(simmulation) 결과는, 이하에서 도 7a 내지 도 7h 를 참조하여 설명된다.On the other hand, the simulation results in the case of using the present invention will be described below with reference to Figs. 7A to 7H.
도 7a 내지 도 7h 는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 소형화 시킨 전송 선로에 대한 시뮬레이션 결과를 설명하기 위한 다양한 예시도이다.7A to 7H are various exemplary views for explaining simulation results of a transmission line having a miniaturized λ / 4 transmission line according to the present invention.
우선 도 7a 는 상기 선행 발명을 기초로 하여 설계된 90o 전송선로를 나타낸 것으로서, 전송선로를 8o까지 초소형으로 했을 경우를 나타내었다. 이때, 중심주파수는 1.95GHz에서 설계되었고, 비유전율=12.9, 전송선로의 높이는 100㎛로 하였다. 여기서는 결합선로의 폭 w=5.1㎛가 되어 약간 좁은 것을 알 수 있다. 이것을 시뮬레이션(simmulate) 했을 경우의 90o 전송선로의 특성은 도 7b 및 도 7c 에 도시된 바와 같다.First, FIG. 7A illustrates a 90 o transmission line designed on the basis of the above-described invention, and shows a case in which the transmission line is made ultra small up to 8 o . At this time, the center frequency was designed at 1.95GHz, the relative dielectric constant = 12.9, the transmission line height was 100㎛. Here, it can be seen that the width of the coupling line is w = 5.1 μm, which is slightly narrow. The characteristics of the 90 o transmission line in the case of simulating this are as shown in Figs. 7b and 7c.
한편, 본 발명을 기초로 하여 설계된 90o 전송선로는 도 7d 에 도시된 바와 같다. 이때, 도 7d 의 C값들이 도 7a 의 C값들에 비하여 비교적 작은 것을 알 수 있다. 또한, 결합선로의 폭w=11.08㎛도 도 7a 보다 넓은 것을 알 수 있다. 도 7d 에 도시된 전송선로를 시뮬레이션(simulation) 했을 때 90o 전송선로의 특성은 도 7e 및 도 7f 에 도시된 바와 같다. On the other hand, the 90 o transmission line designed based on the present invention is as shown in Figure 7d. In this case, it can be seen that the C values of FIG. 7D are relatively smaller than the C values of FIG. 7A. In addition, it can be seen that the width w of the coupling line = 11.08 µm is wider than that of FIG. 7A. When simulating the transmission line shown in FIG. 7D, the characteristics of the 90 o transmission line are as shown in FIGS. 7E and 7F.
이때, 도 7c 및 도 7e 를 비교해보면 대역폭은 도 7c 가 넓은 것을 알 수 있다. 그러나, 시뮬레이션(simulation) 상에서는 도 7e 도 S21 및 S11특성이 우수한 것을 알 수 있다.At this time, comparing FIG. 7c and FIG. 7e, it can be seen that FIG. 7c is wide. However, it can be seen from the simulation that the characteristics of FIGS. 7E and S21 and S11 are excellent.
마지막으로, 도 7g 는 최근 회자되고 있는 Doherty 전력증폭기에 사용되는 90o 전송선로를 도시하고 있다. 상기 Doherty 전력증폭기는 IMT2000의 WCDMA방식에서 증폭기가 B급(혹은 AB급)으로 동작될 때 사용되는 것으로서, 전력 증폭기가 포화영역에 도달하였을 때 임피던스를 낮추어줌으로써 효율을 높이는 특성이 있다. 한편, 본 시뮬레이션에서는, Doherty 전력증폭기가 단말기에 장착된다면 단말기의 통화시간이 늘어나는 장점이 있지만 90o 전송선로를 MMIC chip으로 제작할 수 없어서, 90o 전송선로만 크게 제작하여 실험에 적용하였다.Finally, Figure 7g shows a 90 o transmission line used in a recently discussed Doherty power amplifier. The Doherty power amplifier is used when the amplifier is operated in class B (or class AB) in the WCDMA method of the IMT2000. The Doherty power amplifier reduces the impedance when the power amplifier reaches the saturation region, thereby improving efficiency. On the other hand, in this simulation, if the Doherty power amplifier is installed in the terminal, the talk time of the terminal is increased, but the 90 o transmission line cannot be manufactured by the MMIC chip, and only the 90 o transmission line is manufactured and applied to the experiment.
즉, 도 7g 의 왼쪽 hybrid coupler의 좌우는 결합선로와 shunt 캐패시터로 이루어진 90o 전송선로로 구성하고, 위아래는 집중소자(shunt inductor와 series capacitor)로 구성된 90o 전송선로 구현하였다. 여기서 모서리 부분의 shunt capacitor는 옆쪽의 shunt inductor로 공진회로를 만들어서 부분적으로 삭제하여 값을 줄였다. 우측은 2개의 90o 전송선로로 이루어진 것을 알 수 있다. 여기서 위쪽은 본 발명으로서 90o 전송선을 6o 까지 줄인 것을 알 수 있다. 만약 이것이 없으면 2개의 90o 전송선로로 만나는 부분의 C18값은 14.35pF이 되어 매우 크게 된다. 그러나 본 발명을 이용하면 C18값은 5.6pF이 됨을 알 수 있다.That is, the left and right hybrid couplers of FIG. 7G are composed of a 90 o transmission line composed of a coupling line and a shunt capacitor, and the top and bottom of the hybrid coupler are implemented as a 90 o transmission line composed of a shunt inductor and a series capacitor. Here, the shunt capacitor in the corner part is made by resonant circuit with side shunt inductor and partially deleted to reduce the value. It can be seen that the right side consists of two 90 o transmission lines. Here, it can be seen that the upper portion of the present invention reduces the 90 o transmission line to 6 o . If this is not the case, the C18 value of the two 90 o transmission lines is 14.35 pF, which is very large. However, using the present invention it can be seen that the C18 value is 5.6pF.
따라서 도 7g 에서 90o 전송선로를 6o 까지 줄여서 사용한다면 결과적으로 더욱 쉽게 MMIC로 제작할 수 있을 것이다.Therefore, if the 90 o transmission line is reduced to 6 o in Fig. 7g, it will be easier to fabricate the MMIC.
이상의 본 발명은 상기에서 기술된 실시예들에 의해 한정되지 않고, 당업자들에 의해 다양한 변형 및 변경을 가져올 수 있으며, 이는 첨부된 청구항에서 정의되는 본 발명의 취지와 범위에 포함된다.The present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications and changes can be made by those skilled in the art, which are included in the spirit and scope of the present invention as defined in the appended claims.
상기한 바와 같은 본 발명은, 종래의 /4 전송선로를 MMIC로 구현되기에 적합한 크기를 갖도록 최소화시킬 수 있다는 우수한 효과가 있다.The present invention as described above is conventional There is an excellent effect that the / 4 transmission line can be minimized to have a size suitable to be implemented by MMIC.
Claims (4)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020040063977A KR20060015130A (en) | 2004-08-13 | 2004-08-13 | A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020040063977A KR20060015130A (en) | 2004-08-13 | 2004-08-13 | A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20060015130A true KR20060015130A (en) | 2006-02-16 |
Family
ID=37123980
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020040063977A KR20060015130A (en) | 2004-08-13 | 2004-08-13 | A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR20060015130A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109818581A (en) * | 2017-12-04 | 2019-05-28 | 恩智浦美国有限公司 | The multichannel pmultiple amplifier of series component with the phase inverter between amplifier out |
-
2004
- 2004-08-13 KR KR1020040063977A patent/KR20060015130A/en not_active Application Discontinuation
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109818581A (en) * | 2017-12-04 | 2019-05-28 | 恩智浦美国有限公司 | The multichannel pmultiple amplifier of series component with the phase inverter between amplifier out |
KR20190065964A (en) * | 2017-12-04 | 2019-06-12 | 엔엑스피 유에스에이 인코포레이티드 | Multiple-path amplifier with series component along inverter between amplifier outputs |
US10594266B2 (en) | 2017-12-04 | 2020-03-17 | Nxp Usa, Inc. | Multiple-path amplifier with series component along inverter between amplifier outputs |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8576004B2 (en) | Metamaterial power amplifier systems | |
US7528676B2 (en) | Balun circuit suitable for integration with chip antenna | |
US7397328B2 (en) | Balanced filter device | |
US11158924B2 (en) | LTCC wide stopband filtering balun based on discriminating coupling | |
CN105846024B (en) | A kind of SIW double-layer cavity filter | |
CN106982031B (en) | Filtering F-type power amplifier based on dielectric resonator | |
US11831282B2 (en) | High frequency package | |
JP5424790B2 (en) | High power amplifier | |
CN115425375B (en) | Band-pass filter and miniaturized CQ topological structure thereof | |
JP2002368553A (en) | High frequency amplifier and radio transmitter using the same | |
JP2002151908A (en) | High frequency filter and filter system using it and electronic device employing them | |
JP4550915B2 (en) | FILTER CIRCUIT, FILTER CIRCUIT ELEMENT, MULTILAYER CIRCUIT BOARD AND CIRCUIT MODULE HAVING THE SAME | |
KR100726329B1 (en) | A Band-pass Filter Using the ?/4 Transmission Line | |
CN115149230B (en) | Balance ultra-wideband band-pass filter with harmonic suppression function | |
KR20060015130A (en) | A transmission-line miniaturizing /4 trnsmission-line | |
US20070236280A1 (en) | Active Bandpass Filter | |
KR100573395B1 (en) | 90°Hybrid Coupler Integrally Incorporating Low Pass Filter | |
JP2007180781A (en) | Resonance circuit, filter circuit and multilayer substrate | |
KR20020044748A (en) | Band pass filter using dgs | |
CN219999340U (en) | Differential power amplifier and radio frequency front end module | |
JPH0856106A (en) | High frequency resonator and high frequency filter | |
CN118054175B (en) | Miniaturized high rectangular coefficient's frequency selective device | |
Salah-Eddin et al. | Defected-ground coupled microstrip lines and its application in wideband baluns | |
WO2022209277A1 (en) | Dielectric filter | |
Tito et al. | Low-loss ultra-wideband (UWB) filters using suspended stripline |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A201 | Request for examination | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E601 | Decision to refuse application |