KR20050082585A - Temperature detecting circuit of semiconductor - Google Patents
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Abstract
본 발명은 공정조건이나 구동전압의 변화에 관계없이 안정적으로 정밀하게 온도를 감지할 수 있는 반도체 장치의 온도감지회로를 제공하기 위한 것으로, 이를 위해 본 발명은 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성과 열전압 특성을 이용하여 공정변화 및 온도변화에 관계없이 일정한 레벨의 기준전압을 출력하는 기준전압 생성부; 상기 기준전압을 이용하여 상기 아날로그-디지털 변환수단에서 동작시 기준으로 사용하는 바이어스전압과 옵셋전압을 생성하기 위한 바이어스 전압 생성부; 및 상기 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성을 이용하여 상기 온도감지된 전압을 생성하기 위한 온도감지전압 생성부를 구비하는 반도체 장치의 온도감지회로을 제공한다.The present invention is to provide a temperature sensing circuit of a semiconductor device that can sense the temperature stably and accurately regardless of process conditions or driving voltage changes, and the present invention provides a junction voltage characteristic and a thermal voltage characteristic of a bipolar transistor. A reference voltage generator for outputting a reference voltage of a constant level regardless of a process change and a temperature change by using; A bias voltage generator configured to generate a bias voltage and an offset voltage used as a reference when the analog-to-digital converting means is operated by using the reference voltage; And a temperature sensing voltage generator configured to generate the temperature sensed voltage using the junction voltage characteristic of the bipolar transistor.
Description
본 발명은 반도체 집적회로에 관한 것으로, 특히 온도를 감지할 수 있는 반도체 장치의 온도감지회로에 관한 것이다.The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, and more particularly, to a temperature sensing circuit of a semiconductor device capable of sensing a temperature.
일반적으로, 반도체 메모리의 일종인 디램(dynamic random access memory)은 스위칭 소자인 모스 트랜지스터와 저장수단인 캐패시터를 하나의 단위셀로 사용하여 빠른 시간내에 데이터를 저장 및 출력할 수 있는 장점이 있다. 그러나, 캐패시터의 특성상 자연방전에 의해 데이터가 계속 유지되지 않기 때문에, 일정한 주기로 저장된 데이터를 재충전하는 리프레시(refresh) 동작을 수행해야 한다. In general, dynamic random access memory (DRAM), which is a kind of semiconductor memory, has an advantage in that data can be stored and output in a short time by using a MOS transistor as a switching element and a capacitor as a storage unit. However, due to the nature of the capacitor, since data is not maintained by natural discharge, it is necessary to perform a refresh operation of recharging the stored data at regular intervals.
따라서, 디램(DRAM)등과 같은 반도체 메모리 소자는 메모리 셀에 저장되어 있는 데이터를 안정적으로 유지시키기 위해, 구비된 모든 단위셀을 순차적으로 리프레쉬 동작을 수행한다.Therefore, in order to stably maintain data stored in a memory cell, a semiconductor memory device such as a DRAM performs a refresh operation sequentially on all of the unit cells.
단위셀에 데이터를 보전하기 위해서 수행하는 리프레쉬 동작의 주기는 메모리 장치의 구조나 제조공정조건과 같은 요인에 의해 조금씩 변화할 수 있지만, 주로 온도에 의해서 변화하는 특성을 가지고 있다. The period of the refresh operation performed to preserve data in the unit cell may change little by little due to factors such as the structure of the memory device or the manufacturing process conditions, but mainly has a characteristic of changing by temperature.
도1은 통상적인 반도체 메모리 장치에서 온도변화에 대해 요구되는 리프레쉬 주기를 나타내는 그래프이다.1 is a graph showing a refresh cycle required for a temperature change in a conventional semiconductor memory device.
도1에 도시된 바와 같이, 반도체 메모리 장치는 동작시 온도가 높아질수록 리프레쉬 주기는 더 짧아져야 한다. 이는 캐패시터에 저장된 전하량을 데이터로 하는 반도체 메모리 장치의 특성상 고온에서 동작할수록 캐패시터에 저장된 전하량의 방전속도가 증가되어 누설전류가 급격하게 증가하기 때문이다.As shown in FIG. 1, the refresh cycle should be shorter as the temperature increases during operation of the semiconductor memory device. This is because the discharge speed of the amount of charge stored in the capacitor increases as the semiconductor memory device uses the amount of charge stored in the capacitor as data, so that the leakage current rapidly increases.
따라서 반도체 메모리 장치의 리프레쉬 동작 주기를 설계하는 데 있어서, 일반적인 상온에 맞는 리프레쉬 동작 주기로 설계되었다면 온도가 높아질수록 리프레쉬 동작이 수행되기 전에 메모리 장치의 단위셀에 저장된 데이터가 손실될 우려가 있다.Therefore, in designing a refresh operation cycle of a semiconductor memory device, if the refresh operation cycle is designed for a normal room temperature, data stored in a unit cell of a memory device may be lost as the temperature increases.
그러므로 반도체 메모리 장치의 리프레쉬 주기를 설계하는 데 있어서는 반도체 메모리 장치가 동작할 수 있는 최대 온도에서 필요한 리프레쉬 주기를 기준으로 설계를 하게 된다.Therefore, in designing the refresh cycle of the semiconductor memory device, the design is based on the refresh cycle required at the maximum temperature at which the semiconductor memory device can operate.
이렇게 설계하게 되면, 반도체 메모리 장치가 실제 주로 동작하게 되는 상오에서는 필요이상으로 자주 리프레쉬 동작을 수행하게 되고, 불필요한 전류를 소모하게 되는 셈이다.In this design, when the semiconductor memory device is actually operated mainly, the refresh operation is performed more frequently than necessary, and unnecessary current is consumed.
이를 해결하기 위해 온도감지회로를 구비하여 온도감지된 결과에 따라 리프레쉬 주기를 조절하는 반도체 메모리 장치가 제안되었다.In order to solve this problem, a semiconductor memory device including a temperature sensing circuit and controlling a refresh cycle according to a result of temperature sensing has been proposed.
도2는 종래기술에 의해 온도변화에 따라 리프레쉬 동작을 제어할 수 있는 반도체 메모리 장치를 나타내는 블럭구성도이다.2 is a block diagram illustrating a semiconductor memory device capable of controlling a refresh operation according to a temperature change according to the related art.
도2를 참조하여 살펴보면, 종래기술에 의한 반도체 메모리 장치는 온도를 감지할 수 있는 온도감지부(10)와, 온도감지부(10)에서 감지된 온도신호(TL,TH)에 대응하여 리프레쉬 주기를 제어하는 리프레쉬 제어부(20)와, 다수의 단위셀을 구비하며, 리프레쉬제어부에서 출력하는 리프레쉬 동작신호(Ref)에 응답하여 리프레쉬 동작을 수행하는 메모리 코어블럭(30)을 구비한다.Referring to FIG. 2, the semiconductor memory device according to the related art has a refresh period corresponding to a temperature sensing unit 10 capable of sensing a temperature and a temperature signal TL and TH detected by the temperature sensing unit 10. And a memory core block 30 including a refresh control unit 20 to control the control unit and a plurality of unit cells, and performing a refresh operation in response to the refresh operation signal Ref output from the refresh control unit.
도3은 도2에 도시된 온도감지부(10)를 나타내는 회로도이다.FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the temperature sensing unit 10 shown in FIG. 2.
도3을 참조하여 살펴보면, 온도감지부(10)는 온도의 변화에 지연값이 크게 변하는 제1 지연부(11)와 온도의 변화에 지연값이 제1 지연부(11)보다 상대적으로 적게 변화하는 제2 지연부(12)와, 제1 지연부(11)와 제2 지연부(12)의 출력신호를 조합하여 온도감지 신호(TH,TL)를 출력하는 신호출력부(13)를 구비한다.Referring to FIG. 3, the temperature sensing unit 10 has a first delay unit 11 having a large change in delay value and a relatively small delay value at temperature change than the first delay unit 11. The second delay unit 12 and the signal output unit 13 for outputting the temperature sensing signals TH and TL by combining the output signals of the first delay unit 11 and the second delay unit 12. do.
도4는 도3에 도시된 온도감지부의 동작을 나타내는 파형도이다. 이하에서 도2 내지 도4를 참조하여 종래기술에 의한 반도체 메모리 장치의 동작을 살펴본다.FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the temperature sensing unit shown in FIG. Hereinafter, the operation of the semiconductor memory device according to the related art will be described with reference to FIGS. 2 to 4.
먼저 도3에 도시된 온도감지부(10)의 동작을 살펴보면, 제1 지연부(11)는 입력신호(A)를 소정시간 지연시켜 출력하되 온도의 변화에 지연값을 크게 변화시켜 출력한다. 제2 지연부(12)는 제1 지연부(11)보다 상대적으로 온도의 변화에 입력신호(A)의 지연값을 적게 변화하여 출력하게 된다.First, the operation of the temperature sensing unit 10 shown in FIG. 3 will be described. The first delay unit 11 outputs the input signal A by delaying the predetermined time, but changes the delay value by a large change in temperature. The second delay unit 12 changes and outputs the delay value of the input signal A by changing the temperature relatively less than the first delay unit 11.
이는 제1 지연부(11)는 직렬연결된 인버터만으로 구성되었으나, 제2 지연부(12)는 직렬연결된 인버터와 저항이 함께 구비되었기 때문이다. 저항은 인버터를 구성하는 모스트랜지스터보다 통상적으로 온도의 변화에 따라 특성의 변화가 작기 때문이다.This is because the first delay unit 11 includes only inverters connected in series, but the second delay unit 12 is provided with an inverter and a resistor connected in series. This is because the resistance is usually smaller than the morph transistor constituting the inverter due to the change in temperature.
신호조합부(13)에서는 제1 지연부(11)와 제2 지연부(12)의 출력파형을 조합하여 고온감지신호(TH)와 저온감지신호(TL)을 출력하게 된다.The signal combination unit 13 combines the output waveforms of the first delay unit 11 and the second delay unit 12 to output the high temperature detection signal TH and the low temperature detection signal TL.
저온에서는 제1 지연부(11)에서 상대적으로 제2 지연부(12)보다 지연값이 커게 줄어들게 되어 출력단(TSD)이 제2 지연부(12)의 출력단(TISD)보다 먼저 하이레벨로 변화하게 되고, 이를 신호조합부(13)에서 조합하여 저온감지신호(TL)을 출력하게 된다.At low temperatures, the first delay unit 11 has a relatively smaller delay value than the second delay unit 12 so that the output stage TSD changes to a high level before the output stage TISD of the second delay unit 12. The combination is performed by the signal combination unit 13 to output the low temperature detection signal TL.
고온에서는 제1 지연부(11)에서 상대적으로 제2 지연부(12)보다 지연값이 작게 줄어들게 되어 출력단(TSD)이 제2 지연부(12)의 출력단(TISD)보다 늦게 하이레벨로 변화하게 되고, 이를 신호조합부(13)에서 조합하여 고온감지신호(TH)를 출력하게된다.At high temperatures, the delay value of the first delay unit 11 is relatively smaller than that of the second delay unit 12 so that the output stage TSD changes to a higher level later than the output stage TISD of the second delay unit 12. The combination is performed by the signal combination unit 13 to output the high temperature detection signal TH.
리프레쉬 제어부(20)에서는 고온감지신호(TH)와 저온감지신호(TL)에 응답하여 리프레쉬 주기가 조절된 리프레쉬 동작신호(Ref)를 생성하여 메모리 코어블럭으로 출력하게 된다.The refresh control unit 20 generates a refresh operation signal Ref having a refresh cycle adjusted in response to the high temperature detection signal TH and the low temperature detection signal TL and outputs the refresh operation signal Ref to the memory core block.
메모리 코어블럭(30)에서는 리프레쉬 동작신호(Ref)에 응답하여 리프레쉬 동작을 수행하게 된다.The memory core block 30 performs the refresh operation in response to the refresh operation signal Ref.
그러나, 이상에서 살펴본 바와 같이 온도감지부에서 감지하는 온도의 변화는 고온과 저온등 2단계뿐이고, 이에 대응하여 리프레쉬 동작 주기를 변화시킨다 하더라도 2 단계정도의 변화만이 가능하다.However, as described above, the temperature change detected by the temperature sensing unit is only two stages such as high temperature and low temperature, and correspondingly, even if the refresh operation cycle is changed, only a change of about two stages is possible.
실제로 도2에 도시된 온도 감지회로를 이용하여서는 2~3단계 정도의 온도레벨만을 감지할 수 있어 리프레쉬 동작주기를 온도의 변화에 대응하여 변화시키는 데에 많은 한계가 있다.In fact, the temperature sensing circuit shown in FIG. 2 can detect only a temperature level of about 2 to 3 steps, and thus there are many limitations in changing the refresh operation cycle in response to a change in temperature.
또한, 온도변화에 대한 저항과 인버터의 동작속도 차이를 이용한 온도감지회로에서 감지할 수 있는 온도변화폭이 적게는 30도에서 크게는 50도 이상으로, 정밀한 온도감지를 할 수 없다.In addition, the temperature change range that can be detected in the temperature sensing circuit using the resistance to the temperature change and the operation speed of the inverter is less than 30 degrees to as large as 50 degrees or more, and precise temperature sensing is not possible.
반도체 메모리 장치는 대체로 일정한 레벨의 온도범위에서 주로 동작되기 때문에, 전술한 바와 같은 온도 감지회로를 이용하여 리프레쉬 동작 주기를 제어하더라도 정밀한 온도를 감지할 수 없기 때문에, 반도체 메모리 장치는 항상 같은 리프레쉬 동작주기로 동작하게 된다. Since the semiconductor memory device is generally operated at a constant level temperature range, the semiconductor memory device cannot always detect the precise temperature even if the refresh operation cycle is controlled using the temperature sensing circuit as described above. It will work.
따라서 종래기술에 의해서는 온도변화에 대응하는 리프레쉬 동작주기를 변화시키는 것이 전류소모를 줄이는 데 큰 의미가 없게 되는 것이다. 오히려 크게 사용되지 않는 온도 감지부만 추가로 구비되어 회로의 면적만 증가되는 형편이다.Therefore, according to the related art, changing the refresh operation cycle corresponding to the temperature change does not mean much to reduce the current consumption. Rather, only the temperature sensing unit, which is not largely used, is additionally provided, which increases the area of the circuit.
따라서 반도체 장치가 동작할 때의 온도를 정밀하게 감지할 수 있는 온도감지회로가 필요하다.Therefore, there is a need for a temperature sensing circuit that can accurately sense the temperature when the semiconductor device is operating.
본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위해, 공정조건이나 구동전압의 변화에 관계없이 안정적으로 정밀하게 온도를 감지할 수 있는 반도체 장치의 온도감지회로를 제공함을 목적으로 한다. SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above problems, an object of the present invention is to provide a temperature sensing circuit of a semiconductor device capable of stably and accurately sensing temperature regardless of process conditions or changes in driving voltage.
상기의 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성과 열전압 특성을 이용하여 공정변화 및 온도변화에 관계없이 일정한 레벨의 기준전압을 출력하는 기준전압 생성부; 상기 기준전압을 이용하여 상기 아날로그-디지털 변환수단에서 동작시 기준으로 사용하는 바이어스전압과 옵셋전압을 생성하기 위한 바이어스 전압 생성부; 및 상기 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성을 이용하여 상기 온도감지된 전압을 생성하기 위한 온도감지전압 생성부를 구비하는 반도체 장치의 온도감지회로을 제공한다.In order to solve the above problems, the present invention provides a reference voltage generator for outputting a reference voltage of a constant level regardless of process changes and temperature changes by using the junction voltage characteristics and the thermal voltage characteristics of a bipolar transistor; A bias voltage generator configured to generate a bias voltage and an offset voltage used as a reference when the analog-to-digital converting means is operated by using the reference voltage; And a temperature sensing voltage generator configured to generate the temperature sensed voltage using the junction voltage characteristic of the bipolar transistor.
이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시 할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 가장 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.Hereinafter, the most preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art can easily implement the technical idea of the present invention. do.
도5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 온도감지회로를 내는 블럭구성도이다.5 is a block diagram showing a temperature sensing circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
도5를 참조하여 살펴보면, 온도감지부(100)는 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성(Q1과 Q2의 에미터 베이스간의 정션전압) 및 열전압 특성(VT=kT/q)을 이용하여 공정변화 및 온도변화에 관계없이 일정한 레벨의 기준전압(Vref)을 출력하는 기준전압 생성부(110)와, 기준전압(Vref)을 이용하여, 아날로그-디지털 변환부에서 온도감지된 전압을 디지털코드로 변활 때에 기준이 되는 전압인 바이어스 전압(Vbias)과 옵셋전압(Vos)을 생성하기 위한 바이어스 전압 생성부(120)와, 바이폴라트랜지스터의 정션전압 특성(Q2의 에미터 베이스간의 정션전압 특성)을 이용하여 온도감지된 전압(Vtemp)을 생성하기 위한 온도감지전압 생성부(130)와, 리프레쉬 주기 조정 제어부(300)에서 출력되는 온도감지 활성화신호(Sen)에 응답하여 기준전압 생성부(110), 바이어스 전압 생성부(120) 및 온도감지전압 생성부(130)를 활성화시키는 온도감지 활성화부(160)를 구비한다.Referring to FIG. 5, the temperature sensing unit 100 uses the junction voltage characteristic (junction voltage between the emitter bases of Q1 and Q2) and the thermal voltage characteristic (VT = kT / q) of the bipolar transistor to change process and temperature. The reference voltage generator 110 outputs a reference voltage Vref of a constant level regardless of the change, and the reference voltage Vref is used to change the temperature sensed voltage in the analog-digital converter into a digital code using the reference voltage Vref. Temperature sensing using the bias voltage generator 120 for generating the bias voltage Vbias and the offset voltage Vos, and the junction voltage characteristic of the bipolar transistor (junction voltage characteristic between emitter bases of Q2). Generation of the reference voltage generator 110 and the bias voltage in response to the temperature sensing voltage generation unit 130 and the temperature sensing activation signal Sen output from the refresh period adjustment control unit 300 to generate the predetermined voltage Vtemp. (120) Temperature sensing and a temperature-sensing activation unit 160 for activating the voltage generator 130.
기준전압 생성부(110)는 일측이 접지전원 공급단(VSS)에 연결되며 베이스가 콜렉터에 다이오드 접속된 바이폴라트랜지스터(Q2)와, 일측이 접지전원 공급단(VSS)에 연결되며, 베이스가 콜렉터에 다이오드 접속된 바이폴라트랜지스터(Q1)와, 일측이 바이폴라트랜지스터(Q2)의 타측에 접속된 저항(R1)과, 일측이 저항(R1)의 타측에 접속된 저항(R2)과, 일측이 바이폴라트랜지스터(Q1)의 타측에 접속되고, 타측은 저항(R2)의 타측에 접속된 저항(R3)과, 정입력단(+)이 저항(R2,R3)의 공통노드에 접속되고 부입력단(-)이 저항(R3)과 바이폴라트랜지스터(Q1)의 공통노드에 접속된 연산증폭기(op-amp1)와, 연산증폭기(op-amp1)의 출력을 게이트로 입력받으며, 제공되는 구동전압(Vop)을 저항(R2)과 저항(R3)의 타측단으로 공급하기 위한 모스트랜지스터(MP2)를 구비하며, 모스트랜지스터(MP2)와 저항(R2)의 공통노드에서 기준전압(Vref)을 출력한다.The reference voltage generator 110 has one side connected to the ground power supply terminal (VSS), the base of which is connected to the collector with a bipolar transistor Q2, and one side connected to the ground power supply terminal (VSS), and the base is connected to the collector. A bipolar transistor Q1 connected to a diode, a resistor R1 connected at one side to the other side of the bipolar transistor Q2, a resistor R2 connected at one side to the other side of the resistor R1, and a bipolar transistor at one side. A resistor R3 connected to the other side of Q1 and the other end connected to the other side of the resistor R2, a positive input terminal (+) is connected to a common node of the resistors R2, R3, and a negative input terminal (-) is connected. The operational amplifier op-amp1 and the output of the operational amplifier op-amp1 connected to the common node of the resistor R3 and the bipolar transistor Q1 are input to the gate, and the provided driving voltage Vop is applied to the resistor. R2) and a MOS transistor (MP2) for supplying the other end of the resistor (R3), the MOS transistor (MP2) ) And the reference voltage Vref at the common node of the resistor R2.
온도감지부(100)는 구동전압(Vop)이 공급되는 타이밍에 저항(R2,R3)의 공통노드이 인가되는 전압레벨을 일정레벨이상 상승시키기 위한 초기화회로부(140)를 더 구비한다.The temperature sensing unit 100 further includes an initialization circuit unit 140 for raising the voltage level to which the common node of the resistors R2 and R3 is applied by a predetermined level or more at a timing at which the driving voltage Vop is supplied.
온도감지전압 생성부(130)는 일측이 접지전압 공급단(VSS)에 접속된 저항(R4)과, 저항(R4)에 직렬연결된 저항(R5)과, 정입력단(+)이 저항(R4)과 저항(R5)의 공통노드에 접속되며, 바이폴라트랜지스터(Q2)의 에미터가 부입력단(-)으로 연결된 연산증폭기(op-amp2)와, 연산증폭기(op-amp2)의 출력을 게이트로 입력받으며 일측으로 구동전압(Vop)을 입력받고, 타측은 저항(R5)에 연결되며, 타측단으로 온도감지된 전압(Vtemp)을 출력하는 모스트랜지스터(MP3)를 구비한다.The temperature sensing voltage generator 130 has a resistor R4 connected at one side to the ground voltage supply terminal VSS, a resistor R5 connected in series with the resistor R4, and a positive input terminal (+) at the resistor R4. And the output of the operational amplifier op-amp2 and the operational amplifier op-amp2 connected to the common node of the resistor R5 and the emitter of the bipolar transistor Q2 connected to the negative input terminal (-). It receives a driving voltage (Vop) to one side, and the other side is connected to the resistor (R5), and has a morph transistor (MP3) for outputting the temperature sensed voltage (Vtemp) to the other end.
바이어스 전압 생성부(120)는 인가되는 구동전압(Vop)을 제1 레벨의 상위전압(Vu)과 제1 레벨보다 낮은 제2 레벨의 하위전압(Vd)과 제1 레벨과 제2 레벨의 사이값을 가지는 분배전압(Vm)으로 분배하기 위한 전압분배부(121)와, 부입력단(-)으로 기준전압(Vref)을 입력받고, 정입력단(+)으로 분배전압(Vm)을 입력받는 연산증폭기(op-amp3)와, 연산증폭기(op-amp3)의 출력에 응답하여 구동전압(Vop)을 전압분배부(121)로 공급하는 전압공급부(122)와, 제1 레벨의 상위전압(Vu)을 정입력단(+)으로 입력받고, 아날로그-디지털 변환부(200)에서 피드백되는 피드백 상위전압(Vbias)을 입력받아 바이어스 전압(Vbias)을 출력하는 연산증폭기(op-amp4)와, 제2 레벨의 상위전압(Vu)을 부입력단(-)으로 입력받고, 아날로그-디지털 변환부(200)에서 피드백되는 피드백 하위전압(Vd-f)을 입력받아 옵셋전압(Vos)을 출력하는 연산증폭기(op-amp5)를 구비한다.The bias voltage generator 120 sets the driving voltage Vo to be applied between the upper voltage Vu of the first level and the lower voltage Vd of the second level lower than the first level, and the first level and the second level. A voltage divider 121 for distributing the split voltage Vm having a value, a reference voltage Vref to the negative input terminal (-), and a split voltage Vm to the positive input terminal (+) A voltage supply unit 122 for supplying the driving voltage Vop to the voltage divider 121 in response to the output of the amplifier op-amp3 and the operational amplifier op-amp3, and the upper voltage Vu of the first level. ) Is input to the positive input terminal (+), the operational amplifier (op-amp4) for receiving the feedback upper voltage (Vbias) fed back from the analog-to-digital converter 200 and outputs a bias voltage (Vbias), and the second The upper voltage Vu of the level is input to the negative input terminal (-), and the feedback lower voltage Vd-f fed back from the analog-digital converter 200 is inputted before offset. It includes an operational amplifier (op-amp5) for outputting (Vos).
바이어스 전압 생성부(120)는 아날로그-디지털 변환부(200)에서 피드백되는 피드백 상위전압(Vu-f)과 피드백 상위전압(Vd-f)에 의해 각각 보정된 바이어스 전압(Vbias)과 옵셋전압(Vos)을 출력하게 된다.The bias voltage generator 120 may adjust the bias voltages Vbias and the offset voltages respectively corrected by the feedback upper voltage Vu-f and the feedback upper voltage Vd-f fed back from the analog-digital converter 200. Vos) will be output.
전압공급부(122)는 연산증폭기(op-amp3)의 출력을 게이트로 입력받으며, 일측으로 구동전압(Vop)을 입력받아 타측에 접속된 전압분배부(121)로 전달하는 모스트랜지스터(MP1)를 구비한다. 또한, 전압분배부(121)는 직렬연결된 다수의 저항(Rd1 ~ Rd8)을 구비한다.The voltage supply unit 122 receives the output of the operational amplifier op-amp3 as a gate, receives the driving voltage Vop to one side, and transfers the MOS transistor MP1 to the voltage divider 121 connected to the other side. Equipped. In addition, the voltage divider 121 includes a plurality of resistors Rd1 to Rd8 connected in series.
온도감지 활성화부(160)는 리프레쉬주기 조정 제어부(300)에서 출력되는 온도감지 활성화신호(Sen)에 응답하여 턴온되어 일측에서 전원전압(VDD)을 입력받아 기준전압 생성부(110), 바이어스 전압 생성부(120) 및 온도감지전압 생성부(130)로 구동전압(Vop)을 공급하는 모스스트랜지스터(MP4)를 구비한다.The temperature sensing activation unit 160 is turned on in response to the temperature sensing activation signal Sen output from the refresh cycle adjustment control unit 300 to receive the power supply voltage VDD from one side, and the reference voltage generator 110 and the bias voltage. The MOS transistor MP4 supplies the driving voltage Vop to the generator 120 and the temperature sensing voltage generator 130.
도6은 도5에 도시된 바이어스 전압생성부를 나타내는 회로도이다.FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a bias voltage generator shown in FIG. 5.
도6을 참조하여 살펴보면, 바이어스 전압생성부(150)는 바이어스 전압(Vb)을 생성하여 도7에 도시된 다섯개의 연산증폭기에 공급하는 역할을 한다.Referring to FIG. 6, the bias voltage generator 150 generates a bias voltage Vb and supplies the five operational amplifiers shown in FIG. 7.
도7은 도5에 도시된 초기화 회로를 나타내는 회로도이다.FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an initialization circuit illustrated in FIG. 5.
도7를 참조하여 살펴보면, 초기화회로(140)는 구동전압(Vop)가 공급될 때에 기준전압(Vref)의 전압레벨을 일정부분 상승시키는 역할을 하는 회로이다. 만약 연산증폭기(op-amp1)의 정입력단(+)과 부입력단(-) 모두가 접지전압레벨로 유지가 되는 경우에, 연산증폭기의 두 입력단 전압레벨이 동일하기 때문에 출력값의 변화가 생기지 않는다. 이 경우는 에러상태임에도 더이상 동작이 되질 않게 된다.Referring to FIG. 7, the initialization circuit 140 increases the voltage level of the reference voltage Vref by a predetermined amount when the driving voltage Vop is supplied. If both the positive input terminal (+) and the negative input terminal (−) of the operational amplifier op-amp1 are maintained at the ground voltage level, the output value does not change because the two input terminal voltage levels of the operational amplifier are the same. In this case, even if it is an error state, it can no longer be operated.
구동전압이 공급되더라도 경우에 따라서 상기의 상태를 유지할 수 있게 되는데, 초기화회로에서 기준전압(Vref)의 전압레벨을 일정부분 상승시켜 연산증폭기의 두 입력단 전압레벨이 접지전압레벨로 계속 유지되는 상태를 방지하게 되는 것이다.Even if the driving voltage is supplied, the above state can be maintained in some cases. In the initialization circuit, the voltage level of the reference voltage Vref is increased by a certain amount so that the voltage level of the two input terminals of the operational amplifier is kept at the ground voltage level. Will be prevented.
초기화 회로(140)는 구동전압이 공급되기 시작하는 동작 초기 기준전압(Vref)의 전압을 일정레벨 상승시키고, 이후에 연산증폭기(op-amp1)의 출력(Vrefbias)에 의해 디스에이블상태가 된다.The initialization circuit 140 raises the voltage of the operation initial reference voltage Vref at which the driving voltage starts to be supplied to the predetermined level, and then is disabled by the output Vrefbias of the operational amplifier op-amp1.
도8은 도5에 도시된 연산증폭기를 나타내는 회로도이다.FIG. 8 is a circuit diagram illustrating the operational amplifier illustrated in FIG. 5.
도8을 참조하여 살펴보면, 연산증폭기는 바이어스 전압생성부(150)에서 공급되는 바이어스 전압(Vb)에 따라 활성화되어, 정입력단(+)과 부입력단(-)에 인가되는 전압레벨의 차이에 대응하는 전압(out)을 출력한다.Referring to FIG. 8, the operational amplifier is activated according to the bias voltage Vb supplied from the bias voltage generator 150 to correspond to a difference between voltage levels applied to the positive input terminal (+) and the negative input terminal (−). Outputs a voltage (out).
도9는 도5에 도시된 온도감지회로의 동작을 나타내는 파형도이다. 이하에서 도5 내지 도9를 참조하여 본 실시예에 따른 온도감지부의 동작을 살펴본다.FIG. 9 is a waveform diagram showing the operation of the temperature sensing circuit shown in FIG. Hereinafter, the operation of the temperature sensing unit according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 5 to 9.
먼저, 온도감지부(100)의 기준전압 생성부(110)에서는 공정조건과 구동전압의 변화에 둔감하면서도 온도의 변환에 무관한 기준전압(Vref)을 생성하여 출력한다.First, the reference voltage generator 110 of the temperature sensing unit 100 generates and outputs a reference voltage Vref which is insensitive to changes in process conditions and driving voltages but is independent of temperature conversion.
초기화회로(140)에서 구동전압이 공급되기 시작하면 기준전압(Vref)을 소정레벨까지 상승시킨다. 이로 인하여 연산증폭기(op-amp1)에서 소정 전압값이 출력되어 모스트랜지스터(MP2)를 턴온시킨다. 턴온된 모스트랜지스터(MP2)에 의해 저항(R2,R1)과 저항(R3)으로 전류가 공급되어, 연산증폭기(op-amp1)의 두 입력단에 일정한 전압이 인가된다. 이로 인해 연산증폭기(op-amp1)의 출력전압 레벨이 조정되고, 모스트랜지스터(MP2)의 턴온정도가 변화하게 되어 모스트랜지스터(MP2)를 통해 저항(R2,R3)으로 공급되는 전류량이 조정된다. When the driving voltage is supplied from the initialization circuit 140, the reference voltage Vref is raised to a predetermined level. As a result, a predetermined voltage value is output from the operational amplifier op-amp1 to turn on the MOS transistor MP2. The current is supplied to the resistors R2 and R1 and the resistor R3 by the turned-on MOS transistor MP2, and a constant voltage is applied to two input terminals of the operational amplifier op-amp1. As a result, the output voltage level of the operational amplifier op-amp1 is adjusted, and the turn-on degree of the MOS transistor MP2 is changed to adjust the amount of current supplied to the resistors R2 and R3 through the MOS transistor MP2.
이 동작은 연산증폭기(op-amp1)의 두 입력단에 같은 전압레벨이 인가될 때 까지 계속되며, 연산증폭기(op-amp1)의 두 입력단에 같은 전압레벨이 인가되면, 일정한 레벨의 기준전압(Vref)이 저항(R2,R3)의 공통노드에 인가된다. This operation continues until the same voltage level is applied to the two input terminals of the operational amplifier op-amp1. When the same voltage level is applied to the two input terminals of the operational amplifier op-amp1, the reference voltage Vref of a constant level is applied. Is applied to the common node of resistors R2 and R3.
여기에서 생성된 기준전압(Vref)은 바이어스 전압 생성부(120)로 공급하게 된다. 이하에서 기준전압(Vref)이 가지는 전압레벨을 수식으로 살펴본다. 통상 바이폴라트랜지스터(Q1,Q2)에 흐르는 전류량은 아래의 수학식1과 같이 표현된다.The reference voltage Vref generated here is supplied to the bias voltage generator 120. Hereinafter, the voltage level of the reference voltage Vref will be described. In general, the amount of current flowing through the bipolar transistors Q1 and Q2 is expressed by Equation 1 below.
여기서 VT는 열전압(Thermometer Voltage)를 말하며, 절대온도에 비례하는 전압으로서 kT/q를 나타내는 것이다. q는 전하량이고, k는 볼쯔만(Bolzamann)상수이다.Here, VT refers to a thermal voltage and denotes kT / q as a voltage proportional to absolute temperature. q is the charge quantity and k is the Boltzmann constant.
계속해서 살펴보면, 연산증폭기(op-amp1)의 두 입력단에 인가되는 전압이 동일하다면, 저항(R1)에 흐르는 전류는 수학식2와 같이 표현된다.Continuing look at, if the voltage applied to the two input terminals of the operational amplifier (op-amp1) is the same, the current flowing through the resistor (R1) is expressed as in Equation (2).
한편, N:1의 비율을 갖는 바이폴라트랜지스터(Q2,Q1)에 흐르게 되는 전류량은 각각 아래의 수학식3과 같이 표현된다.On the other hand, the amount of current flowing through the bipolar transistors (Q2, Q1) having a ratio of N: 1 is expressed by Equation 3 below.
여기서 수학식3과 IQ1/IQ2=R2/R3(연산증폭기의 두 입력단이 같은 전압레벨임을 이용)을 이용하면 두 바이폴라트랜지스터간의 베이스-에미터 전압차이는 아래의 수학식4와 같이 되고, 기준전압(Vref)은 수학식5와 같이 표현된다.Here, using Equation 3 and I Q1 / I Q2 = R2 / R3 (using the two input stages of the operational amplifier at the same voltage level), the base-emitter voltage difference between the two bipolar transistors is as shown in Equation 4 below. The reference voltage Vref is expressed as in Equation 5.
기준전압(Vref)을 나타내는 수학식5를 살펴보면, Vbe1은 온도에 대하여 약 -2mv 정도의 음의 계수를 갖고 VT가 양의계수를 갖고 있으므로, (R2/R1)ln(NR2/R3)의 값을 조정하여 두 계수의 절대값을 갖도록 하게 되면 온도에 무관한 정전압 Vref가 생성된다.Referring to Equation 5 representing the reference voltage (Vref), since Vbe1 has a negative coefficient of about -2mv with respect to temperature and VT has a positive coefficient, the value of (R2 / R1) ln (NR2 / R3) By adjusting to make the absolute value of the two coefficients, constant voltage Vref independent of temperature is generated.
한편, 온도감지전압 생성부(130)는 바이폴라트랜지스터(Q2)의 에미터단에 인가되는 전압을 증폭하여 온도감지된 전압(Vtemp)를 생성하여 출력하게 된다. Vbe1에 인가되는 전압은 전술한 바와 같이 온도의 증가에 약 -2.1mV/C의 음의 값을 가지고 있다. 이것을 그대로 온도감지된 전압(Vtemp)으로 사용할 수도 있으나, 이를 경우 온도의 변화에 따라 온도감지된 전압의 변화량이 너무 작아서 이를 감지하기가 어려운 면이 생긴다. 따라서 본 실시예의 온도감지전압생성부(130)는 최소 구동전압이 허용하는 범위안에서, 저항(R4)와 저항(R5)의 비만큼 증폭시켜 출력하고 있으며, 이를 회로구성한 것이 도7에 도시된 온도갑지전압 생성부(130)이다.Meanwhile, the temperature sensing voltage generator 130 amplifies the voltage applied to the emitter terminal of the bipolar transistor Q2 to generate and output the temperature sensed voltage Vtemp. The voltage applied to Vbe1 has a negative value of about -2.1 mV / C with increasing temperature as described above. This may be used as the temperature sensed voltage (Vtemp) as it is, but in this case, the amount of change in the temperature sensed voltage is too small according to the change in temperature, which makes it difficult to detect it. Therefore, the temperature sensing voltage generation unit 130 of the present embodiment amplifies and outputs the ratio of the resistor R4 and the resistor R5 within the range allowed by the minimum driving voltage, and the circuit configuration shows the temperature shown in FIG. The sudden voltage generation unit 130.
온도감지된 전압의 레벨은 아래의 수학식6에 의해 표현된다.The level of the temperature sensed voltage is represented by Equation 6 below.
수학식6에 의해 표현되는 온도감지된 전압(Vtemp)은 바이폴라트랜지스터(Q2)의 에미터에 인가되는 전압을 저항(R4)과 저항(R5)의 비만큼 증폭시켜 출력하게 되는 전압이다. 여기서 최소 공급전압이 허용하는 최대 감도를 가지기 위해서 R5와 R4의 비는 약 2.013배로 구성하면 되는데, 이 경우 온도감지된 전압(Vtemp)은 -4.25mv/℃를 가지게 된다. 이 때의 온도감지된 전압(Vtemp)은 도11에 도시된 바와 같이 온도가 높을 수록 낮은 레벨을 가지게 된다.The temperature sensed voltage Vtemp represented by Equation 6 is a voltage that is output by amplifying a voltage applied to the emitter of the bipolar transistor Q2 by the ratio of the resistor R4 and the resistor R5. Here, in order to have the maximum sensitivity allowed by the minimum supply voltage, the ratio of R5 and R4 may be configured to about 2.013 times. In this case, the temperature sensed voltage (Vtemp) has -4.25mv / ° C. At this time, the temperature sensed voltage Vtemp has a lower level as the temperature is higher as shown in FIG.
한편, 바이어스 전압 생성부(120)는 공정조건과 구동전압의 변화에 둔감한 기준전압(Vref)을 입력받아 이를 분배한 다음 상위전압(Vu)과 하위전압(Vd)을 생성한다.On the other hand, the bias voltage generation unit 120 receives the reference voltage (Vref) insensitive to changes in the process conditions and the driving voltage and distributes it, and generates an upper voltage (Vu) and a lower voltage (Vd).
여기서 바이어스 전압 생성부(120)에서 생성된 상위전압(Vu)과 하위전압(Vd)는 각각 온도감지부(100)가 감지할 수 있는 최소온도(약 -10도)와 최대온도(약 110도)에서의 온도감지된 전압(Vtemp)을 나타내는 것이다.Here, the upper voltage Vu and the lower voltage Vd generated by the bias voltage generator 120 are respectively the minimum temperature (about -10 degrees) and the maximum temperature (about 110 degrees) that the temperature sensing unit 100 can detect. Represents the temperature sensed voltage (Vtemp).
한편, 온도감지 활성화부(160)는 리프레쉬 주기 조정제어부(300)에서 출력되는 온도감지 활성화신호(Sen)에 턴온되어 바이어스 전압 생성부(120)와 기준전압 생성부(110)와 온도감지전압 생성부(130)로 구동전압(Vop)을 공급하게 된다.Meanwhile, the temperature sensing activation unit 160 is turned on by the temperature sensing activation signal Sen output from the refresh cycle adjustment control unit 300 to generate the bias voltage generating unit 120, the reference voltage generating unit 110, and the temperature sensing voltage. The driving voltage Vop is supplied to the unit 130.
도9를 참조하여 살펴보면, 온도가 증가할 수록 온도감지된 전압이 점점 낮아지는 것을 알 수 있으며, 상위전압(Vu)은 온도의 변화에 상관없이 일정한 약 1.37V의 전압레벨을 가지며 하위 전압(Vd)은 온도의 변화에 상관없이 일정한 약 830mV의 전압레벨을 가지는 것을 알 수 있다.Referring to FIG. 9, it can be seen that as the temperature increases, the temperature sensed voltage gradually decreases. The upper voltage Vu has a constant voltage level of about 1.37 V regardless of the change in temperature and the lower voltage Vd. ) Can be seen to have a constant voltage level of about 830mV regardless of the change in temperature.
이상에서 살펴본 바와 같이 본 실시예에 따른 온도감지부(100)는 온도가 증가함에 따라 감소하는 온도감지된 전압(Vtemp)을 출력하는 것과 동시에 현재 온도감지회로가 감지할 수 있는 최대온도와 최소온도에 대응하는 하위전압(Vd)과 상위전압(Vu)을 출력하는 것을 핵심적 특징으로 하고 있다.As described above, the temperature sensing unit 100 according to the present embodiment outputs a temperature sensed voltage Vtemp that decreases as the temperature increases, and at the same time, the maximum and minimum temperatures that the current temperature sensing circuit can detect. The key feature is to output the lower voltage Vd and the upper voltage Vu corresponding to the output voltage.
본 실시예에 따른 온도감지회로가 출력하는 온도감지된 전압(Vtemp)은 바이폴라트랜지스터의 에미터-베이스 정션전압 특성을 이용한 것이기 때문에 공정변화에 비교적 둔감한 특성을 가지고 있다. Since the temperature sensed voltage Vtemp output by the temperature sensing circuit according to the present embodiment uses the emitter-base junction voltage characteristic of the bipolar transistor, it is relatively insensitive to process changes.
도10은 본 실시예에 따른 온도감지회로의 출력신호를 이용하는 아날로그-디지털 변환기를 나타내는 블럭구성도이다.Fig. 10 is a block diagram showing an analog-digital converter using the output signal of the temperature sensing circuit according to the present embodiment.
도10을 참조하여 살펴보면, 아날로그-디지털 변환기(200)는 온도감지된 전압(Vtemp)과 비교전압(Vin)을 비교하기 위한 전압비교기(250)와, 전압비교기(250)의 비교된 결과에 따라, 출력되는 2진 디지털코드를 업 또는 다운시키는 2진 업/다운 카운터(220)와, 업/다운 카운터(220)의 출력중 상위 6비트수에 해당되는 2진 디지털코드를 온도계코드(thermometer)로 변환하여 출력하는 코드변환부(230)와, 코드변환부(230)에서 코드를 변환시키는 타이밍동안 코드변환부(230)에 의해 변환되지 않는 나머지 하위 2비트의 2진 디지털코드를 지연시켜 출력하기 위해 딜레이로 구성된 더미 변환부(240)와, 코드변환부(230)에서 변환된 온도계코드를 변환하여 제1 아날로그값(Va)으로 출력하는 세그먼트 디지털 아날로그 변환기(210)와,더미변환부(240)에서 전달되는 2진 디지털코드 제2 아날로그값(Vb)로 변환하여 출력하는 2진 디지털-아날로그 변환기(210)를 구비한다. 제1 및 제2 아날로그값이 합해져 비교전압으로 되어 전압비교기(Vin)로 공급된다.Referring to FIG. 10, the analog-to-digital converter 200 according to the comparison result of the voltage comparator 250 and the voltage comparator 250 for comparing the temperature sensed voltage Vtemp and the comparison voltage Vin. The binary up / down counter 220 for up or down the output binary digital code, and the binary digital code corresponding to the upper six bits of the output of the up / down counter 220 are thermometer codes. A code conversion unit 230 for converting and outputting a signal and outputting a delayed binary digital code of the remaining lower two bits which are not converted by the code conversion unit 230 during a timing of converting a code in the code conversion unit 230. In order to convert the dummy conversion unit 240 and the thermometer code converted by the code conversion unit 230 to the first analog value Va and outputs the first analog value Va, a dummy conversion unit ( Binary digital code 2nd anal And a binary digital-to-analog converter 210 for converting and outputting the log value Vb. The first and second analog values are added together to be a comparison voltage and are supplied to the voltage comparator Vin.
도11는 도10에 도시된 아날로그-디지털 변환기의 동작을 나타내는 파형도이다. 도10과 도11을 참조하여 도11에 도시된 아날로그-디지털 변환기의 동작을 살펴본다.FIG. 11 is a waveform diagram showing the operation of the analog-digital converter shown in FIG. The operation of the analog-to-digital converter shown in FIG. 11 will be described with reference to FIGS. 10 and 11.
먼저, 전압비교기(250)는 온도감지부(100)에서 출력되는 온도감지된 전압(Vtemp)과 비교전압(Vin)을 비교하여 카운트업신호(CountUp) 또는 카운트다운(Countup)신호를 출력한다. 이 때 사용되는 전압비교기(250)는 레일-투-레일 입력비교기(Rail-to-Rail input Comparator)형태로 접지전압부터 전원전압까지 모든 전압레벨을 비교할 수 있는 비교기이다. 이 때 온도감지된 전압(Vtemp)은 현재 온도에 대응하는 레벨을 가지는 전압이고, 비교전압(Vin)은 초기동작시에는 초기셋팅된 값에 대응하는 전압레벨이며, 리프레쉬 동작을 계속 수행할 때에는 이전 리프레쉬 동작주기에 대응하는 온도에 따른 전압레벨이다.First, the voltage comparator 250 compares the temperature sensed voltage Vtemp output from the temperature sensing unit 100 with the comparison voltage Vin, and outputs a count up signal CountUp or Countdown signal. In this case, the voltage comparator 250 used as a rail-to-rail input comparator is a comparator capable of comparing all voltage levels from a ground voltage to a power supply voltage. At this time, the temperature sensed voltage (Vtemp) is a voltage having a level corresponding to the current temperature, the comparison voltage (Vin) is a voltage level corresponding to the initially set value during the initial operation, and when continuing the refresh operation The voltage level according to the temperature corresponding to the refresh operation cycle.
처음 아날로그-디지털 변환부(200)가 동작을 시작할 때에는 초기셋팅된 디지털코드에 대응하는 비교전압(Vin)이 전압비교기(250)로 입력이 되며, 한번의 리프레쉬 주기조정이 끝난 후에는 레지스터(270)에 저장된 이전의 디지털코드(이전 동작온도에 대응하는)에 대응하는 비교전압(Vin)이 전압비교기(250)로 입력이 되는 것이다.When the analog-digital converter 200 starts to operate for the first time, the comparison voltage Vin corresponding to the initially set digital code is input to the voltage comparator 250. After one refresh period adjustment, the register 270 is adjusted. The comparison voltage Vin corresponding to the previous digital code (corresponding to the previous operating temperature) stored in the) is input to the voltage comparator 250.
이어서 업/다운카운트(220)은 전압비교기(250)에서 출력되는 카운트업신호(CountUp) 또는 카운트다운(Countup)신호를 입력받아 출력되는 8비트의 2진 디지털코드를 업 또는 다운시킨다.Subsequently, the up / down count 220 up or down the 8-bit binary digital code that is output by receiving a count up signal (CountUp) or a countdown signal output from the voltage comparator 250.
이어서 코드변환부(230)는 업/다운 카운트(220)에서 출력되는 8비트의 디지털코드중 상위 6비트를 온도계코드로 변환시켜 출력하고, 더미 변환부(240)는 하위 2비트를 코드변환부(230)에서 코드변환이 끝날때까지 지연시킨 후에 출력한다.Subsequently, the code conversion unit 230 converts the upper 6 bits of the 8-bit digital code output from the up / down count 220 into a thermometer code, and the dummy conversion unit 240 converts the lower 2 bits into a code conversion unit. Delay until the end of the code conversion at 230, and outputs.
도10에 도시된 아날로그-디지털 변환기는 온도계코드로 변환시 증가되는 코드의 비트수에 따라 회로가 매우 복잡해지는 부분을 해소하기 위해 일정부분의 상위비트(6비트)는 온도계코드로 변환하여 아날로그값으로 변환시키고, 나머지 하위비트(2비트)의 디지털코드는 바로 아날로그값으로 변환하는 하이브리드(hybrid)방식을 채택하였다. 하이브리드방식의 아날로그-디지털 변환기는 코드변환에 따른 글리치를 최소화시키고, 밴드폭을 향상시킬 수 있는 등, 온도계코드를 이용하여 변환할 때의 장점과 이진 디지털코드를 바로 변환할 때의 장점을 모두 얻을 수 있게 된다.In the analog-to-digital converter shown in FIG. 10, in order to solve a part where the circuit becomes very complicated according to the number of bits of the code which is increased when the thermometer code is converted into a thermometer code, an upper bit (6 bits) of a certain portion is converted into a thermometer code to an analog value. It adopts a hybrid method that converts and converts the remaining low-bit (2 bits) digital code directly into an analog value. Hybrid analog-to-digital converters have both the advantages of converting using a thermometer code and the advantages of converting a binary digital code directly, minimizing glitches due to code conversion and improving bandwidth. It becomes possible.
도11은 도10에 도시된 피드백 바이어스부를 나타내는 회로도이다.FIG. 11 is a circuit diagram illustrating the feedback bias unit illustrated in FIG. 10.
도11을 참조하여 살펴보면, 피드백바이어스부(280)은 상위온도(Vu)와 피드백된 상위온도(Vu-f)를 비교하여 보정된 바이어스 전압(Vbias)을 출력하고, 감지가능한 최대온도에 대응하는 하위온도(Vd)와 피드백된 하위온도(Vd-f)를 비교하여 보정된 옵셋전압(Vos)을 출력한다. 바이어스 전압(Vbias)과 옵셋전압(Vos)는 세그먼트 디지털 아날로그 변환기(210)와 2진 디지털-아날로그 변환기(260)의 동작시 바어어스 전압으로 사용된다.Referring to FIG. 11, the feedback bias unit 280 outputs a corrected bias voltage Vbias by comparing the upper temperature Vu with the feedback upper temperature Vu-f and corresponding to the maximum detectable temperature. The corrected offset voltage Vos is output by comparing the lower temperature Vd and the fed back lower temperature Vd-f. The bias voltage Vbias and the offset voltage Vos are used as a bias voltage in the operation of the segment digital analog converter 210 and the binary digital-analog converter 260.
상기의 동작을 도12에 도시된 동작 파형을 중심으로 살펴본다.The above operation will be described with reference to the operation waveform shown in FIG.
먼저 온도감지 활성화신호(Sen)에 의해 온도감지회로(100)의 바이어스 전압 생성부(120)와 기준전압 생성부(110)와 온도감지전압 생성부(130)로 구동전압(Vop)이 공급되어 활성화된다.(t0)First, the driving voltage Vop is supplied to the bias voltage generator 120, the reference voltage generator 110, and the temperature sensing voltage generator 130 of the temperature sensing circuit 100 by the temperature sensing activation signal Sen. Is activated (t0)
이어서 기준전압 생성부(110)가 동작하여 기준전압(Vref)이 출력되고, 이어서 바이어스 전압 생성부(120)에서 출력되는 상위전압(Vu)과 하위전압(Vd)이 안정화되어 출력된다. 한편 온도감지전압 생성부(110)에서는 온도감지된 전압(Vtemp)을 출력하고, 이를 아날로그-디지털 변환부(200)에서 입력받아 기본적으로 셋팅된 비교전압(Vin)과 비교하기 시작한다.(t1)Subsequently, the reference voltage generator 110 operates to output the reference voltage Vref, and then the upper voltage Vu and the lower voltage Vd output from the bias voltage generator 120 are stabilized and output. On the other hand, the temperature sensing voltage generator 110 outputs the temperature sensed voltage Vtemp, and starts to compare it with the comparison voltage Vin basically set by receiving it from the analog-digital converter 200. )
아날로그-디지털 변환부(200)에서는 비교전압(Vin)의 전압레벨을 조정하여 온도감지된 전압(Vtemp)과 같은 레벨이 될 때까지 계속 비교한다.The analog-to-digital converter 200 continuously adjusts the voltage level of the comparison voltage Vin until it is at the same level as the temperature sensed voltage Vtemp.
아날로그-디지털 변환부(200)에 입력되는 온도감지된 전압(Vtemp)과 비교전압(Vin)의 전압레벨이 같게 되면 더이상 전압비교기에서 비교동작을 중지한다.(t2). When the voltage level of the temperature sensed voltage Vtemp and the comparison voltage Vin, which are input to the analog-digital converter 200, becomes equal, the comparison operation is stopped in the voltage comparator any longer (t2).
이어서 온도감지회로를 디스에이블시킨다.(t3)Then, the temperature sensing circuit is disabled (t3).
이 때 레지스터(270)에 래치된 디지털값은 현재 동작중인 온도를 정확하게 반영하고 있는 값이다. 래치된 디지털 값을 이용하게 되면 유용하게 사용할 수 있다.At this time, the digital value latched in the register 270 accurately reflects the current operating temperature. Latched digital values are useful.
예를 들어 상기의 래치된 디지털값을 이용하여 반도체 메모리 장치의 리프레쉬 주기를 조정하는 경우에 사용하게 되면, 온도레벨에 최적화된 주기로 리프레쉬 동작을 수행할 수 있어 리프레쉬 구간에서 소모되는 전류를 최소화할 수 있다.For example, when the refresh cycle of the semiconductor memory device is adjusted using the latched digital value, the refresh operation can be performed at a cycle optimized for the temperature level, thereby minimizing the current consumed in the refresh period. have.
도12은 도5에 도시된 온도감지회로에 대한 제2 실시예를 나타내는 회로도이다.FIG. 12 is a circuit diagram showing a second embodiment of the temperature sensing circuit shown in FIG.
도12에 도시된 온도감지회로는 도5에 도시된 온도감지회로와 같은 구성을 하고 있으나, 기준전압 생성부(110)의 바이폴라트랜지스터(Q3,Q4)를 NPN형 바이폴라트랜지스터로 구성하였다. 자세한 동작은 도5에 도시된 온도감지회로와 같기 때문에 자세한 동작설명은 생략한다.The temperature sensing circuit shown in FIG. 12 has the same configuration as the temperature sensing circuit shown in FIG. 5, but the bipolar transistors Q3 and Q4 of the reference voltage generator 110 are constituted by NPN type bipolar transistors. Since the detailed operation is the same as the temperature sensing circuit shown in FIG. 5, the detailed operation description is omitted.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.The present invention described above is not limited to the above-described embodiments and the accompanying drawings, and various substitutions, modifications, and changes are possible in the art without departing from the technical spirit of the present invention. It will be clear to those of ordinary knowledge.
본 발명에 의해 반도체 장치가 동작하는 중의 온도를 정밀하게 감지할 수 있다. 정확하게 감지된 온도를 이용하여 반도체 장치를 적절하게 동작시키면(예를 들어 리프레쉬 동작의 주기를 조절), 동작시의 소모전류를 크게 줄일 수 있다.According to the present invention, it is possible to accurately sense the temperature during operation of the semiconductor device. By properly operating the semiconductor device using the accurately sensed temperature (for example, adjusting the cycle of the refresh operation), the current consumption during operation can be greatly reduced.
도1은 통상적인 반도체 메모리 장치에서 온도변화에 대해 요구되는 리프레쉬 주기를 나타내는 그래프.1 is a graph showing refresh cycles required for temperature changes in a conventional semiconductor memory device.
도2는 종래기술에 의해 온도변화에 따라 리프레쉬 동작을 제어할 수 있는 반도체 메모리 장치를 나타내는 블럭구성도.Fig. 2 is a block diagram showing a semiconductor memory device capable of controlling a refresh operation in accordance with a temperature change according to the prior art.
도3은 도2에 도시된 온도감지부를 나타내는 회로도.3 is a circuit diagram showing a temperature sensing unit shown in FIG.
도4a 와 도4b는 도3에 도시된 온도감지부의 동작을 나타내는 파형도.4A and 4B are waveform diagrams showing the operation of the temperature sensing unit shown in FIG.
도5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 온도감지회로를 내는 블럭구성도.5 is a block diagram showing a temperature sensing circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
도6은 도5에 도시된 바이어스 전압생성부를 나타내는 회로도.FIG. 6 is a circuit diagram showing a bias voltage generator shown in FIG. 5; FIG.
도7은 도5에 도시된 초기화 회로를 나타내는 회로도.FIG. 7 is a circuit diagram showing an initialization circuit shown in FIG.
도8은 도5에 도시된 연산증폭기를 나타내는 회로도.FIG. 8 is a circuit diagram showing the operational amplifier shown in FIG.
도9는 도5에 도시된 온도감지부의 동작을 나타내는 파형도.9 is a waveform diagram showing the operation of the temperature sensing unit shown in FIG.
도10은 본 실시예에 따른 온도감지회로의 출력값을 이용하는 아날로그-디지털 변환기를 나타내는 블럭구성도.Fig. 10 is a block diagram showing an analog-digital converter using the output value of the temperature sensing circuit according to the present embodiment.
도11은 도10에 도시된 피드백 바이어스부를 나타내는 회로도.FIG. 11 is a circuit diagram showing a feedback bias unit shown in FIG. 10; FIG.
도12는 도10에 도시된 아날로그-변환부의 동작을 나타내는 파형도.Fig. 12 is a waveform diagram showing the operation of the analog-conversion section shown in Fig. 10;
도13는 도5에 도시된 온도감지회로의 제2 실시예를 나타내는 회로도.FIG. 13 is a circuit diagram showing a second embodiment of the temperature sensing circuit shown in FIG.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on main parts of drawing
Q1 ~ Q4: 바이폴라트랜지스터Q1 ~ Q4: Bipolar Transistor
R1 ~ R5, Rd1 ~ Rd8 : 저항R1 to R5, Rd1 to Rd8: resistance
MP1 ~ MP4 : 피모스트랜지스터MP1 ~ MP4: Pymotransistor
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