KR20050061239A - Apparatus and method for normalizing symbols in wireless communication systems employing multi-level modulation schemes - Google Patents
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Abstract
1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야1. TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
본 발명은 코드분할다중접속 무선통신 시스템의 수신기 구조에 관한 것으로서, 특히 다중 레벨 변조방식에 대한 복조 방법과 관련한 심볼 표준화 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a receiver structure of a code division multiple access wireless communication system, and more particularly, to a symbol normalization method and apparatus relating to a demodulation method for a multilevel modulation scheme.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제2. The technical problem to be solved by the invention
코드분할다중접속 무선통신 시스템의 수신기에서 심볼 결합기의 출력 심볼에 대한 오버플로우를 방지하고, 다이내믹 레인지를 최대한 이용할 수 있도록 하여 수신 성능을 향상시킬 수 있도록 한다.The receiver of the code division multiple access wireless communication system prevents overflow of the output symbol of the symbol combiner and improves the reception performance by making full use of the dynamic range.
3. 발명의 해결방법의 요지3. Summary of Solution to Invention
데이터 채널과 파일럿 채널의 전송 파워 비율, 각 수신 다중 경로에 대한 채널 예측값, 채널 예측기의 프로세싱 이득, 데이터 채널의 역환산 프로세싱 이득을 이용하여 표준화 계수를 구한 후, 심볼 결합기의 출력 심볼에 상기 표준화 계수를 곱함으로써 다이내믹 레인지를 최대한 이용할 수 있도록 한다.After calculating the normalization coefficient by using the transmission power ratio of the data channel and the pilot channel, the channel prediction value for each received multipath, the processing gain of the channel predictor, and the inverse processing gain of the data channel, the normalization coefficient is obtained in the output symbol of the symbol combiner. Multiply by to make the most of the dynamic range.
4. 발명의 중요한 용도4. Important uses of the invention
다중 레벨 변조 방식을 지원하는 코드분할다중접속 무선통신 시스템의 기지국 또는 이동 단말기의 수신기에 사용됨.Used in the base station of the code division multiple access wireless communication system supporting the multi-level modulation scheme or the receiver of the mobile terminal.
Description
본 발명은 코드분할다중접속 무선통신 시스템의 수신기 구조에 관한 것으로서, 특히 다중 레벨 변조방식에 대한 복조 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a receiver structure of a code division multiple access wireless communication system, and more particularly, to a demodulation method and apparatus for a multi-level modulation scheme.
2세대 무선통신 시스템에서는 저차(low order) 변조 방식만으로 사용자가 요구하는 데이터 레이트를 만족시킬 수 있었다. 그러나, 고속 패킷 데이터 서비스에 대한 요구가 증가함에 따라 고차(high order) 다중 레벨 변조 방식이 무선통신 시스템에 도입되었다(예를 들면, HSDPA에서 16QAM 변조 방식을 채용함).In the second generation wireless communication system, only a low order modulation method can satisfy a data rate required by a user. However, as the demand for high-speed packet data services increases, high order multi-level modulation schemes have been introduced in wireless communication systems (e.g., employing 16QAM modulation schemes in HSDPA).
일반적인 코드분할다중접속 통신 시스템에서 채널 부호화기의 출력 비트 시퀀스(bit sequence)는 인터리버(interleaver)를 거쳐 변조기로 입력된다. n차 변조방식을 사용할 경우 인터리버의 출력 비트 시퀀스는 n개의 비트 단위마다 N(=2n)개의 복소 심볼 중 하나의 심볼로 매핑되어 전송된다. 레이크 수신기의 각 핑거(finger)를 통해 출력되는 복소(complex) 데이터 심볼은 결합된 후, 유한개의 비트(bit)로 양자화 된다. 양자화된 심볼은 연판정(soft decision)되고 연판정값(soft decision value)이 디인터리버(de-interleaver)를 거쳐 채널 복호기로 입력된다. 연판정 과정은 변조 방식에 따라 달라지며 QAM 계열의 변조 방식의 경우 몇 가지 연판정 방법들이 제안되어 있다. 무선 채널 환경에서는 페이딩(fading) 현상으로 인하여 송신 심볼의 진폭이 왜곡되어 수신된다. 따라서 결합된 심볼의 크기는 무선채널의 이득에 의해 결정된다. 채널 이득이 큰 경우에는 결합된 심볼의 크기가 수신기의 다이내믹 레인지(dynamic range)를 넘어 오버플로우(overflow)가 발생할 수도 있고, 채널 이득이 작은 경우에는 다이내믹 레인지를 충분히 이용하지 못할 수도 있다. 두 경우 모두 수신 성능이 저하된다.In a general code division multiple access communication system, an output bit sequence of a channel encoder is input to a modulator via an interleaver. When the n-order modulation method is used, the output bit sequence of the interleaver is mapped to one symbol among N (= 2 n ) complex symbols for every n bits. Complex data symbols output through each finger of the rake receiver are combined and then quantized into finite bits. The quantized symbol is soft decisioned, and a soft decision value is input to the channel decoder via a de-interleaver. The soft decision process depends on the modulation method, and several soft decision methods have been proposed for the QAM series modulation method. In a wireless channel environment, the amplitude of a transmission symbol is distorted due to fading. Thus, the size of the combined symbol is determined by the gain of the radio channel. If the channel gain is large, the combined symbol size may overflow the dynamic range of the receiver, and if the channel gain is small, the dynamic range may not be sufficiently used. In both cases, the reception performance is reduced.
상기 문제점을 해결하기 위하여 본 발명은 심볼 결합기의 출력 심볼이 오버플로우가 발생하지 않는 범위 내에서 항상 다이내믹 레인지를 최대한 이용할 수 있도록하고, 수신성능을 향상시킬 수 있는 다중 레벨 변조 방식 무선통신 시스템의 심볼 표준화 장치 및 방법을 제공함에 있다.In order to solve the above problems, the present invention allows the output symbol of the symbol combiner to always use the dynamic range as much as possible without overflow, and to improve the reception performance. To provide a standardization apparatus and method.
상술한 문제점을 해결하기 위하여 본 발명은 다중레벨 변조 방식을 지원하는 무선통신 시스템의 수신기에서 심볼을 표준화하기 위한 장치에 있어서, 역확산된 수신신호의 채널 예측값을 계산하는 채널예측기; 상기 채널 예측값과 파일럿채널에 대한 데이터채널의 전송파워 옵셋에 따라 표준화 계수를 연산하는 표준화계수계산기; 및, 상기 표준화계수에 의해 상기 역확산된 신호를 표준화하여 출력하는 연산기를 구비함을 특징으로 한다.In order to solve the above problems, the present invention provides a device for standardizing symbols in a receiver of a wireless communication system supporting a multilevel modulation scheme, the apparatus comprising: a channel predictor for calculating a channel prediction value of a despread received signal; A standardized coefficient calculator for calculating a standardized coefficient according to the channel prediction value and the transmission power offset of the data channel for the pilot channel; And a calculator for standardizing and outputting the despread signal by the standardization coefficient.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
도 1은 16QAM 변조방식의 성좌(constellation) 이고, 도 2는 코드분할다중접속 통신 시스템의 일반적인 송신단 블록 구성도이며, 도 3은 일반적인 레이크 수신기의 블록 구성도이고, 도 4는 일반적인 레이크 수신기의 핑거 블록 구성도이며, 도 5는 본 발명을 적용한 레이크 수신기의 블록 구성도이다.1 is a constellation of a 16QAM modulation scheme, FIG. 2 is a block diagram of a general transmitting end of a code division multiple access communication system, FIG. 3 is a block diagram of a typical rake receiver, and FIG. 4 is a finger of a typical rake receiver. Fig. 5 is a block diagram of a rake receiver to which the present invention is applied.
본 발명은 16QAM 변조 방식(도 1 참조)을 사용하는 코드분할다중접속 시스템에서 파일럿 채널과 데이터 채널만을 전송하는 경우를 가정하여 설명하지만 본 발명이 16QAM에 한정되는 것은 아니다.Although the present invention will be described on the assumption that only a pilot channel and a data channel are transmitted in a code division multiple access system using a 16QAM modulation scheme (see FIG. 1), the present invention is not limited to 16QAM.
본 발명에서의 표준화계수의 계산 과정을 살펴보면 하기와 같다. 칩율(chip rate)로 샘플링된 기저대역 수신 신호를 R(n)이라 할 때, R(n)은 다음의 수학식 1로 표현된다.Looking at the calculation process of the standardization coefficient in the present invention are as follows. When a baseband received signal sampled at a chip rate is referred to as R (n), R (n) is represented by the following equation (1).
여기서 J는 전송한 데이터 채널의 개수, K는 다중 경로의 개수이고, hk는 k번째 다중 경로의 채널 이득, mk는 칩 간격으로 전환된 k번째 다중 경로의 지연시간, Ec,j는 j번째 데이터 채널의 칩 당 수신 에너지, Ec,p는 파일럿 채널의 칩 당 수신 에너지, sj는 평균 전송 파워가 1인 j번째 데이터 채널의 전송 복소 심볼, sp는 평균 전송 파워가 1인 파일럿 채널의 전송 복소 심볼, cj는 PN코드 시퀀스가 곱해진 j번째 데이터 채널의 채널화 코드 시퀀스, cp는 PN코드 시퀀스가 곱해진 파일럿 채널의 채널화 코드 시퀀스, N은 평균이 0인 복소 백색 가우시안 잡음이다.Where J is the number of transmitted data channels, K is the number of multipaths, h k is the channel gain of the k-th multipath, m k is the delay time of the k-th multipath switched in chip spacing, and E c, j is Receive energy per chip of the j th data channel, E c, p is the receive energy per chip of the pilot channel, s j is the transmit complex symbol of the j th data channel with an average transmit power of 1, s p is an average transmit power of 1 The transmission complex symbol of the pilot channel, c j is the channelization code sequence of the j-th data channel multiplied by the PN code sequence, c p is the channelization code sequence of the pilot channel multiplied by the PN code sequence, N is complex with an average of 0 White Gaussian noise.
k번째 다중 경로에 대한 채널 예측값, h^k는 하기의 수학식 2와 같이 근사화될 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 하기와 같이 채널 예측값을 근사화하여 사용하고 있으나 채널 예측값이 하기의 수학식에 의해서만 얻어질 수 있는 것은 아니고, 본원 발명의 채널 예측값이 하기의 수학식에 한정되는 것 또한 아니다.The channel prediction value, h ^ k , for the k-th multipath may be approximated by Equation 2 below. In the embodiment of the present invention, the channel prediction value is approximated and used as follows. However, the channel prediction value may not be obtained only by the following equation, and the channel prediction value of the present invention is not limited to the following equation.
여기서 Gce는 채널 예측기의 프로세싱 이득이다.Where G ce is the processing gain of the channel predictor.
j번째 데이터 채널에 대하여 K개의 다중 경로에 대해 각각 핑거 프로세싱 후 결합된 심볼을 sj,comb라 하면 sj,comb는 하기의 수학식 3으로 표현된다.after each finger processing for the K-number of multipaths with respect to the j-th data channel when referred to the combined symbol s j, s j comb, comb is represented by the equation (3) below.
여기서 Gsd는 데이터 채널의 역확산 프로세싱 이득이다.Where G sd is the despread processing gain of the data channel.
수학식 2와 수학식 3으로부터 하기의 수학식 4가 유도된다.Equation 4 below is derived from equations (2) and (3).
여기서 는 로 정의되는 파일럿 채널에 대한 데이터 채널의 전송 파워 옵셋이다.here Is The transmission power offset of the data channel for the pilot channel defined by.
결합된 심볼이 M 비트의 부호 있는 값(signed value)으로 양자화 될 때, 표준화 계수는 하기의 수학식 5로 구해진다.When the combined symbol is quantized to a signed value of M bits, the normalization coefficient is obtained by Equation 5 below.
여기서 2a는 도 1에 표시되어 있는 기준 임계치(reference threshold)로서 수신 복소 심볼의 평균 파워가 1일 때의 판정 임계치에 해당한다. sj,comb의 실수부를 Re{sj,comb}라 하고, 허수부를 Im{sj,comb}이라 할 때, Re{sj,comb}, Im{s j,comb}에 상기 표준화 계수를 각각 곱하면, Re{sj,comb}, Im{sj,comb}는 다이내믹 레인지인 [-2n-1 . 2n-1]에서 대칭적으로 분포하게 됨으로써 본 발명이 목적하는 바, 결합된 심볼에 오버플로우가 발생하지 않는 범위 내에서 항상 다이내믹 레인지를 최대한 이용할 수 있게 되며 궁극적으로 안정된 수신 성능이 보장된다. 변조 차수가 바뀌어 64QAM 이나 128QAM을 사용하는 경우에도 수학식 5와 거의 유사한 형태로 표준화계수를 구할 수 있다.Here, 2a is a reference threshold shown in FIG. 1 and corresponds to a determination threshold when the average power of the received complex symbol is one. s j, a mistake by the comb part Re {s j, comb} La, and an imaginary part of the normalized coefficient to as Im {s j, comb}, Re {s j, comb}, Im {s j, comb} Multiplying each, Re {s j, comb }, Im {s j, comb } yield a dynamic range of [-2 n-1 . 2 n-1 ], the symmetrical distribution makes it possible for the present invention to maximize the dynamic range at all times within the range of no overflow of the combined symbols and ultimately to ensure stable reception performance. Even when 64QAM or 128QAM is used because the modulation order is changed, a standardization coefficient can be obtained in a form almost similar to Equation 5.
이하, 수학식 1 내지 수학식 5로 표현된 표준화 계수 유도 과정 및 표준화 과정을 첨부된 도면을 사용하여 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, a process of deriving a standardization coefficient and a standardization process represented by Equations 1 to 5 will be described with reference to the accompanying drawings.
도2의 채널 부호화기(105)의 출력 비트 시퀀스는 인터리버(110)를 거쳐 변조기(115)에서 16QAM 변조된다. 16QAM 변조 시 인터리버(110)의 출력 비트 시퀀스는 4개의 비트 단위로 나누어져 도 1에 표시된 16개의 복소 심볼 중 해당하는 심볼로 매핑된다. 변조기(115)의 출력 심볼은 확산기(120)에서 데이터 채널화 코드로 확산된다. 파일럿 신호는 별도의 변조 과정 없이 확산기(100)에서 파일럿 채널화 코드로 확산된다. 칩율(chip rate)로 확산된 파일럿 채널 신호와 데이터 채널 신호는 각 채널에 해당하는 이득이 곱해진 후 먹스(135)를 통해 멀티플렉싱(multiplexing)된다. PN 확산기(140)는 셀 고유의 PN코드로 송신신호를 확산하고 송신기 RF 유닛(145)를 거쳐 RF대역으로 전환된 신호는 전송 안테나(150)를 통해 전송된다.The output bit sequence of channel encoder 105 of FIG. 2 is 16QAM modulated by modulator 115 via interleaver 110. In 16QAM modulation, the output bit sequence of the interleaver 110 is divided into four bit units and mapped to a corresponding symbol among the 16 complex symbols shown in FIG. 1. Output symbols of modulator 115 are spread to data channelization codes at spreader 120. The pilot signal is spread from the spreader 100 to the pilot channelization code without a separate modulation process. The pilot channel signal and the data channel signal spread at the chip rate are multiplexed through the mux 135 after multiplying a gain corresponding to each channel. The PN spreader 140 spreads the transmission signal with a cell-specific PN code, and the signal converted into the RF band through the transmitter RF unit 145 is transmitted through the transmission antenna 150.
도3의 수신기에서 수신 안테나(200)를 통해 수신된 신호는 수신기 RF 유닛(205)을 통해 기저대역으로 전환되고 핑거들(215-1 ∼ 215-K)은 수신 신호가 겪은 다중 경로에 대해 복조를 수행한다.The signal received via the receive antenna 200 in the receiver of FIG. 3 is switched to baseband via the receiver RF unit 205 and the fingers 215-1 through 215-K are demodulated for the multiple paths experienced by the received signal. Do this.
각각의 핑거로 입력된 수신 신호는 도4에 도시된 바와 같은 구조에 의해 처리되는데, PN 역확산기(216)에서 역확산 되고 데이터 채널화 코드로 한번 더 역확산 된다. 이와는 별도로 채널 예측기(217)에서는 전술한 바와 같이 각각의 다중 경로에 대한 채널 예측값을 계산한다. 심볼 복조기(219)는 역확산된 수신신호와 채널 예측값을 이용하여 동기(coherent) 복조를 수행한다.The received signal input to each finger is processed by the structure as shown in Fig. 4, which is despread in the PN despreader 216 and once again despread with the data channelization code. Separately, the channel predictor 217 calculates channel prediction values for each multipath as described above. The symbol demodulator 219 performs coherent demodulation using the despread received signal and the channel prediction value.
각각의 핑거들(215-1 ∼ 215-K)에 의해 처리된 신호는 도5에 도시된 심볼 결합기(220)에 의해 핑거(215-1 ∼ 215-K)의 출력 심볼들이 결합된다. 결합된 심볼은 M 비트로 양자화 되고 연판정기(225)에서 연판정되어 하나의 심볼 당 4개의 연판정 값이 디인터리버(230)로 입력된다. 채널 복호화기(230)는 디인터리버(230)의 출력 시퀀스를 입력받아 최종적으로 채널 복호화를 수행한다.The signal processed by each of the fingers 215-1 through 215-K is combined with the output symbols of the fingers 215-1 through 215-K by the symbol combiner 220 shown in FIG. The combined symbols are quantized to M bits and soft-determined by the soft determiner 225, and four soft decision values are input to the deinterleaver 230 per symbol. The channel decoder 230 receives the output sequence of the deinterleaver 230 and finally performs channel decoding.
본 발명에서 제안된 심볼 표준화 장치를 구비한 수신기의 경우 각 핑거(215-1 ∼ 215-K)의 채널 예측값은 표준화 계수 계산기(240)로 입력된다. 표준화 계수 계산기(240)는 수학식 5에 표현되어 있는 , Gsd, Gce, a를 이용하여 표준화 계수를 계산한다. 이때, 수학식5에 표시된 바와 같이 핑거(215-1 ∼ 215-K) 별 각각의 채널예측기(217)에서 출력되는 채널예측값은 제곱되어 합산되어 표준화계수 계산에 사용된다. 심볼 결합기(220)의 출력 심볼은 연산기(250)를 통하여 계산된 표준화 계수와 곱해져 표준화되고, M 비트로 양자화 된다. 양자화된 심볼은 연판정기(225)에서 연판정되어 하나의 심볼 당 4개의 연판정값이 디인터리버(230)로 입력된다. 채널 복호화기(230)는 디인터리버(230)의 출력 시퀀스를 입력받아 최종적으로 채널 복호화를 수행한다.In the receiver having the symbol normalization apparatus proposed in the present invention, the channel prediction values of the fingers 215-1 to 215 -K are input to the normalization coefficient calculator 240. The standardized coefficient calculator 240 is represented by Equation 5 Calculate the normalization coefficient using, G sd , G ce , a At this time, as shown in Equation 5, the channel predictors output from the channel predictors 217 for each finger 215-1 to 215-K are squared and summed to be used for calculating a standardized coefficient. The output symbol of the symbol combiner 220 is multiplied by the normalization coefficient calculated by the operator 250 and normalized, and quantized into M bits. The quantized symbols are softly determined by the soft determiner 225, and four soft decision values are input to the deinterleaver 230 per symbol. The channel decoder 230 receives the output sequence of the deinterleaver 230 and finally performs channel decoding.
상술한 바와 같이, 본 발명을 이용할 경우 다중 레벨 변조 방식을 지원하는 무선통신 시스템에서 심볼 결합기의 출력 심볼에 대하여 오버플로우를 방지함과 동시에 다이내믹 레인지를 최대한 이용할 수 있으므로 안정된 수신 성능을 보장할 수 있다.As described above, in the wireless communication system supporting the multi-level modulation scheme, the present invention can prevent overflow of the output symbols of the symbol combiner and maximize the dynamic range, thereby ensuring stable reception performance. .
도 1은 16QAM 변조방식의 성좌(constellation) 이다.1 is a constellation of 16QAM modulation.
도 2는 코드분할다중접속 통신 시스템의 일반적인 송신단 블록 구성도이다.2 is a block diagram illustrating a general transmission end block in a code division multiple access communication system.
도 3은 일반적인 레이크 수신기의 블록 구성도이다.3 is a block diagram of a typical rake receiver.
도 4는 일반적인 레이크 수신기의 핑거 블록 구성도이다.4 is a block diagram of a typical rake receiver.
도 5는 본 발명을 적용한 레이크 수신기의 블록 구성도이다.5 is a block diagram of a rake receiver to which the present invention is applied.
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