KR20050024429A - 변조신호의 부가에 의한 혼-변조의 블라인드 소거 - Google Patents

변조신호의 부가에 의한 혼-변조의 블라인드 소거 Download PDF

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KR20050024429A
KR20050024429A KR10-2004-7021493A KR20047021493A KR20050024429A KR 20050024429 A KR20050024429 A KR 20050024429A KR 20047021493 A KR20047021493 A KR 20047021493A KR 20050024429 A KR20050024429 A KR 20050024429A
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퀄컴 인코포레이티드
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Abstract

수신 경로를 가지는 무선 통신 모듈에서 적용되는 신호 프로세싱 방법은, 수신 경로에서의 비선형 장치가 수신 경로상의 비-진폭 변조된 잼머 신호를 변조하기 위해 (또는 이미 진폭 변조된 잼머 신호를 추가로 변조하기 위해) 수신 경로에서의 진폭 변조된 송신 또는 다른 블리드-오버 신호를 사용하는 것을 억제한다. 잼머 신호에 대해 비선형 장치가 강제로 선형적으로 동작하도록 하면서, 블리드-오버 신호의 포락선을 보완하는 포락선을 가지는 하나 이상의 진폭 변조된 더미 신호(들) 을 부가함으로써 블리드-오버 신호가 조절된다. 증폭기의 출력은, 더미 신호(들), 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 더미 신호(들)을 도입함으로써 발생되는 임의의 혼변조 소산들의 대역폭들을 가지는 신호들을 제거하도록 필터링될 수도 있다.

Description

변조신호의 부가에 의한 혼-변조의 블라인드 소거 {BLIND CANCELLATION OF CROSS-MODULATION BY ADDITION OF MODULATED SIGNAL}
발명의 배경
기술분야
본 발명은, 수신 경로로 흘러 나오는 (bled onto) 송신 또는 다른 신호들이, 상대적으로 강한 잼머 (간섭) 신호를 증폭기 또는 다른 비선형 장치를 통해 변조시키는 것과 아마도 잼머신호를 원격국들로부터의 이해 관계에 있는 상대적으로 약한 신호들에 의해 점유되는 주파수 대역폭으로 확산시킬수도 있는 것을 억제하기 위해, 무선 통신 모듈의 수신 경로를 조절하는 방법에 관한 것이다. 진폭 변조된 블리드-오버 신호를 소정의 더미 신호와 결합함으로써, 잼머 신호를 변조되지 않도록 (또는 적어도, 부가되는 변조를 면하도록) 하면서, 수신 경로에서의 비선형 장치는 잼머 신호에 대해 선형 관리 방식에서 강제로 동작된다. 그 후, 더미, 블리드-오버, 및 잼머 신호들 (그리고 더미 신호의 도입시 발생되는 임의의 다른 신호들) 은 비선형 장치의 출력으로부터 필터링될 수도 있다.
배경기술
어떤 회로가 입력 신호들의 특성에 관계 없이 입력 신호들에 동일한 기능을 적용할 때, 그 회로는 "선형"이다. 예를 들어, 입력 신호들이 작은 진폭 또는 큰 진폭을 가지든 간에, 어떤 회로가 입력 신호들에 동일한 기능을 적용할 때, 그 회로는 진폭 의존 비선형성 (amplitude dependent nonlinearity) 을 면한다. 역으로, 만약 입력 신호의 진폭에 따라 회로의 기능이 변화하는 경우, 그 회로는 진폭 의존 비선형성을 나타낸다. 진폭 의존 비선형성을 가지는 회로의 일예는 작은 진폭의 입력 신호를 10 배로 증대시키지만, 증가하는 진폭의 입력 신호들을 가지고, 이들을 9.8, 9.7, 9.6, 9.5 등과 같이 연속적인 보다 작은 수로 배수 증대시키는 증폭기이다. 따라서, 증폭기의 행동은 그것의 입력 신호의 크기에 의존한다.
비선형성은 트랜지스터와 같은 다양한 회로 소자들뿐만 아니라 많은 회로들 고유의 특성이며, 심지어 서로 다른 상황들에서도 그것은 바람직할 수도 있다. 진복 변조 통신 신호들을 프로세싱함에 있어, 비선형 회로소자들은 확실히 바람직하지 못하다. 정의상, 진폭 변조 신호들은 신호 포락선 (signal's envelope) 의 진폭이 변화하는 방식으로 정보를 표현한다. 따라서, 이러한 진폭 변동으로, 비선형 회로들은 진폭이 다양한 신호들을 일정하지 않게 처리하고 - 동일한 기능은 보편적으로 적용되지 않은다. 이것의 하나의 효과는 입력 신호의 주파수 대역폭이 넓어진다는 점이다. 예를 들어, 초기에 주파수 협대역폭을 점유하는 입력 신호는 종국에는 주파수의 넓은 범위를 점유하게 된다. 따라서, 진폭 의존 비선형성을 가지는 회로는 진폭 변조된 입력 신호들의 대역폭을 자주 증가시킨다.
이 주파수 확산 (frequency spreading) 은 문제점들을 초래할 수 있다. 예를 들어, 전술한 비선형 효과에 의해 넓어진 통신 장치의 출력 신호는 동일한 유형의 다른 장치에 의해 사용되는 주파수내로 오버랩될 수도 있다. 보다 특별한 예로서, 제 1 코드리스 전화기의 송신들은, 수신하는 제 2 코드리스 전화기에 의해 사용되는 주파수 채널내로 오버랩될 수도 있다. 이것을 "간섭"이라 하며, 제 2 전화기의 동작을 심각하게 열화시킬 수 있다. 또한, 장치가 그러한 장치에 할당된 주파수 대역의 에지상의 채널을 사용하고 있는 경우, 그 장치의 송신들은 심지어 관계없는 장치들의 주파수대역 내로 오버랩될 수도 있다. 따라서, 상기 코드리스 전화기는 심지어 코드리스 전화기가 아닌 다른 장치와 간섭할 수도 있다.
또한, 특히 해로운 간섭의 유형으로, 심지어 장치는 그 자신과 간섭할 수도 있다. 사용자들이 동시에 토크 및 청취를 가능하게 하도록, 대부분의 통신 장치들은 하나의 주파수에서 송신하고 다른 주파수에서 수신한다. 일부 트랜시버들에서, 원격국으로 송신되는 신호 ("송신 신호") 는 수신 경로상으로 우연히 (inadvertently) 블리드 오버 (bleed over) 할 수도 있다. 트랜시버가 원격국으로부터 수신하여 처리하려는 이해 관계에 있는 신호들 ("수신 신호들") 보다 진폭에서 실제적으로 더 강할 수도 있는 간섭 ("잼머 신호들") 을 수신 경로는 자주 포함한다.
필수적으로, 수신 신호들이 너무 약하기 때문에 수신 경로는 증폭기를 포함한다. 송신 및 잼머 신호들의 진폭의 여러가지 결합이, 변화하는 진폭들의 범위에 걸쳐 (across) 비선형인 수신 증폭기로 공급되는 경우, 증폭기는 잼머 신호와 송신 신호가 주파수 확산을 하도록 한다. 보다 특히, (변하는 진폭을 가지는 포락선을 가지는) 누설된 송신 신호는 증폭기의 이득을 변화시킨다. 이것은 잼머 신호에 영향을 미친다 - 잼머 신호가 변조되지 않았던 경우, 송신 신호와 유사한 방식으로 이제 변조된다. 잼머가 원래 변조되었던 경우에는, 이제 더욱 변조된다. 송신 신호의 진폭 변조가 상기 잼머로 전달되기 (넘어가기) 때문에, 이것을 "혼-변조 (cross modulation)"라 한다. 전형적인 간섭 주파수들에 수신 주파수가 접근하는 것에 기인하여, 주파수-확산 잼머 신호가 수신 주파수상으로 오버랩될 수 있다. 따라서, 강력한 잼머 신호는 수신 신호들을 식별되지 않도록 하면서, 수신 신호들을 실제적으로 흐리게 한다 (overshadow).
이러한 효과를 억제하려는 시도에는 많은 접근법들이 사용될 수 있다. 하나의 아이디어는 원하지 않는 신호들을 제거하기 위해 수신 증폭기의 출력을 필터링하는 것이다. 그러나, 만약 주파수-확산 잼머 신호가 이해 관계의 수신 신호들과 동일한 주파수 대역폭을 이제 점유하게 되면, 필터링은 수신 신호 그 자체를 또한 필터링하므로 필터링이 쓸모없어진다. 또 다른 기술은 증폭 이전의 수신 경로로부터 송신 신호와 잼머 신호들을 필터링하는 것이다. 이 기술은 (a) 잼머가 수신 신호에 너무 가까이 있어 필터링할 수 없고, 및 (b) 또한, 송신 신호가 너무 가까이 있기 때문에 전혀 적당하지 않으며, 적당히 좋은 듀플렉서들은 크고 고가이므로 필터링하기에는 비싸다.
따라서, 어떤 해결될 수 없는 문제점들로 인해, 무선 트랜시버들의 수신 신호 프로세싱이 모든 애플리케이션들에 항상 알맞은 것은 아니다.
발명의 개요
폭넓게는, 본 발명의 하나의 양태는 수신 경로를 가지는 무선 통신 모듈에서 적용되는 신호 프로세싱 방법을 포함한다. 이 방법은, 수신 경로에서의 비선형 장치가 수신 경로상의 비-진폭 변조된 (non-amplitude modulated) 잼머 신호를 변조하기 위해 (또는, 이미 진폭 변조된 잼머 신호를 추가로 변조하기 위해), 수신 경로에서 진폭 변조된 송신 또는 다른 블리드-오버 신호를 사용하는 것을 억제한다. 블리드-오버 신호는, 잼머 신호에 대해 비선형 회로가 강제로 선형적으로 동작하도록 하면서, 블리드- 오버 신호의 포락선을 보완하는 (complements) 포락선을 가지는 하나 이상의 진폭 변조된 더미 신호(들) (dummy signal(s)) 을 부가함으로써 조절된다. 증폭기의 출력은, 더미 신호(들), 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 더미 신호(들)을 도입함으로써 발생되는 임의의 상호 변조 소산들 (intermodulation products) 의 대역폭들을 가지는 신호들을 제거하기 위해 필터링될 수도 있다.
도면의 간단한 설명
도 1a 는 무선 트랜시버의 다양한 하드웨어 컴포넌트들과 배선의 블록도이다.
도 1b 는 전형적인 선형화 회로의 하드웨어 컴포넌트들과 배선의 블록도이다.
도 1c 는 멀티플 컴플리먼트 발생기들을 가지는 선형화 회로의 하드웨어 컴포넌트들과 배선의 블록도이다.
도 2 는 전형적인 디지털 데이터 프로세싱 머신을 나타내는 도면이다.
도 3 은 전형적인 신호 베어링 매체를 나타내는 도면이다.
도 4 는 전형적인 블라인드 선형화 동작 시퀀스를 나타내는 흐름도이다.
도 5a 및 도 5b 는 각각, 블리드-오버 포락선을 가지는 블리드-오버 신호와 더미 포락선을 가지는 더미 신호를 나타내는 신호도이다.
발명의 상세한 설명
첨부된 도면과 아래의 상세한 설명을 통해 당업자는 본 발명의 특징, 목적, 및 이점들을 보다 명확하게 이해할 것이다.
하드웨어 컴포넌트들 & 배선
도입부
폭넓게는, 본 발명의 하나의 특징은 트랜시버와 같은 무선 통신 모듈에 관한 것으로서, 트랜시버의 수신 경로는, 송신 신호들 (또는, 송신 경로로부터 수신 경로로 흘러 들어오는 다른 신호들) 이 비선형성을 통해 (간섭으로부터 일어나는) 상대적으로 강한 잼머 신호를 변조하여 원격국으로부터 도달하는 상대적으로 약한 수신 신호들을 감추는 것 (disguising) 을 억제하도록 수정된다. 진폭 변조된 블리드-오버 신호가 상기 블리드-오버 신호 포락선을 보완하는 포락선을 가지는 더미 신호와 결합되기 때문에, 수신 경로의 비선형 증폭기는 잼머 신호를 강제로 선형적으로 처리하게 된다. 선택적으로는, 더미, 블리드-오버, 및 (더미 신호를 도입하는 것의 임의의 다른 소산뿐만 아니라) 잼머 신호들은 증폭기의 출력으로부터 필터링될 수도 있다.
이에 관련하여 설명되었지만, 본 발명은 부가적으로, 수신 경로상에 발생하는 임의의 블리드-오버 신호 (반드시 송신 신호들일 필요는 없는) 가 잼머 또는 수신 경로에 있는 다른 강한 신호를 수정하는 것 (modifying) 을 억제하는 이들 기술들에 대한 보다 일반적인 애플리케이션을 상정한다 (contemplate). 블리드-오버 신호 및/또는 결합된 블리드-오버 신호가 공지된 또는 측정 가능한 신호 포락선을 가지는, 임의의 블리드-오버 신호에 대해 이들 개념들이 적용될 수도 있다.
도 1a 는 무선 트랜시버 (150) 의 일예를 나타낸다. 트랜시버 (150) 는 송신 신호 경로 (152) 및 수신 신호 경로 (159) 를 포함한다. 경로들 (152, 159) 은 안테나 (156) 로부터 수신 경로 (159) 로 수신 신호들을 향하게 하는 듀플렉서 (154) 를 통해 안테나 (156) 에 연결된다. 듀플렉서 (154) 는, 상업적으로 유용한 무선 전화기들에서 사용되는 듀플렉서처럼, 잘 알려진 다수의 다른 설계들로 구현될 수도 있다. 다른 가능한 상황들 중에서, 상기 듀플렉서는 송신과 수신에 다른 주파수를 사용하는 CDMA 시스템들에 적용될 있다. 또한, 본 발명에 의해 의도된 바와 같이, 데이터를 전송하고 수신하기 위해 동일 주파수이지만 다른 시간 슬롯을 사용하는 TDMA 또는 다른 인코딩을 이용하는 실시형태들에 대해, 스위치 (미도시) 가 듀플렉서를 대체할 수도 있다. 본 출원의 상세한 설명에 의존하여, 다양한 다른 컴포넌트들은, 이들 컴포넌트들이 비록 공통 안테나를 사용하여 송신 및 수신 신호를 교환하는 기능을 하더라도, 듀플렉서 또는 스위치를 대신하여 사용될 수도 있다. 다른 방법으로는, 별개의 안테나들이 송신 및 수신을 위해 사용될 수도 있으며, 이 경우, 듀플렉서 (154) 는 완전히 생략될 수도 있다.
송신 신호 경로 (152) 는 인코딩, 변조, 증폭, 및 원격 통신국들로의 송신을 위한 신호들을 다르게 프로세싱하기 위한, 다양한 회로 (circuitry) 를 포함한다. 예를 들어, 송신 신호 경로 (152) 는 상업적으로 유용한 무선 전화기들에서 사용되는 것과 같은 공지된 다양한 회로에 의해 구현될 수도 있다.
일반적으로, 수신 신호 경로 (159) 는 디코딩, 복조, 증폭, 및 안테나를 통해 원격 통신국들로부터 수신된 신호 ("수신 신호") 를 다르게 프로세싱하기 위한 컴포넌트들을 포함한다. 이러한 컴포넌트들은 상업적으로 유용한 무선 전화기들에서 사용되는 것과 같은 공지된 다양한 회로에 의해 구현될 수도 있다. 하나의 이러한 컴포넌트는 비선형 장치 (162) 이며, 이는 상대적으로 약한 수신 신호들을 증폭하는 역할을 하는 증폭기를 예로 들 수 있다. 일부 또는 모든 증폭기들에서, 입력되는 신호들의 모든 진폭들에 대해 고정된 이득을 제공하지 않기 때문에, 증폭기 (162) 는 비선형 장치이다.
또한, 수신신호 경로 (159) 는 종래의 트랜시버들에 없는 다수의 컴포넌트들을 포함하며, 그것의 새로운 사용은 오직 본 발명자(들) 의 기여의 결과로서 생긴다. 하나의 이러한 컴포넌트는 선형화 회로 (101) 인데, 이것은 증폭기 (162)에 의해 선형적으로 처리되도록 설계된 결합 신호를 제공하기 위해, 진폭 변조된 "소스 (source)" 신호 (송신과 잼머 및 수신 신호들을 플러스함) 를 더미 신호와 결합함으로써 증폭기 (162) 가 강제로 선형적으로 행동하게 한다. 상기 회로 (101) 는 (안테나 (156) 로부터 수신 신호를 포함하는 소스신호를 회득하기 위해) 듀플렉서 (154) 에 연결되는 입력 (102) 를 가지며 또한, (안테나 (156) 을 통해 경로 (152) 로부터 송신되는 송신 신호를 샘플하기 위해) 송신 신호 경로 (152) 에 연결되는 또 다른 입력 (103) 을 가진다.
또한, 경로 (159) 는 필터 (116) 를 포함하며, 이것은 무선 통신 수신 경로에서 표준으로 사용되는 현재 필터, 또는 완전히 새로운 필터, 또는 오래된 컴포넌트와 새로운 컴포넌트의 결합으로 제공될 수도 있다. 필터 (116) 는 증폭기의 출력으로부터 수신 신호를 선택적으로 추출한다. 전술한 컴포넌트들을 아래에서 보다 상세하게 설명한다.
일반적인-선형화 회로
도 1b 는 일예에 따라, 수신 경로 (159) 의 컴포넌트들 (116, 162, 101) 을 부가적으로 상세하게 나타낸다. 도 1b 에서, 다양한 입력과 출력들이 102, 103, 113, 114a, 114b 와 같이 개시된다. 상황에 따라, 이들 참조 부호들은 입력/출력 라인들상에 존재하는 입력 신호들과 출력 신호들뿐만 아니라 하드웨어 입력/출력 라인들 ("입력들" 및 "출력들") 를 지칭하는데 사용된다. 그리고, "회로"라는 용어는 참조의 편리를 위해 사용되더라도, 본 명세서에서 설명되는 회로들은 별개의 전자부품들, 인쇄 회로 기판 트레이스 (traces), 집적 회로, 펌웨어, 소프트웨어, 하드웨어, 또는 이들의 임의의 결합에 의해 구현될 수도 있다. 일부 전형적인 서브 컴포넌트들의 구성을, 전형적인 디지털 데이터 프로세상 장치, 로직 회로, 및 신호 베어링 매체 (signal bearing medium) 를 참조하여 보다 상세하게 설명한다.
종래에는, (102 와 같은) 입력 신호들은 증폭기 (162) 에 직접적으로 입력되고, 증폭기는 단순히 그 입력 신호를 처리하며 및 그것의 출력을 (114b 에서) 제공한다. 이 공지된 방법 (approach) 대신에, 본 발명의 하나의 특징은, 입력 신호 (102) 대신 증폭기 (162) 로 입력되는 콘디션된 신호 (113) 을 발생시키는 선형화 회로 (101) 로 입력 신호 (102) 를 다시 전송한다. 그리고, 증폭기 (162) 의 출력 (114b) 을 최종 출력으로서 고려하는 것 대신, 필터 (116) 가 이 출력 (114b) 을 최종의, 선형화된 출력 (118) 을 제공하기 위해 추가로 처리하는데 사용된다. 입력 신호 (102) 가 증폭기 (162) 에 직접 제공되는 경우의 114b 에서 존재하는 증폭기 (162) 의 비선형 효과들을 선형화된 출력 (118) 은 면한다.
증폭기
전술한 바와 같이, 수신 신호 경로 (159) 는 증폭기를 포함한다. 비록 본 명세서에서 증폭기 (162) 로서 예시화되었지만, 본 명세서의 개시는 혼합기들, 필터들, 아이솔레이터들, RF 소자들, 또는 다른 비선형 장치들에도 적용될 수도 있다. 증폭기 (162) 의 예는 본 명세서의 일실시형태를 보다 상세하게 설명하는데 사용된다.
증폭기 (162) 는 그것의 입력 (114a) 에서의 신호들을 증폭시키고 114b 에서 증폭된 출력을 생성한다. 그러나, 증폭량이 114a 에 도달하는 신호의 진폭으로 변하기 때문에, 증폭기 (162) 는 비선형이다. 간단한 예로서, 증폭기 (162) 는 그것의 입력 신호 (114a) 의 진폭을 2 배로 하려 할 수도 있다. 이 경우, 만약 입력 신호가 2 ㎷ 인 경우, 증폭기 (162) 는 4 ㎷ 의 출력을 생성한다. 그러나, 이 예로 계속하면, 증폭기 (162) 의 성능은 더 큰 진폭의 입력 신호들로 저하되기 시작한다. 입력 신호들을 2 배로 증폭시키는 것 대신, 증폭기 (162) 는 더 큰 진폭 입력 신호들에 대해 입력 신호들을 1.95 배로 그 후에는 1.9 배로, 그 후에는 1.85 배, 및 1.80 배 등으로 증폭시킨다. 따라서, 증폭기 (162) 는, 그것이 입력 신호의 진폭에 의존하는 변화를 적용하기 때문에, 진폭 의존 비선형성을 나타낸다.
유익하게는, 본 발명은 증폭기 (162) 의 비선형성의 범위, 행동, 또는 다른 고유의 특성에 대한 지식없이도 실행될 수도 있다. 이러한 의미에서, 본 발명의 한 양태는 "블라인드 (blind)" 선형화이다. 증폭기 (162) 의 비선형성, 특히, 증폭기가 진폭 의존 비선형을 나타내는 것의 클래스 (class) 에 대한 정보가 요구된다. 따라서, 증폭기 (162) 는 AM-AM, AM-PM 왜곡을 발생시키는데, 이는 입력 신호의 진폭 변조 (AM) 가 출력 신호의 비선형 진폭 변조를 야기하고, 및/또는 입력 신호의 진폭 변조가 출력 신호의 비선형 위상 변조 (PM)을 야기시키는 것을 의미한다.
선형화 회로 & 필터-상세한 설명
선형화 회로 (101) 는 입력 (102) 과 증폭기 (162) 사이에 다양한 예비-프로세싱 컴포넌트들을 포함한다. 이들은 컴플리먼트 발생기 (104) 및 가산기 (112) 를 포함한다. 컴플리먼트 발생기 (104) 는 포락선 검파기 (106; envelope detector), 포락선 컴플리먼트 계산기 (108), 및 더미 신호 발생기 (110) 를 포함한다.
전술한 바와 같이, 입력 (102) 에서의 신호는 송신 신호, 진폭 변조된 수신 신호, 및 (진폭 변조된, 또는 그렇지 않은) 잼머 신호를 포함하는 진폭 변조된 "소스"신호를 포함한다. 송신 신호는, 그것이 수신 경로상으로 블리드 오버하기 때문에, "블리드-오버"신호의 한 유형을 예시한다. 또한, 선형화 회로 (101) 는 경로 (152), 듀플렉서 (154) 및 다른 소스로부터 송신 신호를 복사하는 신호 (103) 를 수신한다. 포락선 검파기 (106) 는 송신 신호 (103) 의 포락선을 측정하고, 분량을 재며 (quantifies), 추정하고, 계산하거나 또는 그외에 결정한다. 이것을 "송신 포락선"이라 한다.
상기 포락선 검파기 (106) 는 하나 이상의 다이오드, 캐페시터, 저항의 회로구조와 같이, 광범위하게 알려진 다양한 포락선 검파기들 중의 임의의 것에 의해 구현될 수도 있다. 다른 방법으로는, 만약 포락선의 정보가 이미 공지된 경우, 소스 포락선의 정보 (description) 가 다른 소스 (미도시) 로부터 예를 들어, 디지털 형태로 컴플리먼트 발생기 (104) 에 도달될 수도 있다. 이 경우, 포락선 검파기 (106) 는 생략될 수도 있다. 예를 들어, 송신 신호가 소스신호의 주요 진폭 변조된 구성 성분들을 구성하기 때문에, 수신 신호는 현저하게 약해지고, 송신 신호의 포락선을 설명하는 정보는 송신경로로부터 획득될 수도 있고 송신 포락선으로서 사용될 수도 있다.
상기 포락선 컴플리먼트 계산기 (108) 는 송신 포락선에 상보적인 (complementary) "더미" 포락선을 계산한다. 넓은 관점에서, 만약 송신 포락선에 부가된다면, 그 결과가 상수 (constant) 가 되도록 더미 포락선이 계산된다. 따라서, 하나의 기본적 구현에서, 임의의 시간에서 더미 포락선의 값은 그 상수로부터 송신 포락선을 공제함으로써 계산될 수도 있다. 이하, 더미 포락선의 계산을 보다 상세하게 설명한다.
하나의 예로, 컴플리먼트 계산기 (108) 는 트랜지스터들과 같은 별개의 회로 구성부분을 사용하여 구성될 수도 있다. 다른 방법으로는, 컴플리먼트 계산기 (108) 는 특히, 포락선 검파기 (106) 가 생략되고 송신 포락선 정보가 디지털 형태로 도달하는 경우, 소프트웨어로서 구현될 수도 있다.
더미 포락선으로 특징화되는 더미 신호를 제공하기 위해, 캐리어 신호의 진폭을 더미 신호 발생기 (110) 가 변조한다. 대표적인 예로서, 어떤 의도된 제한없이, 더미 신호 발생기 (110) 는 오실레이터 및 멀티플라이어 (multiplier) 를 구비할 수도 있으며, 여기서 멀티플라이어는 캐리어와 108 에 의해 계산된 더미 포락선의 곱을 계산한다. 이것은 예를 들어, 폴라 변조 (polar modulation) 를 사용하여 달성될 수도 있다. 다른 예에서, 더미 신호 발생기 (110) 는, 계산된 더미 포락선에 기초하여 I 및 Q 성분들을 계산하는 회로부분을 포함하여, 직교 변조기, 그리고 이러한 I 및 Q 성분들의 곱을 계산하는 멀티플라이어를 포함한다. 변조 방식에 관계없이, 아래에서 보다 상세하게 설명되는 바와 같이 최종 출력 (118) 로부터 더미 신호를 제거하는데 일조하기 위해, 더미 신호 (105) 의 하나 이상의 주파수들 (주파수 대역폭) 은 의도적으로 수신 신호들의 대역폭 ("수신 주파수 대역폭") 과 상이하다.
따라서, 105 에서의 컴플리먼트 발생기 (104) 의 출력은 더미 포락선으로 설명된 포락선을 가지는 더미 신호를 포함한다. 이 신호는 더미 신호 발생기 (110) 에 의해 결정되는 주파수 대역폭을 가진다. 가산기 (112) 는 콘디션된 출력 (113) 을 제공하기 위해 원래의 소스 신호 (102) 와 상기 더미 신호 (105) 를 결합한다. 이 신호는 증폭기 (162) 로 입력되고, 증폭기 (162) 는 그것의 입력 (114a) 을 처리하여 114b 에서 출력을 제공한다.
선형화 회로 (101) 에 더하여, 수신 신호 경로는 증폭기 (162) 와 최종 출력 (118) 사이에 다양한 사후-프로세싱 (post-processing) 컴포넌트들을 선택적으로 포함한다. 즉, 필터 (116) 는, 증폭기 (162) 의 비선형을 통해 송신 신호와 더미 신호의 접합 상호작용에 의해 생성된 신호들뿐만 아니라 더미 주파수 대역폭을 가지는 신호들을 의미하는, 어떤 "혼변조 소산들"뿐만 아니라, 송신, 잼머, 및 더미 주파수들의 신호들을 제거하는 기능을 한다. 상기 필터 (116) 는 예를 들어, 하나 이상의 대역통과 필터들을 구성할 수도 있다.
멀티플 더미 신호 발생기들
전술한 예는 단일 더미 신호 발생기를 가지고 따라서 단일 더미 신호를 이용하는 일예를 나타낸다. 본 명세서에서 설명된 바와 같이, 3 차 진폭 의존 (AM/AM 및 AM/PM) 비선형성들에 의해 발생될 수도 있는 것과 같은 혼-변조를 해결하는데, 단일 더미 신호의 사용이 효과적이다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 만약 보다 높은 차수의 비선형들이 포함되는 경우, 보다 많은 더미 신호들이 요구된다.
이 경우, 도 1c 에 도시된 바와 같이, 멀티플 더미 신호 발생기들 (110a, 110b) 을 구현하도록 다른 구조의 선형화 회로 (101a) 가 상정된다. 이하에서처럼, (도 1c 의) 상기 회로 (101a) 의 컴포넌트들은 (도 1b) 의 회로 (101) 의 컴포넌트들과 다른 정도선까지, 다른 참조 부호들을 제공하여 이들을 설명한다. 포락선 검파기 (106) 는 도 1a 에서와 같은 도 1b 에서 동일한 기능을 수행한다. 즉, 포락선 검파기 (106) 는 소스 포락선을 측정하고, 분량을 재며, 추정하고, 계산하거나 또는, 그외에 결정한다.
비록 포락선 컴플리먼트 계산기 (108a) 가 도 1b 의 계산기 (108) 와 일반적으로 동일한 방식으로 동작하더라도, 계산기 (108) 은 약간의 부가적인 기능성들을 포함한다. 즉, 포락선 컴플리먼트 계산기 (108a) 는 (하나라기 보다는) 2 개의 더미 포락선들을 계산하며, 이들 더미 포락선들은 결합되어 송신 포락선에 상보적이다. 아래에서 보다 상세하게 멀티플 더미 포락선을 발생시키는데의 전형적인 방법을 설명한다.
도 1c 에서, 멀티플 더미 신호 발생기들 (110a, 110b) 이 있다. 각 더미 신호 발생기 (110a, 110b) 는 계산된 더미 포락선들 중의 다른 하나를 나타내는 더미 신호를 제공하기 위해 다른 캐리어 신호를 변조한다. 단일 더미 신호 발생기 (110) 와 같이, 도 1c 의 실시형태에서의 각 더미 신호 발생기 (110a, 110b) 는 예를 들어, 폴라 또는 직교 변조를 사용할 수도 있다.
라인 (105a, 105b) 상에 더미 신호들을 포함하는, 더미 신호 발생기들 (110a, 110b) 의 출력은 가산기 (112) 로 전해진다. 가산기 (112) 는 소스신호 (102) 와 상기 더미 신호들 (105a, 105b) 을 결합한다. 따라서, 가산기 (112) 는 콘디션된 출력 (113) 을 제공한다. 이 신호 (113) 는 114a 에서 증폭기 (162) 로 공급된다. 증폭기 (162) 는 입력 (114a) 를 처리하여 114b 에서 출력을 제공한다.
도 1b 의 필터 (116) 과 같이, 필터 (116a) 는 비선형 회로의 출력 (114b) 으로부터 (송신 신호와 더미 신호들의 접합 상호작용에 의해 생성되는 신호들뿐만 아니라) 더미 신호들을 제거한다. 그러나, 선형화 회로 (101a) 가 멀티플 더미 신호들 (105a, 105b) 를 사용하기 때문에, 필터 (116a) 는 이러한 신호들의 임의의 혼변조 소산뿐만 아니라 각 더미 주파수 대역폭의 신호들을 제거하도록 구성된다.
전형적인 디지털 데이터 프로세싱 장치
전술한 바와 같이, 포락선 검파기들, 포락선 컴플리먼트 계산기들, 더미 신호 발생기들, 가산기들, 필터들, 또는 이들의 서브컴포넌트들의 어떤 하나 또는 그 이상과 같은 데이터 프로세싱 엔터티들 (entities) 은 다양한 형태로 구현될 수도 있다. 도 2 의 디지털 데이터 프로세싱 장치 (200) 의 하드웨어 컴포넌트들 및 배선에 의해 예시되는 것과 같이, 일예는 디지털 프로세싱 장치이다.
장치 (200) 는 스토리지 (204) 에 연결된, 마이크로프로세서, 퍼스널 컴퓨터, 워크스테이션, 콘트롤러, 마이크로콘트롤러, 상태 머신, 또는 다른 프로세싱 머신과 같은 프로세서 (202) 를 구비한다. 본 예에서는, 스토리지 (204) 는 비휘발성 스토리지 (208) 뿐만 아니라 고속-액세스 스토리지 (206) 를 구비한다. 고속-액세스 스토리지 (206) 는 랜덤 액세스 메모리 ("RAM") 을 구비할 수도 있으며, 상기 프로세서 (202) 에 의해 실행되는 프로그래밍 명령어들을 저장하는데 사용될 수도 있다. 비휘발성 스토리지는 예를 들어, 배터리 백업 램, 이이프롬 (EEPROM), 플레시 프롬 (flash PROM), "하드 드라이버" 와 같은 하나 이상의 마그네틱 데이터 스토리지 디스크들, 테이프 드라이브, 또는 다른 적당한 스토리지 장치를 구비할 수도 있다. 또한 장치 (200) 는, 라인, 버스, 케이블, 전자 마그네틱 링크, 또는, 프로세서 (202) 가 장치 (200) 의 외부에 있는 다른 하드웨어와 데이터를 교환하기 위한 다른 수단과 같은, 입력/출력 (210) 을 포함한다.
특별히 전술한 설명에도 불구하고, (이 발명의 공개의 이득을 가지는) 당업자에게 전술한 장치가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서, 다른 구성의 머신으로 구현될 수도 있다는 것은 자명하다. 구체적인 예로서, 상기 컴포넌트들 (206, 208) 중의 하나는 제거될 수도 있는데; 또한, 스토리지 (204), (206) 및 /또는 (208) 은 프로세서 (202) 의 보드상에 제공될 수도 있으며, 또는 심지어 장치 (200) 의 외부에 제공될 수도 있다.
로직 회로
전술한 디지털 데이터 프로세싱 장치에 대조하여, 본 발명의 다른 실시형태는 상기에서 언급한 것들과 같은 다양한 프로세싱 엔터티들을 구현하기 위해, 컴퓨터-실행 명령어들 대신에 로직 회로를 사용한다. 스피드, 비용, 툴링 코스트 등의 영역에서 본 애플리케이션의 특정 요건들에 의존하여, 수천의 미세한 집적 트랜지스터들을 가지는 애플리케이션-특정 집적 회로 (ASIC) 을 구성함으로써, 이 로직은 구현될 수도 있다. 이러한 ASIC 는 CMOS, TTL, VLSI, 또는 다른 적당한 구성으로 구현될 수도 있다. 다른 대안들은 디지털 신호 프로세싱 칩 (DSP), 별개의 회로부분 (저항, 캐페시터,다이오드, 인덕터, 및 트랜지스터 등), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 프로그래머블 로직 어레이 (PLA), 프로그래머블 로직 장치 (PLD), 기타등을 포함한다.
오프레이션(operation)
본 발명의 구조적 특징을 설명을 하였기 때문에, 이하 본 발명의 오프레이션 양태를 설명한다. 전술한 바와 같이, 본 발명의 오프레이션 양태는, 수신 경로상으로 흘러나오는 송신 또는 다른 신호들이 증폭기 또는 다른 비선형 장치를 통해 상대적으로 강한 잼머 신호를 변조하는 것과 잼머 신호를 원격국으로부터의 이해관계에 있는 보다 약한 수신호들에 의해 점유되는 주파수대로 확산시키는 것을 억제하기 위해, 무선 통신 모듈의 수신 경로를 조절하는 것을 포함한다. 소정의 더미 신호와 진폭 변조된 블리드-오버 신호를 결합함으로써, 수신 경로에서의 비선형 장치는 잼머 신호를 변조되지 않은 상태로 또는 적어도 임의의 부가된 변조를 면하는 상태로 남겨두면서, 잼머 신호에 대해 선형 방식에서 강제로 동작되게 한다. 선택적으로, 그 후, 더미, 블리드-오버, 및 잼머 신호들 (그리고 더미 신호의 도입시 발생되는 임의의 다른 신호들) 은 비선형 장치의 출력으로부터 필터링될 수도 있다.
신호-베어링 매체
본 발명의 임의의 기능성이 하나 이상의 머신-실행 프로그램 시퀀스를 사용하여 구현되는 경우에는 항상, 이러한 시퀀스는 신호-베어링 매체의 다양한 형태로 구체화될 수도 있다. 도 2 의 상황에서, 이러한 신호-베어링 매체는 예를 들어, 프로세서 (202) 에 의해 직접 또는 간접 액세스가능한, 마그네틱 데이터 스토리지 디스켓 (300) (도 3) 과 같은, 스토리지 (204) 또는 다른 신호-베어링 매체를 구비할 수도 있다. 스토리지 (206), 디스켓 (300), 또는 기타에 들어있든 간에, 명령어들은 다양한 상태-판독가능 데이터 스토리지 매체상에 저장될 수도 있다. 일부 예는 직접 액세스 스토리지 (예를 들어, 종래의 "하드 드라이브", 값싼 디스크들의 잉여 어레이 ("RAID"), 또는 다른 직접 액세스 스토리지 장치 ("DASD")), 마그네틱 또는 광학 테이프와 같은 시리얼-액세스 스토리지, 전자 비-휘발성 메모리 (예들 들어, 롬, 이프롬 (EPROM), 플레시 프롬, 또는 이이프롬), 배터리 백업 램 (RAM), 광학 스토리지 (예들 들어, CD-ROM, WORM, DVD, 디지털 광학 테이프), 종이 "펀치" 카드들, 또는, 아날로그 또는 디지털 송신 매체 그리고 아날로그와 통신링크 및 무선 통신을 포함하는 다른 적당한 신호-베어링 매체를 포함한다. 본 발명의 예시적인 실시형태에서, 머신-판독가능 명령어들은 소프트웨어 목적 부호 (software object code) 를 포함할 수도 있으며, 어셈블리어 C 등과 같은 언어로부터 컴파일될 수도 있다.
로직 회로
전술한 단일-베어링 매체에 대조하여, 본 발명의 기능성의 일부 또는 전체는, 명령어들을 실행하는 프로세서를 사용하는 것 대신에, 로직 회로를 사용하여 구현될 수도 있다. 따라서, 이러한 로직 회로부분은 본 발명의 방법 양태를 실행하는 오프레이션들을 수행하도록 구성된다. 전술한 바와 같이, 로직 회로가 많은 다른 유형의 회로를 사용하여 구현될 수도 있다.
오프레이션의 전체 시퀀스
도 4 는 본 발명의 오프레이션 양태를 설명하는 시퀀스 400 을 나타낸다. 설명의 편의를 위해, 어떤 의도된 제한없이, 도 4 의 예는, 도 1b 에서 도시된 선형화 회로 (101) 및 필터 (116) 을 사용하여, 전술한 트랜시버 (150) 의 상황에서 설명된다.
단계 402 에서, 선형화 회로 (101) 는 신호들 (102, 103) 을 수신한다. 즉, 상기 회로 (101) 는 듀플렉서 (154) 로부터의 소스신호를 입력 (102) 상에서 수신하고, 회로 (101) 는 송신 신호 경로 (152) 로부터의 송신 신호를 103 상에서 수신한다. 102 에서의 신호는 "소스 신호"로 지칭되며, 송신 신호, 잼머 신호, 및 수신 신호를 포함한다. 또한 송신 신호는, 송신 신호 경로 (152) 로부터 우연히 블리딩-오버함으로써 수신 신호 경로 (159) 상으로 도달하기 때문에 "블리드-오버"신호라 칭해진다. 수신 신호는 트랜시버 (150) 가 통신하는 원격국으로부터의 신호이고, 이 신호는 안테나 (156) 을 통해 도달한다. 종래의 수신 신호 회로와는 달리, 상기 선형화 회로 (101) 가 선형 방식으로 소스 신호를 프로세싱하는데, 증폭기 (162) 를 지원하는 어떤 예비-프로세싱 업무들을 수행하도록 설계되었기 때문에, 소스 신호는 상기 증폭기 (162) 로 직접 향하지 않는다. 도 5a 는 개별적인 송신 신호 (502) 를 설명한다. 송신 신호 (502) 는 "송신 주파수 대역폭"을 구성하는 하나 이상의 주파수들의 진폭 변조된 신호를 포함한다.
단계 403 에서, 포락선 검파기 (106) 는 송신 신호 (103/502) 를 나타내는 송신 포락선을 계산한다. 도 5a 는 504 로 송신 신호 (502) 의 포락선을 설명한다. 상기 포락선 검파기 (106) 는 입력 (103) 에 도달하는 신호의 포락선을 측정하고 분량을 재며, 추정하고, 계산하며, 그외 결정함으로써 작동한다. 상기 검파기 (106) 의 출력은 "송신 포락선" 이라하며, 아날로그 파형(들), 디지털 정보, 또는 검파기 (106) 및/또는 컴플리먼트 계산기 (108) 가 구현되는 방식에 의존하는 임의의 다른 데이터를 가지는 포락선 (504) 를 설명하는 기능을 한다.
그러나, 포락선 정보가 이미 알려진 경우에는 포락선 검파기 (106) 는 생략될 수도 있기 때문에 단계 403 은 선택적이다. 예를 들어, 애플리케이션에 따라서, 포락선을 설명하는 데이터 및/또는 신호는 이미 컴퓨터, 아날로그 회로, 또는 상기 선형화 회로 (101) 로부터 분리된 다른 기원 (other origin) 으로부터 획득될 수도 있다. 블리드-오버 신호가 실제로 송신 신호인 예시된 실시형태에서, 포락선 정보는 예를 들어, 송신경로 (152) 로부터 획득될 수도 있다. 이 경우, 송신 포락선 설명이 또 다른 기원점으로부터 직접 컴플리먼트 계산기 (108) 로 도달되기 때문에, 입력 (103) 은 컴플리먼트 발생기 (104) 에 연결될 필요는 없다.
단계 404 에서, 포락선 검파기 (106) (단계 403) 에 의해 계산되거나 또는 또 다른 기원점으로부터 수신된 송신 포락선 (504) 에 기초하여, 더미 포락선 계산기 (108) 는 더미 포락선을 계산한다. 폭넓게는, 만약 임의의 순간에 소스 포락선 (504) 과 더미 포락선들이 결합되는 경우, 소정의 상수를 발생시키도록 더미 포락선이 계산된다. 도 5b 는, 소스 포락선 (504) 에 기초하여 계산된 전형적인 더미 포락선 (508) 을 나타낸다.
보다 상세한 예로서, 송신 포락선과 더미 포락선의 진폭들이 소정의 공식에 의해 처리되고 그 처리된 결과들이 더해지는 경우에는 항상 소정의 상수가 생기는 정도로 더미 신호 포락선은 계산된다. 하나의 이러한 소정의 식은 아래의 수학식 1 과 2 로 표현될 수도 있다.
K = Ase 2 + *Ade 2
여기서, K 는 상수,
Ase 는 송신 신호 포락선의 진폭,
Ade 는 더미 포락선의 진폭이다. 즉, 이 실시형태에서, 포락선 컴플리먼트 계산기 (108) 는 아래의 수학식 2 를 만족시키기 위해 더미 포락선의 진폭을 계산한다.
Ade = sqrt (K - Ase 2)
단계 406 에서, 더미 신호 발생기 (110) 는 계산된 더미 포락선을 나타내는 더미 신호를 제공하기 위해 캐리어 신호를 변조한다. 현재 설명된 예에서, 도 5b 는 더미 신호를 506 으로서 나타낸다. 발생기 (110) 는 예를 들어, 오실레이터를 사용하여 캐리어 신호를 발생시킬 수도 있거나 또는, 다른 곳으로부터 캐리어 신호를 수신할 수도 있다. (만약 일부 주파수/위상 변조가 사용되는 경우, 그것의 단일 주파수 또는 주파수 범위를 의미하는) 캐리어 신호의 주파수 대역폭을 "더미 주파수 대역폭"이라 한다. 사후-비선형-회로 소산들이 수신 신호로부터 용이하게 구별 (및 제거) 될 수 있도록, 더미 주파수 대역폭을 신중하게 선택함으로써, 다운스트림 필터들 (아래에서 설명됨) 의 동작은 더욱 단순화될 수도 있다. 예를 들어, 더미 주파수 대역폭은 수신 주파수 대역폭과 상이하게 선택될 수도 있다. 또한, 수신 경로의 기존의 필터링이 혹간 있더라도, 더미 주파수 대역폭은 더미 신호와 더미 신호에 의해 야기되는 원하지 않는 상호변조를 제거하도록 선택될 수도 있다. 증폭기 (162) 의 출력 (114b) 로부터의 더미 신호의 인공물들 (artifacts) 을 추후 제거하는 프로세스를 더욱 단순화시키기 위한 하나의 방법은 상기 캐리어 신호의 임의의 주파수/위상 변조를 회피하는 것이다.
단계 406 의 캐리어 변조는 직교 변조, 폴라 변조, 또는 당업자에게 알려진 많은 기술들 중의 다른 변조에 의해 일어날 수도 있다.
단계 408 에서, 가산기 (112) 는 소스신호 (입력 (102) 상에 존재) 와 더미 신호 (506) (더미 신호 발생기 (110) 의 출력 (105) 상에 존재) 를 가산한다. 또한 가산기 (112) 의 출력은 "콘디션된" 신호 (113), 또는 "결합된" 신호로서 지칭될 수도 있다. 단계 410 에서, 가산기 (112) 는 이 신호를 증폭기 (162) 로 전송한다.
단계 410 에서, 증폭기 (162) 는 입력 (114a) 에서 수신된 콘디션된 신호 (113) 를 증폭한다. 그러나, 소스신호 (102) 가 더미 신호 (506) 의 부가에 의해 조절되었기 때문에, 증폭기 (162) 는 선형 방식에서 잼머 신호를 강제로 처리한다. 즉, 더미 신호의 부가는 송신 신호가 증폭기 (162) 의 비선형을 통해 잼머 신호를 변조하는 것 (또는, 추가로 변조하는 것) 을 억제한다. 이러한 의미에서, 증폭기 (162) 의 출력 (114b) 은 선형화된다.
그러나, 상기 출력 (114b) 은 여전히 더미 신호 (506) 의 인공물들 뿐만 아니라 바람직하지 못한 다른 것을 함유하고 있다. 따라서, 단계 412 에서, 필터 (116) 는 출력 (114b) 에서 발생기 (110) 의 캐리어 신호에 대응하는 신호들 즉, 더미 주파수 대역폭의 신호들을 제거한다. 또한 필터는 임의의 "혼변조 소산들", 예를 들어 증폭기 (162) 의 비선형과, 송신 신호 및 더미 신호와의 접합 상호작용에 의해 생성되는 신호들을 제거할 수도 있다. 또한, 필터는 송신 신호와 잼머 신호를 제거한다. 따라서, 필터링 후에, 출력 (118) 에 남아있는 유일한 신호들은 수신 신호 (102) 에 기여할 수 있는 신호들이다.
멀티플 더미 신호 실시형태
전술한 예는 하나의 더미 신호 발생기를 가지고 따라서 단일 더미 신호를 사용하는 예를 나타낸다. 단일 더미 신호의 사용은 본 명세서에서 설명된 바와 같이, 3 차 진폭 의존 (AM/AM 및 AM/PM) 비선형들에 의해 야기되는 것과 같은, 혼-변조를 해결하는데 효과적이다. 그러나, 만약 보다 높은 차수의 비선형이 포함되는 경우, 아래에서 설명되는 바와 같이 보다 많은 더미 신호들이 요구된다.
도 1c 에 도시된 바와 같이, 선형화 회로 (101a) 는 멀티플 더미 신호 발생기들 (110a, 110b) 을 구현한다. 회로 (101a) 를 동작시키기 위해, 많은 오프레이션들 400 이 전술된 것처럼 수행된다. 그들이 발생하고 설명을 요구하는 정도까지, 차이점들을 이하 설명한다. 먼저, 일반적으로 도 1b 의 계산기 (108) 와 같은 유사한 방식으로 포락선 컴플리먼트 계산기 (108a) 가 단계 404 를 수행하더라도, 계산기 (108a) 는 추가적인 임무들을 수행한다. 즉, 상기 포락선 컴플리먼트 계산기 (108a) 는 단계 404 에서 하나이기 보다는 2 개의 더미 포락선들을 계산하며, 여기서 이들 더미 포락선들은 결합상태에서 송신 포락선 (504) 에 상보적이다. 또한, 이 개념은 송신 신호 (103) 의 포락선에 (결합상태에서) 상보적인 3 개, 4 개, 또는 임의 개수의 더미 포락선까지 연장될 수도 있다. 멀티플 더미 포락선 계산은, 도시된 2 개의 더미 포락선들의 예와 더불어 본 명세서에 포함되는 부록 (APPENDIX) 에서 보다 상세하게 설명된다.
단계 406 에는 멀티-더미-신호 실시형태에서의 또 다른 차이점이 존재한다. 즉, 발생기들 (110a, 110b) (도 1c) 의 각각은 계산된 더미 포락선들 중의 서로 다른 포락선을 나타내는 대응 더미 신호를 제공하기 위해, 다른 캐리어 신호를 변조한다. 발생기들 (110a, 110b) 의 캐리어 신호들은 서로로부터 다른 주파수 대역폭들을 가진다. 공통 주파수들에서, 그들의 포락선들이 가산되고, 반면에 본 예의 요건들은 가산된 (소정의 포락선들을 가지는) 2 개의 구분되는 신호들을 필요로 한다. 각각의 캐리어 신호의 주파수 (또는, 일부 위상 변조가 사용되는 경우, 주파수들) 는 대응 더미 신호의 연속적인 제거를 단순화하기 위해 송신 신호 (103) 의 주파수 대역폭과는 다르다. 증폭기 (162) 의 출력 (114b) 으로부터 더미 신호의 인공물들을 제거하는 프로세스를 더욱 단순화하기 위해, 각각의 캐리어 신호는 단일 주파수 즉, 어떤 위상 변조 없이 발생할 수도 있다. 단일-더미-신호 실시형태에서와 같이, 각 더미 신호 발생기 (110a, 110b) 는 폴라 또는 직교 변조와 같은 변조를 사용할 수도 있다.
단계 408 에서는 멀티-더미 신호 실시형태에서의 또 다른 차이점이 존재한다. 여기서, 가산기 (112) 는 다른 멀티플 더미 신호 발생기들 (110a, 110b) 로부터의 출력들 (105a, 105b) 을 소스신호 (102) 와 결합한다. 또 다른 차이점으로서, 단계 412 에서의 필터 (116a) 는 모든 더미 신호들을 필터링해야만 하고, 즉, 그것은 (발생기들 (110a, 110b) 의 각각으로부터 발생하는) 각각의 더미 주파수 대역폭의 신호들을 필터링해야만 한다. 단일-더미-신호 실시형태에서와 같이, 또한, 임의의 적용가능한 혼변조 소산들은 필터링된다.
다른 실시형태들
정보와 신호들을 어떤 여러 다른 기술체계 및 기술을 이용하여 나타낼 수도 있다. 예를 들어, 상술한 명세서 전반에 걸쳐 언급한 데이터, 명령, 커맨드, 정보, 신호들, 비트, 심벌 및 칩을 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 자기 입자, 광학필드 또는 광학 입자, 또는 이들의 결합으로 나타낼 수도 있다.
또한, 실시형태와 관련한, 상술한 여러 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계들을, 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 결합으로서 구현할 수도 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 호환가능성을 (interchangeability) 을 명확히 설명하기 위해, 설명한 여러 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계들을 그들의 기능면에서 일반적으로 설명하였다. 이러한 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어로서 구현되는지 여부는 특정 애플리케이션 및 전체적인 시스템을 지원하는 설계조건들에 의존한다. 당업자는, 각각의 특정 애플리케이션에 대하여 여러 방법으로 상술한 기능성을 실시할 수도 있지만, 그 실시 결정은 본 발명의 범위를 벗어나는 것이 아니다.
상술한 실시형태들과 관련하여 설명한 여러 논리 블록, 모듈, 및 회로들을 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래머블 논리 장치, 별도의 게이트 (discrete gate) 또는 트랜지스터 로직, 별도의 하드웨어 컴포너트, 또는 명세서에서 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 이들의 어떤 결합으로 실시하거나 수행할 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 또 다른 방법으로, 이 프로세서는 어떤 종래의 프로세서, 콘트롤러, 마이크로콘트롤러, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 연산 장치의 결합, 예를 들어, DSP와 마이크로프로세서의 결합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연관된 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 어떤 다른 구성으로서 실시할 수도 있다.
상술한 실시형태들과 관련된 방법 또는 알고리즘의 단계들을 하드웨어내에, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈내에, 또는 이들의 결합내에 내장시킬 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리 (flash memory), ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 이동형 디스크 (removable disk), CD-ROM, 또는 당해 기술분야에서 알려진 저장 매체의 어떠 다른 형태에 상주할 수도 있다. 예시적 저장 매체는, 그 프로세서가 정보 형태를 판독할 수도 있고, 정보를 저장매체에 기록할 수 있도록 프로세스에 연결될 수도 있다. 또 다른 방법으로, 저장 매체는, 프로세서에 일체부일 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC에 상주할 수도 있다.
상술한 실시형태들은 당업자가 본 발명의 이용 또는 제조가 가능하도록 제공된 것이다. 이들 실시형태들의 여러 변형도 가능하며, 명세서내에 규정된 일반 원리는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 또 다른 실시형태들에 적용할 수도 있다. 따라서, 본 발명은 상기 실시형태들로 제한되는 것은 아니며, 명세서내의 원리와 신규 특징들에 부합하는 폭넓은 의미로 해석해야 한다.
"예시적인 (exemplary) " 이란 단어는 "예로서 기여하는 (serving as an example), 실예 (instance), 또는 예증 (illustration) "을 의미하는데 본 명세서에서 사용된다. "예시적인" 으로 본 명세서에서 설명되는 임의의 실시형태는 다른 실시형태들 이상으로 바람직하거나 유용한 것으로 반드시 해석되는 것은 아니다.
부록
1. 실무 개요
회로의 이득이 신호의 진폭에 의존하는 경우 회로는 신호의 대역폭을 증가시킨다. 관련되는 진폭 그러나 관련되지 않는 위상을 가지는 선형화하는 (linearizing signal) 신호를 입력에 부가하는 것은 이러한 의존을 감소시킨다. 위상이 관련되지 않으므로, 선형화하는 신호는 임의의 편리 주파수에서 존재할 수 있다. 선형화하는 신호는 혼변조 소산들을 초래하지만, 그러나 이들은 신호 주파수가 잘 선택되는 경우에는 필터링될 수 있다. 일반적인 AM-AM, 및 AM-PM1 추정으로부터 벗어나, 비선형에 대한 어떠한 정보도 추정되지 않는다는 의미에서 이 방법을 "블라인드" 라 한다.
이 보고서는 필수적인 원리들을 검토한다. 실제적인 양태들은 당연히 고려되었지만, 세부 구현 사항들은 다루어지지 않는다.
2. 도입
식 (1)
에 의해 주어진 비선형 회로 (예를 들어, 송신기의 증폭기) 로의 입력 신호를 고찰한다.
여기서, A(t) 는 진폭 변조이고, Φ(t) 는 위상 변조이며, ω0 는 중심 주파수이다. 복소 로-패스 형태 (complex low-pass form) 를 이용하여, 우리는
식 (2)
를 가진다.
출력 신호는,
식 (3)
으로 주어진다.
여기서, G(A) 는 진폭 응답 (AM-AM) 을 지배하고, γ(A) 는 위상 응답 (AM-PM) 을 지배한다. 복소 로-패스 형태에서, 상기 출력은
식 (4)
이고, 여기서 복소 이득은
식 (5)
이다.
복소 이득은 간단한 다항식2
식 (6)
으로 표현될 수 있다.
여기서, k1, k3, k5 는
식 (7)
,
식 (8)
,
식 (9)
에 의해 이득 G(dB) 와 출력의 3-차 및 4-차 절편점들 (intercept points) (전압에서의 x 에 대해, dBW) 과 관련되고, 여기서 R0 는 입력/출력 저항[Ha81] 이다. 고-차 절편점들과의 유사한 관계들이 유도될 수도 있다. 이 모델은, 이득과 비선형이 주파수의 함수들이 아닌 것을 추정한다. - 포함되는 주파수들이 너무 넓지 않는한 합리적 추정이다.
3. 혼변조에 의한 선형화
이 섹션에서, 비선형의 입력측에 하나 이상의 선형화하는 신호들을 부가함으로써 원하는 신호 즉 T(t) 의 이득을 선형화하는 방법을 설명한다. 상기 선형화하는 신호들은 진폭에서 T(t) 와 관련되지만 위상에서는 관련되지 않는다. 또한, T(t) 가 영향을 받지 않는 상태로 두면서 - 다양한 혼변조 소산들이 필터링될 수 있는 주파수내에 부가되는 신호, 또는 신호들이 위치된다고 가정한다.
여기서 고려되는 가장 일반적인 경우에 대해, 3 개의 신호들의 합성이 비선형성으로의 입력을 형성한다. 첫째, 은 우리가 선형적으로 증폭시키고자 원하는 신호이다. 둘째, 는 증폭을 선형화시키는 신호이며 - 주로 제 3차 비선형성을 감소시킨다. 마지막으로, 은 3차 및 5차 비선형 양쪽을 감소시키도록 부가될 수도 있다. 따라서,
식 (10)
이 된다.
식 (6) 을 사용하여, 3차 출력 항은 (계수 k3 는 무시함)
식 (11)
이 된다.
T(t) 의 증폭을 수행하는 항들은 exp(iΦL ) 또는 exp(iΦM ) 중의 어느 하나가 없이 - exp(iΦT ) 의 계수들이다.
우리가 AM = 0 으로 설정하는 순간에, T(t) 의 복소 이득은
식 (12)
이 된다.
AL(t) 로부터의 기여분 (comtribution) 은 혼-변조에 기인한다. T(t) 의 이득을 선형화하기 위해, 우리는
식 (13)
을 설정한다.
3차 비선형성 계수 k3 에 대한 어떠한 정보도 요구되지 않는다는 의미에서 이 절차는 "블라인드"이다.
식 (13) 이 3차 비선형성 출력에 k3 의 효과를 제거하는 동시에, 또한 식 (13) 은 다른 계수들의 영향을 확산시키고, 그 결과 T(t) 의 새로운 복소 이득은 (예를 들어, N=7 에 대해)
식 (14)
이며,
여기서
식 (15)
,
식 (16)
,
식 (17)
,
식 (18)
이 된다.
식 (15) 에서의 새로운 선형 이득 k1' 는 모든 원래의 계수들 k1, k2, k 3 에 의해 영향을 받는다. 새로운 3차 계수 k3' 은 원래의 3차 계수 k3 에 영향을 받지 않지만, 그러나 k5, k7 에 영향을 받는다. 유사하게, k5' 는 이제 k7 로부터 기여분을 가진다. 새로운 7차 계수 k7' 는 그것의 부호와 독립적으로 영향을 받지 않는다.
선형성을 개선하기 위한 방법에 대해, 보다 고-차 계수들의 증가되는 영향에도 불구하고, K1 은 가능한 작아야만 하고, 비선형성은 지배적으로 3차이어야 한다.
일예로서, 우리는 다음의 공통적으로 인용되는 비선형성[Saleh81]
식 (19)
를 고찰한다.
CG의 이득과 위상은 도 1(a) 및 도 2(b) 에서 나타난다. 15 dB 의 선형 이득으로 약 AT = 0 에서 테일러 시리즈에서의 확장시, 우리는
식 (20)
을 알게 된다.
여기서, 우리는 K1 = 0.2 를 가정했으며, 이것은 0.447 볼트의 최대 피크 진폭 AT 에 대응한다.
도 1.복소 이득 크기 : (a) 식 (19), (b) 5차 비선형성
식 (15) 에서 식 (18) 까지, 우리는 상기 비선형성의 수정된 계수들이
식 (21)
이 된다는 것을 알게 된다.
이득의 압축 (gain compression) 을 가지는 비선형성에 대해, 부가된 선형화하는 신호의 전력은 전체 이득을 감소키킨다. 따라서, ┃k1'┃ 는 ┃k1┃ 보다 약간 더 작다. 3차 절편에서의 개선이 6.2 dB 가 되도록 계산하는 것이 간단하다. 3차 비선형성을 개선시킴에 있어, 다른 항들이 과도하게 증대되지 않았다는 것을 보장하기 위해, 우리는 IS-95 CDMA 파형으로 식 (19) 의 비선형성을 시뮬레이트한다.
도 2. 복소 이득 위상 편이 : (a) 식 (19), (b) 선형 위상
우리는 전형적인 디지털 무선 송신기 구조를 고려한다. 랜덤한 이진 데이터는 심벌들로 매핑되고 필터링되며, 및 아날로그 신호로 변환된다. QPSK 가 송신기 신호에 사용되더라도, 이 기술은 임의의 신호 전송 포맷에 적용될 수 있다. 길이 219 - 1 의 독립적인 "m"-시퀀스들은 미가공의 동상 (in-phase) 직교인 이진 데이터를 제공한다. 상기 데이터는 QPSK 배열로 매핑되며 그 후, '펄스-형상" 필터3 에 의해 입력 속도의 4 배에서 보간된다. 아날로그 파형을 나타내기 위해, '홀드' 당 128 샘플을 가지는 0-차 홀드 (ZOH) 가 뒤이어진다. ZOH 의 출력은 재구성 필터4 (reconstruction filter4)로 패스된다. 재구성 필터의 출력은 식 (19) 의 복소 이득을 유도한다.
도 3 은 출력 전력 스펙트럼 밀도 (PSD) 를 나타낸다. PSD 는 샘플 길이 215 (Hanning) 윈도우화된 피리어드그램스 (periodograms) [Oppenheim89] 를 가지는 왈쉬 방법을 이용하여 추정될 수 있다. CDMA 시스템들에 대해 적용을 기대하면서, 주파수는 확산의 단위들로 또는, '칩' 주파수, fCHIP 로 주어진다.
비선형성의 선형화된 및 비-선형화된 출력 양쪽이 모두 도시된다. 출력 전력은 양쪽 경우에 11 dBm 이다. 선형화되는 신호가 비선형성의 이득을 감소시키기 때문에, 선형화된 경우에 대해 입력전력은 1 dB 증가되었다. 선형화하는 신호의 출력전력은 15.2 dBm 이다. 제 1 인접채널에서의 전력은 10 - 15 dB 만큼 개선되고, 제 2 인접 채널에서의 전력은 4 - 5 dB 만큼 떨어진다. 실제로, 이것이 유익한지는 이웃 채널들에서의 비선형성과 요건들에 의존한다.
도 4 는 전력 스펙트럼 밀도의 확대 모습을 나타낸다. 선형화하는 신호 ('L') 는 상기 시뮬레이션의 샘플링 요건들을 최소화하기 위해 원하는 신호 ('T') 에 상대적으로 가까이 위치되었다. 실제로, 선형화하는 신호의 주파수는 필터링 요건을 용이하게 하도록 선택되어야 한다.
도 3. 부가된 선형화하는 신호를 가지는 및 가지지 않는 비선형성 출력의 전
력 스펙트럼 밀도
도 4. 비선형성 출력의 전력 스펙트럼 밀도 : 원하는 신호 (T) 및 선형화하
는 신호 (L) 을 나타내는 확대 도면
제 2 선형화하는 신호, M(t) = AM(t) expiΦM(t) 의 일조로, 선형성을 더욱 개선하는 것이 가능하다. 제 1 부가된 신호는 3차 계수의 기여분을 제거하는 것과 같이, 제 2 부가된 신호는 5차 계수의 효과를 제거하도록 부가될 수 있다.
식 (13) 은
식 (22)
의 AL 과 AM 의 양쪽에 제약이 된다.
5차 계수의 기여분을 제거하기 위해, 우리는
식 (23)
을 요구한다.
식 (22) 와 식 (23) 은 동시에 충족되어야 한다. 이 목적에 대해,
식 (24)
,
및
식 (25)
로 정의하는 것이 편리하며
이로부터 우리는 2 개의 선형화하는 신호들
식 (26)
,
및
식 (27)
에 대해 풀 수 있다.
AL 과 AM 의 양쪽이 항상 1보다 더 크거나 또는 동일하기 때문에, 또한, 우리는
식 (28)
,
및
식 (29)
를 요구하며,
이로부터 우리는
식 (30)
,
및
식 (31)
을 연역하고 이것은 AT 의 모든 값들에 대해 유지되어야 한다. 식 (30) 과 식 (31) 을 만족시키는 K1 및 K2 는,
식 (32)
,
식 (33)
이다.
이득 압축으로, (K1 과 K2 에 의해 결정되는 바와 같이) L(t) 와 M(t) 에서의 전력이 전체 이득을 하락시키고 출력 전력을 감소시키므로, 이 방법은 이득 확대를 가지는 비선형성에도 적당하다. 보상하기 위해, 입력전력이 증대되는 경우, 이득은 여전히 추가로 감소될 수도 있다.
도 5. 2 개의 부가된 선형화하는 회로를 가지는 비선형성 출력의 전력 스펙
트럼 밀도 : 원하는 회로의 근접 도면
도 5 는 입력에서 L(t) 와 M(t) 양자 모두 부가된 비선형성의 출력에서의 전력 스펙트럼 밀도를 나타낸다. 원하는 신호의 전력은 12 dBm 이다. 선형화하는 신호들, L(t) 와 M(t) 는 도시되지 않았지만, 각각 16.6 dBm, 20.6 dBm 이다. 이 경우, (도 1 (b) 및 도 2 (b) 에서 도시된) 비선형성은 단지 1차, 3차 및 5차 항들이며 - 그래서 선형화화는 스펙트럼은 거의 이상적이다. 고-차 비선형성 및 3 개 주파수에서의 입력 신호들의 양쪽을 통해, 한정된 시뮬레이션 대역폭내에서 처리하는데 혼변조 소산이 광범위하고 난해하기 때문에, 식 (19) 의 복소 이득은 사용되지 않았다. 따라서, 도 5 는 7차 또는 그 이상의 고-차 항들의 영향을 포함하지 않기 때문에 낙관적이다.
원론적으로, 고-차의 보상을 달성하기 위해 보다 많은 신호들이 부가될 수도 있다. 그러나, 신호를 선형화시키는데 요구되는 전력이 증가하기 때문에, 이점은 급속하게 감소될 수도 있다.
4. 결론
하나 또는 그 이상의 신호들을 부가함으써 회로를 선형화시키는 기술이 도입되었다. 그 방법은 비선형성의 세기에 대한 어떤 정보를 추정하지 않는다. 그러나, (지배적으로 3차인) 비선형성에 대한 다소 완만한 제약들이 실제로 요구된다.
5. 참고문헌
[Blachman79] Blachman, N.M., "진폭-의존 위상 편이를 가지는 비선형성에서의 출력 신호들 및 노이즈", Vol. IT-25, No. 1, 1979년 1월, 77-79.
[Ha81] Ha, TT., "고체 상태의 마이크로파 증폭기 설계" 존 윌리 앤 선스, 1981.
[Oppenheium89], Oppenheium, A.V. 및 Schafer, R.W., "불연속-시간 신호 프로세싱", 프렌티스-홀, 1988.
[Saleh81] Saleh, A.A.M, "TWT 증폭기들의 주파수 독립 및 주파수-의존 모델들" IEEE.
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<각주>
1 AM-AM = 진폭-변조 대 진폭-변조. AM-PM = 진폭-변조 대 위상-변조.
2 아마도, 기본 함수들은 입력 신호에 대해 선택되어야 한다[Blachman79].
3 1993년. 7월, 전화통신 공업협회, TIA/EIA IS-95 "듀얼-모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템에 대한 이동국-기지국 호환성 표준" 에서 편의상 채책됨.
4 Chebyshev, 타입-Ⅱ, 5차, 샘플링 주파수의 3/256에서 스톱-밴드 80dB 다운.

Claims (29)

  1. 수신 경로를 포함하는 무선 통신 모듈에서 혼-변조를 소거하는 방법으로서,
    수신 경로에서, 진폭 변조된 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 수신 주파수 대역폭을 가지는 수신 신호를 포함하는 소스 신호를 수신하는 단계;
    상기 블리드-오버 신호의 포락선과 더미 포락선을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는, 더미 포락선을 계산하는 단계;
    상기 더미 포락선을 나타내고 상기 수신 주파수 대역폭과는 서로 다른 더미 주파수 대역폭을 점유하는 진폭 변조된 더미 신호를 생성시키는 단계;
    결합된 신호를 형성하기 위해 상기 소스신호와 더미 신호를 가산하는 단계; 및
    상기 결합된 신호를 수신 경로의 비선형 장치로 전송하는 단계를 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 블리드-오버 신호의 포락선을 감지하는 단계를 더 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    수신 주파수 대역폭의 신호들이 통과하도록 허용하는 동시에, 상기 비선형 장치의 출력에서 블리드-오버, 잼머, 및 더미 신호들의 대역폭들을 가지는 신호들을 포함하는 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 더미 포락선을 블리드-오버 포락선에 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 단계를 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선을 소정의 식들 (formulas) 로 프로세싱하고 그 프로세싱한 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 단계를 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 소정의 식들은,
    상기 블리드-오버 포락선을 제곱하고; 및
    상기 더미 포락선을 제곱하는 것을 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 더미 포락선을 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 멀티플 포락선들을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는 멀티플 더미 포락선들을 계산하는 단계를 포함하고;
    상기 진폭 변조된 더미 신호를 생성시키는 단계는 상기 멀티플 더미 포락선들 중에서 대응하는 더미 포락선들을 나타내는 멀티플 진폭 변조된 더미 신호들을 생성하는 단계를 포함하며;
    상기 가산하는 단계는 결합된 신호를 형성하기 위해 상기 소스신호와 멀티플 더미 신호들을 가산하는 단계를 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    수신 주파수 대역폭의 신호들이 통과하도록 허용하는 동시에, 상기 비선형 장치의 출력에서 블리드-오버, 잼머, 및 더미 신호들의 대역폭들을 가지는 신호들을 포함하는 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선들을 소정의 공식들로 프로세싱하고 그 프로세싱한 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 멀티플 더미 포락선들을 계산하는 단계를 포함하는, 무선 통신 모듈에서 혼-변조 소거 방법.
  10. 비선형 장치를 포함하는 수신 경로를 포함하는 무선 통신 모듈에서 수행되고, 상기 비선형 장치에 의한 블리드-오버신호와 잼머 신호의 프로세싱 동안 상기 수신 경로상의 잼머 신호가 수신 경로상의 진폭 변조된 블리드-오버 신호에 의해 변조되는 것을 억제하는, 신호 프로세싱 방법으로서,
    상기 비선형 장치에 진폭 변조된 더미 신호를 입력으로 가산하는 단계를 포함하되, 상기 더미 신호는 상기 블리드-오버 신호의 포락선을 보완하는 포락선을 가지며, 원하는 수신 신호의 수신 주파수 대역폭과 서로 다른 주파수 대역폭을 가지는, 신호 프로세싱 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    수신 주파수 대역폭을 가지는 신호들이 통과하도록 허용하는 동시에, 더미 신호, 블리드-오버 신호, 및 잼머 신호의 대역폭들을 가지는 신호들을 제거함으로써 상기 비선형 장치의 출력을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 신호 프로세싱 방법.
  12. 진폭 변조된 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 수신 주파수 대역폭을 가지는 수신 신호를 포함하는 소스신호를 수신하는 수신 경로를 가지는 무선 통신 모듈에서의 혼-변조를 소거하는 방법을 수행하도록 구성된 멀티플 전기 배선된 도전성 소자들의 회로를 구비하는 장치로서,
    상기 방법은
    상기 블리드-오버 신호의 포락선과 더미 포락선을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는, 더미 포락선을 계산하는 단계;
    상기 더미 포락선을 나타내고 상기 수신 주파수 대역폭과는 서로 다른 더미 주파수 대역폭을 점유하는 진폭 변조된 더미 신호를 생성시키는 단계;
    결합된 신호를 형성하도록 상기 소스신호와 더미 신호를 가산하는 단계; 및
    상기 결합된 신호를 수신 경로의 비선형 장치로 전송하는 단계를 포함하는, 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 방법은 상기 블리드-오버 신호의 포락선을 감지하는 단계를 더 포함하는, 장치.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 단계를 포함하는, 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선을 소정의 식들로 프로세싱하고 그 프로세싱 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 단계를 포함하는, 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 소정의 식들은,
    상기 블리드-오버 포락선을 제곱하고; 및
    상기 더미 포락선을 제곱하는 것을 포함하는, 장치.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 더미 포락선을 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 멀티플 포락선들을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는 멀티플 더미 포락선들을 계산하는 단계를 포함하고;
    상기 진폭 변조된 더미 신호를 생성시키는 단계는 상기 멀티플 더미 포락선들 중에서 대응하는 더미 포락선들을 나타내는 멀티플 진폭 변조된 더미 신호들을 생성하는 단계를 포함하며; 그리고
    상기 가산하는 단계는 결합된 신호를 형성하기 위해 상기 소스신호와 멀티플 더미 신호들을 가산하는 단계를 포함하는, 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선들을 소정의 식들로 프로세싱하고 그 프로세싱한 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는멀티플 더미 포락선들을 계산하는 단계를 포함하는, 장치.
  19. 비선형 장치를 포함하는 수신 경로를 포함하는 무선 통신 모듈에서 신호 프로세싱 방법을 수행하도록 구성된 멀티플 전기 배선된 도전성 소자들의 회로를 포함하는 장치에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 방법이 상기 비선형 장치에 의한 블리드-오버신호와 잼머 신호의 프로세싱 동안 상기 수신 경로상의 잼머 신호가 수신 경로상의 진폭 변조된 블리드-오버 신호에 의해 변조되는 것을 억제하며,
    상기 방법은,
    상기 비선형 장치에 진폭 변조된 더미 신호를 입력으로서 가산하는 단계를 포함하되, 상기 더미 신호는 상기 블리드-오버 신호의 포락선을 보완하는 포락선을 가지며, 원하는 수신 신호의 수신 주파수 대역폭과 서로 다른 주파수 대역폭을 가지는, 장치.
  20. 무선 통신 장치용 수신 경로 회로로서,
    진폭 변조된 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 수신 주파수 대역폭을 가지는 수신 신호를 포함하는 소스 신호를 수신하는 수신 입력;
    상기 블리드-오버 신호의 포락선과 더미 포락선을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 포락선 컴퓨터;
    상기 더미 포락선을 이용하여, 상기 더미 포락선을 나타내고 상기 수신 주파수 대역폭과는 서로 다른 더미 주파수 대역폭을 점유하는 진폭 변조된 더미 신호를 제공하는 더미 신호 발생기; 및
    결합된 신호를 형성하기 위해, 상기 수신 입력과 더미 신호 발생기에 연결되어 상기 소스 신호와 더미 신호를 가산하는 가산기를 포함하는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 블리드-오버 신호의 포락선을 감지하는 포락선 검파기를 더 포함하는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 수신 주파수 대역폭의 신호들이 통과하도록 허용하는 동시에, 상기 결합된 신호를 입력으로 가지는 비선형 장치의 출력에서 상기 송신, 잼머, 및 더미 신호들의 대역폭들을 가지는 신호들을 포함하는 신호들을 필터링하기 위한 하나 이상의 필터를 더 포함하는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 계산이 더미 포락선을 블리드-오버 포락선에 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 것을 포함하도록 상기 포락선 컴퓨터가 구성되는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 계산이 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선을 소정의 식들로 프로세싱하고 그 프로세싱한 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 것을 포함하도록 상기 포락선 컴퓨터가 구성되는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 소정의 식들이
    상기 블리드-오버 포락선을 제곱하고; 및
    상기 더미 포락선을 제곱하는 것을 포함하도록, 상기 포락선 컴퓨터가 구성되는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  26. 제 20 항에 있어서,
    상기 포락선 컴퓨터는 블리드-오버 포락선과 멀티플 더미 포락선들을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는 멀티플 더미 포락선들을 계산하도록 구성되고,
    상기 더미 신호 발생기는 상기 멀티플 더미 포락선들 중의 대응하는 포락선들을 나타내는 멀티플 진폭 변조된 더미 신호들을 생성하는 멀티플 더미 신호 발생기들을 구비하며,
    상기 가산기는 멀티플 더미 신호 발생기들의 각각에 연결되는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 수신 주파수 대역폭의 신호들이 통과하도록 허용하는 동시에, 비선형 장치의 출력에서 상기 블리드-오버, 잼머, 및 멀티플 더미 신호들의 대역폭들을 가지는 신호들을 포함하는 신호들을 필터링하기 위한 하나 이상의 필터를 더 구비하는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 계산이 상기 블리드-오버 포락선과 더미 포락선을 소정의 식들로 프로세싱하고 그 프로세싱한 포락선들을 가산할 경우에 소정의 상수가 되는 멀티플 더미 포락선들을 계산하는 것을 포함하도록 상기 포락선 컴퓨터가 구성되는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
  29. 무선 통신 장치용 수신 경로 회로로서,
    진폭 변조된 블리드-오버 신호, 잼머 신호, 및 수신 주파수 대역폭을 가지는 수신 신호를 포함하는 소스 신호를 수신하는 수신 입력 수단;
    상기 블리드-오버 신호의 포락선과 더미 포락선을 결합할 경우에 소정의 상수가 되는 더미 포락선을 계산하는 포락선 계산 수단;
    상기 더미 포락선을 이용하여, 상기 더미 포락선을 나타내고 상기 수신 주파수 대역폭과는 서로 다른 더미 주파수 대역폭을 점유하는 진폭 변조된 더미 신호를 제공하는 더미 신호 발생기 수단; 및
    결합된 신호를 형성하기 위해 상기 소스신호와 더미 신호를 가산하는 가산기 수단을 구비하는, 무선 통신 장치용 수신 경로 회로.
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