KR20040107952A - Pulse-width-modulation-type converter and apparatus for controling the same - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 펄스폭 변조(PWM) 방식 컨버터 및 그 제어 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 스위칭 모드 전원(Switching Mode Power Supply: SMPS)을 구현하기 위하여 많이 사용되는 PWM 컨버터에 있어서, 개선된 제어 회로를 제공함으로써 저가화 및 소형화를 달성하여 소용량 스위칭 모드 전원의 구현을 보다 용이하게 하기 위한 것이다. 나아가서, 본 발명은 부하의 급격한 변동에 대처하는 능력을 향상시키고, 또한 입력 리액터 전압 보상 및 컨버터 스위치에 의한 데드타임 보상이 가능한 개선된 제어 회로에 관한 것이다.The present invention relates to a pulse width modulation (PWM) type converter and a control device thereof, and more particularly, to improved control in a PWM converter that is frequently used to implement a switching mode power supply (SMPS). The purpose of the circuit is to achieve low cost and small size, thereby facilitating the implementation of a small capacity switching mode power supply. Furthermore, the present invention relates to an improved control circuit which improves the ability to cope with sudden fluctuations in the load and also enables input reactor voltage compensation and dead time compensation by the converter switch.
최근 수요가 급증하고 있는 소 용량 스위칭 모드 전원은 단상 교류로부터 일정 직류전압을 얻기 위해 다이오드 브리지와 부하 사이에 필터 캐패시터가 병렬로 삽입되어 있다. 그런데 이 필터 캐패시터는 입력 교류전류를 펄스형태로 만들어 역률의 저하와 고조파 비율의 상승을 초래한다.In recent years, the demand for small-capacity switching mode power supply has a filter capacitor inserted in parallel between the diode bridge and the load to obtain a constant DC voltage from single-phase alternating current. This filter capacitor, however, causes the input AC current to pulse, resulting in a decrease in power factor and an increase in harmonic ratio.
이러한 문제을 해결하기 위해 가장 많이 사용되고 있는 방식이 다이오드 브리지와 필터 캐패시터 사이에 승압 초퍼를 삽입하는 방식이다(참고 문헌: [1] Jay Rajangopalan, Fred C. Lee and Paolo Nora., "A general Technique for Derivation of Average Current Mode Control Laws for Single-Phase Power-Factor-Correction Circuit Without Input Voltage Sensing." IEEE Trans. on power electronics, vol. 14, no. 4, July 1999).The most commonly used method to solve this problem is to insert a step-up chopper between the diode bridge and the filter capacitor (see [1] Jay Rajangopalan, Fred C. Lee and Paolo Nora., “A general Technique for Derivation of Average Current Mode Control Laws for Single-Phase Power-Factor-Correction Circuit Without Input Voltage Sensing. "IEEE Trans. on power electronics, vol. 14, no. 4, July 1999).
승압 초퍼를 삽입할 경우 직류전압의 리플감소와 소형, 경량화를 위해 스위칭 주파수를 높이는 것이 바람직하나 이에 따른 스위칭 손실이 증가하여 시스템의 효율이 저하한다. 또한 추가의 반도체소자와 수동소자를 요하고 직류 측에 전압강하와 손실을 유발하는 단점을 갖는다.When the boost chopper is inserted, it is desirable to increase the switching frequency in order to reduce the ripple of DC voltage, and to reduce the size and weight of the DC voltage. It also requires additional semiconductor and passive components and has the disadvantage of causing voltage drops and losses on the dc side.
이러한 단점을 개선하고자 2개의 스위칭 소자와 2개의 다이오드로 구성된 단상 PWM 컨버터를 사용하는 방법이 제안되었다(참고 문헌: [2] P.N. enjeti and R. Martines, "A high performance single phase ac to dc rectifier with input power factor correction, "in IEEE APEC'93 conf. Rec., Feb. 1993, San Diego, CA. pp. 190-195; [3] W. I. Tasi and Y. Y. Sun, "Modeling and control of single phase switching mode rectifiers with near optimum dynamic regulation," in IEEE IECON'91, pp. 501-506.).To overcome this drawback, a method using a single-phase PWM converter consisting of two switching elements and two diodes has been proposed (see [2] PN enjeti and R. Martines, "A high performance single phase ac to dc rectifier with input power factor correction, "in IEEE APEC'93 conf. Rec., Feb. 1993, San Diego, CA. pp. 190-195; [3] WI Tasi and YY Sun," Modeling and control of single phase switching mode rectifiers with near optimum dynamic regulation, "in IEEE IECON'91, pp. 501-506.).
이 경우, 승압 초퍼를 사용하는 방식에 비해 1개의 스위칭 소자가 증가하는 대신 3개의 다이오드를 절감할 수 있는 장점이 있다. 반면에 제어가 다소 복잡해진다는 단점이 있다.In this case, there is an advantage in that three diodes can be saved instead of increasing one switching element compared to a method using a boost chopper. On the other hand, the disadvantage is that the control is somewhat complicated.
단상 PWM 컨버터가 역률과 고조파를 보상하도록 동작하기 위해서는 입력전압, 입력전류, 직류전압을 검출하기 위한 3개의 검출기가 필요하게 된다(참고 문헌: [4] M. J. Kocher and R. L. Steigerwald, "An ac-to-dc converter with high quality input waveform," IEEE Trans. on Industry Application, vol. 19, no. 4, pp. 586-593, July, 1983.; [5] G. H. Rim, W. H. Kim, and I. Kang, "A Simplified analog controller for power actorcorrection converters," IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol. 42, no. 4, pp. 417-418, August, 1995.; [6] Jee-Woo Lim and Bong-Hwan Kwon, "A Power-Factor Controller for Single-Phase PWM rectifiers," IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol. 46, no.5,pp. 1035-1037, October, 1999).In order to operate a single-phase PWM converter to compensate for power factor and harmonics, three detectors are needed to detect the input voltage, input current, and direct voltage (see [4] MJ Kocher and RL Steigerwald, "An ac-to -dc converter with high quality input waveform, "IEEE Trans. on Industry Application, vol. 19, no. 4, pp. 586-593, July, 1983 .; [5] GH Rim, WH Kim, and I. Kang, "A Simplified analog controller for power actor correction converters," IEEE Trans. On Industrial Electronics, vol. 42, no. 4, pp. 417-418, August, 1995 .; [6] Jee-Woo Lim and Bong-Hwan Kwon, "A Power-Factor Controller for Single-Phase PWM rectifiers," IEEE Trans. On Industrial Electronics, vol. 46, no. 5, pp. 1035-1037, October, 1999).
단상 PWM 컨버터의 전력회로는 도 1에 보인 바와 같은(상술한 참고 문헌 [2],[3],[4] 참조) 구성으로 되어있다. 기존 다이오드 브리지의 한 폴을 역 다이오드가 있는 한 쌍의 스위치로 대체하고 스위칭으로 발생하는 입력전류의 고조파 저감을 위해 입력전원에 리액터를 삽입한 구조이다. 스위치 S1과 S2는 PWM 방식으로 동작하고 다이오드 D1과 D2는 고속이 아닌 통상의 정류다이오드로 구성된다.The power circuit of the single phase PWM converter has a configuration as shown in Fig. 1 (see references [2], [3], and [4] described above). It replaces a pole of the existing diode bridge with a pair of switches with a reverse diode and inserts a reactor into the input power to reduce harmonics of the input current generated by switching. The switches S 1 and S 2 operate in a PWM scheme and diodes D 1 and D 2 are composed of conventional rectifier diodes rather than high speeds.
이 시스템은 다음과 같은 장점이 있기 때문에 최근까지 활발한 연구와 실험이 수행되고 있다.The system has been actively researched and tested until recently because of the following advantages.
(1) 역률을 개선할 수 있으며 동시에 정현파에 가까운 전류 파형을 입력 측에서 얻을 수 있다.(1) The power factor can be improved, and at the same time, a current waveform close to the sine wave can be obtained at the input side.
(2) 어떠한 순간에도 전류의 흐름에는 두개의 반도체 소자만 관여하기 때문에 승압초퍼에 의한 보상 방식과 비교하여 전압강하를 줄일 수 있다.(2) At any moment, since only two semiconductor elements are involved in the flow of current, the voltage drop can be reduced as compared with the compensation method of the boost chopper.
(3) 스위치 S1과 S2를 거치는 실효전류의 정격이 낮기 때문에 소자의 크기 및 정격을 줄일 수 있다.(3) Since the effective current rating through the switches S 1 and S 2 is low, the size and rating of the device can be reduced.
단상 PWM 컨버터가 일정한 직류전압을 유지하면서 교류 측 입력전류의 역률과 고조파를 동시에 보상하기 위해서는 직류전압 검출기, 입력전류 검출기, 입력전압 검출기를 필요로 한다(위 참고문헌 [5], [6]). 도 2는 대표적인 3개의 입력 검출기를 사용하는 단상 PWM 컨버터용 제어 회로이다.A single phase PWM converter requires a DC voltage detector, an input current detector, and an input voltage detector to simultaneously compensate the power factor and harmonics of the AC input current while maintaining a constant DC voltage (Refs. [5] and [6] above). . 2 is a control circuit for a single phase PWM converter using three representative input detectors.
제어 회로의 동작원리는 다음과 같다. 먼저 직류전압 Vdc는 기준전압 Vdc *와 비교기에 의해서 그 에러가 계산된다. 여기에서 발생하는 에러값에 Gain K를 곱하고, 여기에 PT로 측정한 입력전압에서 얻은 동기화된 sin(wt)를 곱한다. 그 결과 기준 입력 전류값 is *을 얻을 수 있고 이를 측정한 입력전류 is와 비교하여 PWM 전압신호를 발생하기 위해 PI 제어 회로를 통과시킨다. 이렇게 얻어진 VPWM은 캐리어 VCAR과 비교하여 PWM 펄스를 발생한다.The operation principle of the control circuit is as follows. First, the dc voltage V dc is calculated by the comparator with the reference voltage V dc * . The error value generated here is multiplied by Gain K and multiplied by the synchronized sin (wt) obtained from the input voltage measured by PT. As a result, the reference input current value i s * can be obtained and compared with the measured input current i s to pass the PI control circuit to generate a PWM voltage signal. The thus obtained V PWM generates a PWM pulse compared to the carrier V CAR .
본 발명자는 상술한 종래 기술에 있어서의 제어 회로 동작을 위하여 입력되는 세 개의 신호(직류전압, 입력전류 및 입력전압) 중에서, 입력전압의 경우 검출기로 직접 측정하지 않고 나머지 2개의 검출기로 측정한 값으로부터 이론적으로 추정이 가능하다는 점에 주목하였다.The inventors of the three signals (DC voltage, input current, and input voltage) input for the operation of the control circuit in the above-described prior art, the value measured by the remaining two detectors, not directly measured by the detector in the case of the input voltage It is noted from the above that the theoretical estimation is possible.
본 발명자는 이러한 관찰을 기초로 하여 입력전압 검출기가 없는 새로운 제어 회로를 설계하고 그 성능을 분석하였다. 제안된 제어 회로의 성능분석을 통한 본 발명의 효과의 검증을 위해 시뮬레이션을 실시하였고, 실용적 타당성을 검증하기 위하여 제안하는 제어 회로가 포함된 단상 PWM 컨버터의 제작과 실험을 이하에서 상세히 설명될 바와 같이 실시하였다.Based on this observation, the inventors designed a new control circuit without an input voltage detector and analyzed its performance. Simulation and performance of the proposed control circuit are simulated to verify the effects of the present invention, and the fabrication and experiment of the single-phase PWM converter including the proposed control circuit to verify the practical validity will be described in detail below. Was carried out.
상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명은, 입력 전압 검출기를 사용할 필요가 없이 입력 전류 검출기와 직류 전류 검출기만으로 입력 전압을 추정함으로써, 보다 저가(low cost)화 및 소형화된 회로 구성에 의하여 PWM 컨버터의 제어가 가능하며, 부하의 급격한 변동에도 신속하게 입력 전압의 추정이 가능하여 과도상태에 대한 대처 성능이 뛰어나고, 입력 리액터의 전압 보상 및 컨버터 스위치에 의한 데드타임도 보상이 가능한, 새로운 PWM 컨버터의 제어 장치 및 이를 사용한 PWM 컨버터를 제공하기 위한 것이다.The present invention for solving the above-described problems of the prior art, by using a low cost and miniaturized circuit configuration by estimating the input voltage only by the input current detector and the direct current detector without the need to use an input voltage detector A new PWM that can control the PWM converter, quickly estimate the input voltage even under sudden changes in load, and cope with transients, and compensates the input reactor voltage and dead time by the converter switch. It is to provide a control device of a converter and a PWM converter using the same.
도 1은 종래 기술의 일반적인 단상 PWM 컨버터의 회로 구성을 나타낸다.1 shows a circuit configuration of a conventional single phase PWM converter of the prior art.
도 2는 종래 기술의 3개의 입력 센서를 구비하는 제어 장치를 나타낸다.2 shows a control device having three input sensors of the prior art.
도 3은 본 발명의 한 실시 형태에 의한 제어 장치의 구성을 나타낸다.3 shows a configuration of a control device according to one embodiment of the present invention.
도 4는 데드 타임 동안의 에러 전압을 도시한다.4 shows the error voltage during dead time.
도 5는 본 발명의 검증을 위한 시뮬레이션용 시스템 회로 및 제어 회로도를 나타낸다.Figure 5 shows a system circuit and control circuit diagram for the simulation for the verification of the present invention.
도 6은 시뮬레이션의 결과를 나타낸다.6 shows the results of the simulation.
도 7은 본 발명의 검증을 위해 사용된 하드웨어의 전체 시스템 회로도를 나타낸다.7 shows an overall system circuit diagram of the hardware used for the verification of the present invention.
도 8은 도 7의 시스템 동작 시의 주요 파형들을 도시한다.8 shows the main waveforms in operation of the system of FIG.
도 9는 본 발명의 제어 회로 동작 전후의 입력 전류의 파형 및 FFT 분석 결과를 나타낸다.Figure 9 shows the waveform of the input current before and after the operation of the control circuit of the present invention and the results of FFT analysis.
이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 한 측면에 의한 PWM 컨버터 제어 장치는, PWM 컨버터의 교류 입력 단으로부터 입력되는 전류를 검출하는 입력전류(is) 검출부(22); 부하 양단의 전압을 검출하는 부하전압(vdc) 검출부(24); 및 상기 입력전류(is) 및 부하전압(vdc)을 입력으로 하고, 제1 스위칭 신호(S1)와 제2 스위칭 신호(S2)를 출력하는 스위칭 신호 발생부(30)를 포함하며, 여기서, 상기 스위칭 신호 발생부(30)는, 상기 부하전압(vdc)과 기준전압(v* dc)의 차에 관계되는 전압을 발생하여 추정 입력전압()을 곱하여 추정 입력전류(i* s)를 발생시키며, 상기 추정 입력전류(i* s)와 입력전류(is)의 차에 관계되는 컨버터 추정전압()을 발생시켜, 상기 컨버터 추정전압()에 관계되는 PWM 전압신호(VPWM)를 출력하는 신호처리부(34)--이때, 상기 추정 입력전압()은 상기 입력전류(is)를 사용하여 상기 PWM 컨버터의 인덕터(Ls)에 의한 전압 강하 분(s·is·Ls)을 보상하여 얻어짐--, 및 상기 PWM 전압신호(VPWM) 및 캐리어 전압(VCAR)을 비교하여 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)를 발생시키는 스위칭 구동부(38)를 포함하는 것임을 특징으로 한다.According to an aspect of the present invention, there is provided a PWM converter control apparatus including: an input current (i s ) detector 22 for detecting a current input from an AC input terminal of a PWM converter; A load voltage v dc detection unit 24 for detecting a voltage across the load; And a switching signal generator 30 configured to input the input current i s and the load voltage v dc , and output a first switching signal S1 and a second switching signal S2. The switching signal generator 30 generates a voltage related to the difference between the load voltage v dc and the reference voltage v * dc to estimate the input voltage ( ) By multiplying the estimated input current (i * s), and generate a, converters according to the difference between the estimated input current (i * s), and the input current (i s), the estimated voltage ( ), And the converter estimated voltage ( Signal processor 34 for outputting a PWM voltage signal V PWM related to ) Is obtained by compensating the voltage drop (s · i s · L s ) caused by the inductor L s of the PWM converter using the input current i s- , and the PWM voltage signal V PWM ) and the carrier voltage (V CAR ) by comparing the switching driver 38 for generating a first switching signal (S1) and the second switching signal (S2).
본 발명의 다른 한 측면에 의한 PWM 컨버터는, 교류 입력의 한쪽 단에 연결된 인덕터(Ls); 제1 스위칭 신호 입력 단, 제1 전류 입력 단 및 제1 전류 출력 단을 가지며, 상기 인덕터(Ls)에 상기 제1 전류 출력 단이 연결되는 제1 스위치(S1); 제2 스위칭 신호 입력 단, 제2 전류 입력 단 및 제2 전류 출력 단을 가지며, 상기 제1 스위치의 상기 제1 전류 출력 단에 상기 제2 전류 입력 단이 연결되는 제2 스위치(S2); 상기 제1 전류 입력 단에 캐소드(cathode)가 연결되며, 상기 교류 입력의 다른 한쪽 단에 애노드(anode)가 연결되며, 상기 캐소드는 부하의 한쪽 단에 연결되는 제1 프리휠링 다이오드(D1); 상기 제2 전류 출력 단에 애노드가 연결되며, 상기 제1 프리휠링 다이오드(D2)의 상기 애노드에 캐소드가 연결되며, 상기 애노드는 상기 부하의 다른 한 쪽 단에 연결되는 제2 프리휠링 다이오드(D2); 상기 부하의 양단에 연결되는 필터 캐패시터(Cdc); 및 상기 제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S2)에 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)를 공급하는 제어 회로를 포함하며,PWM converter according to another aspect of the present invention, the inductor (Ls) connected to one end of the AC input; A first switch (S 1 ) having a first switching signal input terminal, a first current input terminal, and a first current output terminal, and wherein the first current output terminal is connected to the inductor (Ls); A second switch (S 2 ) having a second switching signal input terminal, a second current input terminal, and a second current output terminal, wherein the second current input terminal is connected to the first current output terminal of the first switch; The first and the cathode (cathode) connected to the first current input terminal, and an anode (anode) connected to the other end of the AC input, a first freewheeling diode (D 1) of the cathode is connected to one end of the load ; An anode is connected to the second current output terminal, a cathode is connected to the anode of the first freewheeling diode D 2 , and the anode is connected to the other end of the load. D 2 ); A filter capacitor (C dc ) connected to both ends of the load; And a control circuit configured to supply a first switching signal S1 and a second switching signal S2 to the first switch S 1 and the second switch S 2 .
여기서, 상기 제어 회로는, PWM 컨버터의 교류 입력 단으로부터 입력되는 전류를 검출하는 입력전류(is) 검출부(22); 부하 양단의 전압을 검출하는 부하전압(vdc) 검출부(24); 및 상기 입력전류(is) 및 부하전압(vdc)을 입력으로 하고, 제1 스위칭 신호(S1)와 제2 스위칭 신호(S2)를 출력하는 스위칭 신호 발생부(30)를 포함하며,Here, the control circuit may include an input current (i s ) detector 22 for detecting a current input from an AC input terminal of the PWM converter; A load voltage v dc detection unit 24 for detecting a voltage across the load; And a switching signal generator 30 configured to input the input current i s and the load voltage v dc , and output a first switching signal S1 and a second switching signal S2.
여기서, 상기 스위칭 신호 발생부(30)는, 상기 부하전압(vdc)과 기준전압(v* dc)의 차에 관계되는 전압을 발생하여 추정 입력전압()을 곱하여 추정 입력전류(i* s)를 발생시키며, 상기 추정 입력전류(i* s)와 입력전류(is)의 차에 관계되는 컨버터 추정전압()을 발생시켜, 상기 컨버터 추정전압()에 관계되는 PWM 전압신호(VPWM)를 출력하는 신호처리부(34)--이때, 상기 추정 입력전압()은 상기 입력전류(is)를 사용하여 상기 PWM 컨버터의 인덕터(Ls)에 의한 전압 강하 분(s·is·Ls)을 보상하여 얻어짐--, 및 상기 PWM 전압신호(VPWM) 및 캐리어 전압(VCAR)을 비교하여 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)를 발생시키는 스위칭 구동부(38)를 포함하는 것임을 특징으로 한다.Here, the switching signal generator 30 generates a voltage related to the difference between the load voltage v dc and the reference voltage v * dc to generate an estimated input voltage ( ) By multiplying the estimated input current (i * s), and generate a, converters according to the difference between the estimated input current (i * s), and the input current (i s), the estimated voltage ( ), And the converter estimated voltage ( Signal processor 34 for outputting a PWM voltage signal V PWM related to ) Is obtained by compensating the voltage drop (s · i s · L s ) caused by the inductor L s of the PWM converter using the input current i s- , and the PWM voltage signal V PWM ) and the carrier voltage (V CAR ) is characterized in that it comprises a switching driver 38 for generating a first switching signal (S1) and a second switching signal (S2).
바람직하게는, 상기 스위칭 신호 발생부(30)의 상기 신호 처리부(34)는, 상기 추정 입력전압()의 극성을 검출하고, 그에 상기 부하전압(vdc)을 곱하여 보상전압(VP)을 구하고, 상기 보상전압(VP)을 상기 컨버터 추정전압()에 더하여 상기 PWM 전압신호(VPWM)로 출력하는 전압 보상부(36)를 더 포함하는 것일 수 있다.Preferably, the signal processing unit 34 of the switching signal generation unit 30 is the estimated input voltage ( ) To detect and, therefore the load voltage polarity (v dc) obtained by multiplying the compensation voltage (V P), the estimated voltage of the compensation voltage (V P), the converter (the In addition to the above) may further include a voltage compensator 36 for outputting the PWM voltage signal (V PWM ).
바람직하게는, 상기 스위칭 신호 발생부(30)의 상기 신호 처리부(34)는, 상기 PWM 컨버터의 제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S2)의 동작에 의하여 발생하는 데드 타임 동안의 오차전압을 보상하는 데드타임 보정전압(Vdead)를 구하고, 상기 보정전압(Vdead)을 상기 컨버터 추정전압()에 더하여 상기 PWM 전압신호(VPWM)로 출력하는 전압 보상부(35)를 더 포함하는 것일 수 있다.Preferably, the signal processing unit 34 of the switching signal generating unit 30 is a dead time generated by the operation of the first switch (S 1 ) and the second switch (S 2 ) of the PWM converter. The dead time correction voltage V dead to compensate the error voltage is obtained, and the correction voltage V dead is converted into the converter estimated voltage ( ) May further include a voltage compensator 35 outputting the PWM voltage signal V PWM .
제어 회로는 전체 시스템의 성능과 신뢰도에 밀접한 관계를 가지므로 시스템의 신뢰도를 향상하고 가격을 저하시키기 위해서는 가능한 검출기의 개수를 저감시키는 것이 필요하다. 본 발명은 이러한 점에 착안하여 직류전압과 입력전류 검출기만 갖는 새로운 제어 회로를 제안한다.Since the control circuit is closely related to the performance and reliability of the entire system, it is necessary to reduce the number of possible detectors in order to improve the reliability and reduce the price of the system. In light of this, the present invention proposes a new control circuit having only a DC voltage and an input current detector.
본 발명은 직류전압 검출기와 입력전류 검출기는 과전압이나 과전류 보호를 위해 반드시 필요로 하나 입력전압 검출기는 이러한 제약이 없기 때문에 제거가 가능하다는 본 발명자의 관찰을 기초로 한다. 입력전압 검출기가 없더라도 커플링 리액터에 걸리는 전압이 무시될 정도면 입력전류와 직류전압으로부터 입력전압을 추정할 수 있다. 이러한 방식은 다음과 같은 특징을 갖는다.The present invention is based on the inventor's observation that the DC voltage detector and the input current detector are necessary for overvoltage or overcurrent protection, but the input voltage detector can be removed because there is no such restriction. Even if there is no input voltage detector, the input voltage can be estimated from the input current and the DC voltage as long as the voltage across the coupling reactor is negligible. This method has the following characteristics.
(1) 입력 리액터의 전압 보상 및 컨버터 스위치에 의한 데드타임 보상을 함으로써 시스템 성능을 향상할 수 있다.(1) The system performance can be improved by compensating the voltage of the input reactor and the dead time compensation by the converter switch.
(2) 제안하는 제어 회로는 부하의 급격한 변동에도 신속하게 입력전압의 추정이 가능하며 과도상태에서도 컨버터의 운용이 용이하다.(2) The proposed control circuit can estimate the input voltage quickly even under the sudden change of load, and it is easy to operate the converter even in the transient state.
(3) 입력 전압 검출기를 제거하면서도 제어 회로의 구조가 간단하여 회로의 저가, 소형화를 이룰 수 있다.(3) The structure of the control circuit is simple while the input voltage detector is removed, resulting in low cost and miniaturization of the circuit.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
본 발명의 한 실시예인 입력전압 검출기가 없는 단상 PWM 컨버터의 회로 구성이 도 3에 나타나 있다.A circuit configuration of a single phase PWM converter without an input voltage detector, which is an embodiment of the present invention, is shown in FIG.
컨버터제어는 진폭변조를 통한 PI 보상기를 사용한 입력전압 추정 제어 방식을 사용하고 있다. 도 3의 주 회로에서 Kirchhoff's의 전압 법칙에 의하면 식(5)가 성립한다. 만일 교류리액터 Ls의 값이 충분히 작으면 식(5) 우변의 첫 번째 항을 무시할 수 있기 때문에 컨버터 출력전압 vc의 입력전압 vs와 일치한다.Converter control uses the input voltage estimation control method using PI compensator through amplitude modulation. According to Kirchhoff's voltage law in the main circuit of FIG. 3, equation (5) holds. If the value of the AC reactor Ls is small enough, the first term on the right side of Eq. (5) can be ignored, so it corresponds to the input voltage v s of the converter output voltage v c .
(5) (5)
그러나, 본 실시예에서는 인덕터의 전압강하를 고려하여 제어 회로를 구성하였다. 입력전압의 추정전압는 컨버터의 추정전압에 인덕터의 전압 강하분이 더해지고 Band-pass filter를 거쳐서 얻어지게 된다. 컨버터의 추정전압는 측정된 입력전류값 is와 기준 입력전류 is *를 비교하고 PI 제어 회로를 거쳐서 얻어지게 된다.However, in this embodiment, the control circuit is constructed in consideration of the voltage drop of the inductor. Estimated Voltage of Input Voltage Is the estimated voltage of the converter The voltage drop of the inductor is added to and obtained through a band-pass filter. Estimated Voltage of Converter Is obtained by comparing the measured input current value i s with the reference input current i s * and passing through the PI control circuit.
(6) (6)
기준 입력전류 is *의 크기는 측정된 캐패시터 전압 Vdc와 기준 캐패시터 전압 Vdc *를 비교하여 PI 제어를 통과하여 얻어지고 이것의 위상은 추정 입력전압와 동기화 되어있다.The magnitude of the reference input current i s * is obtained by passing the PI control by comparing the measured capacitor voltage V dc with the reference capacitor voltage V dc * and its phase is estimated input voltage. It is synchronized with.
(7) (7)
입력전류를 정현파로 만들기 위해서 직류전압의 크기를 추정 입력전압의 극성에 따라 추정 컨버터전압에 보상하는 것이 필요하다. 이를 위해 추정 입력전압의 극성을 검출하여 이에 직류 전압의 값을 곱하는 회로를 추가하여 직류 전압을 제어함으로써 PI2제어 회로의 제어 스트레스를 감소시킬 수 있다. 제안하는 제어 회로에서 VP는 이러한 보상성분을 나타낸다.To estimate the magnitude of the DC voltage to make the input current sinusoidal It is necessary to compensate for the estimated converter voltage according to the polarity of. For this purpose, the control stress of the PI 2 control circuit can be reduced by controlling the DC voltage by detecting a polarity of the estimated input voltage and multiplying the DC voltage value. V P represents this compensation component in the proposed control circuit.
또한 제안한 제어 회로를 PWM 컨버터 하드웨어에 적용할 경우, PWM 동작에 따라 추정 컨버터전압에 각 스위치의 데드타임에 의한 전압오차가 발생하고 입력전압 추정에 큰 영향을 미친다.In addition, when the proposed control circuit is applied to PWM converter hardware, the estimated converter voltage Dead time of each switch on The voltage error caused by and has a big influence on the input voltage estimation.
도 4는 데드타임 동안에 오차전압의 관계를 표시한 것이다. 데드타임동안 컨버터전압 vc는 입력전류 is의 극성에 따라 식 (8)과 같이 정해진다.4 shows the relationship of the error voltage during the dead time. Dead time The converter voltage v c is determined by Eq. (8) according to the polarity of the input current i s .
(8) (8)
데드타임 동안 전압의 에러값 △vc는 높이가 2Vdc, 폭 tdead의 펄스가 된다. 삼각파 캐리어의 각 주기에 두개의 펄스가 발생하고 에러전압의 평균치는 방형파가 되는데, 이것의 크기는 식 (9)에 의해 정의 된다. 여기에서 fcar삼각 캐리어의 주파수를 나타낸다. 데드타임에 의한 보정전압 Vdead는 추정 컨버터전압에 더해진다.During dead time, the error value Δv c of the voltage becomes a pulse of height 2V dc and width t dead . Two pulses are generated in each period of the triangular wave carrier and the average value of the error voltages is a square wave, the magnitude of which is defined by equation (9). Here, the frequency of the f car triangular carrier is shown. Corrected voltage V dead due to dead time is estimated converter voltage Is added to
(9) (9)
이하에서는 본 발명의 효과를 살펴보기 위한, 제안된 제어 회로의 동작과 성능을 검증하고 전체 시스템의 성능분석을 위해 EMTDC를 이용한 시뮬레이션 결과를 상세히 설명한다.Hereinafter, the simulation results using the EMTDC will be described in detail to verify the operation and performance of the proposed control circuit and to analyze the performance of the entire system.
도 5는 EMTDC로 구성한 단상 PWM 컨버터의 전체 전력 회로도 및 제어부를 나타낸 것이다. 실제 하드웨어 설계시를 고려하여 하드웨어 시스템에 최대한 근접하게 회로를 구성하였다. 시뮬레이션에서 사용한 회로정수는 표 2와 같다.FIG. 5 shows an overall power circuit diagram and a control unit of the single-phase PWM converter constructed of EMTDC. Considering the actual hardware design, the circuit is constructed as close as possible to the hardware system. The circuit constants used in the simulation are shown in Table 2.
<표 2. 시뮬레이션 회로 정수>Table 2. Simulation Circuit Constants
도 5에서처럼 리액터 Ls에 의한 전압 강하분을 산출하기 위해 미분기를 사용하면 노이즈 성분이 많이 존재하기 때문에 저역통과 필터(Low pass filter)나 대역통과 필터(Band-pass filter)를 통해 노이즈를 제거해야한다. 본 실시예에서는 대역통과 필터를 사용하였으며, 컷오프 주파수를 60Hz로 설계하고 컷오프 주파수/밴드폭을 나타내는 Q Factor는 1.0으로 설계하였으며, 이득은 1.0으로 하였다.When the differentiator is used to calculate the voltage drop due to the reactor L s as shown in FIG. 5, noise must be removed through a low pass filter or a band-pass filter. do. In this embodiment, a bandpass filter is used. The cutoff frequency is 60Hz, the Q factor representing the cutoff frequency / bandwidth is 1.0, and the gain is 1.0.
도 6의(a)는 제어 회로 동작 전ㆍ후의 입력전압 및 전류파형을 나타낸 것이며, 제어 회로 동작 시 입력전류가 입력전압과 동상이 됨을 알 수 있고, 입력전류가 입력전압의 파형과 거의 유사한 모습으로 정현파의 형태로 나타남을 알 수 있다. 따라서 역률보상 및 고조파 전류의 크기를 줄일 수 있다는 것을 보여준다. 도 6의 (b)는 제어 회로 투입 후 부하 가변시 입력전압과 전류의 파형을 나타낸 것이다. 부하를 80 Ω에서 120 Ω으로 변동 시, 입력전압과 전류의 파형이다. 입력전류가 부하감소에 빠르게 추종하는 모습을 볼 수 있다. 또한 도 6의 (c)는 부하를 120 Ω에서 80 Ω으로 변동 시, 입력전압과 전류의 파형이다. 마찬가지로 부하가 증가하였을 경우에도 입력전류가 부하변동에 빠르게 추종함을 볼 수 있다.6 (a) shows the input voltage and current waveforms before and after the control circuit operation, and it can be seen that the input current becomes in phase with the input voltage during the control circuit operation, and the input current is almost similar to the waveform of the input voltage. This can be seen in the form of a sine wave. This shows that power factor correction and harmonic current magnitude can be reduced. Figure 6 (b) shows the waveform of the input voltage and current when the load is variable after the control circuit input. When the load varies from 80 Ω to 120 Ω, this is the waveform of the input voltage and current. It can be seen that the input current quickly follows the load reduction. 6C illustrates waveforms of input voltage and current when the load is changed from 120 Ω to 80 Ω. Similarly, even when the load increases, the input current rapidly follows the load change.
실제 시스템을 구현하는 경우의 타당성을 검토하기 위해 시뮬레이션에 사용된 전력회로와 제어 회로를 하드웨어 프로토타입으로 제작하고 실험을 실시하였다. 도 7은 전력회로와 제어 회로의 구성을 나타낸 것이다. 전력회로는 단상전원과 단상 PWM 컨버터, 그리고 저항부하로 구성되어 있고 제어 회로는 OP amp와 검출소자를 기능별로 모듈화하여 구성하였다.In order to examine the feasibility of implementing a real system, a power prototype and a control circuit used in the simulation were fabricated as hardware prototypes and tested. 7 shows a configuration of a power circuit and a control circuit. The power circuit consists of a single-phase power supply, a single-phase PWM converter, and a resistive load. The control circuit is composed of OP amps and detection elements modularized by function.
도 8의 (a)는 제어 회로 동작 전과 동작 후 입력전압과 전류의 파형을 나타내고 있다. 시뮬레이션 결과에서처럼 제어 회로 동작 전은 전형적인 캐패시터 삽입형 정류기의 입력전압 및 전류의 파형이었으나 제어 회로 동작 후 입력전압과 전류는 서로 동상이 되어 역률이 거의 1.0 가까이 제어되고, 전류의 모양도 정현파가 됨을 확인할 수 있다. 도 8의 (b)는 부하저항이 80 Ω에서 120 Ω으로 변동 시 전류파형이고 도 8의 (c)는 부하저항이 120 Ω에서 80 Ω으로 변동 시 전류파형이다. 제작된 프로토타입은 부하가변 시에도 전류는 정현파를 유지하며 과도상태 응답이 우수함을 볼 수 있다.Fig. 8A shows waveforms of input voltage and current before and after the operation of the control circuit. As shown in the simulation results, before the control circuit operation, the waveforms of input voltage and current of the typical capacitor-embedded rectifier were used. However, after the control circuit operation, the input voltage and current are in phase with each other, and the power factor is controlled to almost 1.0, and the shape of the current is also a sine wave. have. 8B shows a current waveform when the load resistance varies from 80 Ω to 120 Ω, and FIG. 8C shows a current waveform when the load resistance varies from 120 Ω to 80 Ω. The prototype shows that the current remains sinusoidal under load variation and the transient response is excellent.
도 9의 (a)는 제어 회로 동작 전 입력전류의 파형과 FFT 분석 결과를 나타낸 것이다. 3고조파와 5고조파가 크게 함유되어 있음을 볼 수 있다. 도 9의 (b)는 본 실시예에서 제안하는 제어 회로를 사용하였을 경우 입력전류의 FFT분석을 실행한 결과 파형이다. 3고조파와 5고조파가 대폭 감소함을 볼 수 있다. 따라서 제안하는 제어 회로를 사용할 경우 고조파 저감효과가 대단히 우수한 것을 알 수 있다.9 (a) shows the waveform of the input current and the FFT analysis result before operating the control circuit. It can be seen that the 3rd and 5th harmonics are largely contained. FIG. 9B shows waveforms of the FFT analysis of the input current when the control circuit proposed in this embodiment is used. It can be seen that the 3rd and 5th harmonics are greatly reduced. Therefore, it can be seen that the harmonic reduction effect is very excellent when using the proposed control circuit.
이상을 정리하면 다음과 같다. 본 발명자는, 단상 PWM 컨버터는 power factor와 고조파를 보상하기 위해서 입력 전압, 입력 전류, 직류 전압을 검출하기 위해 3개의 센서를 필요로 한다. 그러나 입력 전압은 직접적인 측정없이도 다른 두개의 센서를 통해 측정된 값을 이용하여 추정할 수 있음을 관측하였다.The above is summarized as follows. The inventors of the present invention require three sensors to detect the input voltage, input current and direct current voltage to compensate for power factor and harmonics. However, it was observed that the input voltage can be estimated using the values measured by two other sensors without direct measurement.
이 점에 착안하여 본 발명자는 입력전압 검출기가 없는 새로운 제어 회로를 설계하고 그 성능을 분석하였다. 제안하는 제어 회로의 성능분석을 위해 시뮬레이션을 실시하였고, 실용적 타당성을 확인할 목적으로 제안하는 제어 회로가 포함된 단상 PWM 컨버터를 제작하여 실험을 실시하였다. 실험결과를 통하여, 제안하는 제어 회로는 정상상태뿐만 아니라 과도상태에서도 우수한 성능을 보여 기존의 제어 회로를 대체 가능할 것으로 평가된다.With this in mind, we designed a new control circuit without an input voltage detector and analyzed its performance. A simulation was performed to analyze the performance of the proposed control circuit, and a single-phase PWM converter including the proposed control circuit was tested for the purpose of verifying its practical validity. Based on the experimental results, the proposed control circuit shows excellent performance in the transient state as well as the steady state, and can be substituted for the existing control circuit.
또한 제어 회로의 구조가 간단하여 실용성이 클 것으로 판단되며, 단상 PWM 컨버터가 승압초퍼가 삽입된 다이오드정류기를 대체하는데 큰 역할을 할 것으로 보인다.In addition, the control circuit is simple in structure and it is judged to be of great practicality. The single-phase PWM converter will play a big role in replacing the diode rectifier with the boost chopper.
본 발명에 의한 PWM 컨버터 제어 장치 및 이를 사용한 PWM 컨버터를 적용함으로써, 입력 전압 검출기를 사용할 필요가 없이 입력 전류 검출기와 직류 전류 검출기만으로 입력 전압을 추정할 수 있어 보다 저가(low cost)화 및 소형화된 회로 구성을 갖는 PWM 컨버터의 구현이 가능하다.By applying the PWM converter control device and the PWM converter using the same according to the present invention, the input voltage can be estimated only by the input current detector and the DC current detector without using the input voltage detector, resulting in lower cost and miniaturization. It is possible to implement a PWM converter with a circuit configuration.
본 발명에 의하여, 부하의 급격한 변동에도 신속하게 입력 전압의 추정이 가능하여 과도상태에 대한 대처 성능이 뛰어난 PWM 컨버터를 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to quickly estimate the input voltage in spite of a sudden change in the load, thereby providing a PWM converter having excellent coping performance against transients.
본 발명에 의하여, 입력 리액터의 전압 보상 및 컨버터 스위치에 의한 데드타임의 보상이 용이한 새로운 PWM 컨버터의 제어 장치 및 이를 사용한 PWM 컨버터를 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to provide a control device for a new PWM converter and a PWM converter using the same, which are capable of easily compensating voltage of an input reactor and compensation of dead time by a converter switch.
Claims (6)
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