KR20040076100A - Digital soft start circuit for pulse width modulation signal generator and switching mode power supply including the same - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 38
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
본 발명은 스위칭 소자의 스위칭에 의해 전원을 공급하는 스위칭 모드 파워 서플라이(Switching Mode Power Supply: 이하 'SMPS'라 한다)에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching mode power supply (hereinafter referred to as SMPS) for supplying power by switching of switching elements.
도 1은 종래의 SMPS의 구성도이다.1 is a block diagram of a conventional SMPS.
종래의 스위칭 모드 파워 서플라이는 1차 전원공급부(10), 저항(R), 2차 전원공급부(20), 피드백 회로(30), 스위칭 구동부(40), 및 전원부(50)로 구성되어 있다.The conventional switching mode power supply is composed of a primary power supply 10, a resistor (R), a secondary power supply 20, a feedback circuit 30, a switching driver 40, and a power supply 50.
1차 전원공급부(10)는 브리지(Bridge) 다이오드 정류기(1)와 커패시터(C1)로 구성되고, 2차 전원공급부(20)는 트랜스포머(2), 다이오드(D1)와, 커패시터(C2)로 구성되며, 피드백 회로(30)는 오차 증폭부(31), 포토 커플러(32), 커패시터(C3)로 구성되어 있다.The primary power supply 10 includes a bridge diode rectifier 1 and a capacitor C1, and the secondary power supply 20 includes a transformer 2, a diode D1, and a capacitor C2. The feedback circuit 30 is composed of an error amplifier 31, a photo coupler 32, and a capacitor C3.
그리고, 스위칭 구동부(40)는 PWM(pulse width modulation) IC(41), 모스 트랜지스터(M1), 다이오드(D2)를 포함하여 구성되며, 스위칭 구동부(40)는 칩 형태로 제조된다. 또한, 전원부(50)는 커패시터(C4), 코일(L1)과 다이오드(D3)로 이루어진다.The switching driver 40 includes a pulse width modulation (PWM) IC 41, a MOS transistor M1, and a diode D2, and the switching driver 40 is manufactured in a chip form. In addition, the power supply unit 50 includes a capacitor C4, a coil L1, and a diode D3.
이와 같은 연결을 한 종래의 스위칭 모드 파워 서플라이의 동작에 대해 설명한다.The operation of the conventional switched mode power supply having such a connection will be described.
전력공급부(10)에 교류 전원이 입력되고, 교류전원이 브리지 다이오드 정류기(1)를 통과하면 전파정류되고, 브리지 다이오드 정류기(1)의 출력전원은 커패시터(C1)에 의해 평활화되어 직류 전원이 된다.When AC power is input to the power supply unit 10 and AC power passes through the bridge diode rectifier 1, full-wave rectification is performed. The output power of the bridge diode rectifier 1 is smoothed by the capacitor C1 to become a DC power source. .
SMPS의 최초 구동시에는 트랜지스터(M1)가 오프되어 있으므로, 평활화된 직류전류는 트랜스포머(2)의 일차 코일로 흐르지 못하고, 저항(R)을 통하여 흐른다.Since the transistor M1 is turned off during the initial driving of the SMPS, the smoothed direct current does not flow to the primary coil of the transformer 2 but flows through the resistor R.
PWM 발생부(41)는 구동전원전압(Vcc)이 일정 크기 이상이 되어야 구동하므로, 저항(R)을 통해 흐른 전류는 PWM 발생부(41)쪽으로 바로 흐르지 못하고, 전원부(50)로 흘러 커패시터(C4)를 충전한다. 커패시터(C4)가 충전되어 일정전위에 이르러 PWM 발생부(41)를 구동할 수 있는 전위(Vcc)에 이르게 되면, PWM 발생부(41)는 구동을 시작한다.Since the PWM generator 41 is driven only when the driving power supply voltage Vcc is greater than or equal to a predetermined size, the current flowing through the resistor R does not flow directly to the PWM generator 41, but flows to the power supply 50 so that the capacitor ( Charge C4). When the capacitor C4 is charged and reaches a constant potential to reach the potential Vcc capable of driving the PWM generator 41, the PWM generator 41 starts driving.
한편, 포워드 컨버터(forward converter)나 플라이백 컨버터(flyback converter)의 SMPS의 출력단에는 일반적으로 용량성(Capacitive) 부하 성분이 존재하며, 이 성분에 의해 SMPS의 초기 동작시에 출력 전압이 일정 시정수를 갖고 상승하게 된다. 따라서, SMPS의 초기 동작시에 피드백 루프(Feedback Loop)가오픈(Open)상태로 보여서 PWM 비교기의 반전(Inverting) 단자에 인가되는 피드백 신호는 최대값이 된다. 또한, 이 시간 동안 트랜지스터(M1)의 드래인 전류는 피크값(IPEAK)로 유지되어 2차측 부하에 가능한 한 최대 전력이 전달된다.On the other hand, a capacitive load component is generally present at the output stage of the SMPS of a forward converter or a flyback converter, and this component causes a constant time constant in the output voltage during the initial operation of the SMPS. Will rise with. Therefore, during the initial operation of the SMPS, the feedback loop is shown as an open state, and the feedback signal applied to the inverting terminal of the PWM comparator reaches a maximum value. In addition, during this time, the drain current of the transistor M1 is maintained at the peak value I PEAK so that maximum power is delivered to the secondary load as much as possible.
그런데, 이처럼 SMPS 동작 초기에 일정 시간동안 2차측에 최대 전력이 전달되면 전체회로에 심한 스트레스를 가해 주게 된다. 따라서, 이러한 동작을 피하기 위해 소프트 스타트(Soft Start)라는 기능이 필요하며, 종래에는 이러한 소프트 스타트 기능을 위해 도 1에 도시한 바와 같이 PWM 발생부(41) 외부에 커패시터(Cs)를 추가하였다.However, when the maximum power is delivered to the secondary side for a predetermined time at the beginning of the SMPS operation, severe stress is placed on the entire circuit. Therefore, in order to avoid such an operation, a function called a soft start is required, and in the related art, a capacitor Cs is added to the outside of the PWM generator 41 as shown in FIG. 1 for the soft start function.
이러한 구성을 가지는 PWM 발생부(41)는 구동전원전압(Vcc)의 입력을 받아 일정 듀티비를 갖는 펄스를 모스 트랜지스터(M1)의 게이트로 출력하고, 이 펄스에 의해 모스 트랜지스터(M1)는 온/오프의 동작을 반복한다. 이때, 모스 트랜지스터(M1)가 온인 동안에는 평활화된 직류전류가 트랜스포머(2)의 1차 코일쪽으로 흘러 1차 코일에 전류를 축적한다. 모스 트랜지스터(M1)가 오프인 동안에는 평활화된 직류전류는 1차코일 쪽으로 유입되지 않고, 1차 코일에 저장하고 있던 전류를 트랜스포머(2)의 2차 코일로 전송한다.The PWM generator 41 having such a configuration receives the input of the driving power supply voltage Vcc and outputs a pulse having a certain duty ratio to the gate of the MOS transistor M1. The MOS transistor M1 is turned on by this pulse. Repeat the on / off operation. At this time, while the MOS transistor M1 is on, the smoothed direct current flows toward the primary coil of the transformer 2 to accumulate current in the primary coil. While the MOS transistor M1 is off, the smoothed direct current does not flow into the primary coil side, and transfers the current stored in the primary coil to the secondary coil of the transformer 2.
이렇게 2차 코일로 전송된 전류는 다이오드(D1)에 의해 양의 전류로 정류되고, 커패시터(C2)에 의해 다시 한번 평활화(rectify)된다.The current transmitted to the secondary coil is rectified by the diode D1 to a positive current and once again rectified by the capacitor C2.
평활화된 커패시터(C2) 양단의 전압이 SMPS의 출력전압으로 사용된다.The voltage across the smoothed capacitor C2 is used as the output voltage of the SMPS.
피드백 회로부(30)의 증폭기(31)는 출력전압을 포토 커플러(32)를 동작할 수있는 전압 레벨로 증폭하고, 이 포토 커플러(32)에서 증폭된 출력전압이 일정크기 이상이 되면 포토 커플러(32)를 동작시켜 PWM 발생부(41) 내부에 설정된 전류 소스부에서 커패시터(C3)에 충전된 전류를 방전한다. 이러한 피드백 루프에 의해서 2차측 전위를 일정하게 유지시켜 준다.The amplifier 31 of the feedback circuit unit 30 amplifies the output voltage to a voltage level at which the photo coupler 32 can operate, and when the output voltage amplified by the photo coupler 32 is greater than or equal to a predetermined magnitude, the photo coupler ( 32 is operated to discharge the current charged in the capacitor C3 from the current source unit set inside the PWM generator 41. This feedback loop keeps the secondary potential constant.
PWM 발생부(41)는 커패시터(C3)에 충전된 전압이 증가하면 출력 클럭펄스의 듀티비를 감소시키고, 커패시터(C3)에 충전된 전압이 감소하면 출력 클럭펄스의 듀티비를 증가시킨다. 클럭펄스의 듀티비가 증가하면 트랜스포머의 1차 코일에서 2차 코일로 전달하는 전류의 양이 증가되고, 클럭펄스의 듀티비가 감소하면 트랜스포머의 1차 코일에서 2차 코일로 전달하는 전류의 양이 감소한다. 모스 트랜지스터(M1)의 스위칭에 의해 2차 코일로 전달되는 전류의 양의 조절되고, 이에 의해 출력전압의 크기가 조절된다.The PWM generator 41 reduces the duty ratio of the output clock pulse when the voltage charged in the capacitor C3 increases, and increases the duty ratio of the output clock pulse when the voltage charged in the capacitor C3 decreases. Increasing the duty cycle of the clock pulse increases the amount of current delivered from the transformer's primary coil to the secondary coil, and decreasing the clock pulse's duty ratio decreases the amount of current transferred from the transformer's primary coil to the secondary coil. do. The amount of current delivered to the secondary coil is controlled by the switching of the MOS transistor M1, thereby adjusting the magnitude of the output voltage.
그런데, 정상 동작 후에는 저항(R)을 통해 흐르는 전류는 PWM 발생부(41)가 동작하는 데 필요하지 않다. 그럼에도 불구하고 저항(R)을 통해 계속 전류가 공급됨으로 인한 소비전력이 낭비된다. 또한, SMPS에서 초기에 일정시간 동안 2차측에 최대 전력을 공급하게 되면 전체회로에 심한 스트레스를 방지하기 위해 소프트 스타트 기능을 적용해야 하며, 이에 따라 외부 소자를 사용하는 부가적인 비용이 발생한다.However, after the normal operation, the current flowing through the resistor R is not necessary for the PWM generator 41 to operate. Nevertheless, power consumption is wasted due to the continuous supply of current through the resistor R. In addition, when SMPS initially provides maximum power to the secondary for a certain period of time, the soft start function must be applied to prevent severe stress on the entire circuit, which incurs an additional cost of using an external device.
또한, 저항(R)으로 인해 스위칭 제어부(40) 즉, IC 밖에 추가적인 소자의 존재로 인해 제조원가가 늘어나는 문제점도 있다.In addition, there is a problem that the manufacturing cost increases due to the presence of additional devices outside the switching controller 40, that is, the IC due to the resistor (R).
그러므로 본 발명은 이러한 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 전력소비가 감소되고 제조원가가 줄어든 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하는 것을 목적으로 한다.Therefore, an object of the present invention is to provide a switching mode power supply in which power consumption is reduced and manufacturing cost is reduced.
도 1은 종래 기술에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 개략적인 회로도이다. 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 개략적인 회로도이다.1 is a schematic circuit diagram of a switched mode power supply according to the prior art. 2 is a schematic circuit diagram of a switched mode power supply according to an embodiment of the present invention.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 PWM 발생부(301)의 개략적인 회로도이다.3 is a schematic circuit diagram of a PWM generator 301 of a switched mode power supply according to an embodiment of the present invention.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 디지털 소프트 스타트부의 상세 회로도이다.4 is a detailed circuit diagram of a digital soft start unit according to an embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 DAC의 클럭 및 디지털 소프트 스타트부의 출력 파형을 나타낸 타이밍도이다.5 is a timing diagram illustrating output waveforms of a clock and a digital soft start unit of the DAC according to an exemplary embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 구동부의 출력 파형에 의한 트랜지스터(M1)의 파형을 나타낸 도이다.6 is a view showing the waveform of the transistor M1 by the output waveform of the driving unit according to the embodiment of the present invention.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 펄스 모듈레이션 타이밍도이다.7 is a pulse modulation timing diagram of a switched mode power supply according to an embodiment of the present invention.
***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명****** Description of the symbols for the main parts of the drawings ***
100 : 전력 공급부 200 : 출력부100: power supply unit 200: output unit
300 : 스위칭 구동부 400 : 피드백 회로부300: switching driver 400: feedback circuit
301 : PWM 발생부 330 : 발진기301: PWM generator 330: oscillator
340 : 비교기 350 : 소스/싱크부340: comparator 350: source / sink portion
360 : 제어부 370 : 소프트 스타트부360: control unit 370: soft start unit
380 : PWM 생성기380: PWM Generator
이러한 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 특징에 따른 펄스폭 변조 신호 발생장치는 교류 전원을 직류 전류로 변환하는 전력 공급부, 상기 전력 공급부의 직류 전류를 부하가 원하는 형태의 직류 전원으로 만드는 변압기, 상기 변압기의 출력 전류를 직류 전류로 만들어 부하측에 공급하는 출력부, 상기 출력부의 출력 전류에 대응하는 피드백 전압을 상기 변압기의 1차측으로 피드백 입력시키는 피드백 회로부 및 전원 전압을 형성하는 전원부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 펄스폭 변조 신호 발생장치로서,In order to achieve the above technical problem, a pulse width modulated signal generator according to a feature of the present invention includes a power supply for converting an AC power source into a direct current, a transformer for converting the direct current from the power supply unit into a DC power source of a desired form; A switching unit including an output unit configured to convert the output current of the transformer into a direct current and supplying it to a load side, a feedback circuit unit for feeding back a feedback voltage corresponding to the output current of the output unit to the primary side of the transformer, and a power supply unit forming a power supply voltage A pulse width modulated signal generator of a mode power supply,
턴 온 또는 턴 오프 동작에 의해 상기 전력 공급부에서 출력하는 직류 전류가 상기 전원부로 공급될 수 있도록 하는 전류 경로가 형성되거나 차단되도록 하는 내부 스위치; 시스템 초기 구동시 출력전압을 0V부터 제1 기준레벨까지 순차적으로 증가시켜서 상기 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달할 때까지는 상기 내부 스위치를 턴 오프시키고 상기 기준레벨에 도달하면 상기 내부 스위치를 턴 온시키는 소프트 스타트부; 상기 소프트 스타트부의 출력전압 및 상기 피드백 전압에 따라 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절하는 펄스폭 변조부를 포함하며,An internal switch for forming or blocking a current path for allowing a DC current output from the power supply unit to be supplied to the power supply unit by a turn on or turn off operation; In the initial operation of the system, the output voltage is sequentially increased from 0 V to the first reference level so that the internal switch is turned off until the output voltage reaches the first reference level, and when the reference level is reached, the internal switch is turned on. A soft start unit for turning on; A pulse width modulator for adjusting a duty ratio of a pulse width modulated signal according to an output voltage of the soft start unit and the feedback voltage;
상기 소프트 스타트부의 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달할 때까지 상기 출력부의 출력전압이 서서히 증가하고, 상기 소프트 스타트부의 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달하면 상기 출력부의 출력전압이 일정하게 유지된다.The output voltage of the output unit gradually increases until the output voltage of the soft start unit reaches the first reference level, and the output voltage of the output unit is constant when the output voltage of the soft start unit reaches the first reference level. maintain.
상기 소프트 스타트부는The soft start section
순차적으로 증가하는 디지털 신호를 입력받아 아날로그 신호로 변환하여 출력하는 변환부; 및 상기 변환부의 출력신호를 받아서 제1 기준레벨의 전압과 비교하여 상기 내부 스위치의 동작을 제어하는 신호를 출력하는 비교부를 포함한다.A converter which receives a sequentially increasing digital signal and converts the analog signal into an analog signal and outputs the analog signal; And a comparator configured to receive an output signal of the converter and to output a signal for controlling the operation of the internal switch by comparing the voltage with a first reference level.
상기 변환부는The conversion unit
순차적으로 증가하는 디지털 신호를 출력하는 카운터; 상기 디지털 신호를 입력받아 아날로그 신호로 변환하는 DAC(digital to analog converter); 및 상기 비교부의 출력신호에 따라서 상기 DAC의 출력신호 또는 제2 기준레벨의 전압을 상기 비교부로 출력하는 제1, 제2 트렌스미션 게이트를 포함하며,A counter for outputting a sequentially increasing digital signal; A digital to analog converter (DAC) for receiving the digital signal and converting the digital signal into an analog signal; And first and second transmission gates outputting an output signal of the DAC or a voltage of a second reference level to the comparator according to the output signal of the comparator.
상기 DAC의 출력신호가 제1 기준레벨까지 증가하는 동안에는 상기 제1(또는 제2) 트랜스미션 게이트를 통하여 상기 DAC의 출력신호를 상기 비교부로 출력하고, 상기 DAC의 출력신호가 제1 기준레벨에 도달하면 상기 제2(또는 제1) 트랜스미션 게이트를 통하여 상기 제2 기준레벨의 전압을 상기 비교부로 출력한다.While the output signal of the DAC is increased to the first reference level, the output signal of the DAC is output to the comparator through the first (or second) transmission gate, and the output signal of the DAC reaches the first reference level. The voltage of the second reference level is output to the comparator through the second (or first) transmission gate.
또한, 본 발명의 특징에 따른 펄스폭 변조 신호 발생 장치는 상기 소프트 스타트부의 출력전압을 입력받아서 상기 출력전압에 따라 상기 피트백 전압을 상기 펄스폭 변조부로 전달하거나 차단되도록 하는 제어부와, 상기 전력 공급부에서 출력하는 직류 전류를 입력받아 일정 레벨로 낮추어 상기 내부 스위치에 인가하는 전류 제어원을 더 포함할 수 있다.In addition, the pulse width modulation signal generator according to an aspect of the present invention is a control unit for receiving the output voltage of the soft start unit to transfer or cut off the pitback voltage to the pulse width modulator according to the output voltage, and the power supply unit The control unit may further include a current control source receiving a direct current output from the lowering to a predetermined level and applying it to the internal switch.
또한, 본 발명의 특징에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이는, 변압기의 1차코일을 포함하며, 교류 전류를 직류 전류로 변환하여 출력하는 전력 공급부; 트랜스포머의 제1, 제2차 코일을 포함하며, 2차 코일에 전달된 전류를 직류 전류로 부하측으로 출력하는 출력부; 상기 출력부의 출력단에 입력단이 연결되어 직류 전류를 입력받아 상기 변압기의 1차측으로 피드백시키는 피드백회로부; 시스템 초기 구동시 전력 공급부의 직류 전원을 입력하여 일정 레벨의 전원 전압을 형성하고, 전원 전압이 형성된 후 1차 코일로부터 유기되는 전원으로 전원 전압을 형성하는 전원부; 및 턴 온/오프 동작에 따라 상기 전력 공급부와 상기 전원부 간의 전류 경로를 형성 또는 차단시키는 내부 스위치, 시스템 초기 구동시 출력전압을 0V부터 제1 기준레벨까지 순차적으로 증가시켜서 상기 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달할 때까지는 상기 내부 스위치를 턴 오프시키고 상기 기준레벨에 도달하면 상기 내부 스위치를 턴 온시키는 소프트 스타트부, 상기 소프트 스타트부의 출력전압 및 상기 피드백 전압에 따라 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절하는 펄스폭 변조부를 포함하는 스위칭 제어부를 포함하며,In addition, the switching mode power supply according to an aspect of the present invention, the power supply including a primary coil of the transformer, converts the AC current into a DC current and outputs; An output unit including first and second coils of a transformer and outputting a current transmitted to the secondary coil to a load side as a direct current; A feedback circuit unit connected to an output terminal of the output unit and receiving a DC current to feed back to the primary side of the transformer; A power supply unit which inputs a DC power supply of a power supply unit to form a power supply voltage at a predetermined level during initial driving of the system, and forms a power supply voltage with a power induced from a primary coil after the power supply voltage is formed; And an internal switch for forming or blocking a current path between the power supply and the power supply according to a turn on / off operation, and sequentially increasing an output voltage from 0 V to a first reference level when the system is initially driven. The duty ratio of the pulse width modulated signal according to the soft start unit which turns off the internal switch until the reference level is reached and the internal switch is turned on when the reference level is reached, the output voltage of the soft start unit and the feedback voltage. It includes a switching controller including a pulse width modulator for adjusting the,
상기 소프트 스타트부의 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달할 때까지 상기 출력부의 출력전압이 서서히 증가하고, 상기 소프트 스타트부의 출력전압이 상기 제1 기준레벨에 도달하면 상기 출력부의 출력전압이 일정하게 유지된다.The output voltage of the output unit gradually increases until the output voltage of the soft start unit reaches the first reference level, and the output voltage of the output unit is constant when the output voltage of the soft start unit reaches the first reference level. maintain.
상기 소프트 스타트부는The soft start section
순차적으로 증가하는 디지털 신호를 입력받아 아날로그 신호로 변환하여 출력하는 변환부; 및 상기 변환부의 출력신호를 받아서 제1 기준레벨의 전압과 비교하여 상기 내부 스위치의 동작을 제어하는 신호를 출력하는 비교부를 포함한다.A converter which receives a sequentially increasing digital signal and converts the analog signal into an analog signal and outputs the analog signal; And a comparator configured to receive an output signal of the converter and to output a signal for controlling the operation of the internal switch by comparing the voltage with a first reference level.
상기 변환부는The conversion unit
순차적으로 증가하는 디지털 신호를 출력하는 카운터; 상기 디지털 신호를 입력받아 아날로그 신호로 변환하는 DAC(digital to analog convertor); 및 상기 비교부의 출력신호에 따라서 상기 DAC의 출력신호 또는 제2 기준레벨의 전압을 상기 비교부로 출력하는 제1, 제2 트랜스미션 게이트를 포함한다.A counter for outputting a sequentially increasing digital signal; A digital to analog convertor (DAC) for receiving the digital signal and converting the digital signal into an analog signal; And first and second transmission gates outputting the output signal of the DAC or the voltage of the second reference level to the comparator according to the output signal of the comparator.
또한, 상기 소프트 스타트부의 출력전압을 입력받아서 상기 출력전압에 따라 상기 피트백 전압을 상기 펄스폭 변조부로 전달하거나 차단되도록 하는 제어부를 더 포함한다.The apparatus may further include a controller configured to receive the output voltage of the soft start unit and to transfer or block the pitback voltage to the pulse width modulator according to the output voltage.
또한, 상기 스위칭 제어부는 하나의 칩으로 구성되는 것을 특징으로 한다.In addition, the switching control unit is characterized in that composed of one chip.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.DETAILED DESCRIPTION Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art may easily implement the present invention. As those skilled in the art would realize, the described embodiments may be modified in various different ways, all without departing from the spirit or scope of the present invention.
도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 어떤 부분이 다른 부분과 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 전기적으로 연결되어 있는 경우도 포함한다.In the drawings, parts irrelevant to the description are omitted in order to clearly describe the present invention. When a part is connected to another part, this includes not only a directly connected part but also an electrically connected part with another element in between.
이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 가장 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조로 하여 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings the most preferred embodiment that can be easily carried out by those of ordinary skill in the art as follows.
먼저 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 개략적인 구조에 대해서 설명한다.First, a schematic structure of a switching mode power supply according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 2.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 개략적인 회로도이다.2 is a schematic circuit diagram of a switched mode power supply according to an embodiment of the present invention.
도 2에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이는 전력 공급부(100), 출력부(200), 스위칭 구동부(300) 및 피드백 회로부(400)를 포함한다.As shown in FIG. 2, the switching mode power supply according to the embodiment of the present invention includes a power supply unit 100, an output unit 200, a switching driver 300, and a feedback circuit unit 400.
전력 공급부(100)는 4개의 다이오드(D1-D4)로 이루어진 전파 브리지 정류기(110)와 커패시터(C1)를 포함한다. 전파 브리지 정류기(110)에서 다이오드(D1, D4)의 접점과 다이오드(D2, D3)의 접점 사이에 교류 전원(VAC)이 인가된다. 커패시터(C1)는 다이오드(D1, D2)의 접점과 다이오드(D3, D4)의 접점 사이에 연결되어 접지되어 있다. 교류 전원(VAC)이 전파 브리지 정류기(110)에 입력되어 전파 정류되고, 전파 브리지 정류기(110)에 의해 전파 정류된 전원은 커패시터(C1)에 의해 평활화되어 직류 전원으로 변환된다. 그리고 전력 공급부(100)의 출력은 스위칭 구동부(300)의 입력 전압(Vstr)이 된다.The power supply unit 100 includes a full-wave bridge rectifier 110 composed of four diodes D1-D4 and a capacitor C1. The AC power source VAC is applied between the contacts of the diodes D1 and D4 and the contacts of the diodes D2 and D3 in the full-wave bridge rectifier 110. The capacitor C1 is connected and grounded between the contacts of the diodes D1 and D2 and the contacts of the diodes D3 and D4. AC power VAC is inputted to the full-wave bridge rectifier 110 and full-wave rectified, and the full-wave rectified power by the full-wave bridge rectifier 110 is smoothed by the capacitor C1 and converted into a direct-current power source. The output of the power supply unit 100 becomes the input voltage Vstr of the switching driver 300.
출력부(200)는 트랜스포머(210), 다이오드(D5) 및 커패시터(C2)를 포함한다. 스위칭 구동부(300)는 PWM 발생부(301)와 스위칭 소자(M1)로 이루어지며 PWM 신호 발생 장치로서 동작한다. 트랜스포머(210)의 1차측 코일은 전력 공급부(100)의 출력과 스위칭 소자(M1)의 드레인 사이에 연결된다. 다이오드(D5)는 트랜스포머(210)의 2차측 코일의 상단에 연결되고, 커패시터(C2)는 다이오드(D5)와트랜스포머(210)의 2차측 코일의 하단 사이에 연결된다. 커패시터(C2)의 양단 전압이 출력 DC 전압(Vout)이 된다. 스위칭 구동부(300)는 하나의 집적 회로(IC, integrated circuit)로 이루어지며, 외부의 커패시터(C3)에 연결되어 있다. 커패시터(C3)에 충전된 전압은 스위칭 구동부(300)의 전원 전압(Vcc)으로서 작용한다. 스위칭 구동부(300)의 PWM 발생부(301)는 PWM 신호를 생성하여 스위칭 소자(M1)의 온/오프 동작을 제어한다. 이러한 스위칭 소자(M1)로는 MOSFET 등의 트랜지스터가 사용될 수 있다.The output unit 200 includes a transformer 210, a diode D5, and a capacitor C2. The switching driver 300 includes a PWM generator 301 and a switching device M1 and operates as a PWM signal generator. The primary coil of the transformer 210 is connected between the output of the power supply 100 and the drain of the switching element M1. The diode D5 is connected to the top of the secondary coil of the transformer 210 and the capacitor C2 is connected between the diode D5 and the bottom of the secondary coil of the transformer 210. The voltage across the capacitor C2 becomes the output DC voltage Vout. The switching driver 300 is composed of one integrated circuit (IC) and is connected to an external capacitor C3. The voltage charged in the capacitor C3 serves as the power supply voltage Vcc of the switching driver 300. The PWM generator 301 of the switching driver 300 generates a PWM signal to control the on / off operation of the switching device M1. As the switching element M1, a transistor such as a MOSFET may be used.
피드백 회로부(400)는 증폭기(410), 포토 커플러(420) 및 커패시터(C4)를 포함한다. 증폭기(410)의 입력단은 출력부(200)의 출력단 양단에 연결되고, 증폭기(410)의 출력단은 포토 커플러(410)에 연결된다. 커패시터(C4)는 포토 커플러(302)와 접지단 사이에 연결된다. 증폭기(410)는 출력부(200)의 출력 전류를 포토 커플러(420)가 구동할 수 있는 전압 레벨로 증폭하고, 포토 커플러(420)는 증폭된 전압이 일정치 이상이 되면 커패시터(C4)에 전압(Vfb)을 축적한다. 이 전압(Vfb)은 피드백 전압으로 작용하여, 스위칭 구동부(300)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티를 조절한다.The feedback circuit unit 400 includes an amplifier 410, a photo coupler 420, and a capacitor C4. The input terminal of the amplifier 410 is connected to both ends of the output terminal of the output unit 200, the output terminal of the amplifier 410 is connected to the photo coupler 410. The capacitor C4 is connected between the photo coupler 302 and the ground terminal. The amplifier 410 amplifies the output current of the output unit 200 to a voltage level that can be driven by the photo coupler 420, the photo coupler 420 to the capacitor (C4) when the amplified voltage is a predetermined value or more The voltage Vfb is accumulated. This voltage Vfb serves as a feedback voltage to adjust the duty of the PWM signal generated by the switching driver 300.
아래에서는 도 3 내지 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 구동부 및 그 동작에 대하여 상세하게 설명한다.Hereinafter, a switching driver and an operation thereof according to an exemplary embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 3 to 6.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 PWM 발생부(301)의 개략적인 회로도이고, 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 구동부의 상세 회로도이고, 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 구동부의 출력 파형을 나타낸 타이밍도이rh, 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 구동부의 출력 파형에 의한 트랜지스터(M1)의 파형을 나타낸 것이며, 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 타이밍도이다.3 is a schematic circuit diagram of a PWM generator 301 of a switching mode power supply according to an embodiment of the present invention, FIG. 4 is a detailed circuit diagram of a driving unit according to an embodiment of the present invention, and FIG. 5 is an embodiment of the present invention. FIG. 6 is a timing diagram illustrating an output waveform of a driving unit according to an exemplary embodiment. FIG. 6 illustrates a waveform of the transistor M1 based on an output waveform of the driving unit according to an exemplary embodiment of the present invention. Timing diagram of the mode power supply.
도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 구동부(300)의 PWM 발생부(301)는 UVLO(undervoltage lockout)/밴드갭(bandgap)부(310), 고전압 레귤레이터(HV/REG, high voltage regulator)(320), 발진기(330), 비교기(340), 소스/싱크부(350), 제어부(360), 소프트 스타트부(370) 및 PWM 생성기(380)를 포함한다. 또한 도 4에 도시된 바와 같이, 고전압 레귤레이터(320)는 스위치(JFET) 및 트랜지스터(MN1)를 포함하며, 소프트 스타트부(370)는 D/A변환부(digital to analog converter)(371) 및 비교기/래치부(372)를 포함한다.As shown in FIG. 3, the PWM generator 301 of the switching driver 300 according to the embodiment of the present invention may include an undervoltage lockout (UVLO) / bandgap unit 310, a high voltage regulator (HV / REG, high voltage regulator 320, oscillator 330, comparator 340, source / sink unit 350, control unit 360, soft start unit 370, and PWM generator 380. In addition, as shown in FIG. 4, the high voltage regulator 320 includes a switch JFET and a transistor MN1, and the soft start unit 370 includes a digital to analog converter 371 and a D / A converter. Comparator / latch 372 is included.
UVLO/밴드갭부(310)는 전원 전압(Vcc)이 일정 레벨까지 도달하게 되면 동작을 시작하여 정전압과 바이어스를 PWM 발생부(301)에 인가하여 PWM 발생부(301)를 동작시킨다. 고전압 레귤레이터(320)는 UVLO/밴드갭부(310)와 함께 전원 전압(Vcc)이 일정 레벨로 조절되도록 한다. 발진기(330)는 UVLO/밴드갭부(310)의 바이어스에 의해 발진되고 이에 따라 PWM 생성기(380)는 PWM 신호를 생성하여 스위칭 소자(M1)의 게이트에 인가한다. 소스/싱크부(350)는 커패시터(C4)에 전류를 충전시켜 피드백 전압(Vfb)의 레벨을 결정하고, 피드백 전압(Vfb)을 비교기(340)로 전달한다. 비교기(340)는 피드백 전압(Vfb)과 발진기(330)의 출력인 삼각파를 비교하여 PWM 생성기(380)에서 생성되는 PWM 신호의 듀티를 조절한다. 제어부(360)는 소스/링크부(350)의 오동작을 방지하며, 소프트 스타트부(370)는 출력(Vsoft) 신호를 통하여The UVLO / bandgap unit 310 starts operation when the power supply voltage Vcc reaches a predetermined level and operates the PWM generator 301 by applying a constant voltage and a bias to the PWM generator 301. The high voltage regulator 320, together with the UVLO / bandgap portion 310, allows the power supply voltage Vcc to be adjusted to a predetermined level. The oscillator 330 is oscillated by the bias of the UVLO / bandgap portion 310 so that the PWM generator 380 generates a PWM signal and applies it to the gate of the switching element M1. The source / sink part 350 charges a current in the capacitor C4 to determine the level of the feedback voltage Vfb and transmits the feedback voltage Vfb to the comparator 340. The comparator 340 adjusts the duty of the PWM signal generated by the PWM generator 380 by comparing the feedback voltage Vfb and the triangular wave output of the oscillator 330. The controller 360 prevents a malfunction of the source / link unit 350, and the soft start unit 370 uses an output (Vsoft) signal.
제어부(370)와 비교기(340)를 및 고전압 레귤레이터(320)의 동작을 제어한다.The controller 370 and the comparator 340 and the operation of the high voltage regulator 320 are controlled.
도 4에 도시된 바와 같이, D/A변환부(371) 및 비교기/래치부(372)는 클럭 신호(clock)에 따라 카운터로부터 순차적으로 입력되는 디지털 신호(a, b, c, d)를 아날로그 신호로 변환한 출력(Vsoft) 신호를 발생시키며, 이 출력신호를 제어부(360)로 전달하여 스위치 구동부(300)의 구동 시간 동안에 피드백 전압(Vfb)을 조절하고, 비교기(340)의 동작을 제어한다.As shown in FIG. 4, the D / A converter 371 and the comparator / latch 372 receive digital signals a, b, c, and d sequentially input from a counter according to a clock signal. The output signal Vsoft is converted into an analog signal, and the output signal is transmitted to the controller 360 to adjust the feedback voltage Vfb during the driving time of the switch driver 300 and to operate the comparator 340. To control.
또한, 소프트 스타트부(370)는 출력(Vsoft)을 비교기(3721)의 비반전(+) 단자에 인가하고 반전(-) 단자의 기준전압(Vt2)과 비교하여 출력된 신호(e)를 고전압 레귤레이터(320)로 전달하여 고전압 레귤레이터(320) 내의 스위칭 소자(MN1)의 온/오프 동작을 제어한다.In addition, the soft start unit 370 applies the output Vsoft to the non-inverting (+) terminal of the comparator 3721 and compares the output signal e with the high voltage to the reference voltage Vt2 of the inverting (-) terminal. Transfer to the regulator 320 to control the on / off operation of the switching element (MN1) in the high voltage regulator (320).
한편, 소프트 스타트 시간은 DAC(3711)의 비트수로 조절이 가능하다. 본 발명의 실시예에서는 4비트의 DAC(3711)를 사용하였으며, 따라서 전압(Vsoft)은 도 5에 도시된 바와 같이 24(=16)단계로 서서히 증가한다. 또한, 본 발명에서는 다수개의 플립플롭을 직렬로 연결하여 DAC(3711)로 입력되는 디지털 신호를 출력하는 카운터를 구현하였으며, 카운터는 이 외에도 다양한 방법으로 구현이 가능하다.On the other hand, the soft start time can be adjusted by the number of bits of the DAC 3711. In the embodiment of the present invention, the 4-bit DAC 3711 is used, and thus the voltage Vsoft gradually increases in 2 4 (= 16) steps as shown in FIG. In addition, the present invention implements a counter for outputting a digital signal input to the DAC 3711 by connecting a plurality of flip-flops in series, the counter can be implemented in various ways in addition to this.
아래에서는 이러한 스위칭 구동부(300)의 자세한 동작을 설명한다.Hereinafter, detailed operations of the switching driver 300 will be described.
먼저, 전력 공급부(100)에 입력된 교류 전원(VAC)은 전파 브리지 정류기(110)에 의해 정류되고 커패시터(C1)에 의해 평활화되어 직류 전원에 근사하게 변환된다. 이 직류 전원은 입력 전압(Vstr)이 되어 고전압 레귤레이터(320)에인가된다. 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동시에 커패시터(C3)는 충전되어 있지 않으므로 전원 전압(Vcc)은 0V에 근사하고, 스위치(JFET)의 일반적인 특성에 의해 스위치(JFET)는 턴온된다. 그리고 스위치(JFET)는 입력 전압(Vstr)에서 공급되는 전류 레벨을 스위칭 구동부(300)의 소자에서 요구되는 레벨로 낮추는 역할을 한다.First, the AC power source VAC input to the power supply unit 100 is rectified by the full-wave bridge rectifier 110, smoothed by the capacitor C1, and converted to approx. DC power. This DC power supply becomes an input voltage Vstr and is applied to the high voltage regulator 320. Since the capacitor C3 is not charged at initial startup of the switched mode power supply, the power supply voltage Vcc is close to 0V, and the switch JFET is turned on by the general characteristics of the switch JFET. In addition, the switch JFET serves to lower the current level supplied from the input voltage Vstr to a level required by the device of the switching driver 300.
다시 설명하면, 초기 기동시 D/A변환부(371)에서 DAC(3711)의 출력이 트랜스미션 게이트(SW1)에 의하여 비교기/래치부(372)의 비교기(3721)의 (+)단자로 입력되고, 비교기(3721)에서 DAC(3711)의 출력과 전압(Vt2)을 비교한다. DAC(3711)의 출력전압은 전압(Vt2)보다 낮으므로 비교기(3721)의 출력은 로우 레벨이 되고, 이 신호에 의해 트랜지스터(MN1)는 턴오프되며, 입력 전압(Vstr)이 고전압 레귤레이터(320)의 스위치(JFET)를 거쳐 커패시터(C3)에 충전되어 전원 전압(Vcc)은 증가한다.In other words, the output of the DAC 3711 from the D / A converter 371 at the initial startup is input to the (+) terminal of the comparator 3721 of the comparator / latch 372 by the transmission gate SW1. The comparator 3721 compares the output of the DAC 3711 and the voltage Vt2. Since the output voltage of the DAC 3711 is lower than the voltage Vt2, the output of the comparator 3721 is at a low level, and the signal MN1 is turned off by this signal, and the input voltage Vstr is the high voltage regulator 320. Is charged in the capacitor C3 through the switch JFET of the < RTI ID = 0.0 > 1) < / RTI >
이때, 커패시터(C3)가 일정 전압(Vth)까지 충전되는 동안에는 UVLO/밴드갭부(310)에서 출력되는 신호(f)가 하이 레벨의 신호가 되고, 이 신호는 비교기/래치부(372)의 SR래치(3722)의 리셋(R)으로 입력된다. 또한, 비교기(3721)의 출력인 로우 레벨 신호가 SR래치(3722)의 셋(S)으로 입력되므로 SR래치(3722)의 출력은 로우 레벨을 유지한다. 따라서 DAC(3711)의 출력은 트랜스미션 게이트(SW1)를 통하여 비교기/래치부(372)의 비교기(3721)의 (+)단자로 계속 입력된다.At this time, while the capacitor C3 is charged to a predetermined voltage Vth, the signal f output from the UVLO / bandgap portion 310 becomes a high level signal, and this signal is an SR of the comparator / latch portion 372. It is input to the reset R of the latch 3722. In addition, since the low level signal which is the output of the comparator 3721 is input to the set S of the SR latch 3722, the output of the SR latch 3722 maintains the low level. Therefore, the output of the DAC 3711 is continuously input to the (+) terminal of the comparator 3721 of the comparator / latch 372 through the transmission gate SW1.
한편, 커패시터(C3)가 일정 전압(Vth)이상이 되는 순간에는 소프트 스타트가 되는 시점이므로, DAC(3711), DAC(3711)의 입력(a, b, c, d)에 의해서 출력전압(Vsoft)은 계속 증가하여 최고 전압(Vt2) 레벨까지 증가하면 비교기/래치부(372)의 비교기(3721)의 출력이 하이 레벨이 되고, 이 신호가 SR래치(3722)의 셋(S) 단자로 입력되어 SR래치(3722)의 출력(Q)은 하이 레벨이 된다. 따라서 DAC 변환부(371)의 출력 신호(Vsoft)는 트랜스미션 게이트(SW1)를 통하여 전달된 전압(Vt1, 여기서 Vt1>Vt2)이 되고, 비교기(3721)의 출력은 계속 하이 레벨을 유지하게 되어 트랜지스터(MN1)가 턴 온된다. 따라서 입력전압(Vstr)은 스위치(JFET) - 트랜지스터(MN1)를 통하여 접지로 전달되므로 커패시터(C3)에는 더 이상 전압이 충전되지 않게 된다.On the other hand, at the moment when the capacitor C3 becomes equal to or greater than the predetermined voltage Vth, the soft start is performed. Therefore, the output voltage Vsoft is generated by the inputs a, b, c, and d of the DAC 3711 and the DAC 3711. ) Continues to increase to the highest voltage (Vt2) level, the output of the comparator 3721 of the comparator / latch 372 becomes high level, and this signal is input to the set (S) terminal of the SR latch 3722. As a result, the output Q of the SR latch 3722 becomes a high level. Therefore, the output signal Vsoft of the DAC converter 371 becomes the voltage Vt1, where Vt1> Vt2, transmitted through the transmission gate SW1, and the output of the comparator 3721 maintains a high level so that the transistor (MN1) is turned on. Therefore, since the input voltage Vstr is transmitted to the ground through the switch JFET-transistor MN1, the capacitor C3 is no longer charged with voltage.
이와 같이 본 발명의 실시예에서는 기동 저항(R)을 사용하지 않고 커패시터(C3)에 전압을 충전하여 스위치 구동부(300)의 전원 전압(Vcc)으로 사용할 수 있으며, 구동한 후에는 커패시터(C3)에 전압이 더 이상 충전되지 않도록 한다.As described above, in the exemplary embodiment of the present invention, the capacitor C3 is charged without using the starting resistor R to be used as the power supply voltage Vcc of the switch driver 300. After the driving, the capacitor C3 is driven. Ensure that the voltage is no longer charged.
한편, 커패시터(C3)의 전압(Vcc)이 일정 전압(Vth)에 도달하면, UVLO/밴드갭부(310)는 동작을 시작하여 정전압과 바이어스를 PWM 발생부(301)에 인가하고 이에 따라 발진기(330)가 동작한다. 그러면, PWM 생성기(380)는 일정한 듀티를 가지는 PWM 신호를 생성하고 이 PWM 신호에 따라 스위칭 소자(M1)가 온/오프된다.On the other hand, when the voltage Vcc of the capacitor C3 reaches a predetermined voltage Vth, the UVLO / bandgap unit 310 starts operation to apply the constant voltage and the bias to the PWM generator 301 and accordingly the oscillator ( 330 is operated. Then, the PWM generator 380 generates a PWM signal having a constant duty, and the switching element M1 is turned on / off according to the PWM signal.
즉, DAC(3711)의 출력전압이 증가하는 동안에는 소프트 스타트부(370)의 출력 전압(Vsoft)이 증가하고, 이 전압이 비교기(3721)의 (-)단자로 입력되어 발진기의 출력과 비교되어 PWM 신호가 생성된다. 따라서 스위칭 소자(M1)의 드레인측 전압(Vd)은 도 6에 나타낸 바와 같이 펄스 형태를 나타낸다.That is, while the output voltage of the DAC 3711 increases, the output voltage Vsoft of the soft start unit 370 increases, and this voltage is input to the negative terminal of the comparator 3721 to be compared with the output of the oscillator. The PWM signal is generated. Therefore, the drain side voltage Vd of the switching element M1 has a pulse shape as shown in FIG.
또한, 스위칭 소자(M1)의 드레인측 전압(Vd)은 도 7에 도시된 바와 같이 소프트 스타트부(370)의 출력 전압(Vsoft)이 서서히 증가함에 따라 단계적으로 상승하게 된다. 따라서, 2차측으로 공급되는 전력(Vout)도 서서히 증가하게 되어 초기 스타트 시간 동안 시스템 전체에 심한 스트레스가 가해지는 것을 막을 수 있다.In addition, the drain side voltage Vd of the switching element M1 increases in stages as the output voltage Vsoft of the soft start unit 370 gradually increases as shown in FIG. 7. Accordingly, the power Vout supplied to the secondary side is also gradually increased to prevent the stress on the entire system during the initial start time.
한편, 스위칭 소자(M1)가 턴온되면 전력 공급부(100)에서 공급되는 직류 전류가 트랜스포머(210)의 1차 코일측으로 흐를 수 있는 경로가 형성되어 트랜스포머(210)의 1차 코일에 에너지가 저장된다. 그리고 스위칭 소자(M1)가 턴오프되면 전력 공급부(210)에서 공급되는 전류가 트랜스포머(210)의 1차 코일측으로 흐르지 않게 되고, 이에 따라 트랜스포머(210)의 1차 코일에 저장된 에너지가 트랜스포머(210)의 2차 코일로 전달된다. 따라서 스위칭 소자(M1)의 턴온 시간이 길어지면 트랜스포머(210)의 1차 코일에 저장되는 에너지가 증가하게 되어, 트랜스포머(210)의 2차 코일로 전달되는 에너지가 증가한다. 즉, PWM 생성기(380)에서 생성된 PWM 신호의 듀티가 길면 트랜스포머(210)의 2차 코일로 전달되는 에너지가 증가한다. 트랜스포머(210)의 2차 코일로 전달된 에너지(Vout)는 도 7에 도시된 바와 같이 다이오드(D5)와 커패시터(C2)에 의해 정류되고 평활화되어 출력된다.On the other hand, when the switching element M1 is turned on, a path through which a direct current supplied from the power supply unit 100 can flow to the primary coil side of the transformer 210 is formed, and energy is stored in the primary coil of the transformer 210. . When the switching element M1 is turned off, the current supplied from the power supply unit 210 does not flow to the primary coil side of the transformer 210, so that energy stored in the primary coil of the transformer 210 is transmitted to the transformer 210. Is delivered to the secondary coil. Therefore, when the turn-on time of the switching element M1 is long, the energy stored in the primary coil of the transformer 210 increases, and the energy delivered to the secondary coil of the transformer 210 increases. That is, when the duty of the PWM signal generated by the PWM generator 380 is long, the energy delivered to the secondary coil of the transformer 210 increases. The energy Vout transferred to the secondary coil of the transformer 210 is rectified, smoothed, and output by the diode D5 and the capacitor C2 as shown in FIG. 7.
피드백 제어부(400)의 증폭기(410)는 출력부(200)의 출력 전압(Vout)을 수신하여 포토 커플러(420)가 구동할 수 있는 전압 레벨로 증폭한다. 포토 커플러(420)는 증폭기(410)에서 증폭된 전압이 일정 레벨 이상이 되면 커패시터(C4)에 전압을 충전한다. 커패시터(C4)에 충전된 전압(Vfb)은 스위칭 구동부(300)에 피드백 전압으로서 입력되고, 피드백 전압(Vfb)은 소스/싱크부(350)에 의해 레벨이 결정되어 비교기(340)에 입력된다.The amplifier 410 of the feedback control unit 400 receives the output voltage Vout of the output unit 200 and amplifies the voltage to a voltage level that can be driven by the photo coupler 420. The photo coupler 420 charges the capacitor C4 when the voltage amplified by the amplifier 410 becomes higher than a predetermined level. The voltage Vfb charged in the capacitor C4 is input to the switching driver 300 as a feedback voltage, and the feedback voltage Vfb is determined by the source / sink part 350 and input to the comparator 340. .
그런데, DAC(3711)의 출력이 최고 전압에 도달하게 되면 소프트 스타트부(370)의 출력 전압(Vsoft)이 전압(Vt1)으로 높아지므로 비교기(340)는 피드백 전압(Vfb)과 발진기(330)의 출력을 비교하여 그 결과를 PWM 생성기(380)로 출력한다. PWM 생성기(380)는 비교기(340)의 출력에 따라 PWM 신호의 듀티비를 결정한다. 예를 들어 발진기(330)의 출력에 대하여 피드백 전압(Vfb)이 크면 PWM 신호의 듀티비를 감소시켜 스위칭 소자(M1)의 턴온 시간을 줄이고, 피드백 전압(Vfb)이 작으면 PWM 신호의 듀티비를 증가시켜 스위칭 소자(M1)의 턴온 시간을 증가시킨다. 앞에서 설명한 것처럼 PWM 신호의 듀티 시간이 줄어들면 출력부(200)의 출력 전압(Vout)이 감소한다.However, when the output of the DAC 3711 reaches the maximum voltage, the output voltage Vsoft of the soft start unit 370 increases to the voltage Vt1, so that the comparator 340 provides the feedback voltage Vfb and the oscillator 330. Compare the output of the output and output the result to the PWM generator 380. The PWM generator 380 determines the duty ratio of the PWM signal according to the output of the comparator 340. For example, when the feedback voltage Vfb is large with respect to the output of the oscillator 330, the duty ratio of the PWM signal is reduced to reduce the turn-on time of the switching element M1, and when the feedback voltage Vfb is small, the duty ratio of the PWM signal is small. Increase the turn-on time of the switching element M1. As described above, when the duty time of the PWM signal decreases, the output voltage Vout of the output unit 200 decreases.
한편, 소프트 스타트 시간 동안 피드백 전압(Vfb) 레벨을 제어하지 못하면 최초 기동시에 2차측 출력 전압 레벨을 올리기 위해 피드백 전압 레벨이 하이 레벨로 올라가고, 이로 인해 소프트 스타트 완료 후에 스트레스가 인가된다. 따라서 제어부(360)는 소프트 스타트부(370)의 출력 전압(Vsoft)을 통하여 피드백 전압(Vfb) 레벨을 조절한다.On the other hand, if the feedback voltage (Vfb) level is not controlled during the soft start time, the feedback voltage level rises to a high level to raise the secondary output voltage level at the first startup, and thus stress is applied after completion of the soft start. Therefore, the controller 360 adjusts the feedback voltage Vfb level through the output voltage Vsoft of the soft start unit 370.
상기 도면과 발명의 상세한 설명은 단지 본 발명의 예시적인 것으로서, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.The drawings and detailed description of the invention are merely exemplary of the invention, which are used for the purpose of illustrating the invention only and are not intended to limit the scope of the invention as defined in the appended claims or claims. Therefore, those skilled in the art will understand that various modifications and equivalent other embodiments are possible from this. Therefore, the true technical protection scope of the present invention will be defined by the technical spirit of the appended claims.
이상에서와 같이 본 발명에 의하면, 기동 저항을 사용하지 않으므로 스위칭 모드 파워 서플라이의 구동 후에 기동 저항에 의해 소모되는 전력 낭비를 줄일 수 있다.As described above, according to the present invention, since no starting resistor is used, power consumption consumed by the starting resistor after driving the switching mode power supply can be reduced.
또한, 본 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이에서 소프트 스타트 기능을 구현하기 위해 외부 커패시터를 추가하는 대신에 PWM 발생부 내부에 디지털 소프트 스타트 회로를 적용함으로써, 스위칭 모드 파워 서플라이를 초기 기동할 때 전체 회로에 심한 스트레스를 피하게 하는 방안을 구성하여 제조원가를 줄이면서 제품의 신뢰성을 높이는 효과가 있다.In addition, the present invention applies a digital soft start circuit inside the PWM generator instead of adding an external capacitor to implement a soft start function in the switching mode power supply, thereby severely affecting the entire circuit at the initial startup of the switching mode power supply. It is effective to increase the reliability of the product while reducing the manufacturing cost by constructing a scheme to avoid stress.
또한, 본 발명의 디지털 소프트 스타트 회로에는 N비트 DAC(digital to analog converter)를 적용함으로써, DAC의 비트수를 변화시킴으로써 소프트 스타트 시간을 자유 자재로 변화시킬 수 있다.In addition, by applying an N-bit digital to analog converter (DAC) to the digital soft start circuit of the present invention, the soft start time can be freely changed by changing the number of bits of the DAC.
Claims (10)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020030011437A KR100856901B1 (en) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | Digital soft start circuit for pulse width modulation signal generator and switching mode power supply including the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020030011437A KR100856901B1 (en) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | Digital soft start circuit for pulse width modulation signal generator and switching mode power supply including the same |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20040076100A true KR20040076100A (en) | 2004-08-31 |
| KR100856901B1 KR100856901B1 (en) | 2008-09-05 |
Family
ID=37362093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020030011437A KR100856901B1 (en) | 2003-02-24 | 2003-02-24 | Digital soft start circuit for pulse width modulation signal generator and switching mode power supply including the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100856901B1 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8120337B2 (en) | 2008-09-26 | 2012-02-21 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Inverter driver and load driver including the same, and driving method thereof |
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Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR200146237Y1 (en) * | 1994-02-19 | 1999-06-15 | 윤종용 | A protecting circuit for power-shorts |
-
2003
- 2003-02-24 KR KR1020030011437A patent/KR100856901B1/en active IP Right Grant
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100856901B1 (en) | 2008-09-05 |
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Legal Events
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| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E90F | Notification of reason for final refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
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|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20140701 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20150702 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20160812 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20170811 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
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|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20190801 Year of fee payment: 12 |