KR20040060792A - Amplifier gain control circuit - Google Patents
Amplifier gain control circuit Download PDFInfo
- Publication number
- KR20040060792A KR20040060792A KR1020030097334A KR20030097334A KR20040060792A KR 20040060792 A KR20040060792 A KR 20040060792A KR 1020030097334 A KR1020030097334 A KR 1020030097334A KR 20030097334 A KR20030097334 A KR 20030097334A KR 20040060792 A KR20040060792 A KR 20040060792A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- signal
- agc
- circuit
- level
- amplifier
- Prior art date
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 5
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 240000001973 Ficus microcarpa Species 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000007562 laser obscuration time method Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
Description
본 발명은, 음성 신호 등에 대하여, 증폭기의 증폭율(게인)을 제어하는 AGC 회로에 관한 것이다.The present invention relates to an AGC circuit for controlling the amplification factor (gain) of an amplifier for an audio signal or the like.
종래부터, 입력 신호를 소정의 레벨의 신호로 증폭하기 위해 AGC 회로가 이용되고 있다. 이 AGC 회로에서는 입력 신호의 레벨을 검출하고, 검출 결과에 응하여 증폭기의 게인을 컨트롤한다.Conventionally, an AGC circuit has been used to amplify an input signal into a signal of a predetermined level. The AGC circuit detects the level of the input signal and controls the gain of the amplifier in response to the detection result.
예를 들면, 디지털 비디오 테이프의 재생에서도, 그 음성 재생 신호의 증폭 처리에 AGC 회로가 이용되고 있다. 이에 의해, 재생 신호를 소정의 레벨의 신호로 증폭시킬 수 있다.For example, in reproduction of a digital video tape, the AGC circuit is used for amplifying the audio reproduction signal. As a result, the reproduction signal can be amplified into a signal having a predetermined level.
여기서, 종래의 AGC 회로에서는 무음 시에도 AGC 회로는 동작하고 있으며, 무음(무신호) 시에 AGC 회로의 게인은 최대값으로 설정된다. 즉, 도 9의 (a)에 도시한 바와 같이, 무신호→유신호 기간→무신호 기간으로 변화한 경우에, 신호에는무신호 기간이라도 노이즈 성분이 포함되어 있다.Here, in the conventional AGC circuit, the AGC circuit is operated even when silent, and the gain of the AGC circuit is set to the maximum value at the silent (no signal). That is, as shown in Fig. 9A, in the case of changing from no signal to no signal period to no signal period, the signal contains noise components even in the no signal period.
한편, 신호의 레벨을 검파한 검파 전압은, 도 9의 (b)에 도시한 바와 같이, 무신호 시에 낮고, 유신호 시에 높은 전압으로 되지만, 그 변동에는 약간의 지연이 발생한다. 이 때문에, 검파 전압에 응하여 행해지는 AGC 컨트롤에도 지연이 발생한다.On the other hand, as shown in Fig. 9B, the detected voltage at which the signal level is detected is low at no signal and high at no signal, but a slight delay occurs in the fluctuation. For this reason, a delay also occurs in AGC control performed in response to the detected voltage.
따라서, 도 9의 (c)에 도시한 바와 같이, 무신호 시에 재생 신호의 레벨을 나타내는 검파 전압이 저하하고, AGC 증폭기가 풀 게인이 되기 때문에, 노이즈가 증폭된다. 또한, 유신호 기간의 개시초에는, 게인이 적정한 값으로 되기까지의 기간동안 풀 게인의 증폭이 행해지며, 출력 레벨이 필요 이상으로 커지는 문제가 있었다.Therefore, as shown in Fig. 9C, the detected voltage indicating the level of the reproduction signal at the time of no signal decreases, and the AGC amplifier becomes full gain, so that the noise is amplified. In addition, at the beginning of the oil signal period, the full gain is amplified for a period until the gain becomes an appropriate value, and there is a problem that the output level becomes larger than necessary.
도 1은 실시예의 전체 구성을 도시하는 블록도.1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment;
도 2는 재생 신호가 전환된 상태를 도시하는 도면.2 is a diagram showing a state in which a reproduction signal is switched.
도 3은 무신호 기간으로부터 유신호 기간으로 이행하는 모습을 도시하는 도면.Fig. 3 is a diagram showing the transition from the no signal period to the no signal period.
도 4는 도 3에 도시한, 무신호 기간으로부터 유신호 기간으로 이행할 때의 유신호 기간초의 확대도.FIG. 4 is an enlarged view of the signal-signal period-second at the time of transition from the no-signal period to the signal-signal period shown in FIG.
도 5는 무신호 검출 회로의 구체적인 회로를 도시하는 도면.Fig. 5 is a diagram showing a specific circuit of the no signal detection circuit.
도 6은 도 5의 각 장소에서의 전압 파형을 도시하는 도면.FIG. 6 is a diagram showing voltage waveforms at respective places in FIG. 5. FIG.
도 7은 AGC 검출 회로(10)와, 무신호 검출 회로(12)의 구체적 구성을 도시하는 도면.FIG. 7 is a diagram showing a specific configuration of an AGC detection circuit 10 and a no-signal detection circuit 12. FIG.
도 8은 정전류 발생 회로(16), 전환 회로(14), 전류 전압 변환 회로(18) 및 AGC 증폭기 AP1을 도시하는 도면.8 shows a constant current generating circuit 16, a switching circuit 14, a current voltage converting circuit 18, and an AGC amplifier AP1.
도 9는 종래의 AGC 회로의 구성을 도시하는 도면.9 is a diagram illustrating a configuration of a conventional AGC circuit.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명><Explanation of symbols for the main parts of the drawings>
10 : AGC 검출 회로10: AGC detection circuit
12 : 무신호 검출 회로12: no signal detection circuit
14 : 전환 회로14: switching circuit
16 : 정전류 발생 회로16: constant current generating circuit
18 : 전류 전압 변환 회로18: current voltage conversion circuit
40, 44 : 비교기40, 44: comparator
42 : 장시상수 회로42: long time constant circuit
본 발명은, 재생 신호의 레벨을 검출하는 레벨 검출 수단과, 검출한 레벨에 응한 AGC 신호를 발생시키는 AGC 신호 발생 수단과, 미리 정해진 레벨의 소정 레벨 신호를 발생시키는 소정 레벨 신호 발생 수단과, AGC 신호와 소정 레벨 신호 중 어느 하나를 선택하여 제어 신호로서 출력하는 전환 수단과, 재생 신호를 상기 제어 신호에 기초한 증폭율로 증폭 출력하는 AGC 증폭기와, 재생 신호의 신호 레벨이 소정 이하인지의 여부로 무신호 상태인지 유신호 상태인지 판정하는 신호 유무 판정 수단을 포함하며, 상기 전환 수단은, 상기 신호 유무 판정 수단의 판정 결과에 응하여, 유신호 시에는 상기 AGC 신호를 선택하고, 무신호시에는 상기 소정 레벨 신호를 선택하는 것을 특징으로 한다.The present invention provides level detecting means for detecting a level of a reproduction signal, AGC signal generating means for generating an AGC signal corresponding to the detected level, predetermined level signal generating means for generating a predetermined level signal of a predetermined level, and AGC. Switching means for selecting one of a signal and a predetermined level signal and outputting it as a control signal, an AGC amplifier for amplifying and outputting a reproduced signal at an amplification rate based on the control signal, and whether or not the signal level of the reproduced signal is predetermined or less. Signal presence determining means for determining whether there is no signal state or whether there is no signal state, and said switching means selects said AGC signal when there is a signal, in response to the determination result of said signal presence determining means, and when said signal does not have said predetermined level signal. Characterized in that the selection.
이에 의해, 무신호 시에 AGC 증폭기의 증폭율을 적절한 값으로 설정할 수 있어, 노이즈가 크게 증폭되는 것을 방지할 수 있다. 또, 무음 시의 제어 신호가 적당한 레벨로 설정되어 있기 때문에, 무신호로부터 유신호로 변화시킨 경우에 AGC의 추종성을 개선할 수 있다.Thereby, the amplification factor of the AGC amplifier can be set to an appropriate value at the time of no signal, and it is possible to prevent the noise from being amplified greatly. In addition, since the control signal at the time of silence is set to an appropriate level, the followability of the AGC can be improved when changing from the non-signal to the presence signal.
또한, 상기 신호 유무 판정 수단은 내부에 지연 회로를 갖고 있으며, 신호 상태가 변화한 경우에, 소정 시간만큼 지연되어 출력 신호를 변화시키는 것이 적합하다. 이에 의해, 무신호로부터 유신호로 변화하는 경우의 과도 기간에 제어 신호 레벨이 크게 변화하는 것을 방지할 수 있다.The signal presence determining means has a delay circuit therein, and when the signal state changes, it is suitable to delay the predetermined time and change the output signal. As a result, it is possible to prevent the control signal level from significantly changing in the transient period in the case of changing from the no signal to the oil signal.
또한, 상기 소정 레벨 신호를 선택한 경우의 AGC 증폭기의 증폭율은 0㏈ 이하인 것이 적합하다. 이에 의해, 무신호 시의 노이즈를 감소하여, 또한 무신호와 유신호의 변화시의 AGC의 추종성을 개선할 수 있다.In addition, the amplification factor of the AGC amplifier when the predetermined level signal is selected is preferably 0 Hz or less. Thereby, the noise at the time of no signal can be reduced, and the followability of AGC at the time of change of a no signal and a flow signal can be improved.
이하, 본 발명의 실시예에 대하여, 도면에 기초하여 설명한다.EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, the Example of this invention is described based on drawing.
도 1은, 실시예의 전체 구성을 도시하는 블록도이다. 헤드에 의해 얻어진 재생 신호는 재생 증폭기 등에 의해 소정의 증폭을 받은 후, AGC 증폭기 AP1에 입력된다. AGC 증폭기 AP1은 제어 신호에 기초하여 게인이 설정되는 게인 가변 증폭기이다. 그리고, AGC 증폭기 AP1의 출력이 재생 신호로서 후처리부로 출력된다.1 is a block diagram showing the overall configuration of an embodiment. The reproduction signal obtained by the head is input to AGC amplifier AP1 after receiving a predetermined amplification by a reproduction amplifier or the like. The AGC amplifier AP1 is a gain variable amplifier whose gain is set based on the control signal. The output of the AGC amplifier AP1 is output to the post processor as a reproduction signal.
또한, AGC 증폭기 AP1의 출력은 AGC 검출 회로(10)로 공급된다. 이 AGC 검출 회로(10)는 AGC 증폭기 AP1의 출력 신호의 레벨을 미리 정해져 있는 기준 전압과 비교하여, 양자의 상위에 대응하는 AGC 전류 I1을 출력한다. 또한, AGC 증폭기 AP1의 출력은 무신호 검출 회로(12)에도 공급된다. 이 무신호 검출 회로(12)는입력 신호가 무신호라고 간주할 수 있는 저레벨인지의 여부의 판정을 행하고, 판정 결과에 기초하여 무신호인지의 여부를 나타내는 전환 신호를 출력한다.In addition, the output of the AGC amplifier AP1 is supplied to the AGC detection circuit 10. The AGC detection circuit 10 compares the level of the output signal of the AGC amplifier AP1 with a predetermined reference voltage and outputs the AGC current I1 corresponding to the difference between them. The output of the AGC amplifier AP1 is also supplied to the no-signal detection circuit 12. The no signal detection circuit 12 determines whether or not the input signal is low level, which can be regarded as a no signal, and outputs a switching signal indicating whether or not the signal is no signal based on the determination result.
AGC 전류 검출 회로(10)로부터의 AGC 전류는 전환 회로(14)로 공급된다. 이 전환 회로(14)에는 정전류 발생 회로(16)로부터의 정전류 I도 공급되고 있다. 그리고, 전환 회로(14)는 무신호 검출 회로(12)로부터의 전환 신호에 의해, AGC 전류 I1 또는 정전류 I 중 어느 한쪽을 선택하여 제어 전류로서 출력한다. 즉, 전환 신호가 무신호를 나타내고 있으면, 정전류 I를 선택하고, 전환 신호가 유신호를 나타내고 있으면, AGC 전류 I1을 선택한다.The AGC current from the AGC current detection circuit 10 is supplied to the switching circuit 14. The switching circuit 14 is also supplied with a constant current I from the constant current generating circuit 16. The switching circuit 14 selects either AGC current I1 or constant current I as a control current by the switching signal from the non-signal detecting circuit 12. In other words, if the switching signal indicates no signal, the constant current I is selected. If the switching signal indicates the no signal, the AGC current I1 is selected.
전환 회로(14)의 출력은 전류 전압 변환 회로(18)로 공급되고, 전류 전압 변환이 이루어져, 얻어진 제어 전압이 게인 컨트롤 신호로서 AGC 증폭기 AP1로 공급된다.The output of the switching circuit 14 is supplied to the current voltage conversion circuit 18, and current voltage conversion is performed, and the obtained control voltage is supplied to the AGC amplifier AP1 as a gain control signal.
이와 같이 하여, 본 실시예에 따르면, 유신호 시에는 AGC 검출 회로(10)로부터 발생하는 재생 신호 레벨에 기초한 AGC 증폭기 AP1의 게인 컨트롤이 행해지기 때문에, 출력 신호의 레벨을 소정 레벨로 유지할 수 있다. 한편, 무신호 시에는 제어 신호는 미리 정한 일정값으로 되고, AGC 증폭기 AP1의 게인이 일정값으로 고정된다.In this manner, according to the present embodiment, the gain control of the AGC amplifier AP1 based on the reproduction signal level generated from the AGC detection circuit 10 is performed at the time of the flow signal, so that the level of the output signal can be maintained at a predetermined level. On the other hand, at the time of no signal, the control signal becomes a predetermined constant value, and the gain of the AGC amplifier AP1 is fixed to a constant value.
도 2에는 무신호→유신호→무신호와 재생 신호가 전환된 상태가 도시되어 있다. 즉, 도 2의 (b)에는 재생 신호의 레벨 변화의 상태가 도시되어 있다. 도 2의 (b)는 전류 전압 변환 회로(18)의 출력인 제어 전압(검파 전압)이 도시되어 있다. 이와 같이, 무신호 시에, 정전류 발생 회로(16)의 전류 I에 응하여 비교적 높은 검파 전압으로 되어 있다. 그리고, 무신호로부터 유신호로 변화했을 때에, 검파 전압의 변화 폭이 작으므로, 평활하게 검파 전압이 변화한다. 따라서, 도 2의 (c)에 도시한 바와 같이, 유신호 기간초에도 큰 레벨 변화는 없다. 또한, 무신호 시에 AGC 증폭기 AP1의 게인은 비교적 작게 억제되기 때문에, 무신호 시의 노이즈도 작게 억제할 수 있다.2 shows a state in which no signal → presence signal → no signal and reproduction signal are switched. That is, the state of the level change of the reproduction signal is shown in Fig. 2B. FIG. 2B shows a control voltage (detection voltage) which is an output of the current voltage converting circuit 18. Thus, at the time of no signal, it becomes a comparatively high detection voltage in response to the current I of the constant current generation circuit 16. As shown in FIG. When the change from the non-signal to the oil signal is small, the detected voltage changes little, so that the detected voltage changes smoothly. Therefore, as shown in Fig. 2C, there is no large level change even at the beginning of the active signal period. In addition, since the gain of AGC amplifier AP1 is relatively small at the time of no signal, the noise at the time of no signal can be suppressed small.
즉, 도 2의 (d)에 도시한 바와 같이, 무신호 시의 정전류 I에 기초한 검파 전압에 의하면, AGC 증폭기 AP1의 게인은 0㏈보다 약간 낮은 레벨로 억제되어 있으며, 이에 의해 무신호 시의 노이즈가 커지는 것을 방지할 수 있고, 또한 무신호 상태로부터 유신호 상태로 전환됐을 때의 추종성도 개선할 수 있다.That is, as shown in Fig. 2 (d), according to the detection voltage based on the constant current I at no signal, the gain of the AGC amplifier AP1 is suppressed to a level slightly lower than 0 Hz, whereby It is possible to prevent the noise from increasing, and to improve the followability when switching from the no signal state to the no signal state.
여기서, AGC 증폭기 AP1의 입력이나 출력에서의 재생 신호는 무신호와 유신호 사이에 과도 기간이 있다. 그리고, 이 과도 기간이 비교적 길면, 무신호 시에 유지되고 있던 검파 전압(제어 전압)이 일단 저하된다. 즉, 무신호라고 판정되고 있는 기간은 정전류 I에 의해, 제어 전압이 소정값으로 유지되고 있지만, 과도 기간이 길면 모처럼 유지하고 있었던 제어 전압이 일단 낮아지며, 종래와 마찬가지로 신호가 안정 기간에 들어갔을 때, AGC 증폭기 AP1의 게인이 과도하게 높은 경우가 발생한다.Here, the reproduction signal at the input or output of the AGC amplifier AP1 has a transient period between the no signal and the idle signal. And when this transient period is comparatively long, the detected voltage (control voltage) hold | maintained at the time of no signal falls once. That is, in the period in which it is determined that the signal is no signal, the control voltage is maintained at a predetermined value by the constant current I. However, when the transient period is long, the control voltage that was held at all becomes low once, and when the signal enters the stable period as in the prior art. In some cases, the gain of the AGC amplifier AP1 is excessively high.
예를 들면, 도 3에 도시한 무신호 기간으로부터 유신호 기간으로 이행될 때의 유신호 기간초의 확대도를 도 4에 도시한다. 이와 같이, 도 3에서 파선으로 도시한 바와 같이, 과도기에서 실시예의 검파 전압이 일단 종래예(2점 쇄선)와 마찬가지의 레벨까지 감소하고, 그 후 상승하게 된다.For example, FIG. 4 shows an enlarged view of the early signal period seconds when the transition from the no signal period shown in FIG. 3 to the active signal period. Thus, as shown by the broken line in Fig. 3, in the transition period, the detection voltage of the embodiment decreases once to the same level as the conventional example (two dashed and dashed lines), and then rises.
본 실시예에서는, 무신호 검출 회로(12)에서 지연 회로를 갖고 있으며, 유신호로 판단한 후에도 소정의 시간이 경과한 후, 전환 회로(14)로 전환 신호를 공급한다. 따라서, 도 4에 실선으로 도시한 바와 같이, 과도 기간에서 검파 전압이 감소하는 것을 방지하여, 유신호 기간초부터 적절한 게인 설정을 행할 수 있다.In the present embodiment, the non-signal detection circuit 12 has a delay circuit, and after the predetermined time has elapsed even after judging that the signal is present, the switching signal is supplied to the switching circuit 14. Therefore, as shown by the solid line in FIG. 4, it is possible to prevent the detection voltage from decreasing in the transient period and to perform appropriate gain setting from the beginning of the active signal period.
이를 위한 구체적인 회로를 도 5에 도시한다. 우선, 재생 신호의 레벨을 검출하여 얻어지는 재생 신호 레벨을 나타내는 신호는 PNP 트랜지스터 Q40의 베이스로 공급된다. 이 트랜지스터 Q40은 에미터가 저항 R40을 통하여 전원 VCC에 접속되고, 콜렉터가 저항 R41을 통하여 접지에 접속되어 있다. 또한, 저항 R41에는 컨덴서 C0이 병렬 접속되고 있다. 따라서, 이 트랜지스터 Q40에는 재생 레벨에 대한 전류 I2로 흘러, 저항 R41 및 컨덴서 C0의 상측에 대응하는 전압이 얻어진다. 저항 R41의 상측 전압은 비교기(40)에 입력된다. 이 비교기(40)에는 소정의 기준 전압 Vref가 공급되고 있으며, 비교기(40)는 입력 전압과 기준 전압 Vref를 비교하여, 입력 전압이 기준 전압을 초과했을 때에 H로 되는 신호를 출력한다.A detailed circuit for this is shown in FIG. First, a signal representing the reproduction signal level obtained by detecting the reproduction signal level is supplied to the base of the PNP transistor Q40. The transistor Q40 has an emitter connected to the power supply VCC through a resistor R40 and a collector connected to the ground through a resistor R41. The capacitor C0 is connected in parallel with the resistor R41. Therefore, the transistor Q40 flows in the current I2 with respect to the regeneration level, so that a voltage corresponding to the upper side of the resistor R41 and the capacitor C0 is obtained. The upper voltage of the resistor R41 is input to the comparator 40. The comparator 40 is supplied with a predetermined reference voltage Vref, and the comparator 40 compares the input voltage with the reference voltage Vref and outputs a signal that becomes H when the input voltage exceeds the reference voltage.
이 비교기(40)의 출력은 장시상수(長時定數) 회로(42)로 공급된다. 이 장시상수 회로(42)는 소정의 시상수의 저역 통과 필터(RC 적분 회로) 등으로 구성되고, 비교기(40)의 출력 변화를 소정 시간 지연시킨 출력을 행한다. 장시상수 회로(42)의 출력은 비교기(44)에 더 공급되며, 여기서 기준 전압 Vref와 비교되어, 비교 결과의 신호가 출력된다.The output of this comparator 40 is supplied to a long time constant circuit 42. This long time constant circuit 42 is comprised with the low pass filter (RC integration circuit) etc. of a predetermined time constant, and performs the output which delayed the output change of the comparator 40 for predetermined time. The output of the long time constant circuit 42 is further supplied to the comparator 44, where it is compared with the reference voltage Vref, and the signal of the comparison result is output.
여기서, 입력되어 오는 재생 신호의 레벨이 예를 들면 70mVpp(무음으로 판단하는 레벨의 상한 임계값) 이상의 경우에, 비교기(40)는 그 출력을 H로 한다. 그리고, 장시상수 회로(42)는 소정의 지연 시간(예를 들면, 5μsec) 경과했을 때에, 비교기(44)의 출력이 H로 변화하도록 시상수로, 출력의 변화를 지연시킨다. 따라서, 비교기(40)의 출력이 변화하고나서, 비교기(44)의 출력이 변화하기까지는 미리 설정된 시간(예를 들면, 5μsec 정도)의 지연 시간이 설정된다.Here, when the level of the inputted reproduction signal is equal to or greater than 70 mVpp (the upper limit threshold of the level judged to be silent), the comparator 40 sets the output to H. The long time constant circuit 42 delays the change in the output with the time constant so that the output of the comparator 44 changes to H when a predetermined delay time (for example, 5 µsec) has elapsed. Therefore, after the output of the comparator 40 changes, the delay time of a predetermined time (for example, about 5 microseconds) is set until the output of the comparator 44 changes.
도 6에, 비교기(40)의 입력측(A 점), 비교기(40)의 출력측(B 점), 장시상수 회로의 출력측(C 점), 비교기(44)의 출력측(D 점)의 4점의 전압을 도시한다. 이와 같이, A점 전압이 직선 모양으로 상승한 경우, B 점은, A 점 전압이 기준 전압 Vref를 초과한 시점에서 순간적으로 L에서 H로 변화한다. 한편, C 점에서는 변화가 느려, 소정의 기울기로 L에서 H로 변화한다. 따라서, D 점에서는 소정의 지연 시간(예를 들면, 5μsec)만큼 지연되어 L에서 H로 상승한다.6 shows four points on the input side (point A) of the comparator 40, the output side (point B) of the comparator 40, the output side (point C) of the long time constant circuit, and the output side (point D) of the comparator 44. Show the voltage. In this way, when the point A voltage rises in a straight line, the point B changes from L to H instantaneously when the point A voltage exceeds the reference voltage Vref. On the other hand, the change is slow at point C and changes from L to H at a predetermined slope. Therefore, at point D, the delay is increased from L to H by a predetermined delay time (for example, 5 µsec).
이 D 점의 신호를 이용하여 전환 회로(14)에서의 전환을 행함으로써, 도 4에 실선으로 나타낸 바와 같은 검파 전압(제어 전압)을 얻을 수 있다.By switching in the switching circuit 14 using the signal of this point D, the detected voltage (control voltage) as shown by the solid line in FIG. 4 can be obtained.
이어서, 도 7에는 AGC 검출 회로(10)와, 무신호 검출 회로(12)의 구체적 구성을 도시하고 있다. 여기서, AGC 검출 회로(10)와, 무신호 검출 회로(12)는 출력으로서, 전류 I1, I2를 출력함으로써, 판정 대상이 서로 다르기 때문에, 기준 전압의 크기 등이 서로 다르지만, 기본적인 동작은 완전히 동일하며, 도면 상에는 완전히 동일한 회로로서 기재되어 있다. 따라서, 하기 설명에서는 AGC 검출 회로(10)에 대해서만 설명한다.Next, FIG. 7 shows a specific configuration of the AGC detection circuit 10 and the no signal detection circuit 12. Here, the AGC detection circuit 10 and the non-signal detection circuit 12 output the currents I1 and I2 as outputs, so that the determination targets are different, so that the magnitudes of the reference voltages are different from each other, but the basic operations are the same. In the drawings, the same circuits are described. Therefore, in the following description, only the AGC detection circuit 10 will be described.
AGC 증폭기 AP1의 출력인 재생 신호는 입력단 Vin으로 공급된다. 이 입력 신호는 컨덴서 C1을 통하여, NPN 트랜지스터 Q1의 베이스에 입력된다. 여기서, 이트랜지스터 Q1의 베이스에는 콜렉터가 전원 VCC에 접속되고, 베이스에 기준 전압 V1이 공급되는 NPN 트랜지스터 Q11의 에미터가 접속되어 있고, 기본적으로는 기준 전압 V1로부터 1Vbe 낮은 전압으로 오프셋되며(하단이 맞추어지며), 이것에 입력 신호의 교류 성분이 중첩된다.The reproduction signal, which is the output of the AGC amplifier AP1, is supplied to the input terminal Vin. This input signal is input to the base of NPN transistor Q1 via capacitor C1. Here, the collector of the transistor Q1 is connected to the power supply VCC, the emitter of the NPN transistor Q11 to which the reference voltage V1 is supplied to the base is connected, and is basically offset from the reference voltage V1 to a voltage lower than 1 Vbe (bottom). ), And the AC component of the input signal is superimposed thereon.
트랜지스터 Q1은 콜렉터가 전원 VCC에 접속되고, 에미터가 정전류원을 통하여 접지에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q1의 에미터는 NPN형 트랜지스터 Q2의 베이스에 접속되어 있다. 이 트랜지스터 Q2의 에미터는 정전류원을 통하여 접지에 접속되어 있음과 함께, NPN 트랜지스터 Q3의 에미터에 접속되어 있다. 이 트랜지스터 Q3의 콜렉터는 전원 VCC에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q3의 베이스는 정전류원을 통하여 접지에 접속되어 있음과 함께, NPN 트랜지스터 Q4의 에미터에 접속되어 있다. 트랜지스터 Q4의 콜렉터는 전원 VCC에 접속되어 있고, 베이스는 콜렉터가 전원 VCC에 접속되고, 베이스에 기준 전압 V2가 공급되는 NPN 트랜지스터 Q12의 에미터가 접속되어 있고, 트랜지스터 Q4의 베이스는 기준 전압 V2로부터 1Vbe 낮은 전압으로 고정된다.The transistor Q1 has a collector connected to the power supply VCC, and an emitter connected to ground through a constant current source. The emitter of transistor Q1 is connected to the base of NPN transistor Q2. The emitter of this transistor Q2 is connected to the ground via a constant current source, and is connected to the emitter of the NPN transistor Q3. The collector of this transistor Q3 is connected to the power supply VCC. The base of the transistor Q3 is connected to the ground via a constant current source and is connected to the emitter of the NPN transistor Q4. The collector of transistor Q4 is connected to the power supply VCC, the base is connected to the power supply VCC, the emitter of the NPN transistor Q12 to which the reference voltage V2 is supplied to the base is connected, and the base of transistor Q4 is connected from the reference voltage V2. Fixed to 1Vbe low voltage.
그리고, 트랜지스터 Q2의 콜렉터는 콜렉터 베이스 사이가 단락되어, 에미터가 전원 VCC에 접속된 PNP 트랜지스터 Q5의 콜렉터에 접속되어 있으며, 이 트랜지스터 Q5의 베이스가 전류 I1의 출력으로 되어 있다. 즉, 이 트랜지스터 Q5와 전류 미러를 구성하는 PNP 트랜지스터를 설치함으로써, 출력 전류 I1이 추출된다.The collector of the transistor Q2 is short-circuited between the collector bases, and the emitter is connected to the collector of the PNP transistor Q5 connected to the power supply VCC, and the base of the transistor Q5 is the output of the current I1. That is, the output current I1 is extracted by providing the PNP transistor which comprises this transistor Q5 and the current mirror.
이 회로는 트랜지스터 Q2와 트랜지스터 Q3은 에미터가 공통적으로 접속되며, 정전류원을 통하여 접지에 접속되어 있고, 차동 증폭기를 구성한다. 그리고, 양트랜지스터 Q2, Q3의 베이스 전위는 기준 전압 V1, V2로 결정되어 있다. 따라서, 트랜지스터 Q5에는 입력되어 오는 교류 신호에 응한 전류 I1이 얻어진다. 그리고, 기준 전압 V1, V2의 전위차의 설정에 의해, 출력 전류 I1이 흐르기 시작하는 입력 신호 레벨, 즉 AGC 레벨을 설정할 수 있다.In this circuit, transistors Q2 and Q3 are commonly connected to an emitter, are connected to ground through a constant current source, and constitute a differential amplifier. The base potentials of both transistors Q2 and Q3 are determined by reference voltages V1 and V2. Thus, the current I1 in response to the alternating current signal input to the transistor Q5 is obtained. By setting the potential difference between the reference voltages V1 and V2, the input signal level at which the output current I1 starts to flow, that is, the AGC level can be set.
또한, 무신호 검출 회로(12)에 대해서도 마찬가지의 구성으로서, 입력 교류 신호에 응한 전류 I2가 얻어진다. 여기서, 이 무신호 검출 회로(12)에서는 컨덴서 C1에 대응하여 컨덴서 C2, 트랜지스터 Q1∼Q5에 대응하여 트랜지스터 Q6∼Q10을 갖고 있다. 또한, 기준 전압 V1, V2에 대응하여 기준 전압 V3, V4를 갖고, 기준 전압 V3, V4가 베이스로 공급되는 트랜지스터 Q11, Q12에 대응하여 트랜지스터 Q13, Q14를 갖고 있다. 그리고, 이들 접속 관계도 동일하며, 전체적으로 완전히 동일한 동작을 한다. 그리고, 기준 전압 V3, V4의 전위차의 설정에 의해, 출력 전류 I1이 흐르기 시작하는 입력 신호 레벨, 즉 무신호 판정 레벨을 설정할 수 있다. 전압 V3, V4의 전위차는 무신호 검출 레벨로서, 전압 V1, V2의 전위차와 비교하여 꽤 작은 값으로 설정되어 있다.In the same manner as in the non-signal detection circuit 12, a current I2 in response to the input AC signal is obtained. Here, the signal-free detection circuit 12 has transistors Q6 to Q10 corresponding to capacitor C2 and transistors Q1 to Q5 corresponding to capacitor C1. It has reference voltages V3 and V4 corresponding to the reference voltages V1 and V2, and transistors Q13 and Q14 corresponding to the transistors Q11 and Q12 supplied with the reference voltages V3 and V4 as a base. And these connection relations are also the same, and operate as a whole exactly the same. Then, by setting the potential difference between the reference voltages V3 and V4, the input signal level at which the output current I1 starts to flow, that is, the no signal determination level can be set. The potential difference between the voltages V3 and V4 is a signal-free detection level and is set to a value which is quite small compared with the potential difference between the voltages V1 and V2.
그리고, 이 전류 I2는 트랜지스터 Q10의 베이스는 상술한 도 5에서의 트랜지스터 Q40의 베이스에 접속된다(도 5에서의 b 단자끼리 접속됨). 이에 의해, 트랜지스터 Q10에 흐르는 유신호를 나타내는 전류 I2가 트랜지스터 Q40으로 흘러, 상술한 바와 같은 동작이 달성된다.The current I2 is connected to the base of the transistor Q40 in FIG. 5 described above with the base of the transistor Q10 (the b terminals in FIG. 5 connected to each other). As a result, the current I2 representing the oil signal flowing through the transistor Q10 flows into the transistor Q40, thereby achieving the operation described above.
또한, 도 8에는 정전류 발생 회로(16), 전환 회로(14), 전류 전압 변환 회로(18) 및 AGC 증폭기 AP1이 도시되어 있다.8 shows a constant current generating circuit 16, a switching circuit 14, a current voltage converting circuit 18, and an AGC amplifier AP1.
우선, 정전류 발생 회로(16)에 대하여 설명한다. 전원 VCC에는 저항값 Z0의 저항 R50을 통하여, PNP 트랜지스터 Q50의 에미터가 접속되어 있다. 이 트랜지스터 Q50은 콜렉터 베이스 사이가 단락되어 있고, 콜렉터는 저항값 Z1의 저항 R51을 통하여, 접지에 접속되어 있다. 따라서, 이 트랜지스터 Q50에는 I=(VCC-Vbe)/(Z0+Z1)의 전류가 흐른다.First, the constant current generating circuit 16 will be described. The emitter of the PNP transistor Q50 is connected to the power supply VCC through the resistor R50 of the resistance value Z0. This transistor Q50 is short-circuited between the collector bases, and the collector is connected to the ground via the resistor R51 of the resistance value Z1. Therefore, a current of I = (VCC-Vbe) / (Z0 + Z1) flows through this transistor Q50.
트랜지스터 Q50의 베이스에는, 에미터가 저항값 Z0의 저항 R53을 통하여 전원 VCC에 접속되고, 콜렉터가 전환 회로(14)의 1개의 입력 단자에 접속된 트랜지스터 Q51이 접속되어 있다. 따라서, 이 트랜지스터 Q51은 트랜지스터 Q50과 전류 미러를 구성하고, 정전류 I를 흘린다. 정전류 발생 회로(16)는 이와 같이 구성되어 있고, 정전류 I를 출력한다.To the base of the transistor Q50, the emitter is connected to the power supply VCC via the resistor R53 having the resistance value Z0, and the transistor Q51 connected to the collector one input terminal of the switching circuit 14 is connected. Therefore, the transistor Q51 forms a current mirror with the transistor Q50 and flows a constant current I. The constant current generating circuit 16 is configured in this manner and outputs a constant current I.
또한, 전환 회로(14)의 다른 입력 단자에는 타단이 전원 VCC에 접속된 PNP 트랜지스터 Q53이 접속되어 있다. 이 트랜지스터 Q53의 베이스는 상술한 AGC 검출 회로(10)에서의 트랜지스터 Q5의 베이스에 접속되어 있고(도 8에서의 a 단자끼리 접속되어 있음), 트랜지스터 Q5와 전류 미러를 구성하고 있다. 따라서, 이 트랜지스터(q53)에는 재생 신호의 레벨에 대한 전류 I1이 흐른다.The other input terminal of the switching circuit 14 is also connected to a PNP transistor Q53 whose other end is connected to the power supply VCC. The base of the transistor Q53 is connected to the base of the transistor Q5 in the AGC detection circuit 10 described above (a terminals in FIG. 8 are connected), and constitutes a current mirror with the transistor Q5. Therefore, current I1 with respect to the level of the reproduction signal flows through this transistor q53.
그리고, 전환 회로(14)는 상술한 비교기(44)의 출력 신호에 의해, 유신호 시에는 정전류원 CC50으로부터의 전류 I1을 선택하고, 무신호시에는 전류 I를 선택한다. 즉, 도 5에서의 비교기(44)의 출력측(D 점)이 H인 경우에 I1을 선택하고, L인 경우에 I를 선택한다.The switching circuit 14 selects the current I1 from the constant current source CC50 when the signal is present and the current I when no signal is generated by the output signal of the comparator 44 described above. That is, I1 is selected when the output side (point D) of the comparator 44 in FIG. 5 is H, and I is selected when L is L. FIG.
전환 회로(14)의 출력 단자는 저항값 Z2의 저항 R54를 통하여 접지에 접속되어 있다. 따라서, 이 저항 R53에 의해 전류 I 또는 I1이 전압으로 변환된다. 즉, 무신호시에는 제어 전압(검파 전압) Vct1=Z2·I, 유신호시에는 Vctl=Z2·I1로 된다. 또한, 이 저항 R53에는 타단이 접지에 접속된 외부 부착 컨덴서 C3이 접속되어 있고, 이에 의해 제어 전압 Vctl이 평활화되어 있다.The output terminal of the switching circuit 14 is connected to the ground via the resistor R54 of the resistance value Z2. Therefore, the current I or I1 is converted into a voltage by this resistor R53. In other words, the control voltage (detection voltage) Vct1 = Z2 · I at no signal, and Vctl = Z2 · I1 at a no signal. In addition, an external capacitor C3 having the other end connected to ground is connected to the resistor R53, whereby the control voltage Vctl is smoothed.
그리고, 제어 전압 Vct1이 게인 제어 신호로서 AGC 증폭기 AP1로 공급되는 것에 의해 AGC 증폭기 AP1의 게인이 컨트롤된다.The gain of the AGC amplifier AP1 is controlled by supplying the control voltage Vct1 to the AGC amplifier AP1 as a gain control signal.
이와 같이, 본 실시예에 의하면, AGC 검출 회로(10)에 의해 얻은 AGC 전류 외에 정전류 발생 회로(16)를 설치하였다. 그리고, 이 정전류 발생 회로(16)에 의해, 소신호 시나 무신호로부터 유신호로 이행하는 기간 등에 고정의 전류를 흘리는 것에 의해, 제어 전압을 고정하여, AGC의 고속화를 실현함과 함께, 무신호 시에 AGC 증폭기 AP1이 풀 게인이 되어 S/N을 악화시키는 문제를 해결할 수 있다.As described above, according to the present embodiment, the constant current generating circuit 16 is provided in addition to the AGC current obtained by the AGC detecting circuit 10. The constant current generating circuit 16 allows a fixed current to flow, for example, during a small signal transition or a transition period from a no signal to a flow signal, thereby fixing the control voltage and speeding up the AGC. The AGC amplifier AP1 becomes full gain to solve the problem of worsening S / N.
또한, 상기 실시예에서는 재생 신호의 레벨로서, AGC 증폭기 AP1의 출력의 레벨을 검출했지만, 입력의 레벨을 검출해도 된다.In the above embodiment, the level of the output of the AGC amplifier AP1 is detected as the level of the reproduction signal, but the level of the input may be detected.
이상 설명한 바와 같이, 무신호 시에 AGC 증폭기의 증폭율을 적절한 값으로 설정할 수 있어, 노이즈가 크게 증폭되는 것을 방지할 수 있다. 또, 무음 시의 제어 신호가 적당한 레벨로 설정되어 있기 때문에, 무신호로부터 유신호로 변화한 경우에, AGC의 추종성을 개선할 수 있다.As described above, the amplification factor of the AGC amplifier can be set to an appropriate value at the time of no signal, and it is possible to prevent the noise from being amplified greatly. In addition, since the control signal at the time of silence is set to an appropriate level, following the AGC can be improved in the case of changing from the non-signal to the presence signal.
Claims (3)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002381438A JP2004214911A (en) | 2002-12-27 | 2002-12-27 | Agc circuit |
| JPJP-P-2002-00381438 | 2002-12-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20040060792A true KR20040060792A (en) | 2004-07-06 |
Family
ID=32708493
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020030097334A KR20040060792A (en) | 2002-12-27 | 2003-12-26 | Amplifier gain control circuit |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20040136683A1 (en) |
| JP (1) | JP2004214911A (en) |
| KR (1) | KR20040060792A (en) |
| CN (1) | CN100376079C (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100818500B1 (en) | 2006-09-13 | 2008-03-31 | 삼성전기주식회사 | Automatic gain control circuit of television broadcasting receiver |
| TWI492504B (en) * | 2012-03-24 | 2015-07-11 | Richtek Technology Corp | Power supply circuit with pfc function, and automatic gain control circuit therefor and control method thereof |
| JP6054434B2 (en) * | 2015-01-13 | 2016-12-27 | 株式会社東芝 | Amplifier circuit |
| CN112436851B (en) * | 2020-07-21 | 2022-04-01 | 珠海市杰理科技股份有限公司 | Detection circuit and detection method, wireless radio frequency receiver, chip and electrical equipment |
Family Cites Families (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4112384A (en) * | 1977-05-24 | 1978-09-05 | Morgan Industries | Controlled recovery automatic gain control amplifier |
| US4518219A (en) * | 1980-01-25 | 1985-05-21 | Massachusetts Institute Of Technology | Optical guided wave devices employing semiconductor-insulator structures |
| JPS58132986A (en) * | 1982-02-03 | 1983-08-08 | Hitachi Ltd | Semiconductor laser device |
| US4865407A (en) * | 1987-10-22 | 1989-09-12 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Optical waveguide element, method of making the same and optical coupler employing optical waveguide element |
| US5070527A (en) * | 1989-03-02 | 1991-12-03 | Acs Communications, Inc. | Time dependant, variable amplitude threshold output circuit for frequency variant and frequency invarient signal discrimination |
| JP2589202B2 (en) * | 1990-06-29 | 1997-03-12 | 三洋電機株式会社 | Radio sensitivity switching circuit |
| US5619369A (en) * | 1992-07-16 | 1997-04-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Diffracting device having distributed bragg reflector and wavelength changing device having optical waveguide with periodically inverted-polarization layers |
| EP1315006A1 (en) * | 1994-06-22 | 2003-05-28 | Fujitsu Limited | Method of producing optical waveguide system, optical device and optical coupler employing the same, optical network and optical circuit board |
| US5764670A (en) * | 1995-02-27 | 1998-06-09 | Canon Kabushiki Kaisha | Semiconductor laser apparatus requiring no external modulator, method of driving semiconductor laser device, and optical communication system using the semiconductor laser apparatus |
| US5784400A (en) * | 1995-02-28 | 1998-07-21 | Massachusetts Institute Of Technology | Resonant cavities employing two dimensionally periodic dielectric materials |
| JPH08331062A (en) * | 1995-06-01 | 1996-12-13 | Toshiba Corp | Optical reception circuit |
| US5751756A (en) * | 1995-09-05 | 1998-05-12 | Matsushita Electronics Corporation | Semiconductor laser device for use as a light source of an optical disk or the like |
| JP2900865B2 (en) * | 1995-12-28 | 1999-06-02 | 日本電気株式会社 | Automatic gain control amplifier |
| US5805624A (en) * | 1996-07-30 | 1998-09-08 | Hewlett-Packard Company | Long-wavelength infra-red vertical cavity surface-emitting laser on a gallium arsenide substrate |
| US5955749A (en) * | 1996-12-02 | 1999-09-21 | Massachusetts Institute Of Technology | Light emitting device utilizing a periodic dielectric structure |
| WO1998035248A1 (en) * | 1997-02-11 | 1998-08-13 | Massachusetts Institute Of Technology | Polymeric photonic band gap materials |
| JPH11243256A (en) * | 1997-12-03 | 1999-09-07 | Canon Inc | Distributed feedback type semiconductor laser and driving thereof |
| US6064683A (en) * | 1997-12-12 | 2000-05-16 | Honeywell Inc. | Bandgap isolated light emitter |
| US5998298A (en) * | 1998-04-28 | 1999-12-07 | Sandia Corporation | Use of chemical-mechanical polishing for fabricating photonic bandgap structures |
| JP3534233B2 (en) * | 1999-01-08 | 2004-06-07 | 松下電器産業株式会社 | Automatic gain control method and device, wireless communication device having automatic gain control function |
| US6122331A (en) * | 1999-06-14 | 2000-09-19 | Atmel Corporation | Digital automatic gain control |
| JP2001053689A (en) * | 1999-08-10 | 2001-02-23 | Nec Miyagi Ltd | Optical receiving circuit and its method |
| JP2002022981A (en) * | 2000-07-05 | 2002-01-23 | Nec Corp | Photonic crystal multiplayered substrate and method for manufacturing the same |
| CN1623281A (en) * | 2002-02-28 | 2005-06-01 | 株式会社瑞萨科技 | High-frequency power amplifier circuit and electronic part for communication |
-
2002
- 2002-12-27 JP JP2002381438A patent/JP2004214911A/en active Pending
-
2003
- 2003-11-10 CN CNB2003101156409A patent/CN100376079C/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-12-23 US US10/744,628 patent/US20040136683A1/en not_active Abandoned
- 2003-12-26 KR KR1020030097334A patent/KR20040060792A/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004214911A (en) | 2004-07-29 |
| CN100376079C (en) | 2008-03-19 |
| US20040136683A1 (en) | 2004-07-15 |
| CN1512665A (en) | 2004-07-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR102454811B1 (en) | Envelope-tracking current bias circuit with improved offset cancellation | |
| US4873493A (en) | Audio amplifier | |
| US5059921A (en) | Amplifier having two operating modes | |
| KR20080049613A (en) | Gain variable amplification circuit | |
| KR20040060792A (en) | Amplifier gain control circuit | |
| US7157977B2 (en) | Automatic gain control feedback amplifier | |
| JPS606576B2 (en) | signal conversion circuit | |
| JPS6051806B2 (en) | audio frequency amplifier | |
| KR890007295Y1 (en) | Control circuit of audio signal output by external noise | |
| JPS62100084A (en) | Automatic gain control circuit | |
| KR100254885B1 (en) | The auto gain controlling circuit possible of the high-speed operating | |
| JPH0348683B2 (en) | ||
| KR100290994B1 (en) | Level suppression circuit | |
| KR880000365Y1 (en) | Agc circuit | |
| CN117478086A (en) | Variable gain amplifier and communication device | |
| JPH0336324B2 (en) | ||
| JP3263544B2 (en) | ALC circuit | |
| JPH0678175A (en) | Peak limiter circuit | |
| JPS5950126B2 (en) | automatic gain control circuit | |
| KR880002752Y1 (en) | Low voltage amplifier | |
| JP4411756B2 (en) | Saturation detection circuit and output control circuit using the same | |
| JP3322555B2 (en) | Electronic volume circuit | |
| KR20000003038U (en) | Image Signal Noise Reduction Circuit | |
| JPS63152206A (en) | Amplifier circuit | |
| JPS62217739A (en) | Bias voltage control circuit of avalanche photodiode |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E601 | Decision to refuse application |