KR20030097093A - A method and apparatus on coherent demodulation of OFDM signal for radio LAN systems - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 초고속 무선 랜(LAN) 시스템에 있어서의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 동기복조방법 및 그 장치에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 OFDM 채널 등화에 적용되는 채널 추정치를 일정한 심볼개수 간격마다 갱신하여 채널상태에 구분적으로 적응한 복조를 할 수 있는 OFDM 동기복조방법 및 그 장치에 관한 것이다.The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) synchronization demodulation method and apparatus therefor, and more particularly, to a constant number of symbols of a channel estimate applied to an OFDM channel equalization. The present invention relates to an OFDM synchronous demodulation method and apparatus capable of performing demodulation adaptively adapted to a channel state by updating at intervals.
현재의 OFDM 방식의 무선 LAN 시스템은 단말기의 이동성 및 다경로 지연확산에 따른 시변 주파수 선택성 페이딩의 특성을 갖는 이동무선 채널을 통해 수신된 OFDM 심볼에 대한 동기복조를 위해 수신단이 알고 있는 일정한 패턴의 훈련데이터 심볼을 포함한 프리앰블을 OFDM 패킷에 사용한다.The current OFDM wireless LAN system has a certain pattern of training that the receiver knows for synchronization demodulation of OFDM symbols received over a mobile radio channel with time-varying frequency-selective fading due to mobility and multipath delay spreading. A preamble including data symbols is used for the OFDM packet.
OFDM 패킷은 단구간 훈련심볼과 장구간 훈련심볼이 연속적으로 이어진 프리앰블과 데이터전송부로 구성된다.The OFDM packet consists of a preamble and a data transmission unit in which a short-term training symbol and a long-term training symbol are successively connected.
도1은 무선 LAN 시스템인 IEEE802.11a를 위한 OFDM 패킷을 나타낸 것이다. 가로축은 OFDM 심볼의 인덱스를, 그리고 세로축은 부케리어의 인덱스를 각각 나타낸다. 그러므로 패킷 프레임은 2차원 구조를 가지며, 주파수-시간 그리드로 도시된다. 따라서 NTOFDM-sym개의 OFDM 심볼로 구성된 OFDM 패킷의 경우, 각 데이터 심볼은 다음 수학식1과 같이 부케리어 인덱스 k와 OFDM 심볼 인덱스 ℓ의 쌍으로 표현될 수 있다.1 shows an OFDM packet for IEEE802.11a, which is a wireless LAN system. The horizontal axis represents the index of the OFDM symbol, and the vertical axis represents the index of the bouquet area. The packet frame therefore has a two-dimensional structure and is shown in a frequency-time grid. Accordingly, in the case of an OFDM packet composed of NT OFDM-sym OFDM symbols, each data symbol may be represented by a pair of a bouquet index k and an OFDM symbol index l as shown in Equation 1 below.
여기에서 k=0일 때 즉 x0, ℓ는 null 심볼이다.Where k = 0 , where l is a null symbol.
단구간 훈련심볼은 12개의 심볼(그외 나머지는 "0"값의 심볼임)로 주어진 특정시퀀스의 각 심볼에 의해 변조되는 12개의 부케리어로 구성되고, 모두 동일한 10개의 OFDM 심볼로 이루어져 있는 반면에 장구간 훈련심볼은 또 다른 특정시퀀스의 각 심볼에 의해 변조되는 53개의 부케리어(중심케리어에서는 "0"값의 심볼임)로 구성되고, 모두 동일한 2개의 OFDM 심볼로 이루어져 있다. 이러한 구성에 따라 단구간 훈련심볼은 수신단에서 OFDM 패킷 검출, 자동이득조절, 주파수 옵셋 추정, 심볼타이밍 동기를 위해, 그리고 장구간 훈련심볼은 채널 추정을 위해서 각각 사용된다.The short-term training symbol consists of 12 bouquetiers modulated by each symbol of a particular sequence given 12 symbols (others are symbols of "0" value), all of which consist of 10 identical OFDM symbols, The long-term training symbol consists of 53 bouquetiers (symbols of "0" in the center carrier) modulated by each symbol of another specific sequence, all composed of two identical OFDM symbols. According to this configuration, short-term training symbols are used for OFDM packet detection, automatic gain control, frequency offset estimation, symbol timing synchronization, and long-term training symbols for channel estimation.
데이터전송부는 파일럿심볼을 포함하며, 하나의 OFDM 심볼에 대해 데이터심볼과 일정한 비율로 다중화된다. 도1에서 검정 그리드는 파일럿 부케리어에 의해 변조되는 파일럿심볼이다. 모든 OFDM 데이터 심볼에서 4개의 부케리어가 파일럿 심볼을 전송하기 위해 사용된다. 즉, 하나의 OFDM 심볼에 대해 4개의 파일럿 심볼이 일정한 간격으로 삽입되는 것이다. 패킷프레임 전체에 걸쳐 전송되는 각 파일럿 부케리어는 서로 다른 파일럿심볼 시퀀스를 가지고 있다. 이같이 삽입된 파일럿 심볼은 수신기에서 데이터전송부의 주파수 옵셋 및 위상잡음을 추적하기 위해 사용된다.The data transmission unit includes a pilot symbol and is multiplexed at a constant rate with the data symbol for one OFDM symbol. In FIG. 1, the calibration grid is a pilot symbol modulated by a pilot bouquet. Four bouquetiers are used to transmit pilot symbols in every OFDM data symbol. That is, four pilot symbols are inserted at regular intervals for one OFDM symbol. Each pilot bouquet transmitted over a packet frame has a different pilot symbol sequence. The inserted pilot symbol is used to track the frequency offset and phase noise of the data transmitter in the receiver.
패킷프레임을 사용하는 OFDM 시스템은 다경로지연확산에 의한 심볼간 간섭을 극복하기 위해 직병렬변환을 이용한다. 먼저, 시스템을 위해 배정된 광대역의 전송대역이 여러 개의 협대역채널로 분할된다. 동일한 개념으로 고속의 직렬데이터스트림이 여러개의 저속 데이터 스트림으로 변환되므로, 병렬 스트림에서의 심볼구간은 N개의 병렬 스트림인 경우 직렬 스트림의 N배가 된다. 그리고, 각 저속 스트림에는 케리어변조를 위해 협대역채널의 중심주파수인 부케리어가 할당된다.An OFDM system using a packet frame uses a serial-to-parallel transformation to overcome the intersymbol interference caused by multipath delay spreading. First, the wideband transmission band allocated for a system is divided into several narrowband channels. In the same concept, since a high speed serial data stream is converted into several low speed data streams, the symbol interval in the parallel stream is N times the serial stream in the case of N parallel streams. Each low speed stream is assigned a bouquet carrier, which is the center frequency of the narrowband channel, for carrier modulation.
도2a 및 도 2b는 상기 패킷프레임 전송에 대해 OFDM 동기복조를 하는 무선 LAN 시스템의 블록 구성도이다.2A and 2B are block diagrams of a wireless LAN system for OFDM synchronous demodulation for the packet frame transmission.
도면에서 블록과 블록을 연결하는 화살표상의 Nsd, Nst, N은 각각 Nsd, Nst, N개의 데이터가 병렬로 전달됨을 의미한다. 무선 LAN 시스템에서 정보비트는 원천데이터 부호화에 의해 압축된 음성 및 데이터파일, 동영상 등 멀티미디어 데이터 정보로서 이동무선채널을 통해 전송되어야 할 이진비트시퀀스이다. 도2a에 도시된 무선 LAN 시스템의 송신기에서 채널인코딩 및 인터리빙(21)의 동작에 대해 살펴본다. 채널부호화는 현재의 입력비트와 그 전에 입력된 비트들 사이에 정해진 상관관계를 통해 생성된 패러티 비트와 현재의 입력비트를 각각 출력한다. 컨볼루셔널 코드에 의해 부호화되며, 필요에 따라 1/2, 2/3, 3/4의 부호화율이 사용된다. 여기에서 1/2의 부호화율은 입력된 1 비트에 대하여 2 비트가 출력되는 부호화기이다. 인터리버는 채널에서 발생되는 군집오류를 분산시키기 위한 것이며, 일정한 규칙으로기록하고 읽어냄으로써 입력된 시퀀스와 다른 새로운 순서의 출력시퀀스를 만들어낸다.In the drawing, N sd , N st , and N sd on the arrow connecting the blocks mean that N sd , N st , and N data are transferred in parallel, respectively. In a wireless LAN system, an information bit is a binary bit sequence to be transmitted through a mobile wireless channel as multimedia data information such as a voice, a data file, and a video compressed by source data encoding. The operation of channel encoding and interleaving 21 in the transmitter of the wireless LAN system shown in FIG. 2A will be described. Channel encoding outputs a parity bit and a current input bit generated through a predetermined correlation between the current input bit and the previously input bits. Coded by convolutional codes, coding rates of 1/2, 2/3, and 3/4 are used as necessary. Here, the coding rate of 1/2 is an encoder in which two bits are output for one input bit. The interleaver is designed to distribute the clustering errors occurring in the channel, and writes and reads with a certain rule to produce a new sequence of output sequences different from the input sequence.
데이터심볼사상(22)은 입력된 비트시퀀스에 대하여 bm비트 단위로 묶은 다음, 그것을 복소수로 표현되는 데이터 심볼로 변환하는 기능을 수행하며, 전송 레이트에 따라 BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM 사상을 사용한다. QPSK의 경우에는 2비트가 하나의 데이터심볼을 구성하고 비트쌍 00, 01, 10, 11은 각각 1+j, 1-j, -1+j, -1-j으로 변환된다. 또한 M-QAM 심볼, 즉 16-QAM 심볼과 64-QAM심볼을 위해서는 bm비트에 각각 4비트와 6비트가 할당된다. 직병렬 변환(23)은 전 단에서 만들어진 데이터심볼 시퀀스를 저속의 병렬시퀀스로 변환한다. 따라서, N개의 부케리어를 사용하는 IEEE 802.11a 시스템의 경우 Nsd개의 병렬시퀀스가 만들어지고, Nsd심볼 간격마다 한번씩 병렬 시퀀스를 출력한다. 이 과정을 통해 출력 심볼의 구간은 입력심볼 구간의 Nsd배로 늘어난다.The data symbol image 22 performs the function of grouping the input bit sequence in b m bit units and converting it into data symbols represented by complex numbers, and depending on the transmission rate, BPSK, QPSK, 16-QAM, and 64- Use QAM mapping. In the case of QPSK, two bits constitute one data symbol, and bit pairs 00, 01, 10, and 11 are converted into 1 + j, 1-j, -1 + j, and -1-j, respectively. In addition, 4 bits and 6 bits are allocated to the b m bits for M-QAM symbols, that is, 16-QAM symbols and 64-QAM symbols. The serial-to-parallel conversion 23 converts the data symbol sequence generated at the front end into a low-speed parallel sequence. Therefore, in an IEEE 802.11a system using N bouquetarithms , N sd parallel sequences are generated, and a parallel sequence is output once every N sd symbol intervals. Through this process, the interval of the output symbol is increased to N sd times the interval of the input symbol interval.
파일럿심볼삽입(24)은 OFDM 심볼당 Nsp개의 파일럿 심볼을 일정한 간격으로 다중화를 통해 삽입한다. 그 결과는 도1에 도시된 바와 같다. Null심볼삽입(25)은 N개의 부케리어에 대응하는 N개의 데이터 심볼을 만들기 위한 것으로, "0"값의 null심볼을 입력심볼에 다중화함으로써 삽입하는 것이다. null심볼을 변조하는 부케리어는 실제 어떠한 값도 갖지 않는 심볼이기 때문에, 전체 채널 대역에 있어서 가드대역으로 작용한다. 프리앰블다중화는 상기의 프리앰블을 패킷프레임의 데이터전송부에 대한 헤더로서 추가하는 과정이다. 10개의 단구간 훈련심볼이 먼저 추가되고, 2개의 장구간 훈련심볼이 이어서 덧붙혀진다.Pilot symbol insertion 24 inserts N sp pilot symbols per OFDM symbol through multiplexing at regular intervals. The result is as shown in FIG. The null symbol insertion 25 is for making N data symbols corresponding to N bouquet areas. The null symbol insertion 25 is inserted by multiplexing a null symbol having a value of "0" to the input symbol. Since the bouquet that modulates null symbols is a symbol that does not actually have any value, it acts as a guard band for the entire channel band. Preamble multiplexing is a process of adding the preamble as a header for a data transmission unit of a packet frame. Ten short-term training symbols are added first, followed by two long-term training symbols.
역고속푸리에변환(IFFT)(26)은 병렬의 데이터심볼 각각을 서로 다른 부케리어에 변조시키는 OFDM 변조 과정이다. 이하의 신호처리과정에서는 OFDM 심볼을 언급함에 있어서 편의상 시간인덱스 ℓ를 고려하지 않는다. 병렬로 입력된 심볼들이이라면 역고속푸리에변환(IFFT)의 출력신호인 OFDM 심볼은 다음 수학식2와 같은 연속신호로 얻어진다.The Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) 26 is an OFDM modulation process for modulating each of the parallel data symbols in different bouquet areas. In the following signal processing, when referring to OFDM symbols, the time index l is not considered for convenience. The symbols entered in parallel In this case, the OFDM symbol which is an output signal of the inverse fast Fourier transform (IFFT) is obtained as a continuous signal as shown in Equation 2 below.
여기에서 위첨자 T는 행렬에서 행과 열이 바뀐다는 표시이고, xk는 심볼구간 N을 가지며 k번째 부케리어를 변조할 k번째 데이터심볼이다. 또한은 k번째 부케리어이다. IFFT과정은 기저대역에서 신호처리를 용이하게 하기 위해 1/N 간격으로 샘플링된 이산신호를 사용하고, 따라서 IFFT는 OFDM 심볼을 다음 수학식3과 같은 이산신호(이하 샘플)로 출력한다.Here, the superscript T is an indication that rows and columns change in the matrix, and x k is a k-th data symbol to modulate the k-th bouquet with a symbol interval N. Also Is the kth bouquetier. The IFFT process uses discrete signals sampled at 1 / N intervals in order to facilitate signal processing at baseband. Therefore, the IFFT outputs OFDM symbols as discrete signals (samples below) as shown in Equation 3 below.
병직렬변환(27)은 역고속푸리에변환된 출력을 직렬 신호로 변환하는 과정이고, 보호구간삽입(28)은 이동무선채널의 특성인 지연확산으로 인해 발생된 OFDM 심볼간 간섭을 제거하기 위한 것으로서, OFDM 심볼의 후반부 일정구간(즉, N개의 샘플로 구성된 OFDM 심볼의 끝부분에 해당하는 L 샘플구간)을 OFDM 심볼앞에 복제하여 추가한다. 이 과정은 단구간 훈련심볼에 대해서 적용되지 않는다. D/A변환기(29)는 기저대역의 디지틀신호를 아날로그 신호로 변환한다. 이후 변환된 신호는 RF 송신기(30)에 의해 평형 변조후 중간주파수와 케리어주파수로 각각 변환되고 전력증폭기와 안테나를 통해 방사된다.The parallel-to-serial conversion 27 is a process of converting the inverse fast Fourier transformed output into a serial signal, and the guard interval insertion 28 is for removing the OFDM inter-symbol interference caused by delay spread which is a characteristic of the mobile radio channel. In the second half of the OFDM symbol (that is, the L sample interval corresponding to the end of the OFDM symbol consisting of N samples), a duplicate is added before the OFDM symbol. This process does not apply to short-term training symbols. The D / A converter 29 converts the baseband digital signal into an analog signal. The converted signal is then converted into an intermediate frequency and a carrier frequency after the balanced modulation by the RF transmitter 30 and radiated through the power amplifier and the antenna.
도2b의 무선 LAN 시스템의 수신기의 경우, 각 블록의 기능은 OFDM 송신기 해당블럭의 기능에 대한 역의 기능을 갖는다. 수신된 RF신호는 RF수신기(31)에서의 케리어 주파수 동기에 의한 단계적인 주파수 하향화를 통해 저주파수로 변환된 후, 다시 A/D변환(32)을 통해 이산신호로 변환된다.In the case of the receiver of the wireless LAN system of Fig. 2B, the function of each block has the inverse function of the function of the corresponding block of the OFDM transmitter. The received RF signal is converted to a low frequency by stepping down the frequency by carrier frequency synchronization in the RF receiver 31, and then converted into a discrete signal through the A / D conversion 32 again.
타이밍/주파수동기(33)는 수신된 단구간 훈련심볼을 이용하여 패킷프레임의 시작시점을 검출하고 자동이득조절을 하며, OFDM심볼의 정확한 구간을 찾고 RF수신기(31)를 통해서도 동기되지 않은 옵셋주파수를 추정하여 제거함으로써, 각 부케리어의 주파수 동기를 획득한다. 보호구간제거(34)는 송신단에서 OFDM 심볼에 삽입된 보호구간를 제거하는 것이다. 이 보호구간은 이동무선채널을 통과하는 과정에서 다경로 지연확산에 의해 OFDM심볼 경계지점에서 간섭을 일으키는 인접심볼성분이 들어있는 구간이다. 따라서, 그 출력으로서 OFDM 심볼당 N개의 샘플이 얻어진다. 이것은 다음에 직병렬변환(35)을 통해 OFDM복조부(36)로 입력된다. 여기에서의 직병렬변환(35)은 송신기의 직병렬변환과는 달리 입력되는 하나의 샘플을 동일한 N개의 샘플로 만들어 병렬로 출력하는 과정이다. 그러므로 하나의 OFDM심볼을구성하는 샘플시퀀스가 동일한 N개의 병렬시퀀스로 만들어진다.The timing / frequency synchronizer 33 detects the start point of the packet frame by using the received short-term training symbol and performs automatic gain control, finds the correct interval of the OFDM symbol, and the offset frequency which is not synchronized through the RF receiver 31. By estimating and removing the signal, frequency synchronization of each bouquet area is obtained. The guard interval removal 34 removes the guard interval inserted in the OFDM symbol at the transmitting end. This guard interval is an interval containing adjacent symbol components that cause interference at the OFDM symbol boundary point by multipath delay spread in the course of passing through the mobile radio channel. Thus, N samples per OFDM symbol are obtained as the output. This is then input to the OFDM demodulation section 36 via a serial to parallel conversion 35. Here, the serial-to-parallel transformation 35 is a process of outputting in parallel a single sample input N samples, unlike the serial-to-parallel transformation of the transmitter. Therefore, the sample sequence constituting one OFDM symbol is made of the same N parallel sequences.
OFDM 복조부(36)는 전송된 병렬의 데이터심볼들을 각 부케리어로부터 동기적으로 복조하는 기능을 수행한다. 복조과정은 부케리어를 제거함으로써 수신 심볼 y을 산출하고, 각 수신심볼에 대해 채널추정치에 의한 나눗셈 연산을 통해 채널등화된 데이터심볼을 얻은 다음, 파일럿 심볼에 의한 위상옵셋을 각각 추정하고 보상함으로써, 원래의 전송 심볼을 동기적으로 복원해 내는 과정이다. 상기 채널 추정치는 프리앰블의 장구간 훈련심볼로부터 얻어진다. 이후의 신호처리 과정인 병직렬변환(37), 데이터심볼역사상(38), 역인터리빙 및 채널디코딩(39)은 송신기의 해당기능에 대한 역기능이다.The OFDM demodulator 36 synchronously demodulates the transmitted parallel data symbols from each bouquet. The demodulation process calculates the received symbol y by removing the bouquet area, and estimates the channel estimate for each received symbol. After obtaining the channel-equalized data symbols through the division operation, the symmetrical reconstruction of the original transmission symbol is performed by estimating and compensating the phase offset of each pilot symbol. The channel estimate is obtained from the long term training symbol of the preamble. Subsequent signal processing, parallel-to-serial transformation 37, data symbol history 38, inverse interleaving and channel decoding 39, are inverse functions of the corresponding function of the transmitter.
무선 LAN 시스템에서 이용되는 종래의 OFDM 동기복조방법은 각 부케리어를 제거하는 고속푸리에변환(FFT) 과정과 채널추정과정, 등화과정, 위상옵셋추정과정, 옵셋보정과정으로 이루어져 있다.The conventional OFDM synchronous demodulation method used in a wireless LAN system is composed of a fast Fourier transform (FFT) process, a channel estimation process, an equalization process, a phase offset estimation process, and an offset correction process that removes each bouquet.
도3은 종래의 무선 LAN 시스템의 OFDM 동기복조기의 블록 구성도이다.3 is a block diagram of an OFDM synchronous demodulator of a conventional wireless LAN system.
도면에서 블록과 블록을 연결하는 화살표상의 Nsd, Nsp, Nst, N은 각각 Nsd, Nsp, Nst, N개의 데이터가 병렬로 전달됨을 의미한다. 고속푸리에변환(FFT)블럭(41)은 OFDM 심볼로부터 부케리어를 제거하여 데이터 심볼을 추출하는 과정이다. 임의의 OFDM 심볼 즉, N 샘플이 입력된다고 하자. 여기에서이고, ｇ는 L샘플로 구성된 이동무선채널의 채널임펄스응답이고,샘플 ｇm은 상기 채널임펄스응답의 m번째 성분이다.In the drawings, N sd , N sp , N st , and N sd on the arrow connecting the blocks mean that N sd , N sp , N st , and N data are transmitted in parallel, respectively. The fast Fourier transform (FFT) block 41 is a process of extracting a data symbol by removing a bouquet area from an OFDM symbol. Any OFDM symbol, N samples Let is input. From here Where g is the channel impulse response of the mobile radio channel composed of L samples, and sample g m is the mth component of the channel impulse response.
고속푸리에변환(FFT)의 출력은 이들 입력 샘플 시퀀스와 송신기에서 사용된 주파수와 동일한 부케리어 주파수와의 동기에 의해서 각각 얻어진다. k번째 데이터 심볼의 경우, FFT의 출력인 수신 데이터심볼은 상기 입력 N샘플과 k번째 케리어의 이산신호에 해당하는 N샘플과의 곱의 합이지만, 다음 수학식4와 같이 부케리어간 직교성에 의해 k와 k'가 같은 경우만 존재하기 때문에 결과적으로 송신데이터심볼이 채널응답과 잡음에 의해 손상된 것으로서 얻어진다.The outputs of the fast Fourier transforms (FFTs) are each obtained by synchronizing these input sample sequences with the same coherent frequencies used in the transmitter. In the case of the k-th data symbol, the received data symbol, which is the output of the FFT, is the sum of the product of the input N sample and the N sample corresponding to the discrete signal of the k-th carrier. Since only k and k 'are equal, the transmission data symbol is obtained as damaged by channel response and noise.
여기에서 nk는 잡음성분이고, hk는 주파수 변환된 채널임펄스응답 즉, 채널주파수응답의 k번째 성분이다.Where n k is the noise component and h k is the k-th component of the frequency-converted channel impulse response, that is, the channel frequency response.
채널등화블럭(43)은 상기 수신 데이터심볼을 채널추정치로 나누는 선형연산을 통해 무선채널의 페이딩 왜곡 성분이 제거된 데이터심볼을 산출한다. 여기에서 사용된 채널추정치는 패킷프레임의 프리앰블에 있는 장구간 훈련심볼에 대한 신호처리를 통해 채널추정부(42)에서 산출된 것이며, 패킷프레임의 모든 데이터심볼을 채널등화하는데 사용된다. 즉, 하나의 패킷프레임에 대해서 한번의 채널추정으로 패킷프레임의 모든 데이터심볼(프리앰블 다음에 있는 데이터심볼부터 패킷프레임의 마지막 데이터심볼까지)을 각각 채널등화한다. 이같은 복조 방법은 실내환경과 같이 채널상태가 패킷프레임 구간에 걸쳐 거의 변하지 않는 정적인 채널환경에서 운용되는 경우에 효과적이다. 채널등화된 데이터심볼는 다음 수학식5와 같이 표현된다.The channel equalization block 43 estimates the received data symbol as a channel estimate value. Data symbol that removes fading distortion component of wireless channel through linear operation To calculate. The channel estimation value used here is calculated by the channel estimator 42 through signal processing for the long-term training symbol in the preamble of the packet frame, and used to channel equalize all data symbols of the packet frame. In other words, one channel estimation is performed on each packet frame to equalize all data symbols of the packet frame (from the data symbol after the preamble to the last data symbol of the packet frame). This demodulation method is effective when operating in a static channel environment in which the channel condition hardly changes over the packet frame section, such as in an indoor environment. Channel symbolized data symbol Is expressed as in Equation 5 below.
여기에서는 위상옵셋이다. 따라서 채널등화를 경유하더라도 데이터심볼에는 간섭 및 잡음성분 이외에도 이동무선채널에 의한 위상옵셋이 존재한다.From here Is the phase offset. Therefore, even through channel equalization, in addition to the interference and noise components, there are phase offsets due to the mobile radio channel.
채널추정은 수신기가 가지고 있는 원래의 장구간 훈련심볼을 이용하여 패킷프레임의 수신된 장구간 훈련심볼에 대해서만 수행된다. 이 과정은 다음과 같다. 수신된 장구간 훈련심볼이 FFT(41)로부터 각각y t,1 과y t,2 로서 출력된다면 채널추정치는 다음 수학식6과 같이 얻어진다.Channel estimation is performed only for the received long-term training symbol of the packet frame using the original long-term training symbol possessed by the receiver. This process is as follows. If the received long-term training symbols are output from the FFT 41 as y t, 1 and y t, 2 , the channel estimate is obtained as shown in Equation 6 below.
여기에서b는 원래의 장구간 훈련심볼이며,으로 구성되어 있다. 단bo=0이다. 채널등화기(43)로 전달되는 채널추정치는와 같이 할당된다.Where b is the original long-term training symbol, It consists of. However, b o = 0. The channel estimate delivered to the channel equalizer 43 is Is assigned as
위상 옵셋추정(44)은 각 데이터심볼에 다중화된 파일럿 심볼을 이용하여 상기 OFDM 데이터심볼에 포함된 위상옵셋을 추정한다. ℓ번째 OFDM 데이터 심볼에서의 수신 파일럿 심볼은 각각,k= -21, -7, 7, 21 이므로 위상옵셋 θ0은 이들로부터 다음 수학식7과 같이 추정된다.The phase offset estimation 44 estimates a phase offset included in the OFDM data symbol by using a pilot symbol multiplexed on each data symbol. Lth OFDM Data Symbol The received pilot symbols at are respectively Since, k = -21, -7, 7, 21, the phase offset θ 0 is estimated from them as shown in Equation 7 below.
여기에서 ρk,ℓ은 k번째 파일럿 부케리어에 변조되는 ℓ번째 파일럿 심볼이며, 이미 수신기에 알려져 있는 참조심볼이다. 상기와 같은 위상옵셋은 패킷프레임의 모든 OFDM 데이터 심볼에 대해 각각 추정된다.Where ρ k, l is the l-th pilot symbol modulated to the k-th pilot bouquet area and is a reference symbol already known to the receiver. The phase offset as described above is estimated for all OFDM data symbols of the packet frame, respectively.
옵셋보상(45) 과정은 데이터 심볼에 대해 상기 추정된 위상옵셋을 나누는 과정이다. 따라서 보정된 데이터심볼은 다음 수학식 8과 같이 얻어진다.The offset compensation process 45 is a data symbol. The estimated phase offset for The process of dividing. Therefore, the corrected data symbol is obtained as in Equation 8 below.
궁극적으로 채널왜곡과 위상옵셋이 보상된 데이터심볼이 복조된다.Ultimately, data symbols with channel distortion and phase offset compensation are demodulated.
그러나, 상기와 같은 종래의 OFDM 복조방법은 패킷프레임의 프리앰블에 대해서만 채널추정을 수행하고, 그 이외 데이터전송부에 대해서는 채널을 추정하지 않기 때문에 단말기가 이동 중이거나 실외 환경처럼 시간적으로 변화하는 채널의 경우 프리앰블 이외 부분의 채널상태에 대해서는 별도의 채널추정을 할 수 없고, 또한 채널 등화에 올바른 채널 추정치를 적용할 수 없기 때문에, 패킷프레임, 특히 큰 패킷프레임의 일부 또는 대부분의 데이터 심볼의 손실과 함께 시스템의 성능을 열화시키는 문제점이 있었다.However, since the conventional OFDM demodulation method performs channel estimation only on the preamble of the packet frame and does not estimate the channel for the other data transmitters, the terminal is moving or changes in time like an outdoor environment. In this case, since channel estimation other than the preamble cannot be performed separately, and the correct channel estimation cannot be applied to channel equalization, the loss of a packet frame, especially a part or most data symbols of a large packet frame, is lost. There was a problem of degrading the performance of the system.
따라서 본 발명은 무선 LAN 시스템에서의 OFDM 심볼에 대한 동기복조에 있어서 패킷프레임의 프리앰블과 데이터전송부부분에 해당하는 채널상태를 적응적으로 추정하고 등화함으로써, 다양한 환경과 시간적으로 변화하는 페이딩 채널에 대해서도 패킷프레임을 효율적으로 수신할 수 있는 OFDM 동기복조방법 및 그 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention adaptively estimates and equalizes channel states corresponding to preambles and data transmission portions of a packet frame in synchronous demodulation of OFDM symbols in a wireless LAN system, thereby making it possible to adapt to fading channels that vary in time and environment. Another object of the present invention is to provide an OFDM synchronization demodulation method and apparatus capable of efficiently receiving packet frames.
도1은 무선 LAN 시스템에서 전송되는 OFDM 패킷 프레임 구조.1 is an OFDM packet frame structure transmitted in a wireless LAN system.
도2a 및 도2b는 본 발명이 적용되는 OFDM 동기복조부를 갖는 무선 LAN 시스템의 송신기 및 수신기 블록 구성도.2A and 2B are block diagrams of a transmitter and a receiver of a wireless LAN system having an OFDM synchronization demodulator according to the present invention.
도3은 종래의 OFDM 동기복조부의 블록 구성도.3 is a block diagram of a conventional OFDM synchronization demodulator.
도4는 본 발명에 따른 OFDM 동기 복조부의 블록 구성도.4 is a block diagram of an OFDM synchronization demodulator according to the present invention;
도5는 본 발명에 따른 OFDM 동기복조부에 적용되는 저역필터의 블록 구성도.5 is a block diagram of a low pass filter applied to an OFDM synchronization demodulator according to the present invention.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
51 : 고속푸리에변환(FFT)52 : 훈련심볼 추출부51: fast Fourier transform (FFT) 52: training symbol extraction unit
53 : 훈련심볼채널추정부54 : 파일롯심볼 추출부53: training symbol channel estimation 54: pilot symbol extraction unit
55 : 지연부56 : 파일롯심볼 채널추정부55: delay unit 56: pilot symbol channel estimation
57 : 데이터심볼 채널추정부58 : 채널추정치 선택부57: data symbol channel estimation unit 58: channel estimation value selection unit
59 : 심볼판정부60 : 채널 등화기59: symbol judge 60: channel equalizer
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은, 무선 랜(LAN) 시스템을 위한 직교주파수분할다중화(OFDM) 동기 복조방법에 있어서, 수신된 샘플시퀀스로부터 부케리어를 제거하고 데이터 심볼을 추출하는 제1단계; 상기 제1 단계 수행후, 장구간 훈련심볼로부터 프리앰블부분에 해당하는 채널상태를 추정하고, 직접판정으로 얻어진 참조데이터심볼을 이용하여 각 파일럿심볼에 대한 채널상태를 추정함과 동시에 각 데이터심볼에 대한 채널상태를 추정하는 제2 단계; 상기 제2 단계 수행 후, 상기 각 추정된 훈련채널 추정치, 파일롯채널 추정치를 바탕으로 하여 각 데이터심볼의 채널등화를 위한 채널추정치로서 데이터채널추정치를 선택하는 제3 단계;및 상기 제1 단계에서 추출된 데이터 심볼을 상기 선택된 채널추정치로 나누어 채널등화를 수행하는 제4 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.A method according to the present invention for achieving the above object is, in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) synchronous demodulation method for a wireless LAN (LAN) system, the method for removing a bouquet from a received sample sequence and extracting data symbols Stage 1; After performing the first step, the channel state corresponding to the preamble part is estimated from the long-term training symbol, and the channel state of each pilot symbol is estimated using the reference data symbol obtained by the direct determination, and at the same time, for each data symbol Estimating a channel state; A third step of selecting a data channel estimate as a channel estimate for channel equalization of each data symbol based on each estimated training channel estimate and a pilot channel estimate after performing the second step; and extracting in the first step And performing a channel equalization by dividing the selected data symbol by the selected channel estimate.
또한 본 발명에 따른 장치는, 무선 랜(LAN) 시스템에서의 직교주파수분할다중화(OFDM) 복조를 위한, 수신된 샘플시퀀스로부터 부케리어를 제거하고 데이터 심볼을 추출하는 고속푸리에변환수단과, 수신된 장구간 훈련심볼로부터 프리앰블부분에 해당하는 채널상태를 추정하는 훈련채널 추정수단과, 채널등화수단을 포함하는 직교주파수분할다중화 동기복조장치에 있어서, 패킷프레임의 데이터전송부에 포함되어 있는 파일럿심볼을 추출하는 파일롯심볼추출수단; 상기 파일롯심볼추출수단에 의해 추출된 각 파일럿심볼에 대한 채널상태를 추정하는 파일럿채널 추정수단; 상기 파일롯심볼추출수단의 출력인 데이터심볼을 하나의 심볼구간동안 지연시키는 지연수단; 상기 채널등화수단의 출력을 복원된 심볼로서 직접 판정한 심볼 판정 결과를 제공하는 심볼판정수단; 상기 지연수단에 의해 지연된 데이터 심볼과 상기 심볼판정수단의 심볼 판정 결과를 이용하여 데이터채널추정치를 산출하는 데이터채널 추정수단; 및 상기 훈련채널추정수단에 의해 추정된 훈련채널 추정치와, 상기 파일럿채널 추정수단에 의해 추정된 파일럿채널 추정치를 바탕으로 하여 각 데이터심볼의 채널등화를 위한 채널추정치로서 상기 데이터채널 추정치를 선택하는 채널추정치선택수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.In addition, the apparatus according to the present invention comprises fast Fourier transform means for removing a bouquetier from a received sample sequence and extracting a data symbol for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulation in a wireless LAN system; In an orthogonal frequency division multiplexing synchronous demodulation device comprising a training channel estimating means for estimating a channel state corresponding to a preamble part from a long-term training symbol, and a channel equalizing means, a pilot symbol included in a data transmission unit of a packet frame is used. Pilot symbol extraction means for extracting; Pilot channel estimating means for estimating a channel state for each pilot symbol extracted by said pilot symbol extracting means; Delay means for delaying a data symbol output from the pilot symbol extracting means for one symbol period; Symbol determination means for providing a symbol determination result of directly determining the output of the channel equalization means as a recovered symbol; Data channel estimation means for calculating a data channel estimation value using the data symbols delayed by the delay means and the symbol determination result of the symbol determination means; And a channel for selecting the data channel estimate as a channel estimate for channel equalization of each data symbol based on the training channel estimate estimated by the training channel estimation means and the pilot channel estimate estimated by the pilot channel estimation means. And an estimation value selection means.
또한 본 발명은, 프로세서를 구비한 무선 랜 시스템을 위한 직교주파수분할다중화 동기복조장치에, 수신된 샘플시퀀스로부터 부케리어를 제거하고 데이터 심볼을 추출하는 제1기능; 상기 제1 기능 수행후, 장구간 훈련심볼로부터 프리앰블부분에 해당하는 채널상태를 추정하고, 직접판정으로 얻어진 참조데이터심볼을 이용하여 각 파일럿심볼에 대한 채널상태를 추정함과 동시에 각 데이터심볼에 대한 채널상태를 추정하는 제2 기능; 상기 제2 기능 수행 후, 상기 각 추정된 훈련채널 추정치, 파일롯채널 추정치를 바탕으로 하여 각 데이터심볼의 채널등화를 위한 채널추정치로서 데이터채널추정치를 선택하는 제3 기능; 및 상기 제1 기능에서 추출된 데이터 심볼을 상기 선택된 채널추정치로 나누어 채널등화를 수행하는 제4 기능을 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.The present invention also provides an orthogonal frequency division multiplexing demodulation device for a wireless LAN system having a processor, the apparatus comprising: a first function of removing a bouquet from a received sample sequence and extracting a data symbol; After performing the first function, the channel state corresponding to the preamble part is estimated from the long-term training symbol, and the channel state of each pilot symbol is estimated using the reference data symbol obtained by the direct determination, and for each data symbol. A second function of estimating channel conditions; A third function of selecting a data channel estimate as a channel estimate for channel equalization of each data symbol based on each estimated training channel estimate and a pilot channel estimate after performing the second function; And a computer-readable recording medium having recorded thereon a program for executing a fourth function of performing channel equalization by dividing the data symbol extracted in the first function by the selected channel estimate.
이하, 본 발명에 따른 일 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings an embodiment according to the present invention will be described in detail.
도4는 본 발명에 따른 OFDM 복조장치의 블록 구성도이다.4 is a block diagram of an OFDM demodulation device according to the present invention.
본 발명에 따른 OFDM 복조장치는 고속푸리에변환부(FFT)(51), 훈련심볼추출부(52), 훈련채널 추정부(53), 파일럿심볼추출부(54), 파일럿채널 추정부(56), 지연부(55), 심볼판정부(59), 데이터채널 추정부(57), 채널추정치선택부(58), 채널등화기(60)로 구성되며, 복조 방법은 다음과 같이 하나의 패킷프레임에 대해 각 OFDM 심볼단위로 단계적으로 이루어진다.OFDM demodulation apparatus according to the present invention is a fast Fourier transform unit (FFT) (51), training symbol extraction unit 52, training channel estimation unit 53, pilot symbol extraction unit 54, pilot channel estimation unit 56 And a delay unit 55, a symbol determiner 59, a data channel estimator 57, a channel estimate selector 58, and a channel equalizer 60. The demodulation method includes one packet frame as follows. For each OFDM symbol step by step.
수신신호 즉 도2에서의 직병렬변환부의 출력인 N개의 샘플이 입력되면 고속푸리에변환부(FFT)(51)는 송신단에서 사용된 것과 동일한 부케리어 신호(N 샘플)를 이용하여 해당 부케리어에 변조된 데이터심볼을 추출한다. 본 FFT 과정은 종래기술의 해당 부분에서 언급된 것과 같이 사용된 모든 부케리어에 대해서 동시에 이루어지고, 또한 하나의 OFDM 심볼을 구성하는 데이터 심볼이 병렬로 출력된다.When a received signal, i.e., N samples which are outputs of the serial-to-parallel conversion unit in FIG. 2 is input, the fast Fourier transform unit (FFT) 51 uses the same bouquetier signal (N samples) used in the transmitting end, Extract the modulated data symbol. This FFT process is performed simultaneously for all the bouquet areas used as mentioned in the relevant part of the prior art, and data symbols constituting one OFDM symbol are output in parallel.
훈련심볼추출부(52)는 패킷프레임에서 프리앰블의 장구간 훈련심볼만을 추출하는 과정으로서, FFT(51)의 출력에서 프리앰블의 장구간 훈련심볼을 훈련채널 추정부(53)로 전달한다. 훈련채널 추정부(53)는 원래의 장구간 채널 심볼을 이용하여 수신된 장구간 훈련심볼에 대한 채널상태를 추정한다. 훈련심볼에 대한 채널추정과정은 종래기술 부분의 해당 내용과 동일하다.The training symbol extracting unit 52 extracts only the long-term training symbols of the preamble from the packet frame, and transmits the long-term training symbols of the preamble to the training channel estimator 53 from the output of the FFT 51. The training channel estimator 53 estimates a channel state of the received long duration training symbol by using the original long duration channel symbol. The channel estimation process for the training symbol is the same as that in the prior art.
파일럿심볼추출부(54)는 패킷프레임의 데이터전송부에 포함되어 있는 파일럿심볼을 분리하는 기능을 하며, 그 결과를 파일럿채널 추정부(56)로 전달한다. 파일럿채널 추정부(56)는 수신기가 가지고 있는 원래의 파일럿심볼을 이용하여 수신된 파일럿심볼에 대한 채널상태를 추정하고 일정기간 평균한 결과를 출력한다.The pilot symbol extracting unit 54 functions to separate the pilot symbols included in the data transmission unit of the packet frame, and transmits the result to the pilot channel estimating unit 56. The pilot channel estimator 56 estimates the channel state of the received pilot symbol by using the original pilot symbol owned by the receiver and outputs a result obtained by averaging for a predetermined period.
지연부(55)는 FFT출력을 하나의 OFDM 심볼구간동안 지연시킨 다음, 데이터채널 추정부(57)로 전달한다. 데이터채널 추정부(57)는 지연된 데이터 심볼과 심볼판정부(59)의 출력을 이용하여 데이터 심볼에 대한 채널상태를 추정하고, 일정한 기간동안 평균한 결과를 출력한다. 심볼판정부(59)는 판정기준을 바탕으로 채널등화기(60)의 출력을 복원된 심볼로서 직접 판정하고, 그 결과를 데이터채널 추정부(57)로 전달한다.The delay unit 55 delays the FFT output for one OFDM symbol period and then transfers the FFT output to the data channel estimator 57. The data channel estimator 57 estimates the channel state of the data symbols using the delayed data symbols and the output of the symbol decision unit 59 and outputs the averaged result for a predetermined period. The symbol determiner 59 directly determines the output of the channel equalizer 60 as a recovered symbol based on the determination criteria, and transmits the result to the data channel estimator 57.
채널추정치선택부(58)는 FFT(51)의 출력인 각 수신 데이터 심볼에 대한 채널등화를 위해 사용될 채널 추정치를 선택한다. 채널상태를 고려한 시점에 따라 훈련채널 추정부(53)의 출력과 데이터채널 추정부(57)의 출력이 선택적으로 출력된다. 이같은 과정에 의하면 시간적으로 변화하는 채널상태가 적절한 간격마다 추정될 수 있고 채널등화에 이용될 수 있다. 채널등화기(60)는 FFT의 출력인 수신 데이터 심볼을 상기 선택된 채널추정치로 나누는 과정이며, 그 결과는 복조된 데이터심볼이다.The channel estimate selector 58 selects a channel estimate to be used for channel equalization for each received data symbol that is an output of the FFT 51. The output of the training channel estimator 53 and the output of the data channel estimator 57 are selectively output according to the time point considering the channel state. According to this process, a channel state that changes in time can be estimated at appropriate intervals and used for channel equalization. The channel equalizer 60 divides the received data symbol that is the output of the FFT by the selected channel estimate, and the result is a demodulated data symbol.
각 블록에 대한 세부적인 사항은 다음과 같다. 본 발명의 OFDM 복조장치의 구성요소 중에서 FFT(51), 훈련채널 추정부(53), 채널등화기(60)은 종래 기술 부분의 해당 내용과 동일하다. 따라서 여기에서는 그것에 대한 상세한 설명을 생략하기로 한다.Details about each block are as follows. Among the components of the OFDM demodulation apparatus of the present invention, the FFT 51, the training channel estimator 53, and the channel equalizer 60 are the same as those in the prior art. Therefore, detailed description thereof will be omitted here.
파일럿채널 추정부(56)는 수신된 각 파일럿 심볼에 대한 순시채널추정치를 산출하고, 그 결과를 채널추정치선택부(58)로 전달한다. 순시채널추정치는 FFT출력(Nsp개의 파일럿 심볼을 포함한 Nst개의 병렬 데이터심볼)중에서 Nsp개의 파일럿심볼 yk,ℓ에 대한 채널추정치로서 수신기에 알려져 있는 원래 파일럿심볼을 이용하여 다음과 같은 연산에 의해 얻어진다.The pilot channel estimator 56 calculates an instantaneous channel estimate for each received pilot symbol and transfers the result to the channel estimate selector 58. The instantaneous channel estimate is a channel estimate for the N sp pilot symbols y k, l among the FFT outputs (N st parallel data symbols including N sp pilot symbols) and is calculated using the original pilot symbols known to the receiver. Is obtained by.
여기에서 Nsp는 4이다. 따라서 ℓ번째 OFDM심볼의 파일럿심볼에 대해 얻어진 순시채널추정치는으로 출력된다.Where N sp is 4. Therefore, the instantaneous channel estimate obtained for the pilot symbol of the l-th OFDM symbol is Is output.
심볼판정부(59)는 채널등화의 출력에 대해 일정한 판정기준에 의해 복원된 데이터심볼로 직접 판정하는 과정이다. 판정 기준은 송신기의 데이터심볼사상부에서 사용된 기준과 같다. 예로서 16-QAM의 경우, 비트그룹이 b1b2b3b4=1011이라면 그레이 사상에 의한 데이터심볼은 xk=3+j으로 생성된다. 여기에서 b1b2는 동위상성분으로서, 그리고 b3b4는 직교위상성분으로서 각각 사용된 것이다. 그리고 b1b2과 b3b4에 대한 그레이 사상은 00, 01, 11, 10을 각각 -3, -1, 1, 3으로 사상하는 것이다. 따라서 수신 데이터심볼에 대한 판정경계는 동위상성분과 직교위상성분에 대해 모두 -2, 0, 2로 주어진다. 수신된 데이터심볼을 위한 판정기준은 -2 ＞일 때= -3, -2＜＜0일 때,=-1, 2＞＞0일 때=1, 그리고＞3일 때=3이며 결과적으로로 판정된다. 심볼판정은 데이터전송부의 각 OFDM 심볼에 해당하는 Nsd개의 수신 데이터심볼에 대해 각각 이루어지고. 그 결과는 참조 데이터 심볼로서 출력된다. 다만, 파일럿 심볼과 k=0인 null 심볼은 포함되지 않는다.The symbol decision unit 59 outputs the channel equalization. Is a process of directly determining the data symbols restored by the predetermined criterion for. The determination criteria are the same as those used in the data symbol imager of the transmitter. For example, in the case of 16-QAM, if the bit group is b 1 b 2 b 3 b 4 = 1011, a data symbol based on gray mapping is generated as x k = 3 + j. Where b 1 b 2 is the in-phase component And b 3 b 4 is orthogonal phase component As used respectively. The gray mapping for b 1 b 2 and b 3 b 4 maps 00, 01, 11, and 10 to -3, -1, 1, and 3, respectively. Therefore, the decision boundary for the received data symbol is given by -2, 0, 2 for both in-phase component and quadrature component. Received data symbol Criteria for -2 ＞ when = -3, -2 < When <0 = -1, 2> > 0 = 1, and ＞ 3 = 3 and consequently Is determined. The symbol decision is for N sd received data symbols corresponding to each OFDM symbol in the data transmission unit. For each being done. The result is a reference data symbol Is output as. However, pilot symbols and null symbols with k = 0 are not included.
데이터채널 추정부(57)는 각 데이터심볼에 대한 채널추정치를 산출하고, 그것을 채널추정치선택부(58)로 전달하며, 순시채널추정과정과 저역필터과정으로 구성된다. 순시채널추정과정은 상기 심볼판정부(59)로부터 전달된 참조데이터심볼을 이용하여 현재 수신된 데이터심볼에 대한 채널추정치를 산출하는 과정이다. 이것은 현재 수신된 데이터심볼을 복원된 원래의 전송데이터심볼과 비교하는 것과 같다. 최소자승방법에 의하면 순시채널추정치는 다음 수학식10과 같이 얻어진다.The data channel estimator 57 calculates a channel estimate for each data symbol, passes it to the channel estimate selector 58, and consists of an instantaneous channel estimation process and a low pass filter process. The instantaneous channel estimation process is a process of calculating a channel estimation value for the currently received data symbol using the reference data symbol transmitted from the symbol decision unit 59. This is equivalent to comparing the currently received data symbol with the original transmitted data symbol that was recovered. According to the least-squares method, the instantaneous channel estimate is obtained as shown in Equation 10 below.
저역필터과정에서는 상기 순시채널추정치에 포함된 간섭 및 잡음성분이 저역필터에 의해 제거된다. 도5는 데이터채널 추정부(57)를 위한 저역필터 블록도를 상세하게 도시한 것이다. 저역필터는 IFFT(61), 채널응답절단과정, FFT(62)로 구성된다. 임의의 데이터심볼수신시점에서 IFFT(61)는 상기 순시채널추정치를 채널임펄스응답인 시간영역의 채널추정치로 변환시키는 과정이다. 여기에서 IFFT(61)에 입력되는 순시채널추정치는 파일럿심볼에 대한 채널추정치를 고려하지 않으며, 따라서 0값으로 대체된 것이다. 순시채널추정치는 본래의 채널주파수응답에 간섭 및 잡음성분이 부가된 신호이기 때문에, IFFT에 의하면 채널주파수응답은 채널임펄스응답으로, 그리고 주파수영역의 간섭 및 잡음은 시간영역의 간섭 및 잡음으로 각각 변환된다. 따라서 IFFT의 결과는 이상적인 채널임펄스응답ｇ에 시간영역의 간섭 및 잡음이 부가된 형태를 갖는다. 간섭 및 잡음을 갖지 않는 이상적인 채널임펄스응답g는 그 길이가 상기 보호구간과 같기 때문에 보호구간을 벗어난 구간의 성분은 모두 간섭 및 잡음으로 간주될 수 있다.In the low pass filter, the interference and noise components included in the instantaneous channel estimate are removed by the low pass filter. 5 shows a low-pass filter block diagram for the data channel estimator 57 in detail. The low pass filter is composed of an IFFT 61, a channel response truncation process, and an FFT 62. At any data symbol reception time, IFFT 61 estimates the instantaneous channel estimate. Estimate Channel Estimation in Time Domain with Channel Impulse Response Is the process of conversion. The instantaneous channel estimate input to the IFFT 61 here does not take into account the channel estimate for the pilot symbol and is therefore replaced with a zero value. Since the instantaneous channel estimate is a signal in which the interference and noise components are added to the original channel frequency response, the IFFT converts the channel frequency response into a channel impulse response and the frequency domain interference and noise into a time domain interference and noise, respectively. do. Thus the result of IFFT The ideal channel impulse response g has a form in which time domain interference and noise are added. Since the ideal channel impulse response g having no interference and noise has the same length as the guard interval, all components of the interval outside the guard interval can be regarded as interference and noise.
채널응답절단과정은 상기 보호구간 이외의 채널임펄스응답 성분을 모두 제거하는 과정이다. 이 과정은 다경로 전파에 의한 지연신호 성분 중 일정한 값 이상의 에너지를 갖는 유효한 성분만을 고려하기 위해 에너지가 거의 없거나, 간섭 및 잡음만을 갖는 제거 되어야 할 해당 성분을 모두 0으로 설정하는 것과 같이 간단하게 이루어질 수 있다. 그러므로, FFT에 대한 입력은 유효성분만을 갖는 채널임펄스응답으로서와 같이 구성된다.The channel response cutting process is to remove all channel impulse response components other than the guard period. This process is as simple as setting all of the components to be removed to zero with little energy or only interference and noise in order to consider only the effective components with energy above a certain value among delay signal components by multipath propagation. Can be. Therefore, the input to the FFT is a channel impulse response with only active components. It is composed as follows.
FFT(62)는 상기 채널임펄스응답을 다시 채널주파수 영역으로 환원시키는 과정이다. 상기 시간영역의 간섭 및 잡음을 제거하는 채널응답 절단과정과 FFT과정은 하나의 신호처리 과정으로서 저역필터와 같은 기능을 수행한다. 따라서 저역필터는 상기 순시채널추정치 즉, 채널주파수응답에서 간섭 및 잡음성분이 제거된 채널주파수응답h'을 채널추정치로서 출력한다.FFT 62 responds to the channel impulse response Is a process of reducing back to the channel frequency domain. The channel response truncation process and the FFT process, which remove the interference and noise in the time domain, perform a function as a low pass filter as one signal processing process. Therefore, the low pass filter can estimate the instantaneous channel estimate, i. Outputs the channel frequency response h ' from which interference and noise components are removed.
채널추정치선택부(58)는 파일럿채널 추정치와 데이터채널 추정치에 대한 평균화 과정을 각각 수행하고, 평균채널 추정치와 임계치와의 비교를 통해 채널등화를 위한 채널추정치를 갱신하고, 그것을 채널등화기(60)에 전달하는 기능을 수행한다. 채널추정치의 평균화과정은 상기 파일럿채널추정치 및 데이터채널추정치에 포함된 잡음 및 간섭성분을 제거하는 선형화 과정으로서, 채널이 일정하게 유지되는 시간구간에 대해 각각 이루어진다. 따라서 하나의 패킷프레임 구간에 대해 임의의 시간구간마다 하나의 평균채널 추정치가 얻어진다. 파일럿채널추정치 에 대한 평균화는 수학식11과 같은 과정에 의한다. ℓ번째 데이터심볼시점에서 산출된 평균 채널추정치는 다음과 같다.The channel estimation value selector 58 performs an averaging process on the pilot channel estimate and the data channel estimate, respectively, and compares the average channel estimate with the threshold to estimate the channel estimate for channel equalization.It updates the function and delivers it to the channel equalizer 60. The averaging process of the channel estimates is a linearization process that removes noise and interference components included in the pilot channel estimates and the data channel estimates. Therefore, one average channel estimate is obtained for every one time interval for one packet frame interval. Pilot channel estimate Averaging is based on the same process as Equation (11). The average channel estimate calculated at the time point of the l data symbol is as follows.
여기에서이고, U(x)는 x≥0일 때 1이고, x〈 0일 때 0을 갖는 단위계단함수이고, 또한 La,v는 v번째 구간의 심볼단위의 길이를 나타낸다.From here U (x) is 1 when x≥0, and is a unit step function having 0 when x <0, and L a and v represent the length of the symbol unit of the v-th interval.
데이터채널추정치 h'k에 대한 평균화도 상기 평균화 과정과 같으며, ℓ번째 데이터심볼시점에서의 평균채널추정치는 다음 수학식 12와 같이 산출된다.Were averaged for the data channel estimate h 'k is also the same as the averaging process, the average channel estimate on the ℓ-th data symbol point is calculated as the following equation (12).
여기에서는 전술한 바와 같고, 부케리어인덱스 k는 파일럿 및 중심부케리어를 제외한 데이터부케리어만을 포함한다.From here Is as described above, and the bouquet area index k includes only the data subcarriers excluding the pilot and the central carrier.
채널추정치의 갱신은 각 채널추정치간의 차와 임계치와의 비교를 통해 평균화 구간마다 이루어진다. 각 채널추정치간의 차는 시간에 따른 채널상태의 변화량을 산출하기 위한 것이고, 임계치는 각 시점의 채널상태가 서로 다른 것으로 판단되는 변화정도를 나타낸다. 따라서 이들간의 비교는 현재 산출된 채널추정치이 이전의 것을 대체할 수 있는 것인지의 여부를 결정하기 위한 것이다.Channel estimate Is updated for each averaging interval by comparing the difference between each channel estimate and the threshold. The difference between the channel estimates is for calculating the amount of change in the channel state over time, and the threshold indicates the degree of change in which the channel state at each time point is determined to be different. Therefore, the comparison between them is based on the currently estimated channel It is to decide whether it is possible to replace the previous one.
첫 번째 시간구간(n=1일 때)에서는 ℓ번째 심볼시점에서 훈련채널추정치와 파일럿채널추정치에 대한 차를 다음 수학식 13과 같이 계산하고, 이것을 임계치와 ΔH비교한다.In the first time interval (when n = 1), the training channel estimate and the pilot channel estimate at the ℓ symbol point Calculating the difference of the following equation (13), and compares this threshold value with Δ H.
그 결과로서 만약 △H〈△h이면 채널추정치는 ℓ번째 심볼시점에서의 데이터심볼에 대한 평균채널추정치로서 선택 갱신된다. 이 시점에서 평균화 구간은 수학식 11 또는 수학식 12로부터으로 결정되고, n이 1만큼 증가된다. 만약 △H〉△h이라면 채널추정치는 갱신되지 않고, 파일럿채널 추정부 및 데이터채널 추정부로부터 각각 ℓ이 1만큼 증가된 새로운 순시 채널추정치를 전달받고 상기 평균화과정을 각각 수행한다.As a result, if △ H <△ h, then the channel estimate Is the average channel estimate for the data symbol at the ℓ symbol point. The selection is updated as. The averaging interval at this point is from Equation 11 or 12 N is increased by one. If △ H > △ h, then channel estimate Is not updated, and a new instantaneous channel estimate of which L is increased by 1 is received from the pilot channel estimator and the data channel estimator, respectively, and the averaging is performed.
n(n>1)번째 시간구간에서는 ℓ번째 심볼시점에서 평균 파일럿 채널 추정치간의 차를 다음 수학식14와 같이 계산하고, 상기 비교과정과 채널추정치의 갱신과정 또는 평균화과정을 반복한다.In the n (n> 1) -th time period, the difference between the average pilot channel estimates at the l-th symbol point is calculated as shown in Equation 14, and the comparison process and the updating or averaging process of the channel estimates are repeated.
상기와 같은 채널추정치의 산출 및 갱신과정은 무선 LAN 채널상태의 변동에 대해 신축적으로 이루어지는 방법이다.The calculation and updating of the channel estimates as described above is a flexible method for changing the wireless LAN channel state.
또 다른 채널추정치 선택 방법은 평균화 구간 및 채널추정치의 갱신간격을일정하게 설정하여 수행하는 방법이다. 갱신간격은 무선 LAN 시스템을 위한 알려진 이동무선채널 특성의 코히어런트 시간에 해당하는 값 La로 정해질 수 있다. 이 경우 평균화 과정은 구간간격 La에 대해 이루어진다. 순시 파일럿채널추정치에 대한 평균파일럿채널추정치는 n번째 구간에서 다음 수학식 15와 같이 산출된다.Another channel estimate selection method is a method of performing the averaging interval and the update interval of the channel estimate constant. The update interval may be determined by a value L a corresponding to the coherent time of known mobile radio channel characteristics for the wireless LAN system. In this case, the averaging process is performed for the interval interval L a . Instantaneous pilot channel estimate Average Pilot Channel Estimate for Is calculated as in Equation 15 in the nth section.
또한 순시 데이터채널추정치 h'k에 대한 평균채널추정치는 n번째 구간에서 다음 수학식 16과 같이 산출된다.Also the instantaneous data channel estimate h 'average channel estimate for the k Is calculated as in Equation 16 in the nth section.
여기에서 k는 데이터심볼을 위한 부케리어인덱스를 나타낸다.Where k is the bouqueter index for the data symbol.
채널추정치의 선택과정은 구간 1≤ℓ≤La에서 훈련채널추정치를 채널추정치로 선택하고, n>1인 구간 (n-1)ㆍLa+1≤ℓ≤nㆍLa에서 데이터채널추정치을 채널추정치으로 각각 선택한다. 여기에서 n=1,2,...,Na-1은 구간 인덱스이다. 그러므로 상기 과정은 채널추정치가 각 구간에 대해 각각으로 주어지고, 구분적인 갱신효과를 나타낸다. 선택된 채널추정치는 다음 구간에서의 데이터심볼을 채널등화하는데 제공된다. 예를들면 (n-1)ㆍLa+1≤ℓ≤nㆍLa구간의 수신 데이터심볼에 대해서는 채널등화를 위한 채널추정치로서이 제공된다.The selection process of channel estimates is based on the training channel estimates in the interval 1≤ℓ≤L a . Channel estimates Selected, and, n> 1 the interval (n-1) and L a + L 1≤ℓ≤n and a channel estimate from the data in Channel estimates Select each with. Where n = 1,2, ..., N a -1 is the interval index. Therefore, the above process is performed by channel estimation. For each interval Given by, indicating a distinctive update effect. The selected channel estimate is provided to channel equalize the data symbols in the next section. For example, (n-1) and L a + L a 1≤ℓ≤n and a channel estimate for a channel equalization for the received data symbols in the section This is provided.
상기와 같은 복조 과정에서는 채널상태 즉, 채널이득과 위상옵셋을 하나의 합성 채널상태로 간주되고 처리되기 때문에, 종래 기술에서 사용된 위상 옵셋추정 및 옵셋보상 과정을 사용하지 않고도 데이터 심볼에 대한 왜곡량인 채널상태와 위상옵셋이 동시에 추정되고 보상된다.In the demodulation process as described above, the channel state, that is, the channel gain and the phase offset are regarded as one composite channel state and processed, so that the amount of distortion for the data symbol without using the phase offset estimation and offset compensation process used in the prior art. In-channel condition and phase offset are simultaneously estimated and compensated for.
따라서 시간적으로 변화하는 페이딩 채널 및 운용환경에서도 상기와 같이 동작되는 OFDM 동기복조 방법에 의해 상당히 큰 패킷 프레임까지도 효율적으로 복조 및 수신할 수 있다.Therefore, even in a time-varying fading channel and an operating environment, even a large packet frame can be efficiently demodulated and received by the OFDM synchronous demodulation method.
상술한 바와 같이 본 발명은 OFDM 방식의 무선 LAN 시스템을 위한 동기복조에 있어서 패킷프레임의 데이터심볼에 대한 채널추정 및 등화를 위한 채널추정치의 주기적인 선택 갱신을 함으로써, 시변의 위상옵셋 및 채널상태를 적응적으로 추정 및 보상할 수 있기 때문에, 시간적으로 변화하는 페이딩 채널 및 운용환경에서도 데이터 심볼을 정확하게 복조할 수 있고, 큰 패킷프레임에 이르기까지 그에 대한 수신 효율을 높일 수 있는 잇점이 있다.As described above, the present invention provides a time-varying phase offset and channel state by periodically selecting and updating channel estimation values for channel estimation and equalization of data symbols of packet frames in synchronous demodulation for an OFDM type wireless LAN system. Because it can be adaptively estimated and compensated, it is possible to accurately demodulate data symbols even in time-varying fading channels and operating environments, and to increase reception efficiency up to large packet frames.
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