KR20030062311A - 실질적으로 6 ｍｈｚ ｖｓｂ 신호를 디지털 텔레비젼수상기에 제공하는 저비용 ｖｓｂ 인코더와 ｒｆ 변조기 - Google Patents

실질적으로 6 ｍｈｚ ｖｓｂ 신호를 디지털 텔레비젼수상기에 제공하는 저비용 ｖｓｂ 인코더와 ｒｆ 변조기 Download PDF

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Abstract

본 발명의 시스템은 압축된 디지털 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 제공하고 압축된 기저대역 신호의 소스를 포함한다. 인코더는 디지털 포맷으로 기저대역 신호를 부호화하고 기저대역 신호는 한 주파수를 가진다. 부호화된 기저대역 신호의 주파수는 제 1 주파수 시프터에 의해 이동된다. 제 1 보간자는 제 1 주파수 시프터의 출력을 보간하고, 제 2 보간자는 제 1 보간자의 출력을 보간하며, 제 3 보간자는 제 2 보간자의 출력을 보간한다. 제 2 주파수 시프터는 선택된 채널에서 신호를 생산하기 위해 제 3 보간자의 출력 주파수를 이동시킨다.

Description

실질적으로 6 ＭＨＺ ＶＳＢ 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 제공하는 저비용 ＶＳＢ 인코더와 ＲＦ 변조기{LOW COST VSB ENCODER AND RF MODULATOR FOR SUPPLYING A SUBSTANTIALLY 6 MHZ VSB SIGNAL TO DIGITAL TELEVISION RECEIVER}
현재 채택된 디지털 텔레비젼 표준은 지상파방송모드(8 VSB)와 높은 데이터레이트(data rate) 모드(16 VSB)를 갖는 VSB 서브시스템을 말한다. 다른 (지상파 모드가 아닌) VSB 모드, 즉 2 VSB, 4 VSB, 8 VSB가 이용가능하다. (지상환경에 부가되는 격자부호화(Trellis coding)가 부가적인 변조수준을 생성한다.) 비디오용 디지털 신호는 MPEG 부호화되고 오디오용 디지털 신호는 돌비(Dolby) AC-3 처리되며 종래 비디오 및 오디오 회로에 적용하기 전에 압축해제(decompression)되어야만 한다. 지상파방송을 위해, 데이터 신호는 무작위화(randomizing)되고, 에러 수정을위해 리드 솔로몬(Reed-Solomon)(R/S) 타입 부호화되며; 인터리브(interleave)되고; 격자부호화되며; DC 파일럿(pilot)과 함께 제공되고; 사전 등화(pre-equalization) 필터링되며; 변조되고; 송신을 위해 RF 업컨버트(upconvert)된다. 디지털 텔레비젼 수상기는 기저대역 신호를 전개하기 위한 튜너(tuner)와 VSB 복조기(demodulator)를 포함한다. 기저대역 신호는 데이터를 비디오 및 오디오 처리 회로에 적용하기 위한 적절한 형태로 비디오 및 오디오를 복구하기 위해 적당한 MPEG 디코더(decoder)와 돌비 디코더에 보내는 전송 디멀티플렉서 (demultiplexer)에 사용된다. 디지털 신호는 전파방송 송신소스에 의해 디지털 수신기에 공급될 수 있다. 예를 들면, DVD(digital video disk) 플레이어, VCR(video cassette recorders), PC(personal computer), 디지털 케이블 박스, 위성 수신기 등의 다른 소스로부터 디지털 신호가 또한, 현재의 아날로그 텔레비젼 수상기의 경우에서와 같이, 디지털 텔레비젼 수상기에 공급될 수 있다.
아날로그 시스템에서, (이용가능하다면) VCR이나 다른 비디오 소스로부터의 신호를 텔레비젼 수상기의 기저대역 입력에 결합함으로 인해 신호를 RF 채널 3 또는 RF 채널 4에 변조하고 신호를 텔레비젼 수신기의 튜너 입력에 공급함으로써 얻은 결과보다 우수한 결과를 산출함이 공지되어 있다. 그러나, 이러한 기저대역 결합은 기저대역 신호 소스와 텔레비젼 수상기 사이의 거리가 상대적으로 짧게 유지되어야만 하는 경우의 디지털 환경에서는 우수한 결과를 필연적으로 산출하지 않는다. 아날로그 시스템에서, 2중 측파대 신호를 수신기에 제공하는 것이 또한 공지되어 있다.
1999년 4월 27일 출원된 미국특허 연속출원 제 09/300,299호에 기술된 발명에 따르면, 압축된 기저대역 디지털 신호는 디지털 송신을 위해 주어진 포맷으로 부호화되고 케이블이나 무선 링크신호를 통해 디지털 텔레비젼 수상기의 RF 입력에 직접 지원하기 위한 RF 반송파(carrier)상에 변조된다. 저출력 수준에 있으며 공칭 이하의 밴드패스(less-than-nominal bandpass)를 가지는 RF 신호는 디지털 텔레비젼 수상기에 내장된 전단 신호처리의 잇점을 가진다. 전송동안 도입된 공칭 이하의 밴드패스 특징과 잡음으로 인해, 주어진 임계값(threshold) 아래에 있는 신호 손상이 디지털 텔레비젼 수상기 전단에 있는 수정 회로에 의해 교정된다. 낮은 신호전력과 디지털 신호의 교정 회로 및 통신 링크의 유리한 환경으로 인해 훨씬 더 낮은 공차(tolerance)(및 비용)의 구성부품과 회로가 상술한 다른 소스에 의해 실행된 부호화 처리와 변조 처리에 사용된다. 디지털 신호를 RF 채널을 통해 디지털 텔레비젼 수상기에 결합하는데 있어 매우 비용이 저렴하고 매우 효과적인 변조기(modulator)가 그 결과이다.
본 발명은 디지털 신호를 디지털 수신기에 제공하기 위한 또 다른 배열에 관한 것이다.
본 발명은 일반적으로 디지털 잔류측파대(vestigial side band, VSB) 텔레비젼 수상기에 관한 것으로, 특히 (MPEG(동영상전문가그룹) 디지털 신호와 같은) 다수의 디지털 신호 소스(source)중 어느 하나로부터 디지털 VSB 신호를 디지털 VSB 텔레비젼 수상기에 결합하기 위한 간단한 저가 시스템에 관한 것이다. 본 명세서는 VSB 디지털 포맷(format)에 대한 것인 한편, 폭넓은 양태로 본 발명은 특별한 디지털 포맷에 제한되지 않음을 알아야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 디지털 재변조기(remodulator)의 단순화된 블록 다이어그램이다;
도 2는 더 상세히 도 1의 VSB 디지털 신호 변조기를 도시한 블록 다이어그램이다;
도 3은 도 2의 VSB 디지털 신호 변조기의 더 상세한 블록 다이어그램이다;
도 4는 도 2 및 도 3의 VSB 디지털 신호 변조기에 공급되는 부호화된 기저대역의 주파수 스펙트럼을 예시한 곡선이다;
도 5a는 채널 3에 대한 도 2 및 도 3의 sinx/x 수정필터의 주파수 응답을 예시한다;
도 5b는 채널 4에 대한 도 2 및 도 3의 sinx/x 수정필터의 주파수 응답을 예시한다;
도 6은 도 2 및 도 3의 저역필터의 주파수 응답을 예시한다;
도 7a는 도 2 및 도 3의 고역필터(HBF)(1)의 주파수 응답을 예시한다;
도 7b는 도 2 및 도 3의 고역필터(HBF)(2)의 주파수 응답을 예시한다;
도 7c는 도 2 및 도 3의 고역필터(HBF)(3)의 주파수 응답을 예시한다;
도 8a는 채널 3에 대한 변조된 데이터의 주파수 스펙트럼을 예시한다;
도 8b는 채널 4에 대한 변조된 데이터의 주파수 스펙트럼을 예시한다;
도 9a는 채널 3에 대한 D/A 출력의 주파수 스펙트럼을 예시한다;
도 9b는 채널 4에 대한 D/A 출력의 주파수 스펙트럼을 예시한다;
도 10은 도 2 및 도 3의 VSB 디지털 신호 변조기에 대한 출력회로의 블록 다이어그램이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따르면, 압축된 디지털 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 공급하는 시스템은 압축된 기저대역 신호의 소스와, 인코더(encoder)와, 제 1 및 제 2 주파수 시프터(shifter)와 제 1, 제 2 및 제 3 보간자(interpolator)를 구비한다. 인코더는 기저대역 신호를 디지털 포맷으로 부호화하며, 상기 기저대역신호는 한 주파수를 가진다. 제 1 주파수 시프터는 부호화된 기저대역 신호의 주파수를 이동시킨다. 제 1 보간자는 제 1 주파수 시프터의 출력을 보간하고, 제 2 보간자는 제 1 보간자의 출력을 보간하고, 제 3 보간자는 제 2 보간자의 출력을 보간한다. 제 2 주파수 시프터는 제 3 보간자의 출력 주파수를 이동시킨다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 압축된 디지털 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 제공하는 방법은 디지털 포맷으로 하나의 심볼 주파수(symbol frequency)를 가지는 기저대역 신호를 부호화하는 단계와; 중간 주파수 신호를 생산하기 위해 부호화된 기저대역 신호의 심볼 주파수를 증가시키는 단계와, 상기 부호화된 기저대역 신호의 심볼 주파수 증가는 부호화된 기저대역 신호의 3회 보간을 포함하고; 한 선택된 채널의 주파수를 갖는 한 출력 신호를 생산하기 위해 채널선택 주파수 신호로 상기 중간 주파수 신호를 변조하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 전기 신호는 (ⅰ) 디지털 텔레비젼 포맷으로 심볼 주파수 f1을 갖는 신호를 부호화하고, (ⅱ) f1/4 만큼 부호화된 신호의 주파수를 이동시키며, (ⅲ) 중간 신호를 생산하기 위해 이동된 부호화 신호의 주파수를 증가시키고, (ⅳ) 선택된 채널 주파수에서 전기 신호를 생산하기 위해 채널선택 주파수 신호로 중간 주파수 신호를 변조함으로써 생산된다.
본 발명의 이들 및 다른 특징과 잇점이 도면과 연계로 하기 명세서를 읽음으로써 명백해질 것이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 소스(10)는 디지털 MPEG 부호화된 신호를 제공한다. 소스(10)는 많은 다른 형태의 소소중 어느 하나일 수 있다. 예를 들면, 소스(10)는 위성 수신기, VCR, DVD, 디지털 케이블 박스, PC등을 포함할 수 있다. 소스(10)의 출력은 기저대역 주파수에서 MPEG(및 돌비 AC-3) 부호화된 디지털 신호이다. 이러한 기저대역 신호는 디지털 텔레비젼 수상기의 기저대역 입력에 직접적으로 사용될 수 있다. 그러나, 본 발명에 따르면, 기저대역 신호는 상기 신호를 인터리빙(interleaving), 무작위화(randomizing), R/S 에러 부호화 및/또는 격자 부호화되게 하는 ATSC 인코더에 적용된다. 필드 및 부분 동기(segment sync)가 추가되고, 나타내지는 않았으나, 파일럿(pilot)이 삽입되고 등화 필터링(equalization filtering)이 사용된다(이들 작동의 세부 기술에 대한 ATSC 디지털 텔레비젼 표준인 ATSC 표준 A/53를 참조).
ATSC 인코더(12)는 심볼 데이터(symbol data)를 디지털 변조기(14)에 공급하며, 상기 디지털 변조기는 상기 심볼 데이터를 선택된 RF 채널, 예를 들면, 채널 3 또는 채널 4 상에 변조한다. 재변조(remodulation)한 후에, 출력 회로(16)가 재변조된 출력을 처리하고 RF 출력으로 처리된 재변조 데이터를 디지털 텔레비젼과 같은 디지털 수신기에 공급한다. ATSC 인코더(12)에 의해 제공된 심볼 데이터는 10.76 MHZ 데이터 레이트를 가지며 상기 심볼 데이터의 스펙트럼은 전체 주파수 대역에 걸쳐 평탄하다. 이러한 데이터는 파일럿으로서 사용되는 작은 DC 오프셋트를가지며, 심볼 데이터의 폭은 7비트이다. 도 4는 128 포인트의 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)으로 취한 심볼 데이터 주파수 스펙트럼을 도시하고 있다.
도 2 및 도 3에서 도시된 바와 같이, sinx/x 수정필터(correction filter)(20)가 디지털 변조기(14)의 전단에 제공된다. sinx/x 수정필터(20)는 7개의 탭(tap)을 가질 수 있으며 하기에 논의된 D/A 변환기(converter)에 의해 생성된 sinx/x 롤 오프(roll off)에 대한 보상을 제공한다. 채널 3은 채널 4와는 다른 sinx/x 수정을 요하므로, sinx/x 수정필터(20)는 채널 선택 신호에 의해 선택된 2 셋트의 탭 값을 포함한다. 예를 들어, 채널 선택신호가 논리수준 0이면 채널 3의 탭이 선택되고, 채널 선택신호가 논리수준 1이면 채널 4의 탭이 선택된다.
이들 탭을 심볼 데이터에 적용함으로써 생성된 비트는 11비트로 조정될 수 있고 이들 최상위의 11비트는 10비트를 갖는 sinx/x 수정 출력을 남기고 버려질 수 있다. 심지어 이러한 최상위 비트가 버려지지 않았다 하더라도, sinx/x 수정필터(20)의 출력은 sinx/x 수정필터(20)가 정규 심볼 데이터를 수신할 때 10비트를 초과하지 않을 것이다. 따라서, 최상위 비트가 넘치는 위험없이 버려질 수 있다. 아래 표 1은 sinx/x 수정필터(20)에 대한 탭 값의 예제 셋트를 도시하고 있다.
탭 채널 3의 값 채널 4의 값
0 -3 -4
1 1 2
2 -22 -30
3 400 400
4 -22 -30
5 1 2
6 -3 -4
채널 3 탭 값의 예제 셋트에 기초한 sinx/x 수정필터(20)의 주파수 응답이 도 5a에 도시되어 있으며, 채널 4 탭 값의 예제 셋트에 기초한 sinx/x 수정필터(20)의 주파수 응답이 도 5b에 도시되어 있다.
sinx/x 수정필터(20)의 출력은 심볼 레이트(symbol rate)(fsym)의 1/4인 2.69MHZ 정도 이동된다. 주파수에서의 이러한 이동은 DC 파일럿을 도 4에 도시된 스펙트럼의 중앙으로 이동시킨다. 주파수 이동은 심볼 데이터에 ej1/4 ωsym를 곱함으로써 수행된다.
이므로, 이러한 곱셈은 도 2에서 데이터에 cos(ωsymn/4)를 곱하는 곱셈기 (multiplier)(22)와 데이터에 sin(ωsymn/4)를 곱하는 곱셈기(multiplier)(24)에 의해 실행된다.
주파수 이동은 심볼 클록 레이트(symbol clock rate)의 1/4과 동일하므로, 곱셈기(22)에 의해 적용된 cos(ωsymn/4) 인수는 하기의 시퀀스(sequence)를 생산한다:
1,0,-1,0,1,0,-1,0…
그리고 곱셈기(24)에 의해 적용된 sin(ωsymn/4) 인수는 하기의 시퀀스를 생산한다:
0,1,0,-1,0,1,0,-1….
양 시퀀스에서 매번 하나 걸러 값이 0이므로 2개의 시퀀스가 인터리브될 수 있다. 결과 시퀀스는 다음과 같이 주어진다:
1,1,-1,-1,1,1,-1,-1….
도 3에서 도시된 바와 같이, 이러한 조합된 시퀀스는 2의 보수회로(2's complement circuit)(26)로서 실행될 수도 있다. 타이밍 블록(timing block)(28)으로부터의 제어신호가 2개의 심볼 클록주기에 대해 2의 보수회로(26)에서 시작되고 정지된다.
데이터가 주파수 이동된 후, 데이터의 실수부와 허수부는 도 2에 도시된 바와 같이 저역필터(30 및 32)로 필터된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 실수 데이터와 허수 데이터는 2의 보수회로(26)의 출력에서 인터리브되므로 저역필터(30 및 32)는, 예를 들면, 단일의 33개 탭 저역필터(34)로서 실행될 수 있다. 저역필터(34)는 VSB 출력 스펙트럼을 형성하고 이상적인 VSB 출력 스펙트럼의 루트 2승 코사인 롤 오프에 가까운 필터 롤 오프를 갖는다. 저역필터(34)의 3db 포인터는 2.69MHZ에 있다. 저역필터(34)의 크기를 줄이기 위해, 저역필터(34)의 대역폭은 이상적인 루트 2승 코사인 필터의 3MHZ 대역폭 보다 약간 넓다. 상기 저역필터가 33개의 탭 필터로서 실행된다고 가정한다면, 아래 표 2는 저역필터(34)에 대한 탭 값의 예제 셋트를 도시한다.
탭 값 탭 값 탭 값
0 -5 11 66 22 -20
1 -14 12 22 23 -41
2 -7 13 -122 24 17
3 14 14 -24 25 27
4 11 15 384 26 -14
5 -18 16 631 27 -18
6 -14 17 384 28 11
7 27 18 -24 29 14
8 17 19 -122 30 -7
9 -41 20 22 31 -14
10 -20 21 66 32 -5
도 6은 이러한 33 탭 값의 예제 셋트에 기초한 저역필터(34)의 주파수 응답을 도시하고 있다.
상술한 바와 같이, 실수 데이터와 허수 데이터는 2의 보수회로(26)의 출력에서 인터리브된다. 실수 데이터가 저역필터(34)의 짝수 탭에 있으면, 허수 데이터는 저역필터(34)의 홀수 탭에 있고, 반대의 경우도 마찬가지이다. 따라서, 저역필터(34)는 짝수 탭 출력과 홀수 탭 출력의 2개 출력을 가진다. 양 출력은 실수 데이터와 허수 데이터로 인터리브되고, 이들 출력은 11비트로 조정될 수 있으며 2대1 멀티플렉서(mux)(36)에 적용되기 전에 10비트로 제한될 수도 있다. 이런 제한은 거의 발생하지 않을 것이다.
데이터를 변조하기 위해서, 샘플 레이트(smple rate)는 심볼 데이터 레이트의 8배인 86.08 MHZ로 증가되어야 한다. 샘플 레이트는 3단계로 증가되며, 각 단계는 2씩 데이터를 보간한다. 각 보간(interpolation)단계는 보간에 의해 야기된 데이터의 이미지를 제거하는 하프밴드 필터(half band filter)를 포함한다. 보간 및 필터링이 한 단계가 아니고 3단계에서 행해지면 소수의 필터 탭이 요구된다.
따라서, 도 2에 도시된 바와 같이, 저역필터(30 및 32)의 출력이 2씩 보간을수행하고 보간 결과를 필터하는 대응하는 보간 및 하프밴드 필터(38 및 40)에 제공된다. 그런 후 보간 및 하프밴드 필터(38 및 40)의 출력이 또한 2씩 보간을 수행하고 보간 결과를 필터하는 대응하는 보간 및 하프밴드 필터(42 및 44)에 제공되며, 보간 및 하프밴드 필터(42 및 44)의 출력이 마찬가지로 2씩 보간을 수행하고 보간 결과를 필터하는 대응하는 보간 및 하프밴드 필터(46 및 48)에 제공된다.
2씩 보간은 각 복소수 데이터(complex data) 심볼 사이에 0을 삽입한다. 그런 후 데이터 심볼의 실수부와 허수부는 매 하나씩 걸러 데이터 심볼이 0이므로 인터리브된다. 따라서, 도 3에 도시된 바와 같이, 하나의 하프밴드 필터(50)와 2대1 멀티플렉서(36)만이 보간과 하프밴드 필터(38 및 40)에 필요하고, 하나의 하프밴드 필터(52)와 2대1 멀티플렉서(56)만이 보간과 하프밴드 필터(42 및 44)에 필요하며, 하나의 하프밴드 필터(54)와 2대1 멀티플렉서(58)만이 보간과 하프밴드 필터(46 및 48)에 필요하다.
타이밍 블록(28)의 제어하에 2대1 멀티플렉서(36)는 데이터 스트림에 저역필터(34)의 짝수와 홀수 탭 출력을 실수 데이터 앞에 인터리브된 허수 데이터와 조합함으로써 데이터를 인터리브한다. 하기의 다이어그램은 2대1 멀티플렉서(36) 전후의 데이터를 예시하고 있다.
하프밴드 필터(50)는, 예를 들면, 11개의 탭을 가지는 필터로서 실행된다. 상기 하프밴드 필터가 11개의 탭 필터로서 실행된다면, 아래의 표 3은 하프밴드 필터(50)에 대한 탭 값의 예제 셋트를 도시하고 있다.
탭 값 탭 값
0 29 6 619
1 0 7 0
2 -134 8 -134
3 0 9 0
4 619 10 29
5 1024
도 7a는 이러한 예제 탭 값의 셋트에 기초한 하프밴드 필터(50)에 대한 주파수 응답을 도시하고 있다.
타이밍 블록(28)의 제어하에, 2대1 멀티플렉서(56)는 하나의 데이터 스트림에 하프밴드 필터(50)의 짝수 및 홀수 탭 출력을 실수 데이터 이후에 인터리브된 허수 데이터와 조합함으로써 하프밴드 필터(50)로부터 데이터를 인터리브한다. 아래 다이어그램은 2대1 멀티플렉서(56) 전후의 데이터를 예시하고 있다.
하프밴드 필터(52)는, 예를 들면, 7개의 탭을 가지는 필터로서 실행된다. 상기 하프밴드 필터가 7개의 탭 필터로서 실행된다면, 아래의 표 4는 하프밴드 필터(52)에 대한 탭 값의 예제 셋트를 도시하고 있다.
탭 값 탭 값
0 -9 4 73
1 0 5 0
2 73 6 -9
3 128
도 7b는 이러한 예제 탭 값의 셋트에 기초한 하프밴드 필터(52)에 대한 주파수 응답을 도시하고 있다.
타이밍 블록(28)의 제어하에, 2대1 멀티플렉서(58)는 하나의 데이터 스트림에 하프밴드 필터(52)의 짝수 및 홀수 탭 출력을 실수 데이터 이후에 인터리브된 허수 데이터와 조합함으로써 하프밴드 필터(52)로부터 데이터를 인터리브한다. 아래 다이어그램은 2대1 멀티플렉서(58) 전후의 데이터를 예시하고 있다.
하프밴드 필터(54)는, 예를 들면, 7개의 탭을 가지는 필터로서 실행된다. 상기 하프밴드 필터가 7개의 탭 필터로서 실행된다면, 아래의 표 5는 하프밴드 필터(54)에 대한 탭 값의 예제 셋트를 도시하고 있다.
탭 값 탭 값
0 -1 4 9
1 0 5 0
2 9 6 -1
3 16
도 7c는 이러한 예제 탭 값의 셋트에 기초한 하프밴드 필터(54)에 대한 주파수 응답을 도시하고 있다.
각각의 하프밴드 필터(50, 52 및 54)의 주파수 응답은 각각의 하프밴드 필터(50, 52 및 54)에 대한 나이키스트(Nyquist) 주파수의 반으로 6db 하강된다. 또한 각각의 하프밴드 필터(50, 52 및 54)는 하나의 홀수 탭만을 가진다. 실수 데이터와 허수 데이터가 인터리브되므로, 실수 데이터는 허수 데이터가 홀수 탭에 있을 때 짝수 탭에 있고, 그 반대도 또한 마찬가지이다. 따라서 하프밴드 필터(50,52 및 54)는 또한 짝수 탭 출력과 홀수 탭 출력의 2개 출력을 가진다. 각각의 하프밴드 필터(50, 52 및 54)의 양 출력은 실수 데이터와 허수 데이터로 인터리브된다. 각각의 2대1 멀티플렉서의 출력은 11비트로 조정되고 10비트로 제한된다.
병렬 배열된 2개의 2대1 멀티플렉서(60 및 62)가 하프밴드 필터(54) 다음에 있다. 타이밍 블록(28)의 제어하에, 2대1 멀티플렉서(60 및 62)는 실수 데이터와 허수 데이터로 인터리브된 2개의 데이터 스트림을 실수 또는 허수인 2개의 데이터 스트림으로 변환시킨다. 아래 다이어그램은 2대1 멀티플렉서(60) 전후의 데이터를 예시하고 있다.
유사하게, 아래 다이어그램은 2대1 멀티플렉서(62) 전후의 데이터를 예시하고 있다.
2대1 멀티플렉서(36)에서, 허수 데이터가 실수 데이터 이전에 삽입된다. 이러한 연산은 실수 데이터와 허수 데이터를 한 클록주기 씩 스큐(skew)된다. 2대1 멀티플렉서(56)와 2대1 멀티플렉서(58)는 한 클록주기 스큐가 생성되지 않도록 허수 데이터 이전에 실수 데이터를 삽입한다. 도 3에 도시된 10비트 레지스터(register)(64)는 이러한 스큐를 제거하기 위해 한 클록주기 지연을 제공하도록 2대1 멀티플렉서(62) 뒤에 위치된다.
수치제어발진기(numerically controlled oscillator)(66)는 8비트 싸인파출력과 8비트 코싸인파출력의 2개 출력을 가진다. 수치제어발진기(66)의 위상누산기(phase accumulator)(66)는 16비트이다. 채널(3)에 대해, 위상증가는 17,582이고 출력 주파수는 23.098348MHZ이다. 채널 4에 대해, 위상증가는 13,015이며 출력 주파수는 17.098453MHZ이다. 파일럿 주파수(fout)는 하기 식에 따라 결정된다:
f1은 심볼 주파수이고, 인수 8f1은 2씩 3회 보간으로 인해 발생하며, 인수 f1/4는 2의 보수회로(26)로 인해 발생하고, 인수 f2는 수치제어발진기(66)의 출력을 나타낸다. 따라서, 채널 3에 대한 파일럿 주파수는 60.308995MHZ이며, 채널 4에 대한 주파수는 66.308890MHZ이다. 위상누진기는 단지 16비트이므로, 파일럿 주파수는 이상적인 파일럿 주파수보다 약간 아래이다. 채널선택신호는 NCO 주파수를 제어한다. 예를 들면, 논리수준 0이 채널 3을 선택하고 논리수준 1이 채널 4를 선택한다.
복소수 데이터는 수치제어발진기(66)의 4승 출력에 의해 변조된다. 곱셈기(68)는 2대1 멀티플렉서(60)로부터 심볼 데이터의 10비트 실수성분과 수치제어발진기(66)의 8비트 코사인 출력을 곱한다. 곱셈기(70)는 2대1 멀티플렉서(62)와 10비트 레지스터(64)로부터 심볼 데이터의 10비트 허수부 성분과 수치제어발진기(66)의 8비트 싸인 출력을 곱한다. 가산기(72)는 곱셈기(68)의 출력에서 곱셈기(70)의 출력을 빼는데, 이는 복소수 데이터와 그 켤레(conjugate)의 주파수 스펙트럼을 NCO 주파수 만큼 이동시키고 상기 복소수 데이터와 그 켤레를 함께 합하는 것과 등가이다. 이 연산이 하기의 식에 도시되어 있다:
변조된 데이터는 수치제어발진기(66)의 출력주파수와 동일한 중앙 주파수를 가진다. 파일럿 주파수는 수치제어발진기(66)의 출력주파수 이상인 2.69MHZ이다. 도 8a는 채널 3상에 변조된 데이터의 주파수 스펙트럼을 도시하고, 도 8b는 채널 4상에 변조된 데이터의 주파수 스펙트럼을 도시한다.
가산기(72)의 출력은 감쇠기(74)에 의해 감쇠되고 디지털 대 아날로그 변환기(76)에 의해 아날로그신호로 변환된다. 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 sinx/x 롤 오프로 인한 감쇠가 채널 3에 대해서보다 채널 4에 대해 더 크다. 또한, sinx/x 수정필터(20)의 DC 이득이 채널 4에서 보다는 채널 3에 대해 약간 크다. 따라서, 이들 조건이 발생한다면, 디지털 대 아날로그 변환기(76) 이후의 신호 출력은 채널 4에서 보다는 채널 3에 대해 (예를 들면, 3 db)더 크다. 따라서, 감쇠기(74)는 채널 3 및 채널 4에 대한 출력전력이 실질적으로 동일하게 하도록 적절한 감쇠가 (23/32와 같이) 가해지게 제공된다. 따라서, 채널선택신호가 채널 3을 나타낼 때, 감쇠기(74)에 의해 가해진 감쇠가 작동되고, 채널선택신호가 채널 4를 나타낼 때, 감쇠기(74)에 의해 가해진 감쇠가 작동되지 않는다. 감쇠기(74)는 또한 데이터를 9비트로 조정하고 채널에 무관하게 데이터를 8비트로 제한하도록 배열될 수도 있다.
디지털 대 아날로그 변환기(76)는 8비트 해상도와 차등 출력을 가진다. 이러한 차등 출력은 도 10에 도시된 바와 같이 출력회로(16)의 1:1 변성기(transformer)(78)를 통해 단일 끝단 출력으로 변환된다. 디지털 대 아날로그 변환기(76)에 결합된 1:1 변성기(78)의 측면은 접지중앙탭을 가지고 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 출력 임피던스는 75Ω저항기를 배치함으로써 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 출력을 넘기게 설정된다.
도 9a는 채널 3에 대한 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 출력에서의 주파수 스펙트럼을 도시하고, 도 9b는 채널 4에 대한 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 출력에서의 주파수 스펙트럼을 도시하고 있다. 수치제어발진기(66)의 주파수는 나이키스트 주파수 이상으로 변조된 데이터의 제 1 이미지가 채널 3 이나 채널 4에 실질적으로 해당되도록 선택될 수 있다. sinx/x 수정필터(20)에 의해 부과된 sinx/x 수정은 이러한 이미지를 수정하도록 또한 설계될 수 있다. 제 1 이미지의 신호 대 잡음비는 또한 수신기에 수신될 정도로 충분히 양호하다. 그러므로, 제 1 이미지는 변조된 출력으로서 사용될 수 있으며 디지털 대 아날로그 변환기(76)의 기본출력이 무시될 수 있다.
따라서, 도 10에 도시된 바와 같은 출력회로(16)의 밴드패스필터(bandpass filter)(80)가 채널 3 및 채널 4 아래의 변조된 데이터와 채널 3 및 채널 4의 이상의 모든 이미지를 제거하도록 배열된다. 감쇠기(82)는 신호전력을 공칭 0 dbmv로 낮춘다.
본 발명의 어떤 변경 및 대안이 위에서 논의되었다. 다른 변경 및 대안이 본 발명의 해당기술분야의 당업자에게 도출될 것이다. 따라서, 본 발명의 명세서는 예로서만 해석되어야 하며, 본 발명의 실행양식을 당업자에게 교시하기 위한 것이다. 세부내용은 본 발명의 기술사상을 벗어나지 않으면서 실질적으로 변경될 수 있고, 첨부된 특허청구범위내에 있는 모든 변경의 배타적인 사용이 유지된다.
본 발명의 상세한 내용에 포함됨.

Claims (40)

  1. 압축된 기저대역 신호의 소스와;
    디지털 포맷으로 한 주파수를 갖는 기저대역 신호를 부호화하는 인코더와;
    부호화된 기저대역 신호의 주파수를 이동시키는 제 1 주파수 시프터와;
    상기 제 1 주파수 시프터의 출력을 보간하는 제 1 보간자와;
    상기 제 1 보간자의 출력을 보간하는 제 2 보간자와;
    상기 제 2 보간자의 출력을 보간하는 제 3 보간자와;
    상기 제 3 보간자의 출력 주파수를 이동시키는 제 2 주파수 시프터를 구비하는 압축된 디지털 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 공급하는 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    인코더는 주파수 f1에서 기저대역 신호를 제공하고, 제 1 주파수 시프터는 f1/4 만큼 기저대역 신호를 이동시키는 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    제 1 보간자는 2씩 보간하고, 제 2 보간자는 2씩 보간하며, 제 3 보간자는 2씩 보간하는 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서,
    제 1, 제 2 및 제 3 보간자가 전체적으로 8씩 보간하는 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 주파수 시프터와, 제 1, 제 2 및 제 3 보간자는 하기의 식을 따라 유효하게 작동하는 시스템:
    (상기 식에서 8f1은 제 1, 제 2 및 제 3 보간자로 인해 발생하고, f1/4는 제 1 주파수 시프터로 인해 발생하며, f2는 제 2 주파수 시프터에 의해 제공된다).
  6. 제 1 항에 있어서,
    인코더와 제 1 보간자 사이에 결합된 저역필터를 더 구비하고, 상기 인코더는 주파수 f1에서 기저대역 신호를 제공하고, 상기 저역필터는 약 f1/4에서 롤 오프하는 응답을 가지는 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    제 1 주파수 시프터가 f1/4 만큼 기저대역 신호를 이동시키는 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    제 1, 제 2 및 제 3 보간자가 전체적으로 8씩 보간하는 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    제 1, 제 2 주파수 시프터와 제 1, 제 2 및 제 3 보간자가 하기의 식을 따라 유효하게 작동하는 시스템:
    (상기 식에서 8f1은 제 1, 제 2 및 제 3 보간자로 인해 발생하고, f1/4는 제 1 주파수 시프터로 인해 발생하며 f2는 제 2 주파수 시프터에 의해 제공된다).
  10. 제 1 항에 있어서,
    인코더와 제 1 보간자 사이에 결합된 sinx/x 수정을 더 포함하고, 상기 sinx/x 수정은 시스템에서의 공정에 의해 생성된 sinx/x 롤 오프에 대한 보상을 제공하는 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    인코더와 제 1 보간자 사이에 결합된 저역필터를 더 구비하고, 상기 인코더는 주파수 f1에서 기저대역 신호를 제공하고, 상기 저역필터는 약 f1/4 에서 롤 오프하는 응답을 가지는 시스템.
  12. 제 10 항에 있어서,
    인코더는 주파수 f1에서 기저대역 신호를 제공하고, 제 1 주파수 시프터는 f1/4 만큼 기저대역을 이동시키는 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    제 1, 제 2 및 제 3 보간자가 전체적으로 8씩 보간되는 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서,
    제 1 및 제 2 주파수 시프터와 제 1, 제 2 및 제 3 보간자가 하기의 식을 따라 유효하게 작동하는 시스템:
    (상기 식에서 8f1은 제 1, 제 2 및 제 3 보간자로 인해 발생하고, f1/4는 제 1 주파수 시프터로 인해 발생하며 f2는 제 2 주파수 시프터에 의해 제공된다).
  15. 제 1 항에 있어서,
    제 1 보간자는 2씩 보간하고, 제 2 보간자는 2씩 보간하며, 제 3 보간자는 2씩 보간하는 시스템.
  16. 디지털 포맷으로 한 심볼 주파수를 가지는 기저대역 신호를 부호화하는 단계와;
    중간 주파수 신호를 생산하기 위해 상기 부호화된 기저대역 신호의 심볼 주파수를 증가시키는 단계와;
    선택된 채널 주파수를 갖는 출력 신호를 생산하기 위해 상기 중간 주파수 신호를 채널선택 주파수 신호로 변조하는 단계를 포함하고, 상기 부호화된 기저대역 신호의 심볼 주파수 증가는 부호화된 기저대역 신호의 3회 보간을 포함하는 압축된 디지털 신호를 디지털 텔레비젼 수상기에 공급하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지고, 부호화된 기저대역 신호의 심볼 주파수의 증가는 f1/4 만큼 기저대역 신호의 심볼 주파수를 이동시키는 단계를 포함하는 방법.
  18. 제 16 항에 있어서,
    3회 보간은 각각이 2씩 보간인 방법.
  19. 제 16 항에 있어서,
    기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지고, 출력신호는 하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 방법:
    (상기 식에서 8f1은 3회 보간으로 인해 발생하고, f1/4는 부호화된 기저대역 신호의 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  20. 제 16 항에 있어서,
    부호화된 기저대역 신호를 저역필터링하는 단계를 더 포함하고, 상기 기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지며, 상기 저역필터링은 약 f1/4에서 롤 오프하는 응답을 가지는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    부호화된 저역신호의 심볼 주파수의 증가는 f1/4만큼 기저대역 신호의 심볼 주파수를 이동시키는 단계를 포함하는 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    3회 보간은 각각이 2씩 보간인 방법.
  23. 제 20 항에 있어서,
    출력 신호는 하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 방법:
    (상기 식에서 8f1은 3회 보간으로 인해 발생하고, f1/4는 부호화된 기저대역 신호의 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  24. 제 16 항에 있어서,
    부호화된 기저대역 신호를 sinx/x 수정하는 단계를 더 포함하고, 상기 sinx/x 수정은 sinx/x 수정의 다운스트림 공정동안 생성된 sinx/x 롤 오프에 대해 보상하는 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    부호화된 기저대역 신호를 저역필터링하는 단계를 더 포함하고, 상기 기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지며, 저역필터링은 약 f1/4에서 롤 오프하는 응답을 가지는 방법.
  26. 제 24 항에 있어서,
    기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지고, 부호화된 기저대역 신호의 심볼주파수의 증가는 f1/4 만큼 기저대역 신호의 심볼 주파수를 이동시키는 단계를 포함하는 방법.
  27. 제 24 항에 있어서,
    3회 보간은 각각이 2씩 보간인 방법.
  28. 제 24 항에 있어서,
    기저대역 신호는 심볼 주파수 f1을 가지고, 출력신호는 하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 방법:
    (상기 식에서 8f1은 3회 보간으로 인해 발생하고, f1/4는 부호화된 기저대역 신호의 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  29. 제 16 항에 있어서,
    출력 신호는 선택된 채널 아래의 변조된 데이터와 선택된 채널에서의 이미지를 포함하고, 상기 방법은 변조된 데이터를 제거하고 이미지를 통과하시키기 위해 출력 신호를 필터링하는 단계를 포함하는 방법.
  30. (ⅰ) 디지털 텔레비젼 포맷으로 심볼 주파수 f1을 갖는 신호를 부호화하고, (ⅱ) f1/4만큼 부호화된 신호의 주파수를 이동시키며, (ⅲ) 중간 신호를 생산하기 위해 이동된 부호화 신호의 주파수를 증가시키고, (ⅳ) 선택된 채널 주파수에서 전기 신호를 생산하기 위해 채널선택 주파수 신호로 중간 주파수 신호를 변조함으로써 제조되는 전기 신호.
  31. 제 30 항에 있어서,
    이동된 부호화 신호의 주파수가 보간에 의해 증가되고, 상기 보간은 2씩 3회 보간을 포함하는 전기 신호.
  32. 제 30 항에 있어서,
    하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 전기 신호:
    (상기 식에서 8f1은 이동된 부호화 신호의 주파수 증가로 인해 발생하고, f1/4는 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  33. 제 30 항에 있어서,
    부호화된 신호는 저역필터되고, 저역필터링은 약 f1/4 만큼 롤 오프되는 응답을 가지는 전기 신호.
  34. 제 33 항에 있어서,
    이동된 부호화 신호의 주파수가 보간에 의해 증가되고, 상기 보간은 2씩 3회 보간을 포함하는 전기 신호.
  35. 제 33 항에 있어서,
    하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 전기 신호:
    (상기 식에서 8f1은 이동된 부호화 신호의 주파수 증가로 인해 발생하고, f1/4는 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  36. 제 30 항에 있어서,
    부호화된 신호는 sinx/x 수정되고, 상기 sinx/x 수정은 sinx/x 수정의 전기 신호 다운스트림의 공정에 의해 생성된 sinx/x 롤 오프에 대해 보상하는 전기 신호.
  37. 제 36 항에 있어서,
    부호화된 신호는 저역필터되고, 저역필터링은 약 f1/4 만큼 롤 오프되는 응답을 가지는 전기 신호.
  38. 제 36 항에 있어서,
    이동된 부호화 신호의 주파수가 보간에 의해 증가되고, 상기 보간은 2씩 3회 보간을 포함하는 전기 신호.
  39. 제 36항에 있어서,
    하기의 식에 의해 주어진 주파수 fout을 가지는 전기신호:
    (상기 식에서 8f1은 이동된 부호화 신호의 주파수 증가로 인해 발생하고, f1/4는 주파수 이동으로 인해 발생하며, f2는 채널선택 주파수 신호의 주파수이다).
  40. 제 30 항에 있어서,
    선택된 채널 아래의 데이터를 제거하고 전기 신호로서 데이터의 이미지를 남겨두기 위해 필터링함으로써 제조되는 전기 신호.
KR1020037001551A 2000-08-04 2001-07-23 실질적으로 6 ｍｈｚ ｖｓｂ 신호를 디지털 텔레비젼수상기에 제공하는 저비용 ｖｓｂ 인코더와 ｒｆ 변조기 KR100793829B1 (ko)

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US09/632,545 2000-08-04
PCT/US2001/023211 WO2002013534A2 (en) 2000-08-04 2001-07-23 Low cost vsb encoder and rf modulator for supplying a substantially 6 mhz vsb signal to digital television receiver

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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100351829B1 (ko) * 2000-09-26 2002-09-11 엘지전자 주식회사 디지털 통신 시스템
KR100351831B1 (ko) * 2000-10-02 2002-09-11 엘지전자 주식회사 Ｖｓｂ 송신 시스템
KR100673419B1 (ko) * 2000-12-28 2007-01-24 엘지전자 주식회사 전송 시스템 및 데이터 처리 방법
KR100674423B1 (ko) 2001-01-19 2007-01-29 엘지전자 주식회사 송/수신 시스템 및 데이터 처리 방법
US7631340B2 (en) 2001-04-18 2009-12-08 Lg Electronics Inc. VSB communication system
US6947487B2 (en) 2001-04-18 2005-09-20 Lg Electronics Inc. VSB communication system
US7971225B2 (en) * 2002-02-08 2011-06-28 Finisar Corporation Bandpass component decimation and transmission of data in cable television digital return path
GB2394373B (en) * 2002-10-19 2005-12-14 Zarlink Semiconductor Ltd Radio frequency tuner
US7432981B1 (en) * 2004-12-13 2008-10-07 Nvidia Corporation Apparatus, system, and method for processing digital audio/video signals
CA2562194C (en) * 2005-10-05 2012-02-21 Lg Electronics Inc. Method of processing traffic information and digital broadcast system
CA2562427C (en) 2005-10-05 2012-07-10 Lg Electronics Inc. A digital broadcast system and method of processing traffic information
US8184210B2 (en) * 2006-08-22 2012-05-22 STMicroelectronics International Digital Radio Frequency (RF) Modulator

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3314603A1 (de) 1983-04-22 1984-10-25 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verfahren zur digitalen quadraturamplitudenmodulation
GB2214374A (en) 1988-01-06 1989-08-31 Philips Electronic Associated Ssb signal generator
US5504785A (en) * 1993-05-28 1996-04-02 Tv/Com Technologies, Inc. Digital receiver for variable symbol rate communications
US5588025A (en) * 1995-03-15 1996-12-24 David Sarnoff Research Center, Inc. Single oscillator compressed digital information receiver
US5793818A (en) * 1995-06-07 1998-08-11 Discovision Associates Signal processing system
US5696796A (en) 1995-06-07 1997-12-09 Comsat Corporation Continuously variable if sampling method for digital data transmission
US5764701A (en) * 1996-03-04 1998-06-09 Zenith Electronics Corporation VSB modulator
US5801595A (en) 1997-01-10 1998-09-01 Harris Corporation Device and method for digital vestigial sideband modulation
US5978823A (en) * 1997-01-27 1999-11-02 Hitachi America, Ltd. Methods and apparatus for implementing and controlling a digital modulator
US5973755A (en) * 1997-04-04 1999-10-26 Microsoft Corporation Video encoder and decoder using bilinear motion compensation and lapped orthogonal transforms
US6549242B1 (en) * 1997-04-04 2003-04-15 Harris Corporation Combining adjacent TV channels for transmission by a common antenna
CN1148958C (zh) 1998-02-06 2004-05-05 齐尼思电子公司 用于数字电视接收机的残留边带编码器及rf调制器
US6430234B1 (en) * 1998-05-18 2002-08-06 Sarnoff Corporation Method and apparatus for performing phase detection and timing recovery for a vestigial sideband receiver
US6343207B1 (en) * 1998-11-03 2002-01-29 Harris Corporation Field programmable radio frequency communications equipment including a configurable if circuit, and method therefor
US6810090B1 (en) 1999-02-18 2004-10-26 Sarnoff Corporation Direct digital vestigial sideband (VSB) modulator
US6711214B1 (en) 2000-04-07 2004-03-23 Adc Broadband Wireless Group, Inc. Reduced bandwidth transmitter method and apparatus

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