KR20030059569A - Method for transmitting/receiving signal in mobile communication system - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다수의 안테나가 구비된 이동통신 시스템에서의 신호 송수신 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a mobile communication system, and more particularly, to a signal transmission and reception method in a mobile communication system having a plurality of antennas.
일반적으로 이동 통신 시스템에서 음성과 영상을 비롯한 멀티미디어 패킷 데이터의 고전송율, 고품질 송수신을 위하여, 이동 무선 채널에서 발생하는 페이딩 현상에 대한 효과적인 대응 방안의 요구가 점차 증대되고 있다.In general, in the mobile communication system, for the high data rate and high quality transmission and reception of multimedia packet data including voice and video, there is an increasing demand for an effective countermeasure against fading phenomenon occurring in a mobile wireless channel.
이러한 페이딩 현상에 능동적으로 대처하기 위하여 시간, 주파수 및 공간 영역 상에서 여러 형태의 다이버시티(Diversity)를 적절히 이용하는 방안들이 연구되어왔다.In order to actively cope with such fading phenomenon, various methods of appropriately using various types of diversity in time, frequency, and spatial domains have been studied.
특히, 상향(역방향) 링크에서는 기지국에 구비된 다수의 안테나를 사용하여 수신 다이버시티 이득을 증대시킬 수 있으나, 하향(순방향) 링크에서는 하드웨어 구조의 복잡도 증가를 이유로 단말기에 설치할 수 있는 안테나 수가 제한되어 있어, 단일의 송신 안테나로는 충분한 수신 공간 다이버시티 효과를 얻어낼 수 없다.In particular, in the uplink (reverse) link, the reception diversity gain can be increased by using a plurality of antennas provided in the base station, but in the downlink (forward) link, the number of antennas that can be installed in the terminal is limited due to the increased complexity of the hardware structure. Therefore, a single transmit antenna cannot obtain sufficient reception space diversity effect.
따라서, 이러한 점을 극복하기 위한 방안으로, 최근 들어 IMT-2000 하향 링크에서 가용 용량 증대와, 고품질 서비스 제공을 위해 여러 개의 전송 안테나를 사용한 전송 다이버시티 기법이 대두되었으며, 대표적인 예로 전송 적응 어레이(Transmit Adaptation Arrays) 시스템과, 전처리 필터 시스템이 있다.Therefore, in order to overcome this problem, a transmission diversity scheme using multiple transmission antennas has recently emerged to increase usable capacity and provide high quality service in the IMT-2000 downlink. Adaptation Arrays) and preprocessing filter systems.
상기 TxAA 시스템에서 수신기는 주어진 다중 경로 페이딩 채널 특성(h0(t) ~ hM-1(t))을 추정하여 수신 신호를 검출하며, 이 다중 경로 페이딩 채널 특성을 기반으로 수신 다이버시티 이득을 최대화하는 가중치를 계산한 후, 이 가중치에 대한 정보를 송신기로 피드백한다.In the TxAA system, the receiver detects a received signal by estimating a given multipath fading channel characteristic (h 0 (t) to h M-1 (t)), and receives a receive diversity gain based on the multipath fading channel characteristic. After calculating the weight to maximize, information about the weight is fed back to the transmitter.
따라서, 상기 송신기는 상기 피드백된 가중치를 송신 신호에 적용한다.Thus, the transmitter applies the feedback weight to the transmission signal.
즉, 상기 TxAA 시스템은 폐쇄 루프형 전송 다이버시티 기법을 이용한 것이다.That is, the TxAA system uses a closed loop transmission diversity scheme.
상기 전처리 필터 시스템은 수신 다이버시티 이득을 최대화시키는 송신단의 전처리 필터의 계수를 정형화된 필터군에서 선택하여, 이 필터 계수 정보를 송신기로 피드백하거나, 수신 신호 대 잡음비 (Signal-to-Noise Ratio; SNR) 최대화 과정을 통해 계수 값들을 직접 계산하고, 이 계수 정보들을 송신기로 피드백 한다.The preprocessing filter system selects coefficients of a preprocessing filter of a transmitting end that maximizes the reception diversity gain from a standardized filter group, and feeds back the filter coefficient information to a transmitter, or receives a signal-to-noise ratio (SNR). Calculate the coefficient values directly through the maximization process and feed back the coefficient information to the transmitter.
따라서, 상기 송신기는 상기 피드백된 전처리 필터의 계수를 이용하여 송신 신호를 사전 왜곡시킨다.Thus, the transmitter predistorts the transmission signal using the coefficients of the fed back prefilter.
즉, 상기 전처리 필터 시스템은 폐쇄 루프형 전송 다이버시티 기법을 이용한 것이다.In other words, the preprocessing filter system uses a closed loop transmission diversity scheme.
상기 전처리 필터를 사용하는 전송 다이버시티 시스템의 송신기에서는 동일 데이터가 각 안테나별 전처리 필터를 통과한 후, M 개 전송 안테나를 통해 수신단에 전송되고, 수신기는 단일의 수신 안테나로 수신한 다음 최대비 결합을 통해 데이터를 검출한다.In the transmitter of the transmit diversity system using the preprocessing filter, the same data is passed through the preprocessing filters for each antenna and then transmitted to the receiving end through M transmitting antennas, and the receiver is received with a single receiving antenna and then combined with the maximum ratio. Detect data through
즉, 수신기는 추정된 채널을 통해 전처리 필터의 계수를 계산하고, 이 정보를 송신기로 피드백한다. 여기서 전처리 필터는 복소 계수값을 갖는 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response) 필터 형태의 선형 필터를 가정한다.That is, the receiver calculates coefficients of the preprocessing filter through the estimated channel and feeds back this information to the transmitter. Here, the preprocessing filter assumes a linear filter in the form of a finite impulse response filter having a complex coefficient value.
상기 전처리 필터의 계수는 다음 두 가지 방식에 의해 구해진다.The coefficient of the pretreatment filter is obtained by the following two methods.
첫째, 미리 주어진 필터군에서 전처리 필터의 계수를 구하는 방법이다.First, a method of obtaining coefficients of a preprocessing filter in a predetermined filter group.
K×1 크기의 이산 퓨리에 변환(Discrete Fourier Transform;이하 DFT) 혹은하다마드(Hadamard) 행렬의 각 행을 K 탭의 전처리 필터의 계수로 이용하는 방법이며, 수신기에서 SNR을 최대화하는 조합에 대한 탐색을 통해 각 송신 안테나별 최적의 전처리 필터 계수값(즉, 행렬의 특정 행)을 구한 후, 선택된 행의 인덱스들만을 송신기로 피드백하는 방법이다.Each row of a K × 1 Discrete Fourier Transform (DFT) or Hadamard matrix is used as a coefficient for the K-tap preprocessing filter, and the receiver searches for a combination that maximizes SNR. After obtaining the optimal preprocessing filter coefficient value (that is, a specific row of the matrix) for each transmitting antenna through the feedback, only the indices of the selected row is fed back to the transmitter.
둘째, DFT 행렬 혹은 하다마드 행렬과 같이 정형화된 전처리 필터 계수를 사용하지 않고, 주어진 채널 환경에 따라 최적화하는 방법이다.The second method is to optimize according to a given channel environment without using standardized preprocessing filter coefficients such as DFT matrix or Hadamard matrix.
이때, 전처리 필터의 계수 값들은 주어진 채널 특성에 의해 SNR을 최대화하는 값들로 결정되며, 이들을 계산하기 위해서는 복잡한 계산이 요구되며, 이를 송신기에 피드백하기 위해서는 방대한 전송 데이터 량을 필요로 한다.At this time, coefficient values of the preprocessing filter are determined as values maximizing the SNR by a given channel characteristic, and complicated calculations are required to calculate them, and a large amount of transmission data is required to feed them back to the transmitter.
그리고, 3 세대 IMT-2000 이동통신 시스템에서 사용되는 기존의 TxAA 시스템은 각 안테나마다 주어진 다중 경로 채널에 의해서만 단일 가중치를 계산하고 이를 적용하므로, 다이버시티 이득이 순수하게 주어진 채널 특성에 의해서만 결정되며 다이버시티 이득의 증가에 한계가 있다.In addition, the conventional TxAA system used in the 3rd generation IMT-2000 mobile communication system calculates and applies a single weight only to a given multipath channel for each antenna, so that the diversity gain is determined solely by the given channel characteristics. There is a limit to the increase in city gain.
한편, 전처리 필터를 이용하여 다이버시티를 증대하는 방법으로서, 주파수 비선택적 페이딩 채널 환경에서 DFT나 하다마드 행렬과 같은 정규화된 직교 행렬로부터 유도된 전처리 필터와, 이에 대응되는 수신기에서의 등화기를 사용하는 개방 루프 전송 다이버시티 방법 및 이에 대한 수학적인 해석이 제시된 바 있으나, 전처리 필터의 탭 수가 송신 안테나의 개수와 동일한 경우만을 다루었다는 점에서 큰 제약을 받는다.On the other hand, as a method of increasing diversity using a preprocessing filter, a preprocessing filter derived from a normalized orthogonal matrix such as a DFT or Hadamard matrix in a frequency non-selective fading channel environment, and an equalizer at a receiver corresponding thereto are used. The open-loop transmit diversity method and the mathematical interpretation thereof have been proposed, but are limited in that only the case where the number of taps of the preprocessing filter is equal to the number of transmitting antennas is dealt with.
상기 연구 결과를 기반으로 탭 수에 제한을 두지 않는 전처리 필터와, 수신기에서의 MAP 등화기를 사용하여 다이버시티를 향상하는 방안을 제시하였으나, 이 방법은 전처리 필터 계수의 결정을 DFT 혹은 하다마드 행렬을 탐색하여 구하게 되어, 역시 주파수 비선택적 페이딩 채널 환경만을 고려하고 있다는 한계가 있으며, 수신 다이버시티 이득의 최대화 조건을 만족시키지 못한다.On the basis of the above research results, a method of improving diversity using a preprocessing filter that does not limit the number of taps and a MAP equalizer at the receiver is proposed. However, this method uses a DFT or Hadamard matrix to determine the preprocessing filter coefficients. As a result of searching and finding, there is also a limitation in considering only the frequency non-selective fading channel environment, which does not satisfy the condition for maximizing the reception diversity gain.
또한, DFT 행렬 혹은 하다마드 행렬과 같이 정형화된 전처리 필터 계수를 사용하지 않고, 주어진 채널 환경에 따라 최적화하는 방법들이 제시된 바 MISO(Multi-Input Single Output) 시스템에서의 전처리 필터의 계수 값들은 수신단에서의 신호 대 간섭 및 잡음비의 최대화만을 만족하도록 계산되었다. 이때, 전처리 필터의 계수값들은 주어진 채널 특성에 의해 직접적으로 결정되며, 이들 계수 값을 송신기에 피드백하기 위한 전송 데이터 량이 크게 증가한다.In addition, methods for optimizing according to a given channel environment without using standardized preprocessing filter coefficients such as a DFT matrix or a Hadamard matrix have been proposed. Therefore, coefficient values of a preprocessing filter in a MISO system are determined at a receiving end. It is calculated to satisfy only signal to interference and maximization of noise ratio. At this time, the coefficient values of the preprocessing filter are directly determined by given channel characteristics, and the amount of transmission data for feeding back these coefficient values to the transmitter is greatly increased.
또한, MIMO(Multi-Input Multi-Output) 시스템에서의 전처리 필터 및 사후왜곡 필터들의 계수값들의 동시 최적화 과정을 통해 수신단에서의 신호 대 간섭 및 잡음비의 최대화를 만족하도록 제시된 바, 전처리 필터 및 사후왜곡 필터들의 계수값들을 얻기 위해 방대한 계산량이 요구되며, 특히 동시 최적화 과정에서 송신기와 수신기 사이에 사전/사후 왜곡 필터의 정보가 상/하향 링크 상에서 연속적으로 상호 전달되어야 한다는 문제점을 지니고 있다.In addition, the simultaneous optimization of the coefficient values of the pre-processing and post-distortion filters in the MIMO (Multi-Input Multi-Output) system is proposed to satisfy the maximum signal-to-interference and noise ratio at the receiver. A large amount of computation is required to obtain the coefficient values of the filters, and in particular, the simultaneous optimization process has a problem that the information of the pre / post distortion filter must be continuously transmitted on the uplink and the downlink.
따라서, 본 발명은 이상에서 언급한 종래 기술의 문제점을 감안하여 안출한 것으로서, TxAA 시스템의 장점인 다이버시티 이득과, 전처리 필터의 수신 SNR의 증가 효과를 얻기 위한 이동통신 시스템에서의 신호 송수신 방법을 제공하기 위한 것이다.Accordingly, the present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the prior art, and provides a signal transmission / reception method in a mobile communication system to obtain a diversity gain, which is an advantage of a TxAA system, and an increase effect of a received SNR of a preprocessing filter. It is to provide.
또한, 본 발명은 피드백 정보 량을 감소시키기에 적당하도록 하는 이동통신 시스템에서의 신호 송수신 방법을 제공하기 위한 것이다.In addition, the present invention is to provide a method for transmitting and receiving a signal in a mobile communication system that is suitable to reduce the amount of feedback information.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 특징에 따르면, 이동통신 시스템에서의 신호 송수신 방법은 DFT 행렬에서 선택된 임의의 조합과 수신 신호로부터 추정된 채널 벡터를 결합한 등가 채널 벡터를 생성하는 단계; 상기 등가 채널 벡터에 대한 행렬 곱의 최대 고유치를 계산하는 단계; 상기 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터 및 상기 조합에 대한 인덱스들을 송신단으로 전송하는 단계; 상기 인덱스에 해당하는 전처리 필터 계수 값과, 상기 고유 벡터에 해당하는 가중치를 전송신호에 적용하는 단계를 포함하여 이루어진다.According to an aspect of the present invention for achieving the above object, a signal transmission and reception method in a mobile communication system comprises the steps of: generating an equivalent channel vector combining a channel vector estimated from any combination selected from a DFT matrix and a received signal; Calculating a maximum eigenvalue of a matrix product for the equivalent channel vector; Transmitting eigenvectors corresponding to the maximum eigenvalues and indices for the combination to a transmitting end; And applying a preprocessing filter coefficient value corresponding to the index and a weight corresponding to the eigenvector to the transmission signal.
바람직하게, 상기 조합과, 상기 채널 벡터의 컨벌루션 연산에 의해 등가 채널 벡터가 생성된다. 이때, 상기 등가 채널 벡터는 K 개의 전처리 필터 계수와, 각 경로에 대해 생성된다.Preferably, an equivalent channel vector is generated by the combination and the convolution operation of the channel vector. In this case, the equivalent channel vector is generated for K preprocessing filter coefficients and for each path.
도 1은 본 발명에 따른 신호 송/수신 시스템을 나타낸 블록 다이어그램.1 is a block diagram illustrating a signal transmission / reception system according to the present invention.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명** Description of the symbols for the main parts of the drawings *
101 : 곱셈기101: multiplier
102 : 전처리 필터102: pretreatment filter
103 : 가중치 적용부103: weight application unit
104 : 송신 안테나104: transmit antenna
105 : 수신 안테나105: receiving antenna
106 : 확산부106: diffusion part
107 : 최대비 결합기107: maximum ratio combiner
108 : 판정기108: judge
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.Hereinafter, a configuration and an operation according to an exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
도 1은 본 발명에 따른 전송 다이버시티를 위한 송/수신 시스템을 나타낸 도면이다.1 is a diagram illustrating a transmission / reception system for transmission diversity according to the present invention.
도 1을 참조하면, 제안된 시스템은 입력 비트스트림 d(t)와, 시그너처 신호 s(t)를 곱하는 곱셈기(101)와, 이 곱의 결과를 사전 왜곡시키는 전처리 필터(102)와, 상기 사전왜곡된 신호에 가중치를 적용하는 가중치 적용부(103)와, 이 가중치가 적용된 신호를 전송하는 전송 안테나(104)로 구성되는 송신기와, 상기 전송된 신호를 수신하는 수신 안테나(105)와, 이 수신 신호를 검출하는 역확산부(106)와, 상기 검출된 각 경로의 수신 신호를 최대비로 결합하는 최대비 결합기(107)와, 이 결합된 신호의 부호 값을 판정하는 판정기(108)로 구성되는 수신기를 포함하여 이루어진다.Referring to FIG. 1, the proposed system includes a multiplier 101 for multiplying an input bitstream d (t) with a signature signal s (t), a preprocessing filter 102 for predistorting the result of this product, and A weighting unit 103 for applying a weight to the distorted signal, a transmitter comprising a transmission antenna 104 for transmitting the signal to which the weight is applied, a receiving antenna 105 for receiving the transmitted signal, and A despreader 106 for detecting a received signal, a maximum ratio combiner 107 for combining the detected signals of the detected paths with a maximum ratio, and a determiner 108 for determining the sign value of the combined signal; It comprises a receiver configured.
상기의 구성에 따른 동작 설명은 다음과 같다.The operation description according to the above configuration is as follows.
송신기에서 동일 데이터가 각 안테나별 전처리 필터(102)에 의해 각각 사전 왜곡되고, 이 사전 왜곡된 신호는 가중치 적용부(103)에 의해 각 안테나별 가중치가 적용되고, 이 가중치가 적용된 신호는 M 개 전송 안테나를 통해 수신기로 전송된다.In the transmitter, the same data is pre-distorted by the pre-processing filter 102 for each antenna, and the pre-distorted signal is weighted for each antenna by the weight applying unit 103, and the signal to which the weight is applied is M pieces. It is transmitted to the receiver via the transmit antenna.
수신기에서 상기 역확산부(106)는 단일의 수신 안테나를 통하여 수신된 신호를 각 경로별로 검출하고, 이 검출된 각 경로별 신호를 최대비 결합기(107)에 의해 최대비로 결합하고, 이 결합된 신호로부터 판정기(108)에 의해 부호 비트를 판정한다.In the receiver, the despreader 106 detects a signal received through a single receiving antenna for each path, combines the detected signals for each path at a maximum ratio by the maximum ratio combiner 107, and combines the combined signals. The determiner 108 determines the sign bit from the signal.
상기 제안된 시스템의 송신기에서 이용되는 전처리 필터의 계수 값과 안테나 가중치는, 수신기에서 다음 방법에 의하여 결정되어 피드백 된다. 즉, 수신기는 추정된 채널 벡터를 통해 전처리 필터의 계수를 계산하고, 이 정보를 피드백한다. 여기서 전처리 필터는 복소 계수값을 갖는 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response) 필터 형태의 선형 필터를 가정한다.The coefficient value and antenna weight of the preprocessing filter used in the transmitter of the proposed system are determined and fed back to the receiver by the following method. That is, the receiver calculates the coefficients of the preprocessing filter through the estimated channel vector and feeds back this information. Here, the preprocessing filter assumes a linear filter in the form of a finite impulse response filter having a complex coefficient value.
먼저, 수신단이 가능한 전처리 필터의 계수 값들을 DFT 행렬 각 행들의 임의의 조합으로 선택한 후, 수신단에서 이 조합과 하향링크 파일럿 채널 등으로부터 추정된 채널 벡터를 결합한 새로운 등가 채널에 대한 행렬의 곱 VHV의 최대 고유치를 계산한다.First, the receiver selects the coefficient values of the preprocessing filter capable of performing any combination of the rows of the DFT matrix, and then the receiver multiplies the matrix for the new equivalent channel by combining the combination and the channel vector estimated from the downlink pilot channel, V H. Calculate the maximum eigenvalue of V.
상기의 과정을 반복하여 가장 큰 최대 고유치를 생성하는 DFT 행렬 행들의 조합을 찾아 이러한 행들의 인덱스만을 송신기로 피드백하여 송신기에서는 동일한 DFT 행렬의 해당되는 인덱스의 행들을 M 개 전처리 필터의 계수 값으로 이용한다.By repeating the above process, we find the combination of DFT matrix rows that produce the largest maximum eigenvalue, and feed back only the indexes of these rows to the transmitter, and the transmitter uses the rows of corresponding indexes of the same DFT matrix as coefficient values of M preprocessing filters. .
이와 더불어 선택된 전처리 필터들을 이용할 경우의 VHV의 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터를 전송 안테나의 가중치 벡터로 피드백하여 사용한다.In addition, the eigenvector corresponding to the maximum eigenvalue of V H V when the selected preprocessing filters are used is fed back as a weight vector of the transmitting antenna.
따라서, 본 제안 시스템에서 피드백 되어야 하는 정보는 M 개의 전처리 필터에 대한 DFT 행렬의 행 인덱스와, M 개의 안테나 가중치 정보만이 필요하다.Therefore, the information to be fed back in the proposed system requires only the row index of the DFT matrix for the M preprocessing filters and the M antenna weight information.
자세하게는, 송신기(기지국)에서 수신기(단말기)로의 하향 링크의 다중 경로 채널 파라미터가 추정되었다고 가정할 때, m번째 전송 안테나로부터 수신되어 수신단까지의 다중 경로 페이딩 채널 hm(t)은 이하 수학식 1과 같이 나타내어진다. 단, 모든 채널은 사용자 시그너처 부호의 칩 간격인 Tc 간격으로 분해 가능한 L 개의 경로로 구성된다고 가정한다.In detail, assuming that the multipath channel parameter of the downlink from the transmitter (base station) to the receiver (terminal) is estimated, the multipath fading channel h m (t) received from the mth transmit antenna to the receiver is It is represented as 1. However, it is assumed that all channels are composed of L paths that can be decomposed into Tc intervals, which are chip intervals of a user signature code.
여기서,은 m번째 전송 안테나와 수신 안테나 사이의 i 번째 다중 경로 성분이다. 그리고, K 개의 탭을 갖는 m번째 전송 안테나의 전처리 필터인은 다음 수학식 2와 같이 나타낸다.here, Is the i th multipath component between the m th transmit antenna and the receive antenna. The preprocessing filter of the m th transmission antenna having K taps Is expressed as in Equation 2 below.
여기서,는 m 번째 송신 안테나 사전왜곡 필터의 k 번째 필터 계수이며,는 ''로 표현되는 것으로, 정규화된 인자이다.here, Is the k th filter coefficient of the m th transmit antenna predistortion filter, ' It is expressed as', and it is a normalized factor.
전체 시스템에서 새로운 등가 채널은 전처리 필터와, 채널의 컨벌루션(convolution) 결과로 표현될 수 있으며, 이하 수학식 3과 같다.New equivalent channels in the whole system are preprocessed filters With, channel It may be expressed as a convolution result of, and is represented by Equation 3 below.
상기 수학식 3을, 전처리 필터 계수와 채널 벡터이 컨벌루션된 L+K-1 탭 길이의 전체 시스템의 등가 채널이라 할 때, 제안된 시스템에서 M 개의 전송 안테나를 통해 전송되어 수신기에서 수신된 신호 r(t)는 다음 수학식 4와 같다.Equation (3) above, preprocessing filter coefficients And channel vector Suppose that the equivalent channel of the entire system of convolutiond L + K-1 tap lengths, the signal r (t) transmitted through M transmit antennas in the proposed system and received at the receiver is represented by Equation 4 below.
여기서,은 m 번째 송신 안테나의 가중치이며,은 비트 간격 T인 전송 심볼이고, s(t)는 칩 간격 Tc인 사용자의 시그너처 부호이고,는 부가성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise; AWGN)이다. 또한, 채널 특성이 데이터 한 비트 간격 동안 일정하게 유지되고, 전송 안테나들로부터 수신되는 i 번째 경로 신호의 전송 지연은 동일하다고 가정하였다.here, Is the weight of the m th transmit antenna, Is a transmission symbol at bit interval T, s (t) is the user's signature code at chip interval Tc, Is Additive White Gaussian Noise (AWGN). In addition, it is assumed that the channel characteristic is kept constant for one bit interval of data, and the transmission delay of the i-th path signal received from the transmission antennas is the same.
전송 지연기의 완벽한 추정을 가정하면, 수신기의 i 번째 경로의 역확산부(106;일반적으로 이를 레이크 핑거라고도 함)에서 역확산 과정을 거친 후의 출력는 다음 수학식 5와 같이 표현된다.Assuming a perfect estimate of the transmission delay, the output after despreading at the despread section 106 (commonly known as the rake finger) of the i-th path of the receiver Is expressed as in Equation 5 below.
여기서,는 ''이다.here, ' 'to be.
이들 L+K-1 개의 역확산부(106)의 출력을 최대비로 결합한 결과는 다음 수학식 6과 같다.The result of combining the outputs of these L + K-1 despreaders 106 at the maximum ratio is shown in Equation 6 below.
여기서,는 평균이 0이고, 분산이인 가우시안 랜덤 변수이다.here, Is 0 and the variance is Is a Gaussian random variable.
이때, 상기 역확산부(106) 출력의 SNR를 사용하여 상기 최대비 결합기(107) 출력의 SNR 에서의를 표현하면, 다음 수학식 7과 같다.At this time, the SNR of the output of the despreader 106 Using SNR of the maximum ratio combiner 107 output using Is expressed as Equation 7 below.
상기 수학식 7에서은 잡음 성분의 분산이다. 따라서,를 최대화 하도록 최적의 가중치 벡터를 결정하면.의 SNR 역시 아래와 같은 최대값을 갖게 되어 결국 행렬 VHV의 최대 고유치에 비례하게 됨을 알 수 있다.In Equation 7 Silver noise component Is the dispersion of. therefore, Once we determine the optimal weight vector to maximize. The SNR of also has the following maximum values, resulting in the maximum eigenvalues of the matrix V H V It can be seen that it is proportional to.
상기 위첨자 H는 허미션 연산자이다.The superscript H is a mission operator.
상기 수학식 7에서 M×1 크기의 벡터 w는 '[w0, w1, ..., wM-1]T'로서 표현된 가중치를 나타내며, 각 전송 안테나별 가중치들을 하나의 벡터로 표현한 것이다. 여기서, ''로 정규화되어 있다고 가정한다.In Equation 7, the vector w having the size of M × 1 represents a weight expressed as '[w 0 , w 1 , ..., w M-1 ] T ', and the weights for each transmitting antenna are expressed as one vector. will be. here, ' Assume that it is normalized to '.
또한, 전처리 필터 계수와 채널 벡터의 컨벌루션 결과로 얻어진 M×(L+K-1) 크기의 새로운 등가 채널 행렬 V는 다음 수학식 8로 표현될 수 있다.In addition, a new equivalent channel matrix V of M × (L + K-1) size obtained as a result of the convolution of the preprocessing filter coefficients and the channel vector may be expressed by the following Equation (8).
상기 수학식 8의 SNR을 최대화하는 벡터 w는 VHV 행렬의 최대 고유치에해당하는 고유 벡터이며, 이들 M 개의 고유 벡터 값이 송신기로 전송되어 각각의 전송 안테나를 위한 가중치로 이용된다.The vector w maximizing the SNR of Equation 8 is the maximum eigenvalue of the V H V matrix. Corresponding eigenvectors, these M eigenvector values are transmitted to the transmitter and used as weights for each transmit antenna.
또한, 상기 최대 고유치를 생성하는 DFT 행렬 행들의 조합을 찾아. 이 행들의 인덱스가 수신기로부터 송신기에 전송되므로, 송신기는 이 인덱스의 행들인 M 개를 전처리 필터 계수 값으로 이용한다.In addition, the maximum eigenvalue Find the combination of DFT matrix rows to generate. Since the index of these rows is sent from the receiver to the transmitter, the transmitter uses M, the rows of this index, as the preprocessing filter coefficient value.
이상의 설명에서와 같이 본 발명은 DFT 행렬과 같이 사전에 정해진 필터군에서 최적의 전처리 필터 계수를 검색하므로써 계산량의 감소뿐만 아니라, DFT 행렬의 해당 행의 인덱스만을 피드백하여 피드백 정보를 획기적으로 감소할 수 있다.As described above, the present invention can not only reduce the calculation amount but also feedback only the index of the corresponding row of the DFT matrix by retrieving an optimal preprocessing filter coefficient from a predetermined filter group, such as a DFT matrix, to drastically reduce the feedback information. have.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.Those skilled in the art will appreciate that various changes and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시 예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허 청구 범위에 의해서 정해져야 한다.Therefore, the technical scope of the present invention should not be limited to the contents described in the embodiments, but should be defined by the claims.
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