KR20030048130A - 스펙트럼 확산 수신기에서 간섭제거를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

스펙트럼 확산 수신기에서 간섭제거를 위한 방법 및 장치 Download PDF

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KR20030048130A KR10-2003-7006273A KR20037006273A KR20030048130A KR 20030048130 A KR20030048130 A KR 20030048130A KR 20037006273 A KR20037006273 A KR 20037006273A KR 20030048130 A KR20030048130 A KR 20030048130A
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Abstract

본 발명은 통신 시스템 (100) 에서, 수신 신호를 효율적으로 프로세스하기 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치를 제안하고 있다. 본 방법 및 장치는 인코딩 및 스펙트럼 확산 수신 신호를 수신 샘플로 변형하는 것, 및 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여, 제 1 채널 추정값을 결정하는 것을 포함한다. 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플은 수신 샘플내에 포함된다. 수신 샘플은 제 1 채널 추정값에 따라 상관 및 디코딩 프로세스부를 통과하여, 디코딩 수신 샘플을 생성한다. 디코딩 수신 샘플은 재인코딩되고 재스프레딩되어 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 제 1 채널 추정값에 기초하여 변형되어, 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 이 수신 샘플은 채널 변형 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하는 간섭 제거 프로세스부를 통과하여 신규 세트의 수신 샘플을 생성한다.

Description

스펙트럼 확산 수신기에서 간섭제거를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR INTERFERENCE CANCELLATION IN A SPREAD SPECTRUM RECEIVER}
코드 분할 다중접속 (CDMA) 통신 시스템은 수년동안 상업적으로 동작되어왔다. CDMA 통신 시스템에서는, 동일한 지형학적 영역에 있는 복수의 유저는 공통 캐리어 주파수상에서 통신 시스템이 동작하도록 결정할 수 있다. 각각의 유저로부터 나온 신호는 고유 할당 코드에 따라 코딩된다. 공통 캐리어 주파수를 갖는 유저로부터 나온 신호를 수신하는 수신기는 할당받은 코드에 따라 각각의 신호를 디코딩한다. 신호가 디코딩되는 동안, 또 다른 모든 유저로부터 전송되는 신호는 간섭신호로서 처리될 수 있다. 간섭 레벨을 제어하기 위한 것으로 CDMA 시스템을 동작시키는 주요 원리들중 한 원리는, 시스템의 다른 유저에 의해 전송되는 신호의 전력 레벨을 제어하는 방법 및 장치에 기초를 두고 있다. 배터리 전력을 보전시키는 것과 같이, CDMA 시스템에서 신호의 전력레벨을 제어하기 위한 또 다른 이유는 당업자에게 잘 알려져 있다.
통상적으로, 간섭 효과를 제거하기 위해, 유저는 신호 전력 레벨 또는 통신 데이터 레이트 또는 양자를 증가시킬 수 있다. 더 많은 유저가 신호 전력 레벨 또는 통신 데이터 레이트를 증가시킬수록, 다른 유저에 의해 경험되는 간섭 레벨도 또한 증가한다. 이와 같이, 각각의 유저에 의해 경험되는 간섭 레벨을 최소화하기 위해서는, 각각의 유저에 의해 전송되는 각각의 신호 전력 레벨을 제어할 것이 요청되고 있다. 또한, 신호 간섭을 제거하기 위하여, 수신기의 효율적인 신호 프로세스가 요청되고 있다.
개시되어 있는 실시형태들은 통신분야에 관한 것이다. 더욱 자세하게는, 본 실시형태는 간섭을 감소시키는 신호전력 레벨의 제어 및, 신호 간섭을 제거하는 수신기의 효율적인 신호 프로세스에 관한 것이다.
이하, 본 발명의 실시형태의 특징, 목적 및 이점을, 첨부된 도면을 통하여 상세히 설명하며, 도면 전체에 걸쳐 동일 요소는 동일한 부재번호를 이용하여 나타낸다.
도 1은 통신 시스템의 일반 블록도를 나타낸다.
도 2는 송신기의 일반 블록도를 나타낸다.
도 3은 도 2의 송신기에 이용될 수 있는 왈시 커버링/스프레딩 모듈의 블록도를 나타낸다.
도 4는 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 5는 예시적인 터보 인코더의 블록도를 나타낸다.
도 6은 종래의 터보 디코더의 블록도를 나타낸다.
도 7은 수신기의 간섭제거에 대한 동작 플로우 다이어그램을 나타낸다.
도 8은 예시적인 폐루프 전력제어의 플로우 다이어그램을 나타낸다.
도 9는 폐루프 전력제어에 이용되는 신규 설정값을 결정하는 플로우챠트를 나타낸다.
본 발명은, 통신 시스템에서, 수신 신호를 효율적으로 프로세스하기 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치를 제안하고 있다. 본 방법 및 장치는 인코딩 및 스펙트럼 확산 수신 신호를 수신 샘플로 변형하는 것 및 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여, 제 1 채널 추정값을 결정하는 것을 포함한다. 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플은 수신 샘플내에 포함된다. 수신 샘플은 제 1 채널 추정값에 따라 상관 및 디코딩 프로세스부를 통과하여, 디코딩 수신 샘플을 생성한다. 디코딩 수신 샘플은 재인코딩되고 재스프레딩되어 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 제 1 채널 추정값에 기초하여 변형되어, 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 이 수신 샘플은 간섭 제거 프로세스부를 통과하여 신규 세트의 수신 샘플을 생성한다. 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 간섭 제거를 수행하는데 이용된다. 그 결과, 신규 세트의 수신 샘플의 디코딩은 에러를 거의 생성하지 않는다.
도 1은 임의의 코드 분할 다중 접속 통신 시스템 표준에 따라 동작할 수 있는 통신 시스템 (100) 의 일반 블록도이다. 이러한 표준은 TIA/EIA-95 표준, TIA/EIA-IS-2000 표준, IMT2000 표준 및 WCDMA표준을 포함한다. 이들 표준의 복사본은http://www.cdg.org주소의 월드 와이드 웹을 액세스하거나, TIA,Standards and Technology Department, 2500 Wilson Boulevard, Arlington, VA 22201, United States of America에 기록하여 얻을 수 있다. 통상적으로, 통신 시스템 (100) 은 이동국 (102 내지 104) 과 같은 복수의 이동국사이에 및 이동국 (102 내지 104) 과 유선 네트워크 (105) 사이에 통신 링크를 제공하는 기지국 (BS; 101) 을 포함한다. 기지국 (101) 은 이동국 제어기, 기지국 제어기, 및 무선주파수 송수신기와 같은 복수의 구성요소를 구비할 수 있다. 또한, 기지국 (101) 은 또 다른 기지국 (간략화를 위하여 도시생략) 과 통신할 수도 있다. 기지국 (101) 은 순방향 링크를 통하여 각각의 이동국 (MS) 과 통신한다. 순방향 링크는 기지국 (101) 으로부터 전송되는 순방향 링크 신호 (106) 에 의해 유지될 수 있다. 수개의 이동국 (102 내지 104) 을 향한 신호들은 합산되어 신호 (106) 를 생성할 수 있다. 신호 (106) 를 수신하는 각각의 이동국 (102 내지 104) 은 그 수신신호 (106) 를 디코딩하여, 수신 이동국 (102 내지 104) 의 유저를 향한 정보를 추출한다. 각 수신 이동국 (102 내지 104) 은 또 다른 수신 이동국을 향한 수신 신호의 일부분을 간섭신호로서 취급할 수 있다. 각각의 이동국 (102 내지 104) 은 이동국 (102 내지 104) 각각에 대한 역방향 링크 신호 (107 내지 109) 와 같은 역방향 링크 신호를 통하여 기지국 (101) 과 통신한다.
또한, 기지국 (101) 은 파일롯 채널상의 소정의 일련 데이터 비트를 순방향 링크를 통하여 모든 이동국에 전송하여, 각각의 이동국이 순방향 링크 신호 (106) 를 디코딩하는 것을 보조할 수도 있다. 각각의 이동국은 파일롯 채널을 기지국 (101) 에 전송할 수 있다. 이동국으로부터 전송되는 파일롯 채널은 이동국으로부터 전송되는 역방향 링크 신호에 의해 전달되는 정보를 디코딩하는데 이용될 수 있다. 파일롯 채널의 이용과 동작은 잘 알려진 것이다. 순방향 및 역방향 링크를 통하여 통신하는 송신기 및 수신기는 각각의 이동국 (102 내지 104) 과 기지국 (101) 에 포함되어 있다.
도 2는 일 실시형태에 따른 기지국 (101) 및 이동국 (102 내지 104) 용 송신기 (200) 의 일반 블록도를 나타낸다. 송신기 (200) 는 IS-2000표준에 따라 동작하는 CDMA 시스템에 이용될 수 있다. 채널 데이터 비트는 채널 인코더 (201) 에 입력되어, 인코딩 채널 데이터 심볼을 생성한다. 채널 인코더 (201) 의 기능은 프레임 특성 (quality) 비트를 추가하는 것 및 컨볼루션 및/또는 터보 인코딩을 수행하는 것을 포함할 수 있다. 데이터의 한 블록은 각각의 시간 프레임내에서 전송된다. 인코딩 레이트는 1/2, 1/4, 또는 어떠한 인코딩 레이트도 될 수 있다. 인코딩 후, R개의 데이터 심볼이 매 인코딩 데이터 비트마다 생성된다. 그 결과, R개의 데이터 블록이 인코더 (201) 의 입력부에서 매 데이터 블록마다 생성된다. 레이트 1/2로 인코딩되는 경우, 2개의 데이터블록이 각 입력 블록 마다 인코더 (201) 에서 생성된다. 인코더 (201) 는 인터리브 기능을 위하여 채널 인코딩 심볼을 블록 인터리버 (202) 에 전달한다. 블록 인터리버 (202) 는 데이터를 RAM 블록 (도시생략) 내에 기록하는 상태에서, 인터리브 기능에 따라 각 데이터 블록에서의 데이터 심볼의 위치를 재정렬한 후, RAM 블록으로부터의 재정렬된 데이터 블록을 출력한다. 인터리브 데이터 심볼은 긴 코드 스크램블/모듈레이터 블록 (203) 에 입력되며, 각 채널에서의 데이터 심볼은 긴 코드 마스크로 스크램블된다. 긴 코드 마스크는 각각의 유저에 할당된다. 또한, 전력 제어 심볼 펑처링 (puncturing) 과 같은 다른 기능이 긴 코드 스크램블/모듈레이터 블록 (203) 에서 발생될 수 있다. 각각의 전력 제어 심볼은 유저가 그 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 증가 또는 감소하게끔 명령한다. 디멀티플렉서 (204) 는 긴 코드 스크램블/변조기 블록 (203) 의 출력을 디멀티플렉스하여, 왈시 (Walsh) 커버링 BPSK 또는 QPSK PN 스프레딩하는 인페이스 (in-phase) 데이터 심볼 (211) 및 쿼드페이스 데이터 심볼 (212) 을 생성한다. QPSK PN 스프레딩이 이용될 수 있기 때문에, 2개의 데이터 심볼이 디멀티플렉서 (204) 로부터 동시에 출력될 수 있다. 왈시 커버링/스프레딩 블록 (205) 은 안테나 시스템 (도시생략) 으로부터의 후속 증폭 및 전송을 위하여 입력 데이터 심볼을 변조하여 스프레딩한다.
도 3은 일 실시형태에 따른 왈시 커버링/스프레딩 블록 (205) 의 블록도를 나타낸다. 도시한 블록 (205) 의 동작은 왈시 커버 동작, 이동국들을 향한 순방향 링크 신호를 합산하는 합산 동작, 복소 곱셈기 동작, 베이스밴드 필터링 동작, 및 캐리어 변조 동작을 포함하여, 통신가능 구역에서 증폭되어 기지국 (101) 으로부터 이동국으로 전송되는 신호 (313) 를 생성한다. 또한, 블록 (205) 은 역방향 링크 신호의 전송을 위하여 이동국에 의해 이용될 수도 있다. 블록 (205) 은 여러 구성요소들의 다소의 동작을 포함할 수도 있다. 통상적으로, 왈시 코드는 각각의 순방향 및 역방향 링크의 각각의 채널에 할당된다. 긴 코드 스크램블 후, 결과적인 I 및 Q 신호 (211, 212) 가 왈시 커버 동작부를 통과한다.채널에 대한 왈시 커버 동작은 왈시 커버 블록 (310) 에 도시되어 있다. 블록 (310) 에서의 왈시 커버 동작은 할당 왈시 함수로 입력 I 및 Q 신호 (211, 212) 를 곱하여 커버링 I 및 Q 신호 (306, 307) 를 생성하는 것을 포함한다.
순방향 링크 신호는 각각이 이동국을 향하는 수개의 신호들의 결합 신호일 수 있다. 또 다른 신호가 결합되어 순방향 링크 신호를 생성하는 경우, 왈시 커버 블록 (310) 에서의 왈시 커버 동작과 같이 각각의 왈시 코드에 의해 왈시 커버링된 후의 또 다른 채널의 I 및 Q 신호 (341, 342) 는 합산 블록 (343 및 344) 으로 입력된다. 왈시 코드 동작이전, I 신호 (341) 및 Q 신호 (342) 는 I 신호 (211) 및 Q 신호 (212) 에 대하여 도시된 동작부와 유사한 인코딩, 블록 인터리브 동작, 및 긴 코드 스크램블 동작부를 통과한다. 왈시 커버 동작 후, I 신호 (306, 341) 는 합산 블록 (343) 에서 합산되고, Q 신호 (307, 342) 는 합산 블록 (344) 에서 합산된다. 그 결과 신호들이 결합 I 신호 (345) 및 결합 Q 신호 (346) 이다. 신호 (306 및 307) 는, 합산기 (343, 344) 에서의 합산동작 신호가 없는 경우에, 신호 (345, 346) 로서 통과한다.
블록 (205) 에서의 다음 동작은 PNI 시퀀스 (347) 및 PNQ 시퀀스 (348) 를 통한 복소 곱셈기 동작 (370) 을 포함한다. PNI 시퀀스 (347) 및 PNQ 시퀀스 (348) 는 I 및 Q 채널 PN 시퀀스이다. 신호 (345, 346) 는 PNI 및 PNQ 시퀀스 (347, 348) 로 복소 곱한다. 복소 곱셈기 (370) 의 동작은 스프레딩 신호 (345, 346) 가 I 및 Q 신호 (371, 372) 를 생성하게끔 한다. 베이스밴드 필터 (373, 374) 는 I 및 Q 신호 (371, 372) 를 필터링하는데 이용할 수 있다. 필터링 후의 I 및 Q 신호 (371, 372) 를 캐리어 변조하기 위해, 곱셈기 (375, 376) 가 이용된다. 그 결과적인 신호는 결합기 (377) 에서 결합되어, 결합 신호 (313) 를 생성한다. 신호 (313) 는 안테나 시스템 (도시생략) 으로부터의 전송을 위해 증폭될 수 있다.
도 4는 CDMA 신호를 프로세스하는데 이용되는 수신기 (400) 의 블록도를 나타낸다. 수신기 (400) 는 수신 신호를 복조하여, 수신 신호에 의해 전달되는 정보를 추출한다. 수신 (Rx) 샘플은 RAM (404) 에 기억된다. 수신 샘플은 무선 주파수/중간 주파수 (RF/IF) 시스템 (490) 및 안테나 시스템 (492) 에 의해 발생된다. 안테나 시스템 (492) 은 RF 신호를 수신하고, 그 RF 신호를 RF/IF 시스템 (490) 으로 전달한다. RF/IF 시스템 (490) 은 어떠한 종래의 RF/IF 시스템도 될 수 있다. 수신된 RF신호는 필터링되고 하향변환된 후, 디지털화되어 일 실시형태에 따라 베이스밴드 주파수에서 Rx 샘플을 생성한다. 이 샘플은 디멀티플렉서 (디먹스) (402) 에 공급된다. 디먹스 (402) 의 출력은 탐색기 유닛 (406), 및 핑거 엘리먼트 (408) 에 공급된다. 제어 유닛 (410) 은 이 탐색기 유닛 및 핑거 엘리먼트에 연결되어 있다. 결합기 (412) 는 디코더 (414) 를 핑거엘리먼트 (408) 에 연결한다. 일 실시형태에서, 제어유닛 (410) 은 소프트웨어에 의해 제어되는 마이크로프로세서이며, 동일 집적회로상에 또는 별도의 집적회로상에 위치될 수 있다.
동작동안에, 수신 샘플은 디먹스 (402) 에 인가된다. 디먹스 (402) 는 샘플을 탐색기 유닛 (406) 및 핑거 엘리먼트 (408) 에 공급한다. 제어 유닛(410) 은 탐색기 유닛 (406) 으로부터의 탐색 결과에 기초하여, 상이한 시간 오프셋에서 수신 신호의 복조를 수행하도록 핑거엘리먼트 (408) 에 명령한다. 이 복조결과가 결합되어 디코더 (414) 에 전달된다. 디코더 (414) 는 데이터를 디코딩하여 그 디코딩 데이터를 출력한다.
통상적으로, 탐색 동안에, 탐색기 (406) 는 파일롯 채널의 비간섭성 복조를 이용하여, 여러 전송 소스 및 다중경로에 대응하는 시간 가설 및 위상 오프셋을 테스트한다. 핑거 엘리먼트 (408) 에 의해 수행되는 복조는 제어 및 트래픽 채널과 같은 또 다른 채널의 간섭성 복조를 통하여 수행된다. 탐색기 (406) 에 의해 추출되는 정보는 또 다른 채널의 복조를 위하여 핑거 엘리먼트 (408) 에 이용된다. 탐색기 (406) 및 핑거 엘리먼트 (408) 는 파일롯 채널 탐색 및 제어 및 트래픽 채널의 복조 양자를 제공할 수 있다. 복조 및 탐색은 여러 시간 오프셋에서 수행될 수 있다. 복조 결과는, 각각의 채널상에서 데이터를 디코딩하기 전, 결합기 (412) 에서 결합될 수 있다. 채널의 디스프레딩은, 단일 타이밍 가설에서 할당받은 왈시 함수 및 PN 시퀀스의 복소 공액을 이용하여 수신 샘플을 곱하고, 집적 및 덤프 어큐뮬레이터 회로 (도시생략) 를 종종 이용하여 그 결과적인 샘플을 디지털형식으로 필터링하여 수행될 수 있다. 통상적으로, 이러한 기술은 이 기술분야에 널리 알려진 것이다. 수신기 (400) 는 각각의 역방향 및 순방향 링크 신호상의 정보를 디코딩하기 위하여 기지국 (101) 및 이동국 (102 내지 104) 에서 이용될 수 있다. 기지국 (101) 은 수개의 수신기 (400) 를 이용하여, 수개의 이동국으로부터 동시에 전송되는 정보를 디코딩할 수 있다.
도 5는 채널 데이터 비트를 터보 인코딩하기 위하여 채널 인코더 (201) 에서 이용될 수 있는 예시적인 터보 인코더 (500) 의 블록도를 나타낸다. 터보 인코더 (500) 는 제 1 및 제 2 인코더 블록 (501, 502) 및 인터리버 블록 (503) 을 포함한다. 데이터 심볼 (Xi) 은 인코더 (501) 의 입력부에 터보 코드 (500) 를 입력한다. 인코더 (501) 는 컨볼루션 인코딩 동작에 따라 인코딩한 후 데이터 심볼 (Yi) 을 생성한다. 컨볼루션 인코딩 동작은 컨볼루션 코드 전송 함수에 따른 인코딩을 포함할 수 있다. 이러한 함수는 전송 함수 F(D)=(1+D+D**2)/(1+D) 에 의해 정의될 수 있는데, 여기서 D는 지연 스텝을 나타내고 플러스 표시 (+) 는 배타적 OR 동작을 나타낸다. 이 함수의 구현은 당업자에게 잘 알려진 것이다. 인코딩 블록 (502) 은 데이터 심볼 (Wi) 을 출력한다. 데이터 심볼 (Wi) 은 인터리브 동작에 대한 인터리버 (503) 에 입력되어 데이터 심볼 (Zi) 을 생성한다. 인터리버 (503) 에서의 인터리브 동작은 어떠한 종래의 인터리브 동작에 따를 수 있다. 데이터 심볼 (Zi) 은 인터리브 매핑 함수에 따른 순서로 재정렬되는 데이터 심볼 (Xi) 로 구성된다. 인코더 (502) 는 데이터 심볼 (Zi) 을 인코딩하여, 인코더 (502) 에 이용되는 인코딩 함수에 따라 데이터 심볼 (Wi) 을 출력한다.
데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 은 펑처링 블록 (520) 으로 전달된다. 펑처링 블록 (520) 은 입력부 (510) 에서, 데이터 심볼 (Xi), 입력부 (511) 에서, 인코더 (501) 에 의해 생성되는 데이터 심볼 (Yi), 및 입력부 (512) 에서, 인코더 (502) 에 의해 생성되는 데이터 심볼 (Wi) 을 수신한다. 펑처링 패턴에 따른 펑처링블록 (520) 은 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 들중 한 데이터 심볼을 선택한다. 이 선택된 데이터 심볼은 데이터 블록 인터리브 동작에 대한 블록 인터리버 (202) 상으로 전달된다. 이와 같이, 전송되는 데이터 심볼은 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 로 주로 구성된다.
데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 의 전송은 신호 프로세스, 적합한 주파수로의 상향 변환 및 신호 증폭을 포함할 수 있다. 이러한 송신기는 당업자에게는 잘 알려진 것이다. 전송, 전파 및 수신지 수신기에 의한 수신의 전체프로세스는 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 에 노이즈와 간섭을 부가하는 것을 포함할 수 있다. 수신기 (400) 에서의 디코더 (414) 는 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 의 노이즈 버전을 수신한다.
도 6은 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 을 디코딩하여, 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 생성하는 종래의 터보 디코더 (600) 의 블록도이다. 디코더 (600) 는 수신기 (400) 의 디코더 블록 (414) 에 이용될 수 있다. 데이터 심볼 (Xi, Yi, Wi) 은 입력부 (642) 에서 디코더 블록 (601) 으로 경로지정하는 데이터 심볼 (Xi, Yi) 을 선택하도록 동작하는 데이터 심볼 셀렉터 블록 (620) 을 통과한다. 데이터 심볼 (Xi) 은 인터리버 (699) 를 중간에 통과하여 데이터 심볼 (Zi) 을 국소적으로 재생성한다. 데이터 심볼 (Zi 및 Wi) 은 입력부 (640) 에서 디코더 블록 (602) 으로 전달된다. 디코더 (601) 는 인코더 블록 (501) 에 이용되는 코딩 함수에 따라 데이터 심볼 (Xi, Yi) 을 디코딩한다. 디코더 (601) 는 출력부 (650) 에서 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 생성한다. 디코더 (602) 는 인코더블록 (502) 에서 이용되는 코딩 함수에 따라 데이터 심볼 (Zi 및 Wi) 을 디코딩한다. 디코더 (602) 는 출력부 (660) 에서 데이터 심볼 (Zi) 의 추정값을 생성한다.
데이터 심볼 (Xi) 의 추정값에 대한 신뢰 레벨을 증가시키기 위해, 출력부 (650) 에서의 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 인터리버 (630) 를 통과하여, 디코더 (602) 의 입력부 (632) 에서 데이터 심볼 (Zi) 의 추정값을 생성한다. 디코더 (602) 는 입력부 (640) 에서의 데이터 심볼의 추정값과 함께 입력부 (632) 에서의 데이터 심볼 (Zi) 의 추정값을 이용하여, 출력부 (660) 에서 데이터 심볼 (Zi) 의 신규 추정값을 생성한다. 출력부 (660) 에서 데이터 심볼 (Zi) 의 추정값은 디인터리버 (631; de-interleaver) 를 통과하여 터보 인코더 (500) 에서의 인터리버 (530) 의 인터리브 기능 프로세스를 역수행한 후, 입력부 (641) 에서 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 생성한다. 입력부 (641) 에서의 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 입력부 (642) 에서의 데이터 심볼의 추정값과 함께 이용되어, 출력부 (650) 에서 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 생성한다. 이러한 프로세스는 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값에 대한 신뢰도가 허용가능한 레벨에 도달할 때까지 반복될 수 있다. 터보 디코딩 프로세스가 수개의 스테이지들로 완료되는 경우, 입력부 (641) 는 한 스테이지에서 다음 스테이지로 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값을 입력하는데 이용될 수 있다. 이전 스테이지로부터의 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 다음 스테이지에서의 디코딩 프로세스를 향상시키는 것에 도움을 줄 수 있다.
도 7은 일 실시형태에 따라 수신기 (400) 와 같은 수신기의 간섭 제거에 대한 동작 플로우 다이어그램 (700) 을 나타낸다. RAM (404) 으로부터 판독된 후의, 수신 샘플은 이동국으로부터 수신되는 각각의 신호에 대한 상관 단계 (701) 의 상관프로세스를 통과해야 한다. 상관 프로세스는 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408) 및 결합기 (412) 의 동작으로서 총체적으로 설명될 수 있다. 수신 샘플은 2 이상의 이동국으로부터 전송되는 신호 (예를 들면, M개의 이동국으로부터의 M개의 신호들) 로부터의 샘플을 포함하기 때문에, 상관 프로세스는 신호 (1-M) 에 대한 상관 단계에서 수신신호마다 반복될 수 있다. 각각의 신호는 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408) 및 결합기 (412) 의 동작에 대한 기반으로서 상이한 상관 파라미터를 요청할 수 있기 때문에, 수신신호 마다의 상관 프로세스는 유일성을 가질 수 있다. 각각의 신호는 트래픽 채널과 파일롯 채널을 포함할 수 있다. 각각의 신호에 의해 전송되는 트래픽 채널과 파일롯 채널에 할당되는 PN 시퀀스는 상이할 수 있다. 상관 프로세스는 파일롯 채널과의 상관 결과에 기초하여 채널 패이딩 특성을 추정하는 것을 포함하는 채널 추정을 포함할 수 있다. 이후, 채널 추정정보는 트래픽채널과 상관하는데 이용된다. 이후, 각각의 트래픽 채널이 디코딩된다.
각 상관 프로세스로부터의 결과들은 디코딩 단계 (702) 를 통과한다. 디코더 (414) 는 디코딩 단계를 수행할 수 있다. 전송된 채널이 컨볼루션 인코딩 프로세스를 통하여 인코딩되는 경우, 디코딩 단계 (414) 는 이용된 컨볼루션 코드에 따라 수행된다. 전송된 채널이 터보 인코딩 프로세스를 통하여 인코딩되는 경우, 디코딩 단계 (414) 는 이용된 터보 코드에 따라 수행된다. 디코더 (600)에 도시된 터보 디코딩 동작은 디코더 (414) 에 이용될 수 있다. 따라서, 각각의 신호는, 각각의 전송된 데이터 프레임과 관련되는 각각의 순회 용장 검사 (CRC) 에 대하여 통과 지시자가 생성되었는지에 대한 충분한 정보를 제공하도록 디코딩된다. 통신 시스템에서의 CRC 의 동작과 이용은 잘 알려진 것이다.
CRC 체크는 간섭 제거의 임시 판정요소이다. CRC가 통과판정이 난 경우, 통과된 CRC와 관련되는 채널의 디코딩 결과는 단계 (703) 에서 재인코딩되고 재스프레딩되어 재인코딩 및 재스프레딩 샘플이 생성된다. 예를 들면, 디코딩 채널이 유저와 관련되는 트래픽 채널인 경우, 유저에 의해 트래픽 채널을 전송하는데 이용되는 동일 PN 코드가 재스프레딩 프로세스에 이용된다. 이와 유사하게, 채널을 전송하는데 이용되는 동일 인코딩 프로세스가 재인코딩 프로세스에 이용된다. 재인코딩 프로세스 및 재스프레딩 프로세스는 각각의 채널에 대한 채널 추정값을 판정하는 것을 포함할 수 있다. 각각의 채널에 대한 채널 추정값은, 관련 파일롯 채널 페이딩 특성에 기초하여 판정된다. 각각의 트래픽 채널에 대하여 판정된 채널 추정값의 결과는 재스프레딩 및 재인코딩 프로세스에 이용되어, 간섭제거 프로세스에 대한 RX 샘플이 생성된다. 각각의 채널이 재인코딩되고 재스프레딩된 후, 채널 추정값의 결과가 재인코딩 및 재스프레딩 트래픽 채널 신호로 곱해진다. 이후, 그 결과는 단계 (705) 에서 간섭 제거 프로세스에 이용된다. 이러한 재인코딩 및 재스프레딩 프로세스는 디지털 신호 프로세서 또는 소프트웨어 제어방식 마이크로프로세서에 의해 수행될 수 있다.
원시 샘플은 단계 (704) 에서 메모리로부터 판독될 수 있다. 재인코딩및 재스프레딩 샘플은, 단계 (705) 에서의 간섭제거 프로세스를 위해 이용되기 전에, 관련 파일롯 채널을 디코딩하는 결과로서 생성되는 채널 추정 파라미터로 곱해진다. 단계 (705) 에서, 채널 변조된, 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 수신 샘플로부터 추출된다. RAM (404) 은 프로세스가 완료될 때까지 결과적인 샘플을 기억할 수 있다. 단계 (705) 에서 생성된 샘플에 대하여, 신호 (1 내지 M) 에 대한 상관프로세스가 단계 (706) 에서 반복된다. 상관단계 (706) 의 결과는 디코딩 단계 (707) 에서 디코딩된다. 이 때, 디코딩 단계 (707) 의 결과는 단계 (705) 에서 수행되는 간섭제거 프로세스로 인해, 디코딩 단계 (702) 의 결과보다 에러를 덜 갖는다. 이 프로세스는 단계 (707) 에서 디코딩 결과의 CRC를 체크하고 단계 (705) 에서 수행되는 것과 같은 샘플의 간섭제거 프로세스를 추가수행함으로써 반복될 수 있다. 이러한 반복 프로세스는 원하는 만큼 여러번 반복될 수 있다. 각각의 제거 프로세스 후, 결과적인 수신 샘플은 메모리에 기억된다. 다른 제거단계가 필요한 경우, 새롭게 기억된 샘플이 이용된다.
터보 인코더가 시스템에 이용되는 경우, 단계 (702 및 707) 에서의 디코딩 프로세스는 도 6에 도시된 예시적인 실시형태와 같은 터보 디코딩 프로세스를 따를 것이 요청된다. 터보 디코딩 프로세스는 반복 프로세스를 포함할 수 있다. 또한, 한 단계에서 결정되는 Xi의 추정값은 다음 반복 단계에서 피드백으로서 이용되어, 데이터 심볼 (Xi) 을 디코딩할 수 있다. 상술한 반복 단계는 데이터 심볼 (Xi) 의 정확한 추정값과 관련되는 신뢰레벨을 개선시킨다. 이와 같이, 터보 디코딩 프로세스에 따라 단계 (702) 에서의 디코딩의 경우, 디코딩 단계 (702)에서 디코딩되는 추정결과는 디코딩 단계 (707) 에서 이용되어, 단계 (707) 에서의 디코딩 프로세스를 개선시킬 수 있다. 예를 들면, 단계 (702) 에서 (A 내지 Q로 도시된) 상이한 채널과 관련되는 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 디코딩 단계 (707) 에서 입력된다. 예를 들면, (A 로 도시된) 제 1 채널과 관련되는 데이터 심볼 (Xi) 의 추정값은 동일 채널과 관련되는 디코딩 단계 (707) 에 이용된다.
1 이상의 제거 단계가 존재하는 경우, 재인코딩 및 재스프레딩 프로세스는 채널 파라미터를 재추정하는 것을 포함할 수 있다. 이 파라미터는 파일롯 채널과 관련되는 페이딩 파라미터를 포함한다. 채널은, 각각의 제거 프로세스 이후, 각각의 유저와 관련되는 각각의 파일롯 채널에 대하여 재추정된다. 동일 유저에 대한 채널 추정 파라미터는 각각의 제거 단계 이후, RX 샘플로부터의 샘플의 제거 프로세스로 인하여 상이할 수 있다. 이후, 재추정된 채널은 다음 제거 프로세스에 대하여 재스프레딩 및 재인코딩 신호를 재구성하는데 이용된다. 이러한 채널 재추정과, 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 발생시키는 것에 대한 채널 재추정의 이용은 다른 단계에서의 각각의 제거 프로세스에 정확한 샘플을 제공하는데 필수적일 수 있다. 그 결과, 제거 단계에서 이용되어 제거 프로세스에 의해 생성되는 샘플들은 더욱 정확해진다. 제거 프로세스가 수신 샘플로부터의 파장 및 위상의 부정확한 제거를 포함하는 경우, 그 이후 단계에서의 디코딩 프로세스 품질은 떨어진다. 이와 같이, 각각의 제거 프로세스에 이용되는 샘플은, 모두 공통 유저와 관련되어 있는 트래픽 채널과 파일롯 채널을 생성하는 신호의 정확한 복제 샘플이어야 한다.
기지국 (101) 에 의해 수신된 신호는 수신기 (400) 에 입력될 수 있다. 안테나 시스템 (492) 및 RF/IF 시스템 (490) 은 이동국으로부터 신호를 수신하여 그 수신신호의 샘플을 생성할 수 있다. 이 수신 샘플은 RAM (404) 에 기억될 수 있다. 수신기 (400) 는 서로 다른 이동국으로부터 수신된 모든 신호에 대하여 상관단계 (701, 706) 및 디코딩 단계 (702, 707) 를 동시에 수행하는 복수의 탐색기 (406), 복수의 핑거엘리먼트 (408), 복수의 결합기 (412), 및 복수의 디코더 (414) 를 포함할 수 있다. 그러나, 한개의 안테나 시스템 (492) 및 RF/IF 시스템 (490) 만이 필요할 수도 있다. 전송 신호가 전송기에서 터보 인코딩 프로세스를 통과했을 경우, 디코더 (414) 에 의해 수행되는 디코딩 단계 (702 및 707) 는 도 6에 도시된 터보 디코더 (600) 의 동작을 따를 수도 있다.
통신 시스템 (100) 에서 통상 설명되는 바와 같이, RF/IF 시스템 (490) 은 인코딩 및 스펙트럼 확산 수신 신호를 수신 샘플로 변환한다. 수신 샘플은 RAM (404) 내에 기억될 수 있다. 핑거 엘리먼트 (408) 와 결합하는 탐색기 (406) 는 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 제 1 채널 추정값을 결정한다. 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플은 수신 샘플내에 포함되어 있다. 핑거 엘리먼트 (408), 결합기 (412), 및 디코더 (414) 는 제 1 채널 추정값에 따라 그 수신 샘플을 상관 및 디코딩하여, 디코딩 수신 샘플을 생성한다. RAM (404) 와 같이, 다른 블록과 연결되어 있는 제어기 (410) 는 디코딩 수신 샘플을 재인코딩하고 재스프레딩시켜 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 또한, 제어기 (410) 는 제 1 채널 추정값에 기초하여 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형하여 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 이 변형 단계는 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 제 1 채널 추정값으로 곱하여 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하는 것을 포함할 수 있다. 제어기 (410) 는 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 수신 샘플의 간섭 제거를 수행하여, 신규 세트의 수신 샘플을 생성한다. 신규 세트의 수신 샘플은 RAM (404) 에 기억될 수 있다. 결과적인 신규 세트의 수신샘플은, 샘플로부터의 제거된 성분이 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플에 기초하기 때문에, 정확한 효율적인 후속 신호프로세스를 받게 된다. 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 정확한 샘플을, 제거 프로세스를 거친 파장 및 위상으로 나타낸다. 이러한 정확성은 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 발생시키는 프로세스에 채널 추정 정보를 포함시켜 달성할 수 있다.
반복 프로세스의 일부분으로서 수신 신호의 후속 신호 프로세스에 대하여, 핑거 엘리먼트 (408) 와 결합하는 탐색기 (406) 는 제 2 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 제 2 채널 추정값을 결정한다. 제 2 세트의 파일롯 샘플은 신규 세트의 수신 샘플내에 포함된다. 신규 세트의 수신 샘플이 원래 수신 샘플로부터의 하나 이상의 제거 성분을 갖고 있기 때문에, 제 2 채널 추정값을 포함하는 결정하는 단계가 필요할 수 있다. 핑거 엘리먼트 (408), 결합기 (412), 및 디코더 (414) 의 결합체는 제 2 채널 추정값에 따라 신규 수신 샘플을 상관하고 디코딩하여, 신규 디코딩 수신 샘플을 생성한다. 제어기 (410) 는 신규 디코딩 수신 샘플을 재인코딩하고 재스프레딩하여, 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 제어기 (410) 는 제 2 채널 추정값에 기초하여 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형시켜, 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성한다. 이 변형 프로세스는 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 제 2 채널 추정값으로 곱하여 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하는 단계를 포함할 수 있다. 제어기 (410) 는 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 신규 세트의 수신 샘플상에 간섭제거를 수행하여, 또 다른 신규 세트의 수신 샘플을 생성한다. 샘플로부터의 제거성분이 신규 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플에 기초하기 때문에, 결과적인 신규 발생 세트의 수신 샘플은 정확하고 효율적인 후속 신호프로세스를 받는다. 신규 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플은 정확한 샘플을, 제거 프로세스를 거친 파장 및 위상으로 나타낸다. 이러한 정확성은 신규 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 발생시키는 프로세스에 제 2 채널 추정 정보를 포함시켜 달성할 수 있다. 이러한 반복 프로세스는 필요한 경우 수회 반복될 수 있다.
디코딩 프로세스는 터보 디코딩 프로세스 또는 컨볼루션 디코딩 프로세스를 따를 수 있다. 채널상에 디코딩 프로세스가 발생할 때마다, 제어기 (410) 는 디코딩 프로세스의 결과에 기초한 순회 용장 검사가 소정의 기준을 통과하는지를 판정할 수 있다. 순회 용장 검사가 통과했는지에 따라 제거 간섭프로세스가 수행될 수 있다. 순회 용장 검사가 통과하지 못한 경우, 디코딩 결과는 재인코딩 및 재스프레딩, 및 제거 프로세스에 대한 후속 이용에 부적합할 수 있다. 터보 디코딩 프로세스에 따른 디코딩의 경우, 한번 반복된 디코딩의 결과는 제거 프로세스 후의 후속단계에서 디코딩 프로세스를 보조하는데 이용될 수 있다.
상관 프로세스가 수행될 때마다, 탐색기 (406) 및 핑거엘리먼트 (408) 는 파일롯 채널의 비간섭성 복조를 결정하는 것을 신규개시하여, 타이밍 가설 및 위상 오프셋을 테스트할 수 있다. 탐색기 (406) 또는 핑거엘리먼트 (408), 또는 탐색기 (406) 와 핑거엘리먼트 (408) 의 결합체는 각각의 수신 신호에 대한 신호 대 간섭비 (S/I) 를 판정할 수 있다. 각각의 신호의 간섭 레벨은, 단계 (705) 에서 수신 샘플에서 일부 샘플이 추출될 때마다, 감소될 수 있다. 그 결과, 간섭 제거 프로세스 (700) 가 한번 반복될 때마다, S/I가 다를 수 있다. 비 Eb/I는 비 S/I와 같은 의미를 나타낼 수 있다. 비 Eb/I는 데이터 심볼 또는 데이터 비트의 유닛당 간섭에 대한 신호 에너지의 측정값이다. 따라서, S/I 및 Eb/I는 어떤 면에서는 상호교환하여 사용할 수 있다.
이동국이 기지국으로부터 통신 서비스를 수신하기 위해서는, 이동국은 수개의 논리상태를 통과해야만 한다. 제 1 상태는 통신 링크를 설정하기 위해 기지국에 등록하는 초기 액세스 상태일 수 있다. 그 다음 상태는 이동국이 초기 등록을 완료하고 프로토콜이 기지국과 교환하는 휴지 상태 (idle state) 일 수 있다. 휴지 상태에서는, 이동국의 유저 또는 기지국에 의해, 이동국이 기지국을 깨워 기지국과의 통신링크를 개시한다. 그 다음 상태에서, 이동국은 접속상태로 될 수 있다. 접속 상태에서는, 이동국은 데이터를 수신하거나, 데이터를 수신하도록 대기한다. 이동국과 기지국간에는 주기적인 순방향 및 역방향 링크 통신이 존재한다.
간섭을 제어하기 위해, 시스템은 각 이동국으로부터 전송되는 신호 레벨, 또는 통신 데이터 레이트 또는 양자를 제어한다. 통상적으로, 각각의 이동국은, 트래픽 채널 및 파일롯 채널 양자를 지원하기 위하여, 필요한 역방향 링크 전력 레벨을 결정한다. 통신 시스템에서 이동국으로부터 전송되는 신호의 전력레벨을 제어하는 여러 전력 제어 방식이 알려져 있다. 광대역 스펙트럼 확산 셀룰라 시스템에 대한 이동국-기지국 호환가능 표준에 하나 이상의 예가 설명되어 있으며, 또 다른 예는 TIA/EIA-95 및 TIA/EIA-2000 표준으로서 알려져 있다. 이동국의 출력 전력레벨은 2개의 독립적인 제어 루프인, 개방 루프와 폐쇄 루프에 의해 제어된다. 개방 루프 전력 제어는 각각의 이동국이 기지국과 적절한 통신 링크의 유지 필요성에 기초한 것이다. 따라서, 기지국에 더 가까운 이동국이 더 멀리 떨어진 이동국보다 더 적은 전력을 필요로 한다. 이동국에서의 강한 수신 신호는 이동국과 기지국간의 전파 손실이 작음을 의미하기 때문에, 약한 역방향 링크 전송 전력 레벨이 요청된다. 개방루프 전력 제어에서, 이동국은 파일롯, 페이징, 동기화 및 트래픽 채널과 같은 하나 이상의 수신채널의 독립적인 S/I 측정에 기초하여 역방향 링크의 전송 전력 레벨을 설정한다. 이동국은 역방향 링크상에서의 전력 레벨 설정 이전에 독립적인 측정을 수행할 수 있다.
도 8은 일 실시형태에 따른 예시적인 폐쇄 루프 전력 제어 방법의 플로우 다이어그램 (800) 를 나타낸다. 폐쇄 루프 전력제어 방법 (800) 의 동작은 통신 시스템 (100) 의 이동국이 순방향 링크 트래픽 채널을 포착하는 것에서 시작한다. 이동국이 초기 액세스를 시도한 후, 이동국은 초기 역방향 채널 전력 레벨을 설정한다. 이후, 역방향 링크상에서 설정한 초기 전력 레벨은 통신 링크 동안에 폐쇄 루프 전력레벨 제어 (800) 를 통하여 조절된다. 폐쇄루프 전력제어 (800) 는 개방루프 전력제어보다 더욱 신속한 응답시간으로 동작한다. 폐쇄루프 전력제어 (800) 는 개방루프 전력제어에 대한 변경을 제공한다. 일 실시형태에서, 폐쇄루프 전력제어 (800) 는 트래픽 채널 통신 링크동안에, 개방루프 제어와 결합동작하여, 큰 동적 범위를 갖는 역방향 링크 전력 제어를 제공한다.
폐쇄루프 (800) 를 통하여 이동국의 역방향 링크신호의 전력레벨을 제어하기 위해, 단계 (801) 에서 기지국 (101) 은 이동국으로부터 전송되는 역방향 링크 신호의 신호 대 간섭비 (S/I) 를 측정한다. 단계 (802) 에서, 측정된 S/I는 설정값 S/I와 비교된다. 측정된 S/I는 간섭에 대한 비트 에너지의 비인 Eb/I의 형태일 수 있으며, 그 결과, 설정값은 Eb/I와 동일한 형태일 수 있다. 이동국에 대해 설정값이 선택될 수 있다. 설정값은 초기에, 이동국에 의한 개방 루프 전력 설정값에 기초를 둘 수 있다.
측정된 S/I 값이 설정값보다 높은 경우, 단계 (803) 에서는, 기지국 (101) 은 역방향 링크 신호의 전력 레벨을 소정의 양만큼 예를 들면 1dB만큼 전력을 업하도록 이동국에 명령한다. 측정된 S/I 값이 설정값보다 높은 경우, 기지국은 이동국이 적합한 역방향 링크 통신을 유지하는데 필요한 것보다 더 높은 신호 전력 레벨로 역방향 링크상에서 전송하게끔 지시한다. 그 결과, 이동국은 역방향 링크의 신호 전력레벨을 내리도록 명령을 받아, 전체 시스템 간섭이 감소하게 된다. 측정된 S/I 값이 설정값보다 낮은 경우, 단계 (804) 에서, 기지국 (101) 은 역방향링크 신호의 전력 레벨을 소정의 양만큼 예를 들면 1dB만큼 전력을 업하도록 이동국에 명령한다. 측정된 S/I 값이 설정값보다 낮은 경우, 기지국은 적합한 역방향 링크 통신을 유지하는데 필요한 것보다 더 낮은 신호 전력 레벨로 역방향 링크상에서 전송하게끔 이동국에 지시한다. 전력 레벨을 증가시킨 결과로서, 이동국은 간섭 레벨을 극복할 수 있고 적절한 역방향 링크 통신을 제공할 수 있다.
단계 (802 내지 804) 에서 수행되는 동작을, 내부루프 전력제어라 할 수 있다. 이 내부루프 전력제어는 기지국 (101) 에서의 역방향 링크 (S/I) 를 설정값에 의해 제공되는 목표 임계값에 가능한 가깝게 유지된다. 이 목표 S/I 는 이동국에 대하여 선택되는 설정값에 기초를 둔다. 전력 상승 또는 하강은 1 시간 프레임동안, 여러번 수행될 수 있다. 일 실시형태에서, 1 시간 프레임은 16개의 전력 제어그룹으로 분할될 수 있다. 각각의 전력 제어그룹은 수개의 데이터 심볼로 구성된다. 전력 상승 또는 전력 하강 커맨드는 프레임당 16회 전송될 수 있다. 데이터의 1 프레임이 단계 (805) 에서 수신되지 않았을 경우, 단계 (801) 에서, 전력 제어 루프 (800) 가 다음 전력제어 그룹 동안에 역방향 링크 신호의 S/I 측정을 진행한다. 이 프로세스는 단계 (802 내지 804) 에서 반복된다.
단일 설정값 또는 목표값은 모든 조건에 대하여 만족하는 것은 아니다. 따라서, 단계 (802) 에서 이용되는 설정값은 원하는 역방향 링크 프레임 에러 레이트에 의존하여 변경할 수도 있다. 데이터의 1 프레임이 단계 (805) 에서 수신되었을 경우, 신규 S/I 설정값이 단계 (806) 에서 계산될 수 있다. 신규 설정값은 이동국에 대한 신규 S/I 목표값이 된다. 신규 설정값은 프레임 에러 레이트를 포함한 복수의 요소에 기초될 수 있다. 예를 들면, 프레임 에러 레이트가, 허용불가능한 프레임 에러 레이트를 나타내는 소정의 레벨보다 큰 경우, 설정값은 더욱 높은 레벨로 상승할 수 있다. 설정값을 더욱 높은 레벨로 상승시킴으로써, 결과적으로 이동국은 단계 (802) 에서의 비교 및 단계 (804) 에서의 전력 상승 커맨드를 통하여 역방향 링크 전송 전력 레벨을 증가시킨다. 프레임 에러 레이트가, 허용가능한 프레임 에러 레이트보다 큼을 나타내는 소정의 레벨 아래인 경우, 설정값은 더 낮은 레벨로 하강시킨다. 설정값을 더 낮은 레벨로 하강시킴으로써, 결과적은 이동국은 단계 (802) 에서의 비교 및 단계 (803) 에서의 전력 하강 커맨드를 통하여 역방향 링크 전송 전력 레벨을 감소시킨다. 단계 (805 및 806) 에서 수행되는 동작 및 신규 프레임의 S/I 를 측정하는 단계 (801) 로 귀환하는 동작은 외부 루프 동작으로 볼 수 있다. 외부 루프 전력제어는 매 프레임마다 한번 커맨드할 수 있고 폐쇄 루프 전력 제어는 매 전력 제어 그룹마다 한 번 커맨드할 수 있다. 1 프레임과 1 전력 제어그룹은 일 실시형태에 따라 각각 20과 1.25 mSec 길이를 갖는다.
또한, 본 발명의 시스템은 순방향 링크 전력 제어 방식을 이용하여 간섭을 감소할 수도 있다. 이동국은 음성 및 데이터 품질에 대하여 기지국에 주기적으로 전달한다. 프레임 에러 레이트 및 품질 측정은 전력 측정 보고 메시지를 통하여 기지국에 보고된다. 이 메시지는 일 시간간격동안 역방향 링크상에서 에러로 수신된 프레임의 개수를 포함한다. 순방향 링크 신호의 전력 레벨은 프레임 에러의 개수에 기초하여 조절된다. 이러한 품질 측정 피드백은 프레임 에러 레이트에 기초를 두기 때문에 순방향 링크 전력 제어는 역방향 링크 전력 제어보다 다소 느리다. 따라서, 신속한 응답을 위하여, 역방향 링크 소거 비트가 이용되어, 이전 프레임이 에러를 갖고 수신되었는지의 여부를 기지국에 보고한다. 순방향 링크 전력 레벨을 제어하는 방식으로 메시지 또는 소거 비트를 감시한 상태에서, 채널 전력 이득이 연속해서 조절될 수 있다.
데이터의 통신에 대하여, 순방향 링크는, 이동국을 향하는 효율적인 순방향 링크 데이터 레이트를 조절한 상태에서, 고정 전력 레벨로 이동국에 전송될 수 있다. 전체적인 시스템을 보았을 때 순방향 링크상의 데이터 레이트 조절은 간섭 제어 형식을 의미한다. 통상적으로, 순방향 링크 전력 제어는 통신가능구역에서의 간섭을 제어하기 위한 것이다. 피드백 품질 측정이 저품질 수신을 나타낸 경우, 전력 레벨 상수를 유지시켜 간섭의 효과를 극복한 상태에서 데이터 레이트를 낮출 수 있다. 또한, 데이터 레이트는 또 다른 단말국들이 순방향 링크 통신을 좀더 높은 데이터 레이트에서 수신하게끔 낮추어질 수 있다.
하나 이상의 CDMA 스펙트럼 확산 시스템 표준에 따르면, 개방 루프 및 폐쇄 루프 전력 제어 방식에 더하여, 이동국은 이들 표준에 의해 특정되는 코드 채널의 속성에 의해 출력 전력레벨을 조절한다. CDMA2000에서는, 이동국은 강화된 액세스 채널 헤더의 출력 전력, 강화된 액세스 채널 데이터, 및 역방향 파일롯 채널의 출력 전력 레벨에 대한 역방향 공통 제어 채널 데이터를 설정한다. 역방향 파일롯 채널의 출력 전력 레벨은 개방 및 폐쇄 루프 전력 제어에 의해 설정된다.이동국은 코드 채널 전력 레벨과 역방향 파일롯 채널 전력 레벨간의 전력 레벨비를 유지시킨다. 이 전력 레벨비는 코드 채널에 이용되는 데이터 레이트에 의해 정의될 수 있다. 통상적으로, 테이블은 상이한 데이터 레이트에서 전력 레벨비에 대한 값을 제공한다. 통상적으로, 이 전력 레벨비는 데이터 레이트가 높을수록 증가한다. 또한, 1과 같은 전력 레벨비도 가능할 수 있다. 1과 같은 전력 레벨비에서는, 전력 제어 루프 (800) 에 의해 설정된 파일롯 채널의 전력 레벨은 코드 채널의 전력 레벨과 같을 수 있다. 트래픽 채널상에서의 데이터 전송 동안에, 데이터 레이트 및 트래픽 채널 전력 레벨이 조절될 수 있다. 전력레벨은 역방향 링크 파일롯의 상대 전력에 기초하여 선택될 수 있다. 허용가능 데이터 레벨이 선택되면, 역방향 링크 파일롯 전력 레벨에 대한 대응 채널 이득이 트래픽 채널 전력 레벨을 설정하는데 이용된다.
데이터 모드에서, 기지국은 상이한 데이터 레이트로 많은 수의 이동국에 통신 링크를 제공할 수 있다. 예를 들면, 순방향 링크 접속 상태에서의 이동국이 낮은 데이터 레이트로 데이터를 수신하고 또 다른 이동국이 높은 데이터 레이트로 데이터를 수신할 수 있다. 역방향 링크상에서는, 기지국이 상이한 이동국으로부터 복수의 역방향 링크 신호를 수신할 수 있다. 독립적인 측정에 기초하여 이동국은 기지국으로부터 원하는 데이터 레이트를 결정하여 요청할 수 있다. 일 실시형태에서, 원하는 순방향 링크 데이터 레이트가 데이터 레이트 제어 (DRC) 채널을 통하여 기지국에 전달된다. 기지국은 요청된 데이터 레이트로 순방향 링크 데이터 전송을 제공하는 것을 시도한다. 역방향 링크상에서, 이동국은 복수의 가능한 역방향 링크 데이터 레이트들중 한 역방향 링크 데이터 레이트를 자발적으로 선택할 수 있다. 일 실시형태에서는, 선택된 데이터 레이트가 역방향 레이트 지시자 채널을 통하여 기지국에 전달될 수 있다. 또한, 각각의 이동국은 소정 등급의 서비스로 제약을 받을 수도 있다. 서비스의 등급은 순방향 및/또는 역방향 링크상의 최대 이용가능한 데이터 레이트를 제한할 수 있다.
높은 데이터 레이트에서의 데이터 통신은 낮은 데이터 레이트에서보다 높은 송신/수신 신호 전력 레벨을 갖는다. 순방향 및 역방향 링크는 음성 전달의 경우와 유사한 데이터 레이트 활동을 갖는다. 순방향 및 역방향 링크 데이터 레이트는, 음성 정보 주파수 스펙트럼이 제약을 받기 때문에, 낮은 데이터 레이트로 제한받을 수 있다. 가능한 음성 데이터 레이트는 통상 알려진 것이며, IS-95 및 IS-2000 과 같은 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 통신 시스템 표준에서 설명되어 있다. 그러나, 데이터 통신에 대하여, 순방향 및 역방향 링크는 동일한 데이터 레이트를 가질 수 없다. 예를 들면, 이동국은 데이터베이스로부터의 큰 데이터 파일을 탐색할 수 있다. 이 경우, 순방향 링크상의 통신이 데이터 패킷의 전송에 지배적으로 이용될 수 있다. 순방향 링크상의 데이터 레이트는 2.5Mbps에 달할 수 있다. 일 실시형태에서, 순방향 링크상의 데이터 레이트는 이동국에 의해 만들어진 데이터 레이트 요청에 기초를 둘 수 있다. 일 실시형태에서, 역방향 링크상에서는, 데이터 레이트가 좀더 낮아져, 4.8 내지 153.6Kbps의 범위에 있을 수 있다.
일 실시형태에서, 폐쇄 루프 전력 제어의 동작 (800) 은 단계 (806) 에서 신규 설정값을 결정하는 것을 포함한다. 신규 설정값을 결정하는 것은 역방향 링크 통신의 프레임 에러 레이트에 부분적으로 기초를 둘 수 있다. 도 4 및 도 7에 도시된 바와 같이, 디코딩 정보의 프로세스 및 그 결과로서 프레임 에러 레이트를 결정하는 것은 신호의 간섭제거 프로세스를 포함할 수 있다. 예를 들면, 단계 (702) 에서의 디코딩이후, 어떤 신호들은, 상관 및 디코딩이 단계 (706, 707) 에서 반복되기 전에, 단계 (705) 에서 신호의 샘플로부터 제거될 수 있다. 단계 (707) 에서의 디코딩이 만족스러운 경우, 단계 (705) 에서 수행되는 간섭 제거를 반복할 필요는 없다. 이 후, 디코딩 데이터는 각각의 역방향 링크 통신을 추가로 프로세스하는데 이용된다. 단계 (707) 이후에 추가의 간섭제거가 수행되지 않는 경우, 각각의 역방향 링크 신호의 프레임 에러 레이트는 단계 (707) 에서의 디코딩 결과에 기초하여 결정된다. 각각의 역방향 링크 채널에 대한 프레임 에러 레이트는, 도 8의 단계 (806) 에서 각각의 대응 역방향 링크 폐쇄 루프 전력 제어 반복에 대한 신규 설정값을 결정하는데 이용될 수 있다.
도 9는 일 실시형태에 따른 신규 설정값을 결정하는 플로우차트 (900) 를 나타낸다. 플로우챠트 (900) 에 의해 나타내어진 방법은 도 8의 폐쇄 루프 전력 제어 (800) 의 단계 (806) 에 이용될 수 있다. 단계 (901) 에서의 방법은 어떤 간섭제거가 발생했는지를 판정하는 것을 포함한다. 통상적으로, 도 7의 예시적인 실시형태에 따라 나타낸 디코딩 프로세스가 단계 (705) 에서 도시된 바와 같은 간섭제거를 포함하지 않는 경우, 신규 설정값은 프레임 에러 레이트에 기초하여 결정될 수 있다. 프레임 에러 레이트가 증가하는 경우, 설정값은 단계 (902) 에서 예를 들면, 1dB와 같은 소정의 양만큼 증가된다. 프레임 에러 레이트가 감소되는 경우, 설정값은 단계 (902) 에서 예를 들면, 1dB와 같은 소정의 양만큼 감소된다. 도 7의 예시적인 실시형태에 따라 도시된 디코딩 프로세스가 단계 (705) 에서 도시된 것과 같은 간섭 제거를 포함하는 경우, 신규 설정값이, 간섭 제거 프로세스 전후에 신호의 프레임 에러 레이트 및 S/I에 기초하여 결정된다. 단계 (903) 에서, 간섭 제거전의 신호의 S/I가 측정된다. 단계 (904) 에서, 간섭제거후의 신호의 S/I가 측정된다. S/I측정은 도 4에 도시된 수신기 (400) 의 예시적인 실시형태에 의해 수행될 수 있다. 탐색기 (406), 핑거엘리먼트 (408), 및 가능한 결합기 (412) 의 동작이 단계 (705) 에서의 간섭 제거 프로세스전후에 수신신호의 S/I를 판정하는데 이용될 수 있다. 디코딩 동작은 디코더 (414) 에 의해 수행될 수 있다. 디코딩 단계 (702) 가 디코더 (414) 에 의해 수행된 후, 어떤 간섭제거가 예를 들면, CRC 정보에 기초하여 결정된 경우, 디코더 (414) 는 제어 시스템 (410) 과 연결되며 간섭제거 프로세스를 수행하는 회로와 연관되는 RAM (404) 에 샘플을 시그널링한다. 이때, 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408) 및 가능한 결합기 (412) 가 간섭 제거 프로세스 전후의 신호의 S/I를 결정한다. 간섭 제거 프로세스 이후에 디코딩 단계 (707) 에서 결정된 S/I는 가능한 신규 파라미터에 기초하여 결정된다. 이 신규 파라미터는 탐색기 (406), 핑거 엘리먼트 (408) 및 가능한 결합기 (412) 에 의해 이용되어, 간섭제거 단계 이후에 S/I를 판정한다. 단계 (705) 에서 수행된 간섭 제거가 신호 S/I 를 변경시킬 수 있기 때문에 신규 파라미터가 이용된다.
단계 (905) 에서, 간섭 제거 프로세스 전후에 신호의 차이 (델타 값) S/I 가 결정된다. 이 때, 델타값은 단계 (902) 에 제공되어 폐쇄루프 전력제어에 대한 신규 설정값을 결정하는데 이용될 수 있다. 신규 설정값은 프레임 에러 레이트에 기초하여 계산되는 설정값으로부터 델타값을 감산하여 계산될 수 있다. 신규 설정값은 도 8의 단계 (802) 에 제공되어, 다음 프레임에 대한 전력상승 및 전력 하강 커맨드를 결정하는데 이용된다. 간섭제거 프로세스에 기초한 S/I의 이용은 통신 시스템의 유저에 의해 경험되어지는 전반적인 간섭을 최소화하는 전력상승 및 전력 하강 커맨드를 결정하는 신뢰도를 하나 이상의 관점에서 개선시킬 수 있다.
이상, 당업자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있게끔 바람직한 실시형태를 상세히 설명하였다. 당업자는 이들 실시형태에 대한 여러 변형이 가능하며, 본 명세서내에 정의되는 일반 원리가 좀 더 진보된 기능을 이용하지 않고도 다른 실시형태에 이용될 수 있음을 알고 있다. 따라서, 본 발명은 상술한 실시형태에 한정되지 않고 원리와 신규 특징에 부합되는 가장 넓은 범위를 부여받을 수 있다.

Claims (24)

  1. 통신 시스템에서,
    인코딩 및 스펙트럼 확산 수신 신호를 수신 샘플로 변환하는 단계;
    상기 수신 샘플내에 포함된 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 제 1 채널 추정값을 결정하는 단계;
    디코딩 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 제 1 채널 추정값에 따라 상기 수신 샘플을 상관 및 디코딩하는 단계;
    재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 디코딩 수신 샘플을 재인코딩하고 재스프레딩하는 단계; 및
    채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 제 1 채널 추정값에 기초하여 상기 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 변형하는 단계는 상기 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 상기 제 1 채널 추정값으로 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    신규 세트의 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 상기 수신 샘플상의 간섭 제거를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 신규 세트의 수신 샘플내에 포함되는 제 2 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 제 2 채널 추정값을 결정하는 단계; 및
    신규 디코딩 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 제 2 채널 추정값에 따라 상기 신규 수신 샘플을 상관하고 디코딩하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 신규 디코딩 수신 샘플을 재인코딩 및 재스프레딩하는 단계; 및
    신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 제 2 채널추정값에 기초하여 상기 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 변형하는 단계는 상기 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 상기 제 2 채널 추정값으로 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    또 다른 신규 세트의 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 상기 신규 세트의 수신 샘플상의 간섭제거를 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 샘플을 디코딩하는 단계는 터보 디코딩 프로세스에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 4 항에 있어서,
    상기 신규 수신 샘플을 디코딩하는 단계는 터보 디코딩 프로세스에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신 샘플을 디코딩하는 단계는 컨볼루션 디코딩 프로세스에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 4 항에 있어서,
    상기 신규 수신 샘플을 디코딩하는 단계는 컨볼루션 디코딩 프로세스에 따라 수행되는 것을 특징으로 방법.
  12. 제 3 항에 있어서,
    상기 수신 샘플을 상기 디코딩한 결과의 순회 용장 검사가 통과했는지를 판정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 수신 샘플의 간섭제거를 수행하는 단계는 상기 순회 용장 검사가 통과했는지에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 신규 수신 샘플을 상기 디코딩한 결과의 순회 용장 검사가 통과했는지를 판정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 신규 세트의 수신 샘플상의 간섭제거를 수행하는 단계는 상기 순회 용장 검사가 통과했는지에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 세트의 파일롯 신호 샘플은 상기 수신 신호의 소스로부터 전송되는 파일롯 신호에 기초하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 4 항에 있어서,
    상기 신규 세트의 수신 샘플을 상기 디코딩하는 것을 보조하는데, 상기 수신 샘플을 상기 디코딩한 결과를 이용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 통신 시스템에서,
    인코딩 및 스펙트럼 확산 수신 신호를 수신 샘플로 변환하는 무선 주파수 수신기;
    상기 수신 샘플내에 포함된 한 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 채널 추정값을 결정하는, 핑거 엘리먼트와 결합한 탐색기;
    디코딩 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 채널 추정값에 따라 상기 수신 샘플을 디코딩하는 디코더; 및
    재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 디코딩 수신 샘플을 재인코딩하고 재스프레딩하며, 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 채널 추정값에 기초하여 상기 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형하는 제어기를 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 상기 제 1 채널 추정값으로 곱하여, 상기 변형을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제어기는 신규 세트의 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 상기 수신 샘플상의 간섭 제거를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 핑거 엘리먼트와 결합한 상기 탐색기는 상기 신규 세트의 수신 샘플내에 포함되는 제 2 세트의 파일롯 신호 샘플에 기초하여 제 2 채널 추정값을 결정하며,
    상기 디코더는 신규 디코딩 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 제 2 채널 추정값에 따라 상기 신규 세트의 수신 샘플을 디코딩하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제어기는, 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 신규 디코딩 수신 샘플을 재인코딩 및 재스프레딩하며, 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 생성하기 위해 상기 제 2 채널 추정값에 기초하여 상기 신규 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 변형하는 것을 특징으로 하는 장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제어기는, 또 다른 신규 세트의 수신 샘플을 생성하기 위해 상기 신규 채널 변형된 재인코딩 및 재스프레딩 샘플을 이용하여 상기 신규 세트의 수신 샘플상의 간섭제거를 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 제 16 항에 있어서,
    상기 디코더는 터보 디코딩 프로세스에 따라 상기 수신 샘플을 디코딩하는 것을 특징으로 하는 장치.
  23. 제 16 항에 있어서,
    상기 디코더는 컨볼루션 디코딩 프로세스에 따라 상기 수신 샘플을 디코딩하는 것을 특징으로 하는 장치.
  24. 제 21 항에 있어서,
    상기 제어기는, 상기 신규 수신 샘플을 상기 디코딩한 결과의 순회 용장 검사가 통과했는지를 판정하며,
    상기 간섭 제거는 상기 순회 용장 검사가 통과했는지에 기초하는 것을 특징으로 하는 장치.
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