KR20030020266A - Inverter apparatus - Google Patents
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Abstract
인버터 장치는 모터(4)의 단자 전압으로부터 회전자의 위치 속도를 검출하는 회전자 위치 속도 검출부(8), 모터의 속도를 목표 속도로 하기 위해 제어하는 속도 제어부(10), 모터에 대한 통전폭을 설정하는 통전폭 설정부(11), 모터의 통전에 있어서의 PWM 위치를 설정하는 PWM 위치 설정부(12) 및 모터로의 통전을 제어하는 통전 제어부(8)를 구비한다. 통전 제어부(9)는 회전자의 자극 위치에 따라서 통전을 제어하고, 그 때 통전폭을 120도 이상 또는 180도 미만의 범위로 설정하고, 하나의 통전 구간인 최초의 부분에 스위칭 소자를 PWM 제어하는 제1의 구간과, 그 제1의 구간 뒤에 스위칭 소자를 상시 온으로 하는 제2의 구간과, 그 제2의 구간 뒤에 스위칭 소자를 PWM 제어하는 제3의 구간을 형성한다.The inverter device includes a rotor position speed detection unit 8 for detecting the position speed of the rotor from the terminal voltage of the motor 4, a speed control unit 10 for controlling the speed of the motor to a target speed, and a current carrying width for the motor. And an energization control section 8 for controlling energization to the motor. The energization control unit 9 controls the energization according to the position of the magnetic pole of the rotor, at which time the conduction width is set to a range of 120 degrees or more or less than 180 degrees, and PWM control the switching element in the first portion which is one energization section. And a second section in which the switching element is always on after the first section, and a third section in which the PWM is controlled by the switching element.
Description
최근, 공기 조화기에서는 지구 환경 보호의 관점에서 소비 전력을 줄일 필요성이 커지고 있다. 그 중에서 절전 기술의 하나로서, 압축기의 전동기를 임의 주파수로 구동시키는 인버터를 이용한 공기 조화기가 널리 일반적으로 사용되고 있다.In recent years, the need for reducing the power consumption in the air conditioner in terms of global environmental protection is increasing. Among them, as one of power-saving techniques, an air conditioner using an inverter that drives an electric motor of a compressor at an arbitrary frequency is widely used.
공기 조화기에 이용되고 있는 모터로서 효율의 높은 직류 무브러시 모터(brushless motor)가 널리 사용되고 있지만, 이것은 코일로 이루어지는 고정자와 자석이 장착된 회전자인 로터로 이루어지는 것이다. 한편, 이러한 직류 무브러시 모터를 구동하는 인버터 장치로서는 교류 전원을 정류 회로에 의해 정류해서 얻은 직류를 정류 회로에 접속된 스위칭 소자를 온ㆍ오프시킴으로써 원하는 교류로 변환하여, 그 출력을 모터의 3상 코일에 입력함으로써 모터를 구동하는 방식이 일반적이다. 도 15는 일반적인 인버터 장치의 구성을 나타낸다.As a motor used in an air conditioner, an efficient DC brushless motor with high efficiency is widely used, but this is composed of a stator made of a coil and a rotor, which is a rotor equipped with a magnet. On the other hand, as an inverter device for driving such a DC brushless motor, a direct current obtained by rectifying an AC power source by a rectifying circuit is converted to a desired alternating current by turning on / off a switching element connected to the rectifying circuit, and the output is converted into a three-phase motor. It is common to drive a motor by inputting it to a coil. 15 shows a configuration of a general inverter device.
도 15에서, 교류 전원(1)으로부터의 전압을 정류 회로(2)에 의해 정류해서 얻은 직류 전압은 각각에 환류 다이오드(6a~6f)가 병렬로 접속된 스위칭 소자(5a~5f)에 의해 스위칭되어서 PWM(Pulse Width Modulation: 펄스 폭 변조) 등의 변조 방식에 의해 변조되어, 3상의 교류 전압으로 형성된다.In FIG. 15, the DC voltage obtained by rectifying the voltage from the AC power supply 1 by the rectifier circuit 2 is switched by switching elements 5a-5f in which the flyback diodes 6a-6f are connected in parallel, respectively. Then, it is modulated by a modulation method such as PWM (Pulse Width Modulation), and is formed by three-phase AC voltage.
3상의 교류는 모터(4)에 입력되고, 모터(4)는 스위칭 소자(5a~5f)로서 지정된 소망의 교류 주파수로 회전한다. 직류 무브러시 모터를 회전시킬 경우, 무브러시 모터의 회전자의 자극(磁極) 위치에 동기시킨 교류 전압을 생성할 필요가 있기 때문에, 모터의 단자 전압으로부터 모터의 유기(誘起) 전압의 제로 크로스 위치를 검출하고, 그 제로 크로스 위치로부터 소정의 위상각이 되도록 타이머 처리하여 통전 패턴을 전환한다. 도 16에, 일반적인 3상 직류 무브러시 모터 구동시의, 각 상(相)의 유기 전압, 유기 전압의 제로 크로스 검출 신호, 위상 제어를 위한 타이머, 6개의 스위칭 소자가 켜지는 타이밍을 나타낸다. 이와 같이, 각 상의 유기 전압의 제로 크로스 점을 검출하고, 그 타이밍에 의해 타이머를 기동하여 지연하며, 소망의 위상으로 6개의 스위칭 소자의 온ㆍ오프를 제어한다.The three-phase alternating current is input to the motor 4, and the motor 4 rotates at a desired alternating frequency specified as the switching elements 5a to 5f. When the DC brushless motor is rotated, it is necessary to generate an AC voltage synchronized with the magnetic pole position of the rotor of the brushless motor, and thus the zero cross position of the induced voltage of the motor from the terminal voltage of the motor. Is detected and a timer is processed so as to have a predetermined phase angle from the zero cross position to switch the energization pattern. Fig. 16 shows the timing at which the induced voltage of each phase, the zero cross detection signal of the induced voltage, the timer for phase control, and the six switching elements are turned on when the general three-phase DC brushless motor is driven. In this way, the zero crossing point of the induced voltage of each phase is detected, the timer is started and delayed by the timing, and the on / off of the six switching elements is controlled in a desired phase.
이상과 같이 해서, 1상마다 통전폭(通電幅)이 전기각(電氣角)으로서 120도의 구간을 갖는 구동인 120도 통전 구동이 실현된다.As described above, 120-degree conduction drive, which is a drive having a section of 120-degree as an electric angle for each phase, is realized.
본 발명은, 공기 조화기 등에 이용되는 모터를 임의 주파수로 구동하는 인버터 장치에 관한 것이다.The present invention relates to an inverter device for driving a motor used for an air conditioner or the like at an arbitrary frequency.
도 1은 본 발명에 관한 인버터 장치의 제1실시 형태의 구성을 나타내는 블록도이다.1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of an inverter device according to the present invention.
도 2A는 종래 인버터 장치에 있어서의 통전 방식을, 도 2B는 제1실시 형태의 인버터 장치에서의 통전 방식을 설명한 도면이다.FIG. 2A is a diagram illustrating an electricity supply method in the conventional inverter device, and FIG. 2B is a diagram explaining the electricity supply method in the inverter device according to the first embodiment.
도 3A는 종래 인버터 장치의 제어에 의한 전류 파형을, 도 3B는 본 발명의 인버터 장치의 제어에 의한 모터 전류의 전류 파형을 나타낸 도면이다.3A is a diagram showing a current waveform under control of a conventional inverter device, and FIG. 3B is a diagram showing a current waveform of motor current under control of an inverter device of the present invention.
도 4는 본 발명에 관한 인버터 장치에 의한 모터 구동시의 유기 전압, 스위칭 소자의 온ㆍ타이밍 등을 나타낸 타임 차트이다.4 is a time chart showing an induced voltage during driving of a motor by the inverter device according to the present invention, ON / time of switching elements, and the like.
도 5A 내지 도 5D는 본 발명에 관한 인버터 장치의 실시 형태에서의 스위칭소자 및 모터를 흐르는 전류의 경로를 나타내는 도면이다.5A to 5D are diagrams showing a path of a current flowing through a switching element and a motor in the embodiment of the inverter device according to the present invention.
도 6A 내지 도 6C는 본 발명에 관한 인버터 장치의 실시 형태에서의 스위칭 소자 및 모터를 흐르는 전류의 경로를 나타내는 도면이다.6A to 6C are diagrams showing a path of a current flowing through a switching element and a motor in the embodiment of the inverter device according to the present invention.
도 7A는 본 발명의 인버터 장치에 의한 단자 전압의 파형의 한 예를, 도 7B는 모터 전류의 파형의 한 예를, 도 7C는 인버터 장치의 직류부의 전류의 파형의 한 예를 나타내는 도면이다.Fig. 7A is a diagram showing an example of the waveform of the terminal voltage by the inverter device of the present invention, Fig. 7B is an example of the waveform of the motor current, and Fig. 7C is a view showing an example of the waveform of the current of the DC section of the inverter device.
도 8은 다른 PWM 위치 시프트량에서 각각의 부하 토크에 대한 유기 전압의 검출 가능 범위를 설명한 도면이다.8 is a view for explaining a detectable range of induced voltages for respective load torques at different PWM position shift amounts.
도 9는 제1실시 형태에서의 인버터 장치의 PWM 위치 설정부의 동작 특성도이다.9 is an operation characteristic diagram of a PWM positioning unit of the inverter device according to the first embodiment.
도 10은 제1실시 형태에서의 인버터 장치의 통전폭 설정부의 동작 특성도이다.FIG. 10 is an operation characteristic diagram of an energization width setting unit of the inverter device according to the first embodiment. FIG.
도 11은 본 발명에 관한 인버터 장치의 제2실시예의 구성을 나타내는 블록도이다.11 is a block diagram showing the construction of a second embodiment of an inverter device according to the present invention.
도 12는 모터 단자 전압에 의한 환류 기간의 검출 원리를 설명하기 위한 도면이다.12 is a view for explaining the principle of detection of the reflux period by the motor terminal voltage.
도 13은 본 발명의 인버터 장치의 한 실시예에서의 PWM 위치 설정부의 동작 특성도이다.13 is an operation characteristic diagram of a PWM positioning unit in one embodiment of the inverter device of the present invention.
도 14는 제2실시 형태에 있어서 인버터 장치의 통전폭 설정부의 동작 특성도이다.14 is an operational characteristic diagram of an energization width setting unit of the inverter device according to the second embodiment.
도 15는 종래 인버터 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.15 is a block diagram showing the structure of a conventional inverter device.
도 16은 종래 인버터 장치에 의한 모터 구동시의 유기 전압, 스위칭 소자의 온ㆍ타이밍 등을 나타낸 타임 차트이다.Fig. 16 is a time chart showing an induced voltage during driving of a motor by a conventional inverter device, on / time of a switching element, and the like.
도 17A는 종래 인버터 장치의 단자 전압의 파형의 한 예를, 도 17B는 모터 전류의 파형의 한 예를, 도 17C는 인버터 장치의 직류부의 전류의 파형의 한 예를 나타내는 도면이다.17A is a diagram showing an example of a waveform of a terminal voltage of a conventional inverter device, FIG. 17B is a diagram showing an example of a waveform of a motor current, and FIG. 17C is a diagram showing an example of a waveform of a current of a DC section of the inverter device.
도 18A 내지 도 18D는 종래 인버터 장치의 스위칭 소자 및 모터를 흐르는 전류의 전류 경로를 나타내는 도면이다.18A to 18D are diagrams showing current paths of currents flowing through a switching element and a motor of a conventional inverter device.
(발명이 해결하려고 하는 기술적 과제)(Technical challenges that the invention tries to solve)
이상과 같은 종래의 인버터 장치에서 모터에 흐르는 전류 파형은 통전각을 120도로 한 구형파(矩形波)가 된다. 그 때문에, 전류가 전기각에서 60도마다 크게 변동하여, 그것으로 인한 소음, 즉 코깅(cogging) 성분의 소음이 상당히 크게 되었다. 또한, 모터 효율을 최대로 하기 위해서는, 모터의 유기 전압과 같은 형상의 전류에 의해 구동함이 필요하지만, 구형파 모양의 전류 때문에, 효율의 최대화는 실현되지 않았다.In the conventional inverter device as described above, the current waveform flowing through the motor becomes a square wave having a conduction angle of 120 degrees. As a result, the current fluctuates significantly every 60 degrees in the electrical angle, resulting in a significant noise, i.e., the noise of the cogging component. Further, in order to maximize the motor efficiency, it is necessary to drive by a current having the same shape as the induced voltage of the motor. However, maximization of the efficiency has not been realized because of the square wave current.
도 17A 내지 도 17C는 종래 방법으로 구동했을 때의 전류의 한 예를 나타낸 파형도이다. 도 17A는 단자 전압을, 도 17B는 모터 전류를, 도 17C는 인버터 장치의 직류부의 전류를 나타낸다. 이와 같이, 전류 파형은 구형파 모양이 된다. 또한, 이 전류 파형이 구형파 모양이 되는 요인으로서, 인버터 장치의 직류부에서의 역 전류가 있다. 도 18A 내지 도 18D는 도 16에 나타낸 120도 통전 방식의 경우의 스위칭 소자 및 모터를 흐르는 전류의 경로를 나타낸 것이다. 도 18A, 도 18B, 도 18C, 도 18D의 각 경로도는, 도 16에 있어서의 (a), (b), (c), (d)의 스위칭 구간에 대응한 것이다. 이 도면에 있어서, 실선은 초핑(chopping)ㆍ온일 때의 경로를, 가는 파선은 초핑(chopping)ㆍ오프일 때의 전류 경로를 나타낸다. 또한, 굵은 파선은 앞의 모드에서의 전류의 모터 인덕턴스에 의한 연속 전류다. 이를 보면 알 수 있듯이, 도 16의 (b) 및 (d)의 기간에서 모터 코일을 흐르는 전류의 일부는 스위칭 소자에 병설(竝設)된 다이오드를 흐르고, 통상의 방향과는 다른 방향으로 정류 회로 내의 콘덴서를 향해 역류한다. 이 타이밍에 있어서는, 모터 코일을 흐르는 전류는 급속히 쇠퇴되기 때문에, 그에 따라 전류 파형은 더욱 구형파에 가까운 모양이 된다.17A to 17C are waveform diagrams showing an example of the current when driven by the conventional method. 17A shows the terminal voltage, FIG. 17B shows the motor current, and FIG. 17C shows the current of the DC portion of the inverter device. In this way, the current waveform becomes a square wave shape. In addition, there is a reverse current in the direct current section of the inverter device as a factor that the current waveform becomes a square wave shape. 18A to 18D show the paths of currents flowing through the switching element and the motor in the case of the 120-degree energization method shown in FIG. 16. 18A, 18B, 18C, and 18D correspond to the switching sections of (a), (b), (c), and (d) in FIG. In this figure, the solid line shows the path when chopping and on, and the thin broken line shows the current path when chopping and off. Incidentally, the thick broken line is a continuous current due to the motor inductance of the current in the previous mode. As can be seen from this, in the periods of FIGS. 16B and 16D, a part of the current flowing through the motor coil flows through a diode parallel to the switching element, and the rectifier circuit is different from the normal direction. It flows back toward the condenser inside. At this timing, the current flowing through the motor coil is rapidly decayed, whereby the current waveform is closer to the square wave.
이와 같이, 종래의 구동 방식으로는 전류 파형이 구형파 모양이 되었기 때문에, 효율이 떨어지고 진동 소음이 크게 된다.As described above, in the conventional driving method, since the current waveform has a square wave shape, the efficiency is lowered and the vibration noise is increased.
(그 해결 방법)(Solution)
본 발명은 상기의 과제를 해결하는 것으로, 모터를 3상 교류로서 가변 주파수로 구동할 때, 모터 효율을 향상시켜 토크 리플(torque ripple)을 저감하고, 소음ㆍ진동을 억제하는 동시에, 안정적인 모터 운전을 실현하는 인버터 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.MEANS TO SOLVE THE PROBLEM This invention solves the said subject, When driving a motor by a variable frequency as three-phase alternating current, it improves motor efficiency, reduces torque ripple, suppresses noise and vibration, and is stable motor operation. An object of the present invention is to provide an inverter device.
본 발명에 관한 인버터 장치는, 모터를 원하는 주파수의 교류 전류에 의해 구동하는 인버터 장치로서, 복수의 스위칭 소자와 스위칭 소자에 병렬로 접속된 복수의 다이오드로 이루어지는 스위칭 수단과, 모터를 원하는 주파수로서 구동하기 위해서 스위칭 수단의 동작을 제어하여 모터 코일로의 통전을 제어하는 통전 제어 수단과, 모터의 단자 전압을 검출하는 전압 검출 수단과, 검출된 전압과 기준 전압을 비교해서 모터의 회전자의 자극 위치와 속도를 추정하는 위치 속도 추정 수단과, 모터의 속도를 주어진 목표 속도로 제어하기 위한 전압을 통전 제어 수단으로 출력하는 속도 제어 수단을 구비한다. 특히, 통전 제어 수단은 위치 속도 추정 수단에 의해 추정된 회전자의 자극 위치에 따라서 통전을 제어하고, 그 때, 통전폭을 120도 이상 또는 180도 미만의 범위로 설정하고, 또한, 하나의 통전 구간의 최초 부분에 있어서 스위칭 소자를 PWM 제어하는 제1의 구간을 형성하고, 그 제1의 구간의 뒤에 소정의 스위칭 소자를 상시 온으로 하는 제2의 구간을 형성하고, 그 제2의 구간의 뒤에 스위칭 소자를 PWM 제어하는 제3의 구간을 형성한다.An inverter device according to the present invention is an inverter device for driving a motor by an alternating current having a desired frequency, the switching device comprising a plurality of switching elements and a plurality of diodes connected in parallel to the switching element, and driving the motor at a desired frequency. To control the operation of the switching means to control the energization to the motor coil, the voltage detection means for detecting the terminal voltage of the motor, the detected voltage and the reference voltage, and the magnetic pole position of the rotor of the motor. And position speed estimating means for estimating speed and speed control means for outputting a voltage for controlling the speed of the motor to a given target speed to the energization control means. In particular, the energization control means controls the energization in accordance with the magnetic pole position of the rotor estimated by the position speed estimating means, and sets the energization width to a range of 120 degrees or more or less than 180 degrees, and further, one energization. In the first part of the section, a first section for PWM control of the switching element is formed, and a second section for always turning on the predetermined switching element is formed after the first section, and the second section of the second section is Thereafter, a third section for PWM controlling the switching element is formed.
인버터 장치는 속도 제어 수단이 출력하는 출력 전압값에 따라 제2의 통전 구간의 개시 위치를 시프트(shift)하는 PWM 위치 설정 수단을 또한 구비해도 좋다.The inverter device may further include a PWM position setting means for shifting the start position of the second energizing section in accordance with the output voltage value output by the speed control means.
바람직하게는, PWM 위치 설정 수단은 속도 제어 수단이 출력하는 출력 전압값이 클수록 제2의 통전 구간의 개시 위치를 통전 구간에 있어서의 전방으로 시프트시키도록 한다.Preferably, the PWM positioning means shifts the start position of the second energization section forward in the energization section as the output voltage value output by the speed control means becomes larger.
또한, 인버터 장치는 속도 제어 수단이 출력하는 출력 전압값에 따라 통전 구간의 통전폭을 변경하는 통전폭 설정 수단을 또한 구비해도 좋다.In addition, the inverter device may further include a conduction width setting means for changing the conduction width of the conduction section in accordance with the output voltage value output by the speed control means.
바람직하게는, 통전폭 설정 수단은 속도 제어 수단이 출력하는 출력 전압값이 클수록 통전 구간의 통전폭을 좁게 하도록 한다.Preferably, the conduction width setting means makes the conduction width of the conduction section narrow as the output voltage value output by the speed control means becomes larger.
또한, 인버터 장치는 모터에 흐르는 전류가 다이오드를 환류하는 기간인 환류 기간을 검출하는 환류 기간 검출 수단과, 환류 기간 검출 수단이 출력하는 환류 기간의 길이에 따라 통전 구간의 통전폭을 결정하는 통전폭 설정 수단을 또한 구비해도 좋다.In addition, the inverter device includes a reflux period detecting means for detecting a reflux period that is a period in which a current flowing through the motor refluxs the diode, and an energization width for determining an energization width of the energization section according to the length of the reflux period output by the reflux period detection means. You may also be provided with a setting means.
또한, 인버터 장치는, 모터에 흐르는 전류가 다이오드를 환류하는 기간인 환류 기간을 검출하는 환류 기간 검출 수단과, 환류 기간 검출 수단이 출력하는 환류 기간의 길이에 따라서, 통전 구간에 있어서의 제2의 구간의 개시 위치를 결정하는 PWM 위치 설정 수단을 구비해도 좋다.The inverter device further includes a reflux period detecting means for detecting a reflux period that is a period in which a current flowing through the motor refluxs the diode and a second recirculation period in the energizing section according to the length of the reflux period output by the reflux period detecting means. You may also provide PWM position setting means for determining the start position of the section.
(종래 기술보다 유효한 효과)(Effective effect than conventional technology)
본 발명의 인버터 장치에 따르면, 통전을 전기각으로서 120도보다 크고, 또한 180도보다 작은 범위로 실시하고, 게다가 모터 전류의 전환 발생 시에 전환이 발생하지 않는 상의 스위칭 소자의 펄스 폭 변조를 실행하지 않음으로써 원활한 전류 파형에 의해 고효율, 낮은 진동, 소음 레벨이 실현된다.According to the inverter device of the present invention, energization is performed in an electric angle of more than 120 degrees and less than 180 degrees, and the pulse width modulation of the switching element of the phase in which no switching occurs when switching of motor current occurs. By doing so, high efficiency, low vibration, and noise level can be realized by a smooth current waveform.
또한, 펄스 폭 변조를 실행하지 않는 구간의 위치를 속도 제어부가 출력하는 출력 전압값에 따라 변경함으로써, 어떠한 부하 운전의 경우라도 안정적인 모터 구동을 실현할 수 있다.In addition, by changing the position of the section in which the pulse width modulation is not performed in accordance with the output voltage value output by the speed controller, stable motor driving can be realized in any load operation.
또한, 통전 구간의 통전폭을 제어해야 할 속도에 대응하는 전압값에 따라 변경한다. 이에 따라, 어떠한 부하 운전의 경우에도 안정적이고 고효율, 저진동, 저소음의 모터 구동이 실현된다.In addition, the energization width of the energization section is changed according to the voltage value corresponding to the speed to be controlled. Accordingly, stable and high efficiency, low vibration, and low noise motor driving are realized in any load operation.
또한, 모터 전류의 환류 기간을 검출하고 그 환류 기간의 길이에 따라 통전 구간의 통전폭을 결정함으로써, 어떠한 부하 운전의 경우에도 안정적이고 고효율, 저진동, 저소음의 모터 구동이 실현된다.Furthermore, by detecting the reflux period of the motor current and determining the energization width of the energization section according to the length of the reflux period, stable and high efficiency, low vibration, and low noise motor driving are realized in any load operation.
또는, 모터 전류의 환류 기간을 검출하고 그 환류 기간 길이에 따라 펄스 폭 변조를 실행하지 않는 구간의 위치를 결정함으로써, 어떠한 부하 운전의 경우에도 안정적인 모터 구동이 실현된다.Alternatively, by detecting the reflux period of the motor current and determining the position of the section in which the pulse width modulation is not performed according to the reflux period length, stable motor driving is realized in any load operation.
이하, 첨부한 도면을 참조여 본 발명에 관한 인버터 장치의 실시 형태에 대해 상세히 설명한다.EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, with reference to attached drawing, embodiment of the inverter apparatus which concerns on this invention is described in detail.
(제1실시 형태)(First embodiment)
도 1에 본 발명의 인버터 장치의 한 실시 형태의 구성을 나타낸다. 도 1에서, 인버터 장치(3)는 스위칭 소자(5a~5f)와, 각 스위칭 소자(5a~5f)에 대하여 역 병렬로 접속된 환류 다이오드(6a~6f)로 이루어지는 스위칭부(6)를 갖는다. 또한, 인버터 장치(3)는 스위칭부(6)의 각 스위칭 소자(5a~5f)의 스위칭 동작을 제어하기 위해서, 전압 검출부(7), 회전자 위치 검출부(8), 통전 제어부(9), 속도 제어부(10), 통전폭 설정부(11) 및 PWM 위치 설정부(12)를 구비한다.The structure of one Embodiment of the inverter device of this invention is shown in FIG. In FIG. 1, the inverter device 3 has switching elements 5a to 5f and switching portions 6 each consisting of reflux diodes 6a to 6f connected in reverse parallel to each of the switching elements 5a to 5f. . In addition, in order to control the switching operation of each switching element 5a to 5f of the switching unit 6, the inverter device 3 includes a voltage detector 7, a rotor position detector 8, an energization control unit 9, The speed control part 10, the electricity supply width | variety setting part 11, and the PWM position setting part 12 are provided.
인버터 장치(3)는, 교류 전원(1)으로부터의 입력을 정류 회로(2)에서 직류로 정류된 후의 직류 전압을 스위칭부(6)의 스위칭 소자(5a~5f)의 스위칭 동작에 의해3상 교류 전압으로 변환해서 출력하고, 그에 따라, 무브러시 DC 모터(이하 「모터」라고 한다)(4)를 원하는 주파수로 구동한다.The inverter device 3 converts the DC voltage after rectifying the input from the AC power supply 1 into the DC in the rectifier circuit 2 by the switching operation of the switching elements 5a to 5f of the switching unit 6 in three phases. It converts into an AC voltage and outputs it, and accordingly drives the brushless DC motor (henceforth "motor") 4 at a desired frequency.
전압 검출부(7)는 모터(4)의 코일의 각 상의 단자 전압을 검출한다. 회전자 위치 속도 검출부(8)는 이 검출 전압을 이용해서 모터(4)의 회전자의 자극 위치, 속도를 추정하여 검출한다.The voltage detector 7 detects the terminal voltage of each phase of the coil of the motor 4. The rotor position speed detector 8 estimates and detects the magnetic pole position and speed of the rotor of the motor 4 using this detection voltage.
통전 제어부(9)는, 회전자 위치 속도 검출부(8)에 의해 추정된 회전자의 자극 위치의 정보에 근거하여, 모터(4)를 구동하기 위한 드라이브 신호에 따라서, 스위칭 소자(5a~5f)를 구동하기 위한 베이스 신호를 스위칭부(6)에 출력한다. 속도 제어부(10)는 회전자 위치 속도 검출부(8)에 의해 추정된 회전자의 속도와 외부에서 제공된 목표 속도의 편차로부터 모터(4)의 회전자의 속도가 목표 속도가 되도록 출력 전압을 연산하여 제어한다.The energization control unit 9 switches the switching elements 5a to 5f in accordance with a drive signal for driving the motor 4 based on the information on the magnetic pole position of the rotor estimated by the rotor position speed detection unit 8. Outputs a base signal for driving the switch to the switching unit (6). The speed control unit 10 calculates the output voltage so that the speed of the rotor of the motor 4 becomes the target speed from the deviation between the speed of the rotor estimated by the rotor position speed detection unit 8 and the target speed provided from the outside. To control.
통전폭 설정부(11)는 속도 제어부(10)로부터의 출력 전압 정보에 따라서, 최적의 통전폭을 선택하여 통전 제어부(9)에 출력한다. 또한, PWM 위치 설정부(12)는 마찬가지로 속도 제어부(10)로부터의 출력 전압 정보에 근거하여, PWM 제어에 의한 스위칭 소자의 구동을 시작하는 위치(이하 「PWM 개시 위치」라고 하며 상세한 것은 후술함)를 결정하여 통전 제어부(9)에 출력한다. 통전 제어부(9)는 입력된 통전폭, 및 PWM 개시 위치를 따라, 스위칭 소자(5a~5f)를 제어하고 모터(4)를 구동한다.The energization width setting unit 11 selects an optimum energization width in accordance with the output voltage information from the speed controller 10 and outputs it to the energization control unit 9. In addition, the PWM position setting unit 12 is similarly based on the output voltage information from the speed control unit 10, the position at which the driving of the switching element by the PWM control starts (hereinafter referred to as "PWM starting position", and will be described in detail later). ) Is determined and output to the energization control unit 9. The energization control unit 9 controls the switching elements 5a to 5f and drives the motor 4 according to the input energization width and the PWM start position.
도 2A는 일반적인 120도 통전 방식에 있어서 베이스 신호 파형을 나타낸 것이며, 1개의 상의 출력 전압에 대해서 그 1통전 구간을 중심으로 나타낸 도면이다.도 2B는 본 실시 형태에 있어서 인버터 장치의 통전 방식에서의 베이스 신호 파형을 나타낸 것이다.Fig. 2A shows a base signal waveform in a general 120 degree energization method, and shows the output voltage of one phase centered on the one energization section. Fig. 2B is a diagram showing the power supply method of the inverter device according to the present embodiment. The base signal waveform is shown.
도 2A에 나타낸 바와 같이, 종래 통전 방식에서는 전기각으로서 120도의 통전 구간에 있어서, 그 전반의 60도는 스위칭 소자를 상시 온으로 하는 구동을 행하고 후반의 60도는 스위칭 소자(5a~5f)를 PWM 제어로 구동한다. 이에 따라, 각 상의 통전 구간이 120도마다 전환되고, 상시 어떤 상이 통전 상태에 놓임으로써, 모터(4)로의 통전이 연속해서 실행되고, 회전력이 제공된다.As shown in Fig. 2A, in the current-carrying method, in a current-carrying section of 120 degrees as an electrical angle, 60 degrees of the first half drives the switching elements at all times and 60 degrees of the second half controls the switching elements 5a to 5f. To drive. Thereby, the energization section of each phase is switched every 120 degrees, and a certain phase is always in an energized state, so that electricity supply to the motor 4 is performed continuously and rotational force is provided.
이에 대하여, 본 실시 형태의 통전 방식에서는, 도 2B에 나타낸 바와 같이, 통전 구간을 1상 마다 120도 이상((120+α)도, α≥0)으로 설정한다. 이에 따라, 각 상 사이에서 통전 상태가 오버랩하는 구간이 생긴다. 또한, (120+α)도의 통전 구간에 있어서, 최초 소정 시간 사이는 PWM 제어에 의해 통전 구동을 행하고, 그 소정 시간 경과 후에 PWM 제어를 행하지 않고 상시 온으로 하는 통전 구동을 형성하여, 그 후 다시, PWM 제어에 의해 통전 구동을 행하도록 하고 있다. 이와 같이, PWM 제어를 행하지 않고 상시 온으로 하는 구간을 통전 구간의 개시로부터 소정 시간 경과 후, 즉 소정의 전기각(이하 「PWM 위치 시프트각」이라고 한다)φ만큼 시프트한 후에 시작하도록 하고 있다. 이 때, 본 실시 형태에서 PWM 제어를 행하지 않고 상시 온으로 하는 구간의 개시는 종래의 PWM 제어를 행하지 않으며 상시 온으로 하는 구간의 개시에 대하여, 소정의 시프트각 φ만큼 시프트되게 된다. 이 때의 통전 구간 길이는 통전폭 설정부(11)에 의해 설정되고, 또한, PWM 개시 위치(즉 PWM 위치 시프트각)는 PWM 위치 설정부(12)에 의해 설정된다.On the other hand, in the electricity supply system of this embodiment, as shown to FIG. 2B, an electricity supply section is set to 120 degree | times or more ((120+ (alpha)), (alpha) ≥0) for every phase. This results in a section in which the energized state overlaps between each phase. Further, in the energization section at (120 + α) degrees, the energization drive is performed by PWM control between the first predetermined time, and after the predetermined time elapses, the energization drive is always turned on without performing PWM control, and then again. Power supply drive is performed by PWM control. In this way, the section to be always turned on without performing PWM control is started after a predetermined time has elapsed from the start of the energizing section, that is, after a predetermined electric angle (hereinafter referred to as "PWM position shift angle") φ. At this time, the start of the section to be always on without performing PWM control in the present embodiment is shifted by a predetermined shift angle φ relative to the start of the section to be always on without conventional PWM control. The energization section length is set by the energization width setting unit 11, and the PWM start position (ie, PWM position shift angle) is set by the PWM position setting unit 12.
이와 같이, 본 발명에 의한 인버터 장치에서는 통전폭을 120도 이상으로 넓게 설정하고, 더욱이 그 통전 구간에 있어서 최초에 PWM 제어에 의한 통전 구동한 후 상시 온의 통전 제어를 행하도록 한다. 이에 따라, 모터 전류의 통전 상(相)의 전환 발생 시에, 전환이 발생하지 않는 상으로는 스위칭 소자의 펄스 폭 변조가 실행되지 않는 통전 구동이 되기 때문에, 전류 파형이 원활해져 모터 효율이 향상한다. 또한, 토크 리플을 저감하고, 소음ㆍ진동을 억제함과 함께 안정적인 모터 운전이 가능하게 된다.In this manner, in the inverter device according to the present invention, the energization width is set wider to 120 degrees or more, and the energization control is always performed after the energization driving is first performed by the PWM control in the energization section. As a result, when the switching of the energized phase of the motor current occurs, the energized driving is performed in which the pulse width modulation of the switching element is not performed in the phase in which the switching does not occur, so that the current waveform is smoothed and the motor efficiency is improved. In addition, torque ripple can be reduced, noise and vibration can be suppressed, and stable motor operation can be performed.
도 3A, 도 3B를 참조하여, 종래 및 본 발명의 인버터 장치에 의한 모터 전류의 파형의 차이를 설명한다. 도 3A는 종래 120도 통전 방식에 의한 구동시의 전류파형의 형태를 나타낸 도면이다. 이 도면과 같이, 종래에는 통전 구간 120도보다 약간 넓은 구간에 있어서, 전류가 거의 구형파 모양으로 모터 코일에 흐른다. 모터 전류는 통전 구간에 더해서 모터의 인덕턴스에 의한 전류 상승, 하강의 지연분만큼 가산된 구간을 흐르게 된다. 도 3B는 본 발명에 의한 통전 방식의 전류 형태를 나타낸 도면이다. 이와 같이 모터 전류는 120도를 초과한 긴 구간을 흐른다. 이 때, 또한, 통전 상(相)의 전환이 발생하지 않는 상(相)의 스위칭 소자를 펄스 폭 변조를 실행하지 않고 구동함으로써 인덕턴스 성분에 의해 흐르는 전류(이하, 이것을 「환류 성분」이라고 함)가 증가하기 때문에, 전류 파형이 보다 원활하게 된다.3A and 3B, differences in waveforms of motor currents by the inverter devices of the prior art and the present invention will be described. Fig. 3A is a diagram showing the shape of a current waveform at the time of driving by the conventional 120 degree energization method. As shown in the figure, conventionally, in a section slightly wider than the conduction section, the current flows in the motor coil in a substantially square wave shape. The motor current flows in the section added by the delay of the current rise and fall by the inductance of the motor in addition to the energization section. 3B is a view showing the current form of the electricity supply method according to the present invention. Thus, the motor current flows in a long section exceeding 120 degrees. At this time, further, a current flowing through the inductance component by driving a switching element in a phase in which the switching of the energized phase does not occur without performing pulse width modulation (hereinafter, referred to as a "reflux component") Since increases, the current waveform becomes smoother.
도 4는 본 실시 형태의 인버터 장치에 있어서 통전 방식의 한 예를 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 인버터 장치에 있어서의 통전 시의, 각 상(相)의 유기 전압, 유기 전압의 제로 크로스 검출 신호(도면에 있어서 「U, V, W 상(相)의 비교」참조), 위상 제어를 위한 타이머 동작, 6개의 스위칭 소자의 온 타이밍(도면에 있어서, U, V, W 상(相) 구동이라고 기재)을 나타낸 도면이다. 이와 같이, 각 상의 유기 전압의 제로 크로스 점을 검출하고, 그 타이밍에 따라 타이머를 복수회 사용해서 6개의 스위칭 소자의 온ㆍ오프를 전환한다.4 is a diagram illustrating an example of the energization method in the inverter device of the present embodiment. The induced voltage of each phase at the time of energization in the inverter device of this embodiment, the zero cross detection signal of the induced voltage (refer to "comparison of U, V, W phase" in drawing), phase It is a figure which shows the timer operation | movement for control, and the on timing of six switching elements (it describes as U, V, W phase drive in drawing). In this way, the zero crossing point of the induced voltage of each phase is detected, and the on / off of six switching elements is switched using a timer multiple times according to the timing.
도 4에 있어서, 예를 들면, 위쪽 암의 U상(相) 스위칭 소자(5a)에 주목하면, 위상이 0도 조금 앞에서 PWM 제어가 개시되고(구간(a), (b)), 그 후, 상시 온의 구간(구간(c)~ (e))이 계속되며, 그 후 다시 PWM 제어 구간(구간(f), (g))이 된다. 또한, 통전 구간을 120도 이상으로 하고 있음으로써, 예를 들면, 위상에 있어서 120도보다 조금 경과한 곳에서는, V상, W상에 더해서, U상도 통전 상태로 되어 있다.In FIG. 4, for example, when attention is paid to the U phase switching element 5a of the upper arm, PWM control is started just before the phase is 0 degrees (sections (a) and (b)). , The section of the always-on (section (c) to (e)) is continued, and then again becomes a PWM control section (section (f), (g)). In addition, since the energization section is set to 120 degrees or more, for example, where the phase slightly passes from 120 degrees in phase, the U phase is also in the energized state in addition to the V phase and the W phase.
도 5A 내지 도 5D 및 도 6A 내지 도 6C는 도 4에 나타낸 통전 방식으로 구동했을 경우의 인버터 장치에 있어서, 스위칭 소자 및 모터 코일을 흐르는 전류를 각 통전 구간마다 나타낸 것이다. 각 구간에서 스위칭 소자의 도통(導通) 상태에 따라, 모터 코일에 흐르는 전류의 경로(즉 통전상(通電相))가 전환된다. 도 5A 내지 도 5D의 각 경로도는 도 4에 나타낸 스위칭 구간(a)~(d)에 각각 대응하고, 도 6A 내지 도 6C의 각 경로도는 도 4에 나타내는 스위칭 구간(e)~(g)에 각각 대응한다. 도 5A 내지 도 5D 및 도 6A 내지 도 6C에 있어서, 실선은 초핑ㆍ온일 때의 경로를, 가는 파선은 초핑ㆍ오프일 때의 전류 경로를 나타낸다. 또한, 굵은 파선은 직전의 전류의 인덕턴스에 의한 연속 전류다. 이 방식의 경우, 전환이 발생하지 않는 상(相)의 스위칭 소자의 펄스 폭 변조를 실행하지 않음으로써, 종래의 120도 통전에있어서 발생하고 있던 인버터 장치의 직류부를 흐르는 역 전류가 발생하지 않고, 부드럽게 전류(轉流)가 실행되고 있는 것을 알 수 있다. 이에 따라, 도 3B에 나타내는 바와 같은 원활한 전류 파형이 실현된다.5A-5D and 6A-6C show the electric current which flows through a switching element and a motor coil in each electricity supply section in the inverter device when it drives by the electricity supply system shown in FIG. In each section, the path of the current flowing through the motor coil (that is, the energized phase) is switched according to the conduction state of the switching element. Each path diagram of FIGS. 5A to 5D corresponds to the switching sections a to d shown in FIG. 4, and each path diagram of FIGS. 6A to 6C corresponds to the switching sections e to g shown in FIG. 4. Respectively). 5A to 5D and 6A to 6C, the solid line shows the path when chopping and on, and the thin broken line shows the current path when chopping and off. In addition, a thick broken line is a continuous current by the inductance of the current immediately before it. In this system, by not performing pulse width modulation of a phase switching element in which switching does not occur, no reverse current flowing through the DC portion of the inverter device, which has been generated in the conventional 120 degree energization, is generated. It can be seen that the current flows smoothly. As a result, a smooth current waveform as shown in FIG. 3B is realized.
도 7A 내지 도 7C는 본 실시 형태에 따르는 인버터 장치에 의해 구동된 모터(25)의 전류, 단자 전압 및 인버터 장치의 직류부 전류(I)의 파형을 나타낸 것이다. 도 17A 내지 도 17C에 나타낸 종래 120도 통전의 경우, 120도의 통전폭에 대하여, 거의 동등한 폭의 전류가 구형파 모양으로 발생하고, 또한, 직류부의 전류는 3상(相)만큼 더해서 PWM의 온ㆍ타이밍으로 거의 원활한 전류가 흐르고 있고, 더욱 60도마다 역 방향의 큰 전류(도 17C에 있어서 때때로 보여지는 아래쪽의 피크 전류)가 발생하고 있다. 그러나, 본 실시 형태의 인버터 장치에 따르면, 통전폭이 넓은 각도화(본 예에서는, 130도 통전)되고, 또한 PWM 제어 개시의 타이밍을 중앙부에 설정된 전압 구동 파형에 대하여 120도보다 넓은 폭의 부드러운 모양을 한 전류 파형이 흐르고 있는 것을 알 수 있다. 또한, 그 때 인버터 장치의 직류부의 전류에도 일정한 전류가 흐르고 있지만, 그 때 60도마다 역 방향의 전류는 발생하지 않고 있다. 이에 따라 원활한 전류 파형이 실현되어 있다.7A to 7C show waveforms of the current of the motor 25 driven by the inverter device according to the present embodiment, the terminal voltage, and the DC portion current I of the inverter device. In the conventional 120-degree energization shown in Figs. 17A to 17C, for a 120-degree conduction width, a current having substantially the same width is generated in the shape of a square wave, and the current of the DC part is added by three phases to turn on and off the PWM. Almost smooth current flows in the timing, and a large current in the reverse direction (downward peak current sometimes seen in Fig. 17C) is generated every 60 degrees. However, according to the inverter device of the present embodiment, a wider conduction width is angled (130 degrees energized in this example), and the smoothness of a width wider than 120 degrees with respect to the voltage drive waveform set at the center of the PWM control start timing. It can be seen that a current wave shaped in shape flows. In addition, although a constant current flows also in the electric current of the direct current part of an inverter device at that time, the reverse current does not generate | occur | produce every 60 degrees at that time. As a result, a smooth current waveform is realized.
이하에, 위치 설정부(12)의 동작에 대해서 설명한다.The operation of the position setting unit 12 will be described below.
먼저 설명한 바와 같이, PWM 위치 설정부(12)는 최적으로 펄스 폭 변조를 시작하기 위한 위치(PWM 개시 위치)를 결정한다. 최적의 PWM 개시 위치는 효율의 향상 및 제어 안정성을 고려해서 결정된다. PWM 개시 위치를 보통 위치(종래의 120도 통전 방식에 있어서의 120도 마다의 전환 위치)로부터 이동시킴으로써, 직류 역 전류가 발생하지 않고 그것에 의해 전류 파형이 보다 부드럽게 되어 효율이 향상된다.As described above, the PWM position setting unit 12 optimally determines the position (PWM start position) for starting the pulse width modulation. The optimal PWM starting position is determined in consideration of the improvement in efficiency and control stability. By moving the PWM start position from the normal position (switching position every 120 degrees in the conventional 120 degree energization method), no DC reverse current is generated, thereby smoothing the current waveform and improving the efficiency.
한편, 제어 안정성을 확보하기 위해서, 인버터 구동에 있어서의 모터의 위상 추정이 확실하게 실현되는 것이 필요하다. 즉, 위상 추정을 할 수 없다면 모터의 회전자의 위치를 모르기 때문에 구동할 수 없다. 그 때문에, 인버터 장치에서 모터 코일의 무 통전 구간에 있어서의 모터의 단자 전압을 검출함으로써 위상을 추정하고 있지만, 이 무 통전 구간이 좁아지면 모터의 위치가 추정하기 어려워진다. 도 8에, PWM 개시 위치 시프트량이 0도, 10도, 20도에 있어서의, 부하 토크에 대한 유기 전압의 검출 가능 범위의 변화를 나타낸다. 같은 도면으로부터 PWM 개시 위치의 시프트량이 많을수록, 또한, 부하 토크가 증가할수록, 유기 전압의 검출 가능 범위가 좁아지는 것을 알 수 있다. 유기 전압의 검출 가능 범위가 좁아짐에 따라 구동 안정성은 저하되기 때문에, 부하 토크가 증가함에 따라 구동 안정성은 저하된다. 따라서, 구동 안정성을 어떤 레벨로 확보하기 위해서, 부하가 증가해도 유기 전압의 검출 가능 범위가 좁아지지 않도록, PWM 위치의 시프트량을 부하 증가에 따라 변경하는 것이 바람직하다.On the other hand, in order to secure control stability, it is necessary to reliably realize phase estimation of the motor in driving the inverter. In other words, if the phase estimation cannot be performed, it cannot be driven because the position of the rotor of the motor is not known. Therefore, the inverter device estimates the phase by detecting the terminal voltage of the motor in the non-energized section of the motor coil. However, when the non-energized section is narrowed, it becomes difficult to estimate the position of the motor. 8, the change of the detectable range of the induced voltage with respect to load torque in 0 degree, 10 degree, and 20 degree in PWM starting position shift amount is shown. From the same figure, it turns out that the detectable range of an induced voltage becomes narrower, so that the shift amount of a PWM start position increases, and the load torque increases. As the detectable range of the induced voltage is narrowed, the driving stability is lowered. Therefore, the driving stability is lowered as the load torque is increased. Therefore, in order to ensure drive stability at a certain level, it is preferable to change the shift amount of the PWM position in accordance with the increase of the load so that the detectable range of the induced voltage does not narrow even if the load increases.
도 9는, 상기 문제에 대처하기 위한 PWM 위치 설정부(12)의 PWM 개시 위치의 시프트량의 제어를 설명한 도면이다. 부하 토크는 속도 제어부(10)가 출력하는 출력 전압값으로 추정할 수 있기 때문에, PWM 위치 설정부(12)는 속도 제어부(10)의 출력 전압값에 따라 PWM 개시 위치를 결정한다. 즉, 도 9에 나타내는 바와 같이, 출력 전압값이 소정값 D1 이하에서는, PWM 위치의 시프트각을 소정 각도 φ1으로설정하고, 전류 파형을 부드럽게 하여 효율을 향상시킨다. 또한, 출력 전압이 소정값 D1으로부터 소정값 D2까지의 사이에서는, 모터의 부하가 증대해서 속도 제어부(10)가 출력하는 출력 전압값이 증가하면 서서히 PWM 위치 시프트각을 감소시킨다. 이 때의 PWM 위치 시프트각은 유기 전압의 검출 가능 범위가 충분히 확보될 수 있는 값으로 설정된다. 그리고, 출력 전압이 소정값 D2 이상이 되면, PWM 개시 위치의 시프트량을 0이 되도록 한다. 이상과 같이, PWM 위치 설정부(12)는 부하의 크기에 따라 시프트량을 변화시킴으로써, 부하가 증대했을 경우라도 유기 전압의 검출 가능 범위를 어떤 레벨로 확보할 수 있어서 안정적으로 모터를 구동할 수 있다.9 is a diagram for explaining the control of the shift amount of the PWM start position of the PWM position setting unit 12 for coping with the above problem. Since the load torque can be estimated by the output voltage value output by the speed control part 10, the PWM position setting part 12 determines a PWM starting position according to the output voltage value of the speed control part 10. FIG. That is, as shown in FIG. 9, when the output voltage value is below the predetermined value D1, the shift angle of the PWM position is set to the predetermined angle φ1, the current waveform is smoothed, and the efficiency is improved. Further, when the output voltage is from the predetermined value D1 to the predetermined value D2, when the load of the motor increases and the output voltage value output by the speed controller 10 increases, the PWM position shift angle is gradually decreased. The PWM position shift angle at this time is set to a value that can sufficiently secure the detectable range of the induced voltage. And when the output voltage becomes more than predetermined value D2, the shift amount of a PWM start position shall be zero. As described above, by changing the shift amount according to the load size, the PWM positioning unit 12 can secure the detectable range of the induced voltage at a certain level even when the load increases, thereby stably driving the motor. have.
또한, PWM 개시 위치의 시프트량에 대한 유기 전압의 검출 가능 범위의 관계와 마찬가지로, 통전폭에 의해 유기 전압의 검출 가능 범위가 변화되는 것도 분명한 사실이다. 즉, 통전폭이 넓을수록 유기 전압 검출 가능 범위는 좁아지고, 그 반대의 경우는 검출 가능 범위는 넓어진다. 예를 들면, 통전폭이 120도인 경우는, 무 통전 구간은 60도이기 때문에, 유기 전압 검출 가능 범위도 60도부터 환류 전류 구간분 만큼 제외한 범위가 된다. 통전폭이 이것보다 넓은 140도인 경우에는, 검출 가능 범위는 40도부터 환류 전류 구간분 만큼 제외한 좁은 범위가 된다. 따라서, 통전폭이 넓을 경우, 검출 가능 범위가 좁아져 구동 안정성이 보다 저하한다. 따라서, 구동 안정성을 보다 충분히 확보하기 위해서는, 부하의 증가에 따라 통전폭을 변경하는 것이 바람직하다.In addition, similarly to the relationship of the detectable range of the induced voltage with respect to the shift amount of the PWM start position, it is also apparent that the detectable range of the induced voltage is changed by the conduction width. In other words, the wider the conduction width is, the narrower the detection range of the induced voltage is, and vice versa. For example, in the case where the energization width is 120 degrees, since the non-energized section is 60 degrees, the induced voltage detectable range is also the range except 60 degrees from the reflux current section. In the case where the energization width is 140 degrees wider than this, the detectable range becomes a narrow range except for the reflux current section from 40 degrees. Therefore, when the energization width is wide, the detectable range is narrowed and the driving stability is further lowered. Therefore, in order to ensure drive stability more fully, it is preferable to change an energization width with increase of load.
도 10은, 통전폭 설정부(11)에 의한 통전폭의 제어를 설명한 도면이다. 통전폭 설정부(11)는, 부하 토크를 속도 제어부(10)가 출력하는 출력 전압값에 의해 추정하고, 그 출력 전압값에 따라 통전폭을 결정한다. 이 도면과 같이, 속도 제어부(10)가 출력하는 출력 전압값이 DA이하에서는 통전폭을 φMAX로 설정하고, 전류 파형을 부드럽게 하여 효율을 향상시킨다. 출력 전압값이 소정값 DA로부터 소정값 DB 사이의 범위에 있을 때는, 출력 전압값의 증가에 따라 서서히 통전폭을 감소시킨다. 출력 전압값이 소정값 DB 이상일 때는, 통전폭을 120도로 고정한다. 이와 같이, 부하의 크기에 따라 통전폭을 제어함으로써, 부하가 증대했을 경우라도 유기 전압의 검출 가능 범위를 충분히 확보할 수 있고, 안정적으로 모터를 구동할 수 있다.10 is a diagram for explaining control of the energization width by the energization width setting unit 11. The energization width setting unit 11 estimates the load torque based on the output voltage value output by the speed controller 10 and determines the energization width according to the output voltage value. As shown in this figure, when the output voltage value output by the speed controller 10 is equal to or less than DA, the current width is set to φ MAX, and the current waveform is smoothed to improve efficiency. When the output voltage value is in the range between the predetermined value DA and the predetermined value DB, the conduction width gradually decreases as the output voltage value increases. When the output voltage value is greater than or equal to the predetermined value DB, the conduction width is fixed to 120 degrees. Thus, by controlling the energization width according to the magnitude | size of a load, even if the load increases, the detectable range of an induced voltage can fully be ensured, and a motor can be driven stably.
(제2실시 형태)(2nd embodiment)
본 발명에 관한 인버터 장치의 다른 실시 형태에 대해서 설명한다.Another embodiment of the inverter device according to the present invention will be described.
도 11에 제2실시 형태의 인버터 장치의 블록 구성도를 나타낸다. 도 11에 있어서, 인버터 장치(3a)는 제1실시 형태의 장치의 구성에 더해서, 환류 기간 검출부(13)를 구비한다. 인버터 장치(3a)에서, 교류 전원(1)으로부터의 입력을 정류 회로(2)에 직류로 정류된 직류 전압이 스위칭부(6)에 있어서 3상(相) 교류 전압으로 변환되어, 그 전압에 의해 모터(4)가 구동되는 것은, 제1실시 형태의 경우와 마찬가지이다.11 shows a block diagram of the inverter device according to the second embodiment. In FIG. 11, the inverter device 3a is provided with the reflux period detection part 13 in addition to the structure of the apparatus of 1st Embodiment. In the inverter device 3a, the direct current voltage rectified by the direct current from the AC power supply 1 to the rectifier circuit 2 is converted into a three-phase AC voltage in the switching section 6 to the voltage. The motor 4 is driven in the same manner as in the first embodiment.
환류 기간 검출부(13)는 전압 검출부(7)에 의해 검출된 모터(4)의 전압을 이용하고, 모터(4)의 코일의 환류 전류가 흐르는 기간(이하 「환류 기간」이라고 함)의 시간 길이를 검출한다. 통전폭 설정부(11)는 이 환류 기간의 시간 길이 정보를이용해서 통전폭을 결정하고, 통전 제어부(9)에 그 통전폭을 지령한다. 또한, PWM 위치 설정부(12)는 이 환류 기간의 시간 길이 정보를 이용해서 최적의 PWM 위치를 결정해 통전 제어부(9)에 PWM 위치를 지령한다.The reflux period detection unit 13 uses the voltage of the motor 4 detected by the voltage detector 7, and the time length of the period in which the reflux current of the coil of the motor 4 flows (hereinafter referred to as a "reflux period"). Detect. The energization width setting unit 11 determines the energization width using the time length information of this reflux period, and instructs the energization control section 9 of the energization width. In addition, the PWM position setting unit 12 determines the optimal PWM position using the time length information of this reflux period, and instructs the power supply control unit 9 to position the PWM.
도 12는, 환류 기간 검출부(13)에 의한 환류 기간의 시간 길이의 검출 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 12는 모터(4)의 1개의 상(相)에 있어서의, 어떤 타이밍에서의 단자 전압의 파형을 나타낸 도면이다. 통전 구간 전에 설정되는 무 통전 구간에 있어서는, PWM 제어의 통전 온의 타이밍에 있어서, 모터(4)의 코일이 발생하는 유기 전압이 검출되지만, 그 이전에는 모터(4)의 코일을 흐르는 전류의 인덕턴스에 의해 발생하는 환류 전류가 나타난다. 이 환류 전류에 의해 모터(4)의 단자 전압이 고전압이 되기 때문에, 무 통전 구간의 전 부분에 있어서는 고전압이 되는 환류 기간이 나타난다. 따라서, 모터 단자 전압을 감시하고, 모터 단자 전압이 소정의 레벨(「환류 판정 레벨」이라고 함)보다 높은 값이기 때문에, 낮아졌을 때에 환류 기간이 종료하였다고 판단할 수 있다. 따라서, 환류 기간 검출부(13)는 모터(4)의 단자 전압을 검출하고, 그 값이 미리 정해진 환류 판정 레벨 이하가 된 시점에 환류 기간이 종료하였다고 판정한다. 예를 들면, 도 12에 있어서, 시간 tA에 있어서의 단자 전압을 VA, 시간 tB에 있어서의 단자 전압을 VB, 환류 판정 레벨을 VK로 했을 때, 환류 기간 검출부(13)는 VA>VK 또는 VB<VK이 되는 단자 전압 VA, VB을 검출했을 때에 시간 tA와 시간 tB의 사이에 있어서 환류 기간이 종료하였다고 판단한다.12 is a diagram for explaining the operation of detecting the length of time in the reflux period by the reflux period detection unit 13. FIG. 12 is a diagram showing waveforms of terminal voltages at certain timings in one phase of the motor 4. In the non-energization section set before the energization section, the induced voltage generated by the coil of the motor 4 is detected at the timing of energization on of the PWM control, but before that, the inductance of the current flowing through the coil of the motor 4 is detected. The reflux current generated by Since the terminal voltage of the motor 4 becomes a high voltage by this reflux current, the reflux period which becomes a high voltage appears in all the parts of an electricity-free period. Therefore, since the motor terminal voltage is monitored and the motor terminal voltage is higher than a predetermined level (referred to as "reflux determination level"), it can be determined that the reflux period has ended when the motor terminal voltage is lowered. Therefore, the reflux period detection unit 13 detects the terminal voltage of the motor 4, and determines that the reflux period has ended when the value becomes below the predetermined reflux determination level. For example, in FIG. 12, when the terminal voltage at time tA is VA, the terminal voltage at time tB is VB, and the reflux determination level is VK, the reflux period detecting unit 13 is VA> VK or VB. When terminal voltages VA and VB, which are <VK, are detected, it is determined that the reflux period has ended between time tA and time tB.
PWM 위치 설정부(12)는 아래와 같이 동작한다. PWM 위치 설정부(12)는 제1실시 형태의 경우와 마찬가지로 최적의 PWM 위치를 결정한다. 최적의 PWM 위치는 PWM 개시 위치에 의한 효율 향상 및 제어 안정성을 고려해서 결정된다. 제어 안정성은 유기 전압의 검출 가능 범위에 의해 결정되고, 그 범위가 좁아질수록 구동 안정성이 저하된다. 따라서, 환류 기간 검출부(13)에 의해 검출된 환류 기간의 길이에 따라 PWM 개시 위치를 변경함으로써 구동 안정성이 확보된다.The PWM position setting unit 12 operates as follows. The PWM position setting unit 12 determines the optimum PWM position as in the case of the first embodiment. The optimal PWM position is determined by considering the efficiency improvement and control stability by the PWM starting position. Control stability is determined by the detectable range of the induced voltage, and the narrower the range, the lower the drive stability. Therefore, drive stability is ensured by changing the PWM start position in accordance with the length of the reflux period detected by the reflux period detection unit 13.
도 13은 본 실시 형태의 PWM 위치 설정부(12)에 의한 PWM 개시 위치의 제어를 설명한 도면이다. PWM 위치 설정부(12)는 부하 토크를 환류 기간 길이에 의해 추정하고, 그에 따라 PWM 개시 위치를 결정한다. 이 도면과 같이, 환류 기간 길이가 L1 이하에서는, PWM 개시 위치의 시프트각을 φ1로 설정한다. 이에 따라, 전류파형을 부드럽게 하여 효율을 향상시킨다. 모터의 부하가 증대해서 환류 기간 길이가 소정 범위에 있을 때, 즉, 환류 기간 길이가 L1에서 L2의 사이에 있을 때는, 모터의 부하에 따라서 서서히 PWM 위치 시프트각을 감소시킨다. 환류 기간 길이가 소정값 L2 이상에서는, PWM 위치 시프트각을 0이 되도록 설정한다. 이에 따라, 부하가 증대했을 경우라도 충분한 유기 전압의 검출 가능 범위를 확보할 수 있고, 안정적으로 모터를 구동할 수 있다.FIG. 13 is a diagram for explaining the control of the PWM start position by the PWM position setting unit 12 of the present embodiment. The PWM position setting unit 12 estimates the load torque by the reflux period length, and determines the PWM starting position accordingly. As shown in this figure, when the reflux period length is L1 or less, the shift angle of the PWM start position is set to φ1. Accordingly, the current waveform is smoothed to improve efficiency. When the load of the motor increases and the reflux period length is in a predetermined range, that is, when the reflux period length is between L1 and L2, the PWM position shift angle is gradually decreased in accordance with the load of the motor. If the reflux period length is equal to or greater than the predetermined value L2, the PWM position shift angle is set to zero. Thereby, even if the load increases, the detectable range of sufficient induced voltage can be ensured and a motor can be driven stably.
제1실시 형태에서 설명한 바와 같이, 통전폭에 의해서도 유기 전압의 검출 가능 범위가 변화된다. 즉, 통전폭이 넓을수록 유기 전압 검출 가능 범위는 좁아져서 구동 안정성이 저하된다. 게다가, 부하 토크가 증가하고 환류 기간이 길어지면 더욱 안정성이 저하된다. 따라서, 구동 안정성을 확보하는 위해서 환류 기간 길이가 증가함에 따라 통전폭을 변경하는 것이 바람직하다.As described in the first embodiment, the detectable range of the induced voltage also changes depending on the conduction width. In other words, the wider the conduction width is, the narrower the detection range of the induced voltage is, which lowers the driving stability. In addition, the stability decreases further as the load torque increases and the reflux period becomes long. Therefore, in order to secure driving stability, it is desirable to change the current carrying width as the reflux period length increases.
도 14는 본 실시 형태에 의한 통전폭 설정부(11)의 통전폭의 제어를 설명한 도면이다. 통전폭 설정부(11)는 환류 기간 길이에 따라서 통전폭을 결정한다. 같은 도면과 같이, 환류 기간 길이가 LA 이하에서는 통전폭을 φMAX로 설정하고, 전류 파형을 부드럽게 하여 효율을 향상시킨다. 또한, 모터의 부하가 증대해서 환류 기간 길이가 어떤 범위(LA에서 LB의 사이)에 있을 때는, 환류 기간 길이에 따라 서서히 통전폭을 감소시킨다. 이렇게, 환류 기간 길이가 소정값(LB) 이상일 때는 통전폭을 120도가 되도록 고정한다. 이와 같이, 환류 기간 길이에 따라서 도통각 폭을 가변함으로써, 부하가 증대했을 경우라도 충분한 유기 전압의 검출 가능 범위를 확보할 수 있고 안정적으로 모터를 구동할 수 있다.14 is a view for explaining the control of the energization width of the energization width setting unit 11 according to the present embodiment. The energization width setting unit 11 determines the energization width according to the reflux period length. As shown in the figure, when the reflux period length is equal to or less than LA, the current width is set to φ MAX, and the current waveform is smoothed to improve efficiency. In addition, when the load of the motor increases and the reflux period length is in a certain range (between LA and LB), the conduction width gradually decreases along the reflux period length. Thus, when the reflux period length is more than the predetermined value LB, the energization width is fixed to 120 degrees. Thus, by varying the conduction angle width depending on the length of the reflux period, even if the load increases, a detectable range of sufficient induced voltage can be ensured and the motor can be stably driven.
또한, 상기의 본 실시 형태에 있어서의 인버터 장치는, 전용의 하드웨어 회로로서 실현해도, 마이크로 컴퓨터를 이용한 소프트웨어에서 실현해도 좋은 것은 물론이다.It goes without saying that the inverter device according to the present embodiment may be implemented as a dedicated hardware circuit or software using a microcomputer.
본 발명은, 특정한 실시 형태에 대해서 설명되었지만, 당업자에 있어서는 다른 많은 변형예, 수정, 다른 이용이 분명하다. 그 때문에, 본 발명은 여기에서의 특정한 개시에 한정되지 않고, 첨부의 청구의 범위에 의해서만 한정될 수 있다.While the present invention has been described with respect to specific embodiments, many other variations, modifications, and other uses are apparent to those skilled in the art. Therefore, the present invention is not limited to the specific disclosure herein but may be limited only by the appended claims.
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