JP5606899B2 - Drive control device for brushless motor - Google Patents
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Description
本発明は、ブラシレスモータを制御する駆動制御装置に関する。 The present invention relates to a drive control device that controls a brushless motor.
ブラシレスモータの振動騒音の原因の一つにトルク変動がある。特に、120度通電方式の駆動を行う場合は、転流時のトルクの落ち込みが原因となって振動や騒音が発生してしまう。 One of the causes of vibration noise of brushless motors is torque fluctuation. In particular, when driving with a 120-degree energization method, vibration and noise occur due to a drop in torque during commutation.
このような転流時のトルクの落ち込みを低減するために、転流前後での相の切替時に所定のオーバーラップ期間を設ける技術が提案されている(特許文献1参照)。 In order to reduce such torque drop during commutation, a technique has been proposed in which a predetermined overlap period is provided at the time of phase switching before and after commutation (see Patent Document 1).
特許文献1では、インバータ装置のスイッチング素子をオン/オフするにあたり、オーバーラップ期間内には、上アーム信号と下アーム信号をともにPWM信号にすることで、相の切換時に発生する電流変化の傾きを緩やかにして、振動および騒音の抑制を図っている。
In
しかしながら、特許文献1には以下の問題がある。
However,
すなわち、オーバーラップ期間内のPWM信号は、キャリア周波数に基づいて生成されるため、PWM信号のパルス幅を任意に調整することは困難であり、電流変化の傾きを緩やかにできると言え、段階的な調整しかできないため、振動や騒音の抑制効果も限られたものになる。 In other words, since the PWM signal within the overlap period is generated based on the carrier frequency, it is difficult to arbitrarily adjust the pulse width of the PWM signal, and it can be said that the slope of the current change can be made gentle. Since only minor adjustments can be made, the effect of suppressing vibration and noise is limited.
本発明は、上述した従来の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、相の切り替え時の振動および騒音を比較的簡易な回路構成で効率よく抑制可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供することである。 The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a brushless motor drive control device that can efficiently suppress vibration and noise during phase switching with a relatively simple circuit configuration. Is to provide.
上記の課題を解決するために、本発明の一態様では、ステータに設けられた複数相の電機子コイルに対してオーバーラップ通電を行うことにより、複数の磁極を有するロータを回転させるブラシレスモータの駆動制御装置において、
前記複数相の電機子コイルに通電を行うインバータ回路と、
前記インバータ回路を駆動するための駆動信号を生成するモータ駆動回路と、
前記オーバーラップ通電を行うオーバーラップ期間を設定するとともに、前記オーバーラップ期間に基づいて前記モータ駆動回路を制御するモータ制御部と、を備え、
前記インバータ回路は、
前記複数相の電機子コイルの各相ごとに設けられる複数の上アーム側スイッチング素子と、
前記複数相の電機子コイルの各相ごとに設けられ、対応する上アーム側スイッチング素子に直列接続される、複数の下アーム側スイッチング素子と、を有し、
前記モータ駆動回路は、定常駆動時には、前記複数相の電機子コイルの各相ごとに、前記複数の上アーム側スイッチング素子と前記複数の下アーム側スイッチング素子とのいずれか一方を、第1のPWM信号によりオン/オフ制御し、かつ、他方を、定電圧信号によりオン/オフ制御し、
前記モータ制御部は、前記オーバーラップ期間内には、前記オーバーラップ期間の直前に前記第1のPWM信号を供給していた前記上アーム側または下アーム側スイッチング素子に対して、前記第1のPWM信号よりも周波数が高い第2のPWM信号を供給するとともに、前記オーバーラップ期間の直前に前記定電圧信号を供給していた前記下アーム側または上アーム側スイッチング素子に対して、前記第1のPWM信号よりも周波数が高い第3のPWM信号を供給するように、前記モータ駆動回路を制御することを特徴とする駆動制御装置が提供される。
In order to solve the above-described problem, according to one aspect of the present invention, a brushless motor that rotates a rotor having a plurality of magnetic poles by applying overlapping current to a plurality of armature coils provided in a stator. In the drive control device,
An inverter circuit for energizing the plurality of armature coils;
A motor drive circuit for generating a drive signal for driving the inverter circuit;
A motor control unit that sets an overlap period for performing the overlap energization and controls the motor drive circuit based on the overlap period, and
The inverter circuit is
A plurality of upper arm side switching elements provided for each phase of the armature coils of the plurality of phases;
A plurality of lower arm side switching elements provided for each phase of the multiple phase armature coils and connected in series to the corresponding upper arm side switching elements;
In the steady driving, the motor drive circuit is configured to switch one of the plurality of upper arm side switching elements and the plurality of lower arm side switching elements for each phase of the plurality of armature coils. On / off control by PWM signal, and on / off control of the other by constant voltage signal,
The motor control unit, with respect to the upper arm side or lower arm side switching element that has supplied the first PWM signal immediately before the overlap period within the overlap period, The second PWM signal having a frequency higher than that of the PWM signal is supplied, and the first arm is supplied to the lower arm side or upper arm side switching element that has supplied the constant voltage signal immediately before the overlap period. A drive control device is provided that controls the motor drive circuit to supply a third PWM signal having a frequency higher than that of the PWM signal.
相の切換時の振動および騒音を比較的簡易な回路構成で効率よく抑制可能なブラシレスモータの駆動制御装置を提供できる。 It is possible to provide a drive control device for a brushless motor that can efficiently suppress vibration and noise during phase switching with a relatively simple circuit configuration.
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(第1の実施形態)
図1は本発明の第1の実施形態に係るブラシレスモータ2の駆動制御装置の概略構成を示すブロック図である。図1の駆動制御装置1は、例えば3相のブラシレスモータ2(以下、単にモータ2と呼ぶ)の駆動制御に用いられるものであり、モータ2が有する複数相の電機子コイル3に対してオーバーラップ通電を行って、モータ2のロータ4を回転させる。駆動制御対象であるモータ2は、種々のタイプのものが適用可能であり、2相以上であれば相数も特に問わない。以下では、説明の簡略化のために、3相のモータ2を駆動する例を説明する。以下では、3相を、U相、V相、W相と呼ぶ。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a drive control device for a
ここで、オーバーラップ通電とは、電流を供給する電機子コイル3の種類を切り替える際、すなわち相の切り替え時に、切り替え前後の2種類の電機子コイル3に同時に電流を供給するオーバーラップ期間を設ける通電方式を指す。オーバーラップ通電自体は、上述した特許文献1にも記載されているように公知であるが、本実施形態は、後述するように、オーバーラップ通電に関する独自の通電方式を採用した点に特徴がある。
Here, the overlap energization provides an overlap period for supplying current to the two types of
オーバーラップ期間は、回転数に応じて、任意に設定することができるが、本実施形態に係る駆動制御装置1では、ロータ4を一定の回転速度(回転数)で駆動しており、相の切り替わり時のオーバーラップ期間は予め所定の値に設定されている。
The overlap period can be arbitrarily set according to the rotational speed. However, in the
図1の駆動制御装置1は、インバータ回路5と、モータ駆動回路6と、モータ制御部7と、回転位置検出部8とを備えている。インバータ回路5は、各相ごとに設けられる3つの上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5と、3つの下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6とを有し、対応する上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とは直列接続されている。
The
モータ制御部7は、オーバーラップ期間およびオーバーラップ期間内にモータ駆動回路6より各相のスイッチング素子に出力するスイッチング信号(後述する)を設定するオーバーラップ制御部11と、各相の切替制御を行う通電切替タイミング制御部12とを有する。
The
上アーム側スイッチング素子Q1と下アーム側スイッチング素子Q2との接続ノードにはU相の電機子コイル3の一端が接続され、上アーム側スイッチング素子Q3と下アーム側スイッチング素子Q4との接続ノードにはV相の電機子コイル3の一端が接続され、上アーム側スイッチング素子Q5と下アーム側スイッチング素子Q6との接続ノードにはW相の電機子コイル3の一端が接続されている。
One end of the
モータ駆動回路6は、定常駆動時(オーバーラップ期間以外の通電期間を指す)に、上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5をオン/オフ制御するための第1のPWM信号SG1と、下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6をオン/オフ制御するための定電圧信号SG2とを出力する。ここで、第1のPWM信号SG1とは、モータ駆動回路6より出力されるパルス幅を調整可能なPWM(パルス幅変調)信号である。定電圧信号SG2とは、モータ駆動回路6より出力される、特定の相(すなわち、通電相)のみハイレベルになり、それ以外の相ではローレベルを保持する信号である。以下では、第1のPWM信号SG1と定電圧信号SG2を総称して、スイッチング信号と呼ぶ。尚、本実施形態では、第1のPWM信号SG1の周波数およびオンデューティ(スイッチング周期に対するオンの期間の割合)は、ロータ2の回転数によって予め決められた固定値となっている。
The
図2は上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5と下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6の各スイッチング信号の一例を示す信号波形図である。尚、第1のPWM信号SG1または定電圧信号SG2がハイレベルのときに、対応するスイッチング素子がオンする。 FIG. 2 is a signal waveform diagram showing an example of each switching signal of the upper arm side switching elements Q1, Q3, Q5 and the lower arm side switching elements Q2, Q4, Q6. Incidentally, when the first PWM signal SG1 or the constant voltage signal SG2 is at a high level, the corresponding switching element is turned on.
図2(a)はT1〜T10の期間における第1〜第3のPWM信号SG1,SG3,SG4と定電圧信号SG2の信号波形図である。図2(a)では、オーバーラップ期間を破線で図示している。 FIG. 2A is a signal waveform diagram of the first to third PWM signals SG1, SG3, SG4 and the constant voltage signal SG2 in the period from T1 to T10. In FIG. 2A, the overlap period is indicated by a broken line.
図2(a)に示すように、本実施形態では、モータ制御部7が備えるオーバーラップ制御部11によって、第1のPWM信号SG1の相が切り替わるタイミングと、定電圧信号SG2の相が切り替わるタイミングとで、必ずオーバーラップ期間を設定している。例えば、期間T3では、上アーム側U相とV相にオーバーラップ期間Aが設定され、期間T2では、下アーム側V相とW相にオーバーラップ期間Bが設定されている。
As shown in FIG. 2A, in the present embodiment, the timing at which the phase of the first PWM signal SG1 is switched by the
図2(b)は期間T3のオーバーラップ期間Aの拡大図、図2(c)は期間T2のオーバーラップ期間Bの拡大図である。 FIG. 2B is an enlarged view of the overlap period A of the period T3, and FIG. 2C is an enlarged view of the overlap period B of the period T2.
図2(b)からわかるように、オーバーラップ制御部11により、期間T3のオーバーラップ期間内には、第1のPWM信号SG1よりも周波数の高い第2のPWM信号SG3が設定されて、第1のPWM信号SG1を第2のPWM信号SG3に置き換える。より詳細には、上アーム側U相には、期間T3内のオーバーラップ期間Aに、上アーム側V相の第1のPWM信号SG1が立ち上がるタイミングに、次に切り替わる相であるV相の第1のPWM信号SG1の2つのハイレベル期間内にそれぞれ、3つのパルスからなる第2のPWM信号SG3がオーバーラップ制御部11にて設定され、モータ駆動回路6から上アーム側U相に出力される。
As can be seen from FIG. 2B, the
第2のPWM信号SG3は、オーバーラップ期間内の第1のPWM信号SG1の各ハイレベル期間ごとにオーバーラップ制御部11にて設定される。したがって、第2のPWM信号SG3は、オーバーラップ期間内の第1のPWM信号SG1の各ハイレベル期間内のみにモータ駆動回路6から出力されるPWM信号である。
The second PWM signal SG3 is set by the
これに対して、期間T2におけるオーバーラップ期間Bでは、図2(c)に示すように、下アーム側W相の定電圧信号SG2のハイレベル期間に、第3のPWM信号SG4が連続的にオーバーラップ制御部11にて設定される。図2(c)の例では、オーバーラップ期間Bにおける定電圧信号SG2のハイレベル期間に、オーバーラップ制御部11にて12個のパルスからなる第3のPWM信号SG4が設定され、モータ駆動回路6から下アーム側V相に出力される。第3のPWM信号SG4は、図2(b)の第2のPWM信号SG3とは異なり、同じ周期で連続的に出力される。
On the other hand, in the overlap period B in the period T2, as shown in FIG. 2C, the third PWM signal SG4 is continuously output during the high level period of the constant voltage signal SG2 of the lower arm side W phase. It is set by the
第2および第3のPWM信号SG3,SG4の周波数およびオンデューティは、モータ制御部7により制御され、必ずしも固定の値でなくてもよいが、本実施例では、それぞれ、固定した値としており、一例として、第1のPWM信号SG1は16kHzで、第2および第3のPWM信号SG3,SG4は270kHzに設定される。なお、第2のPWM信号SG3と第3のPWM信号SG4は必ずしも同じ周波数である必要はないが、同じ周波数にした方が、これらの信号を制御するモータ制御部7と、モータ制御部7の制御の下でこれらの信号を出力するモータ駆動回路6の内部構成を簡略化できる。
The frequency and on-duty of the second and third PWM signals SG3 and SG4 are controlled by the
このように、第2および第3のPWM信号SG3,SG4の周波数とオンデューティは任意に設定してもよいが、一般には、第2および第3のPWM信号SG3,SG4の周波数をできるだけ高くした方が、相の切り替え時に電機子コイル3に流れる相電流の傾斜がより緩やかになり、モータ2の振動および騒音をより効率よく抑制できる。その一方で、周波数を高く設定すると、スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング損失が増大するため、両者のトレードオフで最適な周波数を設定するのが望ましい。第2および第3のPWM信号SG3,SG4の周波数を設定する条件としては、スイッチング素子Q1〜Q6およびその周辺回路に用いる各回路素子の種類や電気特性(例えば、立ち上がり/立ち下がり応答など)、オーバーラップ期間の長さ等が考えられる。これらを総合的に勘案して周波数を決定するのが望ましい。
As described above, the frequency and on-duty of the second and third PWM signals SG3 and SG4 may be arbitrarily set. In general, the frequency of the second and third PWM signals SG3 and SG4 is set as high as possible. However, the inclination of the phase current flowing through the
図2(a)の例では、オーバーラップ期間を、電気角30度として定義している。これはあくまで一例であり、オーバーラップ期間は電気角の替わりに時間で定義してもよく、また、具体的なオーバーラップ期間は、駆動対象であるモータ2の設計仕様等を考慮に入れて予め決められた値に設定してもよいし、後述するように、モータ2の回転数により調整してもよい。
In the example of FIG. 2A, the overlap period is defined as an electrical angle of 30 degrees. This is merely an example, and the overlap period may be defined by time instead of the electrical angle, and the specific overlap period is determined in advance in consideration of the design specifications of the
図2(a)では、上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5に第1のPWM信号SG1を供給して、下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6に定電圧信号SG2を供給する例を示しているが、逆に、上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5に定電圧信号SG2を供給して、下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6に第1のPWM信号SG1を供給してもよい。 FIG. 2A shows an example in which the first PWM signal SG1 is supplied to the upper arm side switching elements Q1, Q3, Q5 and the constant voltage signal SG2 is supplied to the lower arm side switching elements Q2, Q4, Q6. However, conversely, the constant voltage signal SG2 may be supplied to the upper arm side switching elements Q1, Q3, Q5 and the first PWM signal SG1 may be supplied to the lower arm side switching elements Q2, Q4, Q6. .
図2(a)からわかるように、本実施形態では、上アーム側スイッチング素子Q1,Q3,Q5はPWM制御するのに対し、下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6は相ごとに定電圧を供給することを前提としている。下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6には、定常駆動時は、相ごとに二種類の定電圧(ハイレベルとローレベル)のいずれかが供給されるため、以下では、下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6の制御を定電圧制御と呼ぶ。 As can be seen from FIG. 2A, in the present embodiment, the upper arm side switching elements Q1, Q3, and Q5 are PWM-controlled, whereas the lower arm side switching elements Q2, Q4, and Q6 have a constant voltage for each phase. It is assumed that it will be supplied. Since the lower arm side switching elements Q2, Q4, and Q6 are supplied with one of two types of constant voltages (high level and low level) for each phase during steady driving, the lower arm side switching elements are described below. Control of Q2, Q4, and Q6 is called constant voltage control.
下アーム側スイッチング素子Q2,Q4,Q6を定電圧制御することで、上下アームともPWM制御する場合よりも、モータ制御部7の内部構成を簡略化できる。
By performing constant voltage control on the lower arm side switching elements Q2, Q4 and Q6, the internal configuration of the
図2で説明した第1〜第3のPWM信号SG1,SG3,SG4と定電圧信号SG2は、モータ制御部7の制御の下でモータ駆動回路6にて出力される。
The first to third PWM signals SG <b> 1, SG <b> 3, SG <b> 4 and the constant voltage signal SG <b> 2 described in FIG. 2 are output from the
オーバーラップ制御部11は、上述したように、予め決められた値にオーバーラップ期間を設定してもよいし、モータ2の回転数によりオーバーラップ期間を調整してもよい。通電切替タイミング制御部12は、回転位置検出部8により検出されたモータ2の回転位置により、相の切替タイミングに達したか否かを判断し、第1〜第3のPWM信号SG1,SG3,SG4と定電圧信号SG2の切替タイミングをモータ駆動回路6に通知する。回転位置検出部8は、モータ2の各電機子コイル3の一端Pに誘起する誘起電圧により、センサレス(センサなし)で回転位置を検出する。
As described above, the
図3は、図2のT2〜T3の期間内の詳細な信号波形図である。期間T2では上アーム側U相のスイッチング素子Q1に第1のPWM信号SG1が供給され、期間T3になると、上アーム側V相のスイッチング素子Q3に第1のPWM信号SG1が供給される。期間T2の期間内は、電機子コイル3のU相電流は略一定である。
FIG. 3 is a detailed signal waveform diagram in the period from T2 to T3 in FIG. In the period T2, the first PWM signal SG1 is supplied to the upper arm side U-phase switching element Q1, and in the period T3, the first PWM signal SG1 is supplied to the upper arm side V-phase switching element Q3. During the period T2, the U-phase current of the
期間T3に切り替わった直後から所定期間内にオーバーラップ期間が設定されて、上アーム側U相の第1のPWM信号SG1が、より周波数の高い第2のPWM信号SG3に切り替わる。これにより、電機子コイル3のU端子とW端子間の電圧も、図3に示すように、第2のPWM信号SG3に同期して、速い周期で変化する。これにより、U相電流は、UW間電圧に比例して、ほぼ線形に減少していく。このU相電流の傾斜は、オーバーラップ期間を設けない場合の傾斜(図3の破線)と比べて緩やかになる。
The overlap period is set within a predetermined period immediately after switching to the period T3, and the first PWM signal SG1 of the upper arm side U phase is switched to the second PWM signal SG3 having a higher frequency. As a result, the voltage between the U terminal and the W terminal of the
同様に、期間T1からT2に切り替わる際も、期間T2になった直後から所定期間内はオーバーラップ期間が設定される。期間T1では、図2に示すように、下アーム側V相の第2のスイッチング素子Q2に定電圧信号SG2が供給され、期間T2になると、下アーム側W相の第3のスイッチング素子Q3に定電圧信号SG2が供給される。期間T2になった直後のオーバーラップ期間内は、下アーム側V相の第2のスイッチング素子Q2に第3のPWM信号SG4が供給される。これにより、オーバーラップ期間内のUV間電圧は、図3に示すように短い周期で変化し、V相電流の傾斜が緩やかになる。このV相電流の傾斜は、オーバーラップ期間を設けない場合の傾斜(図3の破線)と比べて緩やかになる。 Similarly, when switching from the period T1 to T2, an overlap period is set within a predetermined period immediately after the period T2. In the period T1, as shown in FIG. 2, the constant voltage signal SG2 is supplied to the lower arm side V-phase second switching element Q2, and in the period T2, the lower arm side W phase third switching element Q3 A constant voltage signal SG2 is supplied. In the overlap period immediately after the period T2, the third PWM signal SG4 is supplied to the second arm side V-phase second switching element Q2. As a result, the UV voltage within the overlap period changes with a short period as shown in FIG. 3, and the slope of the V-phase current becomes gentle. The slope of this V-phase current is gentler than the slope when no overlap period is provided (broken line in FIG. 3).
図4は、本実施形態に係る駆動制御装置1を用いたブラシレスモータ2の駆動時の騒音ピーク値と従来の駆動制御装置1を用いた場合の騒音ピーク値の測定結果を比較して示した図である。図4では、本実施形態の測定ではモータ2の回転周波数f=490Hzのとき、従来の測定ではモータ2の回転周波数f=472Hzのときに、それぞれ、騒音ピーク値37[dB]、42[dB]を示した。尚、本数値は、モータから約1mの距離での測定値である。
FIG. 4 shows a comparison between the measurement results of the noise peak value when the
上記のように、本実施形態に係る駆動制御装置1によれば、一例として、従来よりも約5dBの騒音低減効果が得られた。
As described above, according to the
このように、本実施形態では、オーバーラップ期間の直前の定常駆動時に第1のPWM信号SG1を供給していていた上アーム側スイッチング素子に対して、オーバーラップ期間内で、第1のPWM信号SG1よりも周波数が高い第2のPWM信号SG3を供給して、2相分の上アーム側スイッチング素子を同時にオンする。あるいは、オーバーラップ期間の直前の定常駆動時に定電圧信号SG2を供給していた下アーム側スイッチング素子に対して、オーバーラップ期間内で、第1のPWM信号SG1よりも周波数が高い第3のPWM信号SG4を供給して、2相分の下アーム側スイッチング素子を同時にオンする。これにより、オーバーラップ期間内に流れる相電流の傾斜が緩やかになり、トルク変動を低減でき、ひいてはブラシレスモータ2の振動および騒音を大幅に抑制できる。
As described above, in the present embodiment, the first PWM signal within the overlap period is supplied to the upper arm side switching element that has supplied the first PWM signal SG1 during the steady drive immediately before the overlap period. The second PWM signal SG3 having a frequency higher than that of SG1 is supplied to simultaneously turn on the upper arm side switching elements for two phases. Alternatively, the third PWM having a frequency higher than that of the first PWM signal SG1 within the overlap period with respect to the lower arm side switching element that has supplied the constant voltage signal SG2 at the time of steady driving immediately before the overlap period. The signal SG4 is supplied to simultaneously turn on the lower arm side switching elements for two phases. As a result, the slope of the phase current flowing during the overlap period becomes gentle, torque fluctuation can be reduced, and vibration and noise of the
(第2の実施形態)
第2の実施形態は、回転数に応じて、オーバーラップ期間と第2および第3のPWM信号SG3,SG4のオンデューティを調整できるようにしたものである。
(Second Embodiment)
In the second embodiment, the overlap period and the on-duty of the second and third PWM signals SG3 and SG4 can be adjusted according to the rotational speed.
図5は本発明の第2の実施形態に係るブラシレスモータ2の駆動制御装置1aの概略構成を示すブロック図である。図5では、図1と共通する構成部分には同一の符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of the drive control device 1a of the
図5の駆動制御装置1aは、図1の構成に加えて、基準回転数算出部21と、目標回転数算出部22と、速度制御部13とを備えている。基準回転数算出部21は、回転位置検出部8により検出されたロータ4の回転位置に基づいて、所定の基準時刻でのロータ4の回転数(以下、基準回転数と呼ぶ)を算出する。目標回転数算出部22は、駆動制御装置1aの外部から供給される回転数指令に基づいて、ロータ4の回転数の目標値(以下、目標回転数と呼ぶ)を算出する。
The drive control device 1a in FIG. 5 includes a reference rotation
モータ制御部7内に設けられる速度制御部13は、基準回転数算出部21で算出された基準回転数と、目標回転数算出部22で算出された目標回転数とに基づいて、ロータ4の回転速度を制御するための速度制御信号を生成し、生成した速度制御信号をモータ駆動回路6に供給する。同じくモータ制御部7内のオーバーラップ制御部11は、基準回転数算出部21で算出された基準回転数と、目標回転数算出部22で算出された目標回転数とに基づいて、オーバーラップ期間と、オーバーラップ期間内にモータ駆動回路6より各相のスイッチング素子に出力するスイッチング信号と、オーバーラップするべき2つの相とを決定して、その決定情報を通電切替タイミング制御部12に通知する。
The
モータ制御部7内の速度制御部13は、目標回転数算出部22で算出された目標回転数に基づいて、モータ駆動回路6が出力する第2のPWM信号SG3のオンデューティを調整する。ここで、オンデューティとは、スイッチング素子がオンの期間の割合(図2(b)におけるton/tp)を指す。
The
図6は、目標回転数と第2のPWM信号SG3のオンデューティとの対応関係を示すテーブルの一例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a table indicating a correspondence relationship between the target rotation speed and the on-duty of the second PWM signal SG3.
モータ制御部7は、図6に示すように、目標回転数に応じて、第2のPWM信号SG3のオンデューティを目標回転数が高いほど、オンデューティを低くするように切り替えている。
As shown in FIG. 6, the
以下では、図6のテーブルが有効である理由を説明する。目標回転数の大きさにかかわらず、オーバーラップ期間の直前に第1のPWM信号SG1を供給していた相にオーバーラップ期間内に供給する第2のPWM信号SG3は、オンデューティを大きくした方がその直前の相の電流傾斜を緩やかにできるはずであるが、実際には、オンデューティが大きすぎると、相切り替え後の新たな相になかなか切り替わらないことになり、また、その直前の相のスイッチング素子に流れる電流量が多くなり、騒音が増える等の不具合が生じる。よって、オンデューティを大きくするのには限界がある。 Hereinafter, the reason why the table of FIG. 6 is effective will be described. Regardless of the target rotational speed, the second PWM signal SG3 that is supplied within the overlap period to the phase that was supplying the first PWM signal SG1 immediately before the overlap period is the one whose on-duty is increased. However, in reality, if the on-duty is too large, it will be difficult to switch to a new phase after phase switching. The amount of current flowing through the switching element increases, resulting in problems such as increased noise. Therefore, there is a limit to increasing the on-duty.
例えば、目標回転数に近づくようにモータ2の回転数を高くする場合、相切り替え時に、回転数の増加に応じて、新たな相のスイッチング素子のオン/オフを制御する第1のPWM信号SG1のオンデューティを大きくする必要がある。第1のPWM信号SG1のオンデューティが大きい場合と小さい場合で、相切り替え時の上述した第2のPWM信号SG3のオンデューティを同じにしたとすると、第1のPWM信号SG1のオンデューティが大きい方がその直前の相のスイッチング素子に電流が流れる期間が長くなり、結果として、騒音が増えてしまう。
For example, when the rotational speed of the
この種の相切り替え時の騒音を低減するには、相切り替え直前の相の電流減少の傾斜と相切り替え直後の相の電流増加の傾斜とを最適化する必要がある。ところが、目標回転数に応じて、第1のPWM信号SG1のオンデューティが変化し、第1のPWM信号SG1のオンデューティにより、相切り替え時の第2のPWM信号SG3のオンデューティの最適値も変化する。 In order to reduce this kind of noise during phase switching, it is necessary to optimize the slope of the current decrease in the phase immediately before the phase switching and the slope of the current increase in the phase immediately after the phase switching. However, the on-duty of the first PWM signal SG1 changes according to the target rotational speed, and the optimum value of the on-duty of the second PWM signal SG3 at the time of phase switching also depends on the on-duty of the first PWM signal SG1. Change.
このような事情を鑑みて、本発明者が試行錯誤した結果、一例として、例えば図6のような対応関係が得られた。図6に示すように、目標回転数が高いほど、オンデューティを小さくした方が、相切り替え直前の相の電流減少の傾斜と相切り替え直後の相の電流増加の傾斜とを最適化でき、振動および騒音も抑制できることがわかった。 In view of such circumstances, as a result of trial and error by the inventor, for example, a correspondence relationship as shown in FIG. 6 was obtained. As shown in FIG. 6, the higher the target rotational speed, the smaller the on-duty can optimize the slope of the current decrease in the phase immediately before phase switching and the slope of the current increase in the phase immediately after phase switching. It was also found that noise can be suppressed.
このように、第2の実施形態では、目標回転数に応じて、第2のPWM信号SG3のオンディーティを調整することで、相電流の傾斜をモータ2の目標回転数に応じて最適化することができ、より効率よくモータ2の振動および騒音を抑制できる。尚、目標回転数ではなく、基準回転数に応じて第2のPWM信号SG3のオンディーティを調整するようにしても、同様な効果が得られる。
As described above, in the second embodiment, the slope of the phase current is optimized according to the target rotational speed of the
また、第2の実施形態では、目標回転数と基準回転数に基づいてオーバーラップ期間を設定するため、モータ2の実際の回転状況を考慮してオーバーラップ通電を行うことができ、より安定にモータ2を駆動しつつ、振動および騒音の抑制効果を高めることができる。
Further, in the second embodiment, since the overlap period is set based on the target rotation speed and the reference rotation speed, the overlap energization can be performed in consideration of the actual rotation state of the
図6では、目標回転数と第2のPWM信号SG3のオンデューティの対応関係を示したが、第3のPWM信号SG4の周波数が第2のPWM信号SG3の周波数と同じであれば、第3のPWM信号SG4についても図6に基づいてオンデューティを設定できる。もし、第3のPWM信号SG4の周波数が第2のPWM信号SG3の周波数と異なっていれば、図6とは別個に、目標回転数と第3のPWM信号SG4のオンデューティの対応関係を示すテーブルを設けて、このテーブルを用いて第3のPWM信号SG4のオンデューティを決定すればよい。 FIG. 6 shows the correspondence relationship between the target rotational speed and the on-duty of the second PWM signal SG3. If the frequency of the third PWM signal SG4 is the same as the frequency of the second PWM signal SG3, the third The on-duty of the PWM signal SG4 can be set based on FIG. If the frequency of the third PWM signal SG4 is different from the frequency of the second PWM signal SG3, the correspondence relationship between the target rotational speed and the on-duty of the third PWM signal SG4 is shown separately from FIG. A table is provided, and the on-duty of the third PWM signal SG4 may be determined using this table.
(その他の変形例)
上述した実施形態では、上アーム側のスイッチング素子Q1,Q3,Q5と下アーム側のスイッチング素子Q2,Q4,Q6のスイッチング速度が略同一であることを念頭に置いて、上アーム側と下アーム側を区別せずに、第2のPWM信号SG3のオンデューティを設定した。ところが、上アーム側と下アーム側とでスイッチング速度が異なる場合も考えられる。この場合、上アーム側と下アーム側で、第2のPWM信号SG3のオンデューティを変えるのが望ましい。より具体的には、上アーム側と下アーム側で、スイッチング速度が遅い方のスイッチング素子の第2のPWM信号SG3のオンデューティをより大きくするのが望ましい。これを実現するには、上アーム側と下アーム側で、図6のようなテーブルを別個に設ければよい。
(Other variations)
In the embodiment described above, the upper arm side and the lower arm are kept in mind that the switching speeds of the switching elements Q1, Q3, Q5 on the upper arm side and the switching elements Q2, Q4, Q6 on the lower arm side are substantially the same. The on-duty of the second PWM signal SG3 was set without distinguishing the sides. However, the switching speed may be different between the upper arm side and the lower arm side. In this case, it is desirable to change the on-duty of the second PWM signal SG3 between the upper arm side and the lower arm side. More specifically, it is desirable to increase the on-duty of the second PWM signal SG3 of the switching element having the slower switching speed on the upper arm side and the lower arm side. In order to realize this, a table as shown in FIG. 6 may be provided separately on the upper arm side and the lower arm side.
上述した回転位置検出部8は、センサレスで各電機子コイル3に誘起される誘起電圧を検出する例を示したが、ロータ4の回転位置を検出する位置センサを設けて、この位置センサからの信号により回転位置を検出してもよい。
The rotational
また、第2のPWM信号SG3は、図2(b)に示したオーバーラップ期間内の第1のPWM信号SG1の各ハイレベル期間内のみに出力されるPWM信号に限定されるものではなく、モータの動作条件によっては、第2のPWM信号SG3は、オーバーラップ期間内の第1のPWM信号SG1の各ローレベル期間のすべての期間あるいは一部期間にも出力されるPWM信号として、相電流の傾斜を微調整するようにしてもよい。 Further, the second PWM signal SG3 is not limited to a PWM signal output only during each high level period of the first PWM signal SG1 within the overlap period shown in FIG. Depending on the operating conditions of the motor, the second PWM signal SG3 may be used as a PWM signal that is also output during all or part of the low level periods of the first PWM signal SG1 within the overlap period. You may make it finely adjust the inclination of.
また、第3のPWM信号SG4は、図2(c)に示したオーバーラップ期間内に連続的に出力されるPWM信号に限定されるものではなく、モータの動作条件によっては、第3のPWM信号SG4は、オーバーラップ期間内の一部期間は出力されない、断続的に出力されるPWM信号として、相電流の傾斜を微調整するようにしてもよい。 Further, the third PWM signal SG4 is not limited to the PWM signal that is continuously output within the overlap period shown in FIG. 2C, and the third PWM signal SG4 depends on the operating condition of the motor. The signal SG4 may be finely adjusted for the slope of the phase current as an intermittently output PWM signal that is not output during a part of the overlap period.
本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではなく、当業者が想到しうる種々の変形も含むものであり、本発明の効果も上述した内容に限定されない。すなわち、特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。 The aspect of the present invention is not limited to the individual embodiments described above, and includes various modifications that can be conceived by those skilled in the art, and the effects of the present invention are not limited to the contents described above. That is, various additions, modifications, and partial deletions can be made without departing from the concept and spirit of the present invention derived from the contents defined in the claims and equivalents thereof.
1,1a 駆動制御装置
2 ブラシレスモータ
3 電機子コイル
4 ロータ
5 インバータ回路
6 モータ駆動回路
7 モータ制御部
8 回転位置検出部
11 オーバーラップ制御部
12 通電切替タイミング制御部
13 速度制御部
21 基準回転数算出部
22 目標回転数算出部
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記複数相の電機子コイルに通電を行うインバータ回路と、
前記インバータ回路を駆動するための駆動信号を生成するモータ駆動回路と、
前記オーバーラップ通電を行うオーバーラップ期間を設定するとともに、前記オーバーラップ期間に基づいて前記モータ駆動回路を制御するモータ制御部と、を備え、
前記インバータ回路は、
前記複数相の電機子コイルの各相ごとに設けられる複数の上アーム側スイッチング素子と、
前記複数相の電機子コイルの各相ごとに設けられ、対応する上アーム側スイッチング素子に直列接続される、複数の下アーム側スイッチング素子と、を有し、
前記モータ駆動回路は、定常駆動時には、前記複数相の電機子コイルの各相ごとに、前記複数の上アーム側スイッチング素子と前記複数の下アーム側スイッチング素子とのいずれか一方を、第1のPWM信号によりオン/オフ制御し、かつ、他方を、定電圧信号によりオン/オフ制御し、
前記モータ制御部は、前記オーバーラップ期間内には、前記オーバーラップ期間の直前に前記第1のPWM信号を供給していた前記上アーム側または下アーム側スイッチング素子に対して、前記第1のPWM信号よりも周波数が高い第2のPWM信号を供給するとともに、前記オーバーラップ期間の直前に前記定電圧信号を供給していた前記下アーム側または上アーム側スイッチング素子に対して、前記第1のPWM信号よりも周波数が高い第3のPWM信号を供給するように、前記モータ駆動回路を制御することを特徴とする駆動制御装置。 In a drive control device for a brushless motor that rotates a rotor having a plurality of magnetic poles by performing overlap energization on a plurality of armature coils provided in a stator,
An inverter circuit for energizing the plurality of armature coils;
A motor drive circuit for generating a drive signal for driving the inverter circuit;
A motor control unit that sets an overlap period for performing the overlap energization and controls the motor drive circuit based on the overlap period, and
The inverter circuit is
A plurality of upper arm side switching elements provided for each phase of the armature coils of the plurality of phases;
A plurality of lower arm side switching elements provided for each phase of the multiple phase armature coils and connected in series to the corresponding upper arm side switching elements;
In the steady driving, the motor drive circuit is configured to switch one of the plurality of upper arm side switching elements and the plurality of lower arm side switching elements for each phase of the plurality of armature coils. On / off control by PWM signal, and on / off control of the other by constant voltage signal,
The motor control unit, with respect to the upper arm side or lower arm side switching element that has supplied the first PWM signal immediately before the overlap period within the overlap period, The second PWM signal having a frequency higher than that of the PWM signal is supplied, and the first arm is supplied to the lower arm side or upper arm side switching element that has supplied the constant voltage signal immediately before the overlap period. A drive control device that controls the motor drive circuit so as to supply a third PWM signal having a frequency higher than that of the PWM signal.
前記第3のPWM信号は、前記オーバーラップ期間内において、前記定電圧信号がハイレベルを取る期間内の少なくとも一部期間に連続して生成されるPWM信号であることを特徴とする請求項1に記載の駆動制御装置。 The second PWM signal is a PWM signal generated in a period in which at least the first PWM signal is at a high level within the overlap period,
The third PWM signal is a PWM signal generated continuously in at least a part of a period in which the constant voltage signal takes a high level in the overlap period. The drive control apparatus described in 1.
前記モータ駆動回路は、前記オーバーラップ期間において、前記第1のPWM信号が供給される上アーム側または下アーム側では、次に切り替わる相のスイッチング素子に前記第1のPWM信号を供給するとともに、前記次に切り替わる相のスイッチング素子のオン期間内に、前記オーバーラップ期間の直前に前記第1のPWM信号を供給していた上アーム側または下アーム側スイッチング素子に前記第2のPWM信号を供給し、前記定電圧信号が供給される上アーム側または下アーム側では、前記オーバーラップ期間の直前に前記定電圧信号を供給していた上アーム側または下アーム側スイッチング素子に前記第3のPWM信号を供給することを特徴とする請求項2に記載の駆動制御装置。 The overlap period is set for each phase at the time of phase switching,
The motor driving circuit supplies the first PWM signal to the switching element of the phase to be switched next on the upper arm side or the lower arm side to which the first PWM signal is supplied in the overlap period, The second PWM signal is supplied to the upper arm side or lower arm side switching element that supplied the first PWM signal immediately before the overlap period within the ON period of the switching element of the next switching phase. On the upper arm side or lower arm side to which the constant voltage signal is supplied, the third PWM is supplied to the upper arm side or lower arm side switching element that has supplied the constant voltage signal immediately before the overlap period. The drive control apparatus according to claim 2, wherein a signal is supplied.
前記回転位置検出部で検出された回転位置に基づいて、所定の基準時刻での前記ロータの回転数を表す基準回転数を算出する基準回転数算出部と、
所定の回転数指令に基づいて、前記ロータの回転数の目標値である目標回転数を算出する目標回転数算出部と、を備え、
前記モータ制御部は、前記目標回転数と前記基準回転数とに基づいて、前記オーバーラップ期間を設定するとともに、前記目標回転数または基準回転数に基づいて前記オーバーラップ期間内における前記第2および第3のPWM信号のオンデューティを可変制御することを特徴とする請求項3に記載の駆動制御装置。 A rotational position detector for detecting the rotational position of the rotor;
A reference rotation number calculation unit that calculates a reference rotation number representing the rotation number of the rotor at a predetermined reference time based on the rotation position detected by the rotation position detection unit;
A target rotational speed calculation unit that calculates a target rotational speed that is a target value of the rotational speed of the rotor based on a predetermined rotational speed command,
The motor control unit sets the overlap period based on the target rotation speed and the reference rotation speed, and the second and the second rotation period within the overlap period based on the target rotation speed or the reference rotation speed. The drive control apparatus according to claim 3, wherein the on-duty of the third PWM signal is variably controlled.
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