KR20030013103A - Switching Power Converter - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 11
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000004720 fertilization Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
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Abstract
Description
본 발명은 종속접속 스위칭 전력변환장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 승압형컨버터와 하프브릿지컨버터를 종속 접속한 후 상시에는 하프브릿지 컨버터부를 50%에 근접한 시비율(Duty)의 고정주파수로 동작시키면서 승압형 컨버터부의 시비율을 제어하여 안정된 2차측의 출력전압을 구현하도록 하고 출력 과부하시는 하프브릿지 컨버터부를 시비율제어 또는 주파수제어방식으로 동작시켜 전원장치와 부하를 보호하는 종속접속 스위칭 전력변환장치에 관한 것이다.The present invention relates to a cascade connected switching power converter, and more particularly, after cascading a step-up converter and a half bridge converter, the half bridge converter is operated at a fixed frequency of about 100%. By controlling the ratio of the boost type converter unit to realize stable secondary output voltage, and in case of output overload, the half-bridge converter unit is operated by ratio control or frequency control method to the cascaded switching power converter that protects the power supply and the load. It is about.
일반적으로, 종래의 스위칭전력변환장치에는 하드스위칭 전력변환장치(Hard Switching Power Converter)와 소프트스위칭 전력변환장치(Soft Switching Power Converter)가 있다. 하드스위칭 전력변환장치는, 도 1에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)을 스위칭하여 구형파 전압으로 만드는 인버터부(110); 권선비에 따라 상기 구형파 전압을 변환하여 1차측에서 2차측으로 유도하는 변압기(120); 상기 변압기의 2차측의 전압을 정류 평활하여 출력하는 출력필터부(130); 상기 출력필터부(130)의 출력 전압(Vo)을 검출하여 궤환하는 궤환회로부(140); 상기 궤환된 신호에 의거하여 상기 인버터부(110)의 시비율을 제어하는 펄스폭변조기(PWM : Pulse Width Modulator)(150)로 구성되어 있다.In general, conventional switching power converters include a hard switching power converter and a soft switching power converter. As shown in FIG. 1, the hard switching power converter includes an inverter unit 110 for switching an input voltage Vin to a square wave voltage; A transformer 120 for converting the square wave voltage according to a turns ratio and inducing it from the primary side to the secondary side; An output filter unit 130 rectifying and outputting a voltage on the secondary side of the transformer; A feedback circuit unit 140 for detecting and feeding back the output voltage Vo of the output filter unit 130; A pulse width modulator (PWM) 150 is configured to control the rate of fertilization of the inverter unit 110 based on the feedback signal.
도 1과 같은 종래의 하드스위칭 전력변환장치는, 인가된 직류 입력전압(Vin)을 상기 펄스폭 변조기(150)의 제어 신호에 따라 상기 인버터부(110)의 반도체 스위치(Q)를 교번적으로 온-오프 제어하여 고속의 고주파 구형파 전압으로 만들고, 상기 만들어진 구형파 전압은 임의의 권선비를 갖는 상기 변압기(120)를 통해 변압되어 2차측으로 출력된 후, 상기 출력필터부(130)를 통해 정류 및 평활되어 목적하는 직류 출력전압(Vo)으로 만들어진다. 이때, 부하의 변동에도 출력필터부(130)의 출력전압(Vo)이 항상 일정하게 유지될 수 있도록, 상기 궤환회로부(140)를 통해 출력필터부(130)의 출력전압(Vo)을 궤환하고, 이 궤환되는 출력전압의 변동량에 따라 상기 펄스폭변조기(150)는 상기 인버터부(110)의 스위치(Q)의 시비율을 조정하는 데, 만일 2차측 출력전압이 설정값보다 높아지면 시비율을 낮추고, 낮아지면 시비율을 높이는 방향으로 제어한다.In the conventional hard switching power converter as shown in FIG. 1, the semiconductor switch Q of the inverter unit 110 is alternately applied based on an applied DC input voltage Vin to a control signal of the pulse width modulator 150. On-off control to make a high-frequency high-frequency square wave voltage, the generated square wave voltage is transformed through the transformer 120 having an arbitrary turns ratio is output to the secondary side, and then rectified and output through the output filter unit 130 It is smoothed to produce the desired DC output voltage (Vo). At this time, the output voltage Vo of the output filter unit 130 is fed back through the feedback circuit unit 140 so that the output voltage Vo of the output filter unit 130 is always maintained even in the case of a load change. The pulse width modulator 150 adjusts the rate of application of the switch Q of the inverter unit 110 according to the amount of change of the output voltage being fed back, if the secondary output voltage is higher than the set value. The lower the control, the lower the control to increase the application rate.
그러나, 상기와 같은 종래의 하드스위칭 전력변환장치는 반도체 스위치(Q)와 변압기(120)등에 존재하는 기생성분에 의해 기생발진이 발생되며 반도체 스위치의 온-오프 동작 시 전압파형과 전류파형의 중첩으로 인해 스위칭손실이 발생되어 효율이 낮고 반도체 스위치(Q)와 변압기(120)를 흐르는 전류의 단위 시간당 전류 기울기가 높아 스파이크(spike) 잡음이 높아지는 단점이 있었다.However, in the conventional hard switching power converter as described above, parasitic oscillation is generated by parasitic components present in the semiconductor switch Q and the transformer 120, and the voltage waveform and the current waveform overlap in the on-off operation of the semiconductor switch. As a result, switching loss occurs, resulting in low efficiency and high spike noise per unit time of the current flowing through the semiconductor switch Q and the transformer 120.
소프트 스위칭 스위칭 전력변환장치(Soft Switching Power Converter)는 도 2에 도시된 바와 같이, 입력 전압(Vin)을 스위칭하여 구형파 전압으로 만드는 인버터부(210); 권선비에 따라 상기 구형파 전압을 변환하여 1차측에서 2차측으로 유도하는 변압기(220); 상기 변압기(220)의 2차측의 전압을 정류 평활하여 출력하는 출력필터부(230); 상기 출력필터부(230)의 출력 전압(Vo)을 검출하여 궤환하는 궤환회로부(240); 상기 궤환된 신호에 의거하여 상기 인버터부(210)의 주파수를 제어하는 전압제어발진기(VCO : Voltage Controlled Oscillator)(250)로 구성되어 있다.As shown in FIG. 2, the soft switching switching power converter includes an inverter unit 210 which switches an input voltage Vin to form a square wave voltage; A transformer 220 for converting the square wave voltage according to a turns ratio and inducing it from the primary side to the secondary side; An output filter unit 230 rectifying and outputting a voltage on the secondary side of the transformer 220; A feedback circuit unit 240 for detecting and feeding back the output voltage Vo of the output filter unit 230; It is composed of a voltage controlled oscillator (VCO: 250) for controlling the frequency of the inverter unit 210 based on the feedback signal.
도 2와 같은 종래의 소프트 스위칭 전력 변환 장치는, 인가된 직류 입력전압(Vin)을 상기 전압제어발진기(250)의 제어 신호에 따라 상기 인버터부(210)의 반도체 스위치(Q)를 교번적으로 온-오프 제어하여 고속의 고주파 구형파 전압으로 만들고, 상기 만들어진 구형파 전압은 임의의 권선비를 갖는 상기 변압기(220)를 통해 변압되어 2차측으로 출력된 후, 상기 출력필터부(230)를 통해 정류 및 평활되어 목적하는 직류 출력전압(Vo)으로 만들어진다. 이때, 부하의 변동에도 출력필터부(230)의 출력전압(Vo)이 항상 일정하게 유지될 수 있도록, 상기 궤환회로부(240)를 통해 출력필터부(230)의 출력전압(Vo)을 궤환하고, 이 궤환되는 출력전압의 변동량에 따라 상기 전압제어발진기(250)는 상기 인버터부(210)의 스위치(Q)의 주파수를 조정하는데, 만일 2차측 출력전압이 설정값보다 높아지면 주파수를 높이고, 낮아지면 주파수를 낮추는 방법으로 제어한다.In the conventional soft switching power converter as shown in FIG. 2, the semiconductor switch Q of the inverter unit 210 is alternately applied based on an applied DC input voltage Vin to a control signal of the voltage controlled oscillator 250. On-off control to make a high-frequency high-frequency square wave voltage, the generated square wave voltage is transformed through the transformer 220 having an arbitrary turns ratio is output to the secondary side, and then rectified and output through the output filter unit 230 It is smoothed to produce the desired DC output voltage (Vo). At this time, the output voltage Vo of the output filter unit 230 is fed back through the feedback circuit unit 240 so that the output voltage Vo of the output filter unit 230 is always maintained even in the case of a load change. The voltage controlled oscillator 250 adjusts the frequency of the switch Q of the inverter unit 210 according to the variation amount of the feedback output voltage. If the secondary output voltage is higher than the set value, the frequency is increased. When it is lowered, it is controlled by lowering the frequency.
상기와 같은 종래의 소프트 스위칭 전력변환장치는 기생발진과 스위칭손실의 발생이 적고 효율이 높으며 반도체스위치(Q)와 변압기(120)를 흐르는 전류가 정현파에 가깝기 때문에, 단위 시간당 전류 기울기가 낮아 스파이크잡음이 낮아지는 장점이 있으나 상시에도 주파수가 변동되기 때문에 고주파 잡음의 제어가 어렵고 부하의 변동에도 항상 안정된 동작을 유지하기 위해 상기 변압기(220)에 공극을 사용해주어야 하며 출력 과부하 시 또는 출력 단락시 전원장치를 보호하기 위해 상기 변압기의 1차권선과 직렬로 인덕터를 사용하여야 하는데 상기 인덕터에 의한 손실발생과 가격상승의 단점이 있고 입력전압범위를 넓게 사용할 수 없는 단점이 있었다.In the conventional soft switching power converter as described above, since the parasitic oscillation and switching loss are less generated, the efficiency is high, and the current flowing through the semiconductor switch Q and the transformer 120 is close to the sine wave, the current slope per unit time is low and the spike noise is low. This has the advantage of lowering, but because the frequency fluctuates at all times, it is difficult to control the high frequency noise and to maintain a stable operation even in the fluctuation of the load, the air gap should be used in the transformer 220 and the power supply device at the time of output overload or output short circuit. An inductor should be used in series with the primary winding of the transformer in order to protect the circuit. However, there are disadvantages of loss and price increase due to the inductor and a wide range of input voltages cannot be used.
본 발명은 상기와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로,The present invention is to solve the above conventional problems,
본 발명의 목적은 하드 스위칭 전원장치의 장점과 스프트스위칭 전원장치의 장점을 조합한 제어방식으로 종속접속 스위칭 전력변환장치를 제공하고자 하는 것이다.An object of the present invention is to provide a cascading switching power converter in a control method combining the advantages of the hard switching power supply and the advantages of the switching device.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 종속접속 스위칭전력변환장치는, 입력전압을 스위칭하여 중간단의 전압을 출력하는 승압수단; 상기 승압수단의 출력전압을 구형파전압으로 바꾸는 인버터수단; 상기 인버터수단의 구형파전압을 권선비에 따라 2차측으로 유도하는 변압수단; 상기 변압수단의 2차측 전압을 정류 평활하여 출력하는 출력필터수단; 상기 변압수단의 전류를 일정비율로 검출하여 궤환하는 전류궤환수단; 상기 출력필터수단의 출력전압을 일정비율로 검출하여 궤환하는 전압궤환수단; 상기 전압궤환수단 및 전류궤환수단의 궤환신호에 의거하여 상기 승압수단의 스위칭 동작을 제어하여 그 출력전압의 레벨을 조절하기 위한 제어수단 및 상기 인버터수단의 스위칭동작을 제어하기 위한 제어수단을 포함하여 구성된다.In order to achieve the above object, the slave connection switching power converter according to the present invention includes: boosting means for outputting an intermediate voltage by switching an input voltage; Inverter means for converting the output voltage of said boosting means into a square wave voltage; Transformer means for inducing a square wave voltage of the inverter means to a secondary side according to a turns ratio; An output filter means for rectifying and outputting the rectified smoothed voltage of the transformer means; Current feedback means for detecting and feeding back the current of the transformer at a constant rate; Voltage feedback means for detecting and returning the output voltage of the output filter means at a constant ratio; A control means for controlling the switching operation of the boosting means based on a feedback signal of the voltage feedback means and the current feedback means to adjust the level of the output voltage, and a control means for controlling the switching operation of the inverter means. It is composed.
이와 같이 구성된 본 발명은, 상시 인버터수단은 고정주파수 고정시비율로 두고 상기 승압수단의 시비율을 조절하므로써, 안정된 2차측 출력전압을 얻을 수 있도록 하는 것이다. 따라서 상기 인버터수단의 구성시 종래의 하드 스위칭방식에서 자주 발생되는 각종 기생발진 현상을 없애고, 인버터수단의 시비율을 50%가까이고정하여 사용함으로서 리플도 작게 하여 출력필터수단의 크기를 줄이게 되며 깨끗한 직류 전압을 얻을 수 있다. 또한 출력 과부하시는 인버터수단의 시비율을 제어하거나 주파수를 제어함으로서 전원장치와 부하를 보호함으로서 별도의 부가회로 없이 종래의 소프트 스위칭방식의 문제점을 해결하였다.According to the present invention configured as described above, the inverter unit always has a fixed frequency fixed time ratio, and by adjusting the ratio of the boosting means, a stable secondary output voltage can be obtained. Therefore, by eliminating various parasitic oscillation phenomena which are frequently generated in the conventional hard switching method in the configuration of the inverter means, by setting the ratio of the inverter means close to 50%, the ripple is also reduced to reduce the size of the output filter means and clean DC Voltage can be obtained. In addition, when the output overload is controlled by controlling the rate of the inverter means or by controlling the frequency to solve the problem of the conventional soft switching method without a separate additional circuit by protecting the power supply and the load.
도 1은 종래의 하드 스위칭 전력 변환 장치의 회로도,1 is a circuit diagram of a conventional hard switching power converter;
도 2는 종래의 소프트 스위칭 전력 변환 장치의 회로도,2 is a circuit diagram of a conventional soft switching power converter;
도 3는 본 발명의 일 실시예에 따른 종속접속 전력변환장치의 회로도,3 is a circuit diagram of a cascade power converter according to an embodiment of the present invention;
도 4는 도 3의 주요 부분의 신호 파형도,4 is a signal waveform diagram of a main part of FIG. 3;
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 종속접속 전력변환장치의 회로도,5 is a circuit diagram of a cascade power converter according to another embodiment of the present invention;
도 6은 본 발명의 변압기 1차에 변류기를 사용하여 전류를 궤환하는 종속접속 전력변환장치의 회로도,6 is a circuit diagram of a cascade power converter for feedback current using a current transformer in the transformer primary of the present invention,
도 7은 본 발명의 변압기 2차에 변류기를 사용하여 전류를 궤환하는 종속접속 전력변환장치의 회로도,7 is a circuit diagram of a cascade power converter for feedback current using a current transformer in the transformer secondary of the present invention,
※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명※ Explanation of code for main part of drawing
310 : 승압형컨버터부 320 : 인버터부310: step-up converter 320: inverter
330 : 변압기 340 : 출력필터부330: transformer 340: output filter unit
350 : 제 1 제어부 360, 390 : 제 2 제어부350: first control unit 360, 390: second control unit
370 : 전압궤환부 380 : 전류궤환부370: voltage feedback section 380: current feedback section
이하, 첨부 도면에 의거하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력변환장치에 대하여 상세히 설명한다.Hereinafter, a power converter according to a preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
본 발명에 따른 종속접속 스위칭 전력변환장치는, 도 3에 도시된 바와 같이, 입력전압(Vin)을 스위칭하여 중간단 전압(V2)의 크기를 조정하기 위한 승압수단으로서의 승압형 컨버터부(310); 상기 승압형 컨버터부(310)에 의해 조정된 중간단 전압(V2)을 재차 스위칭하여 구형파 전압으로 만드는 인버터수단으로서의 인버터부(320); 원하는 권선비에 따라 1차측의 상기 구형파 전압을 변압하여 2차측으로 유도하는 변압기(330); 상기 변압기(330)의 2차측의 전압을 정류·평활하여 출력하는 출력필터부(340); 가변된 시비율의 스위칭 펄스를 발생하여 상기 승압형컨버터부(310)의 스위칭 동작을 제어하는 제 1 제어부(350); 상시에는 50%에 근접한 고정된 시비율의 스위칭 펄스를 발생하고 출력과부하시는 시비율제어로 동작하여 상기 인버터부(320)의 스위칭 동작을 제어하는 제 2 제어부(360); 상기 인버터부(320)와 상기 변압기(330)간에 흐르는 전류를 검출하여 궤환하는 전류궤환부(380) 및 상기 출력필터부(340)의 출력전압(Vo)을 검출하여 궤환하는 전압궤환부(370)를 포함하여 구성되어 있다.In the slave connection switching power converter according to the present invention, as shown in FIG. 3, the boost type converter unit 310 as a boosting means for adjusting the magnitude of the intermediate voltage V2 by switching the input voltage Vin. ; An inverter unit 320 as an inverter means for switching the intermediate voltage V2 adjusted by the step-up converter unit 310 again to form a square wave voltage; A transformer 330 for transforming the square wave voltage on the primary side according to a desired turns ratio to guide the secondary side; An output filter unit 340 for rectifying and smoothing the voltage at the secondary side of the transformer 330; A first control unit 350 generating a switching pulse having a variable ratio and controlling the switching operation of the boost type converter unit 310; A second control unit 360 generating a switching pulse having a fixed ratio close to 50% and controlling the switching operation of the inverter unit 320 by operating with an output ratio under load control; A current feedback unit 380 for detecting and returning a current flowing between the inverter unit 320 and the transformer 330 and a voltage feedback unit 370 for detecting and returning an output voltage Vo of the output filter unit 340. ) Is configured to include.
상기 승압형컨버터부(310)는, 상호 직렬 연결된 코일(L1)과 다이오드(D1), 상기 코일(L1)과 다이오드(D1)의 공통 접점과 접지간에 각각 드레인과 소스가 연결된 전계효과트랜지스터(Q1), 및 상기 다이오드(D1)의 출력단과 접지간에 양단이 연결된 콘덴서(C1)로 구성되어 있다.The boost converter 310 may include a field effect transistor Q1 having a drain and a source connected between the common contact and ground of the coil L1 and the diode D1, and the common contact between the coil L1 and the diode D1. And a capacitor C1 connected at both ends between the output terminal of the diode D1 and ground.
상기 인버터부(320)는 상기 다이오드(D1)와 상기 콘덴서(C1)의 공통접점과 접지와 연결된 저항(R1)간에 직렬 연결된 2개의 전계효과트랜지스터(Q2,Q3), 상기 2개의 전계효과트랜지스터(Q2,Q3)의 공통접점에 연결된 콘덴서(C2)로 구성되어 있다.The inverter unit 320 includes two field effect transistors Q2 and Q3 connected in series between a common contact of the diode D1 and the capacitor C1 and a resistor R1 connected to ground, and the two field effect transistors It consists of a capacitor C2 connected to the common contact of Q2, Q3).
상기 변압기(330)는 상호 임의 권선비를 갖는 1차측 권선(N1)과 2차측 권선(N2,N3)으로 구성되어 있고, 상기 1차측 권선(N1)은 상기 콘덴서(C2)와 접지간에 연결되어 있다.The transformer 330 is composed of a primary winding N1 and a secondary winding N2 and N3 having mutually arbitrary turns ratio, and the primary winding N1 is connected between the capacitor C2 and the ground. .
상기 출력필터부(340)는 상기 변압기(330)의 2차측 권선(N2,N3)에 각각 연결된 정류다이오드(D2,D3)와 상기 정류다이오드(D2,D3)의 공통접점과 접지간에 연결된 콘덴서(C3)로 구성되어 있다.The output filter unit 340 is a capacitor connected between the common contact of the rectifier diodes D2 and D3 and the rectifier diodes D2 and D3 connected to the secondary windings N2 and N3 of the transformer 330 and ground, respectively. C3).
상기 제 1 제어부(350)는 상기 전압궤환부(370)과 전류궤환부(380)의 출력단에 입력단이 전기적으로 연결되어 상기 전압 및 전류궤환부(370,380)를 통한 궤환신호에 의거하여 조정된 시비율의 스위칭 펄스를 발생하는 펄스폭 변조 발생기(PWM Generator)(PWM1)와, 상기 펄스폭 변조 발생기(PWM1)로부터 출력되는 펄스 제어신호를 증폭하여 상기 전압레벨조정부(210)의 상기 전계효과트랜지스터(Q1)의 게이트에 인가하는 증폭기(GD1)로 구성되어 있다.The first control unit 350 has an input terminal electrically connected to the output terminals of the voltage feedback unit 370 and the current feedback unit 380 and is adjusted based on a feedback signal through the voltage and current feedback units 370 and 380. A pulse width modulation generator (PWM1) for generating a switching pulse of the rate, and a pulse control signal output from the pulse width modulation generator (PWM1) to amplify the field effect transistor of the voltage level adjusting unit (210) The amplifier GD1 is applied to the gate of Q1).
상기 제 2 제어부(360)는 상기 펄스폭변조 발생기(PWM1)와 동기된 임의의 시비율의 스위칭 펄스를 발생하는 펄스폭변조 발생기(PWM2)와, 상기 펄스폭변조 발생기(PWM2)로부터 출력되는 펄스 제어신호를 각각 증폭 및 반전 증폭하여 상기 2개의 전계효과트랜지스터(Q2,Q3)의 게이트에 인가하는 증폭기(GD2) 및 반전증폭기(GD3)로 구성되어 있다.The second control unit 360 is a pulse width modulation generator (PWM2) for generating a switching pulse of any ratio synchronized with the pulse width modulation generator (PWM1) and the pulse output from the pulse width modulation generator (PWM2) An amplifier GD2 and an inverting amplifier GD3 each amplify and invert amplify control signals and apply them to the gates of the two field effect transistors Q2 and Q3.
상기 전압궤환부(370)는 상기 출력필터부(340)의 상기 콘덴서(C1)의 정극단과 접지 사이에 직렬 연결된 2개의 저항(R2,R3)과, 상기 2개의 저항(R2,R3)의 공통접점에 반전입력이 연결되고 기준전압(미도시)이 비반전입력에 연결된 오차증폭기(EA1), 상기 2개의 저항(R2,R3)의 공통접점과 상기 오차증폭기(EA1)의 출력단 사이에 연결된 임피던스(Z1), 상기 오차증폭기(EA1)의 출력단과 상기 콘덴서(C1)의 정극단 사이에 저항(R4)를 매개로 연결된 발광부(PD1)가 연결된 포토커플러(PD1, PT1)로 구성되어 있다.The voltage feedback unit 370 includes two resistors R2 and R3 connected in series between the positive electrode terminal of the capacitor C1 and the ground of the output filter unit 340, and the two resistors R2 and R3. An error amplifier EA1 having an inverting input connected to a common contact and a reference voltage (not shown) connected to a non-inverting input, connected between a common contact of the two resistors R2 and R3 and an output terminal of the error amplifier EA1. It is composed of photocouplers PD1 and PT1 having a light emitting part PD1 connected between an impedance Z1, an output terminal of the error amplifier EA1 and a positive electrode terminal of the capacitor C1 via a resistor R4. .
상기 전류궤환부(380)는 션트저항(R1), 맥류전압파형을 직류전압파형으로 정류하기 위한 필터(F1)를 매개로 상기 션트저항(R1)과 반전입력단이 연결된 오차증폭기(EA2), 상기 오차증폭기(EA2)의 비반전입력단 및 출력단에 각각 양단이 연결된 임피던스(Z2), 상기 오차증폭기(EA2)의 비반전입력단 에 연결된 기준전원(미도시), 및 상기 오차증폭기(EA2)의 출력단에 연결된 다이오드(D4)로 구성되어 있다.The current feedback unit 380 is an error amplifier (EA2) connected to the shunt resistor (R1) and the inverting input terminal via a filter (F1) for rectifying the shunt resistor (R1), the pulsating voltage waveform to a DC voltage waveform, the An impedance Z2 connected at both ends to a non-inverting input terminal and an output terminal of the error amplifier EA2, a reference power source (not shown) connected to the non-inverting input terminal of the error amplifier EA2, and an output terminal of the error amplifier EA2. It is composed of a connected diode D4.
이상과 같이 구성된 도 3의 본 발명의 전력 변환 장치의 동작에 대하여 설명한다.The operation of the power converter of FIG. 3 configured as described above will be described.
먼저, 입력전압(Vin)은 직류전압이고, 이 직류전압은 교류로부터 간단한 정류회로로 변환된 맥류이어도 무방하다. 상기 직류 입력전압(Vin)은 상기 코일(L1), 스위치(Q1) 및 다이오드(D1)로 구성된 상기 승압형컨버터부(310)를 통해서 상대적으로 더 큰 중간단 전압(V2)으로 변환된다.First, the input voltage Vin is a DC voltage, which may be a pulse current converted from an AC to a simple rectifier circuit. The DC input voltage Vin is converted into a relatively larger intermediate stage voltage V2 through the step-up converter 310 including the coil L1, the switch Q1, and the diode D1.
다음, 상기 인버터부(320)는 상기 중간단 전압(V2)을 입력받아 구형파 전압(V3)으로 만든다. 상기 구형파 전압(V3)은 상시 50%에 근접한 고정 시비율과 고정주파수형태로서, 상기 펄스폭 변조 발생기(PWM2)는 50%에 근접한 시비율을 갖는 펄스 제어신호를 발생하고, 이 발생된 펄스 제어신호는 상기 증폭기(GD2, GD3)를 통해 각각 증폭되어, 도 4에 도시된 바와 같은 G2 및 G3와 같이 된 후 상기 한 쌍의 전계효과트랜지스터(Q2,Q3)의 게이트에 인가되며, 이로 인해 상기 한쌍의 전계효과트랜지스터(Q2,Q3)는 상호 교번 스위칭 되어 상기 중간단 전압(V2)을 도 4에서의 V3와 같은 50%에 근접한 시비율의 구형파 전압으로 만들게 된다. 이 회로에서 상기 인버터부(320)와 상기 변압기(330)의 1차측 코일(N1)전류는 도 4에서의 I3와 같이 정현파에 근접한 형태가 된다. 이는 상기 변압기(330)의 상기 1차측 코일(N1)과 이에 연결된 상기 콘덴서(C2)에 의한 공진의 결과이다. 이와 같이 본 발명에서는, 상기 변압기(240) 1차측의 전류가 정현파에 근접한 형태로 되기 때문에, 상기 스위치(Q2,Q3)의 온-오프 시 해당 스위치(Q2,Q3)에는 전류가 거의 흐르지 않게 되어 스위칭 손실 및 발열이 줄어들게 된다. 종래의 하드 스위칭컨버터에서는 상기 스위치(Q2,Q3)의 스위칭 펄스의 시비율이 고정되어 있지 않고 2차측의 전압으로부터 피드백되는 신호에 따라 변화되기 때문에, 상기한 바와 같이 영전류 스위칭(Zero Current Switching)이 불가능하였지만, 본 발명에서는 출력전압(Vo)을안정된 정전압으로 유지하기 위하여, 상기 승압컨버터부(310)를 제어하여 중간단 전압(V2)의 크기를 조절하고 상기 스위치(Q2,Q3)의 시비율은 고정시키므로 항상 안정된 스위칭이 가능해지게 된다.Next, the inverter unit 320 receives the intermediate voltage V2 to form a square wave voltage V3. The square wave voltage V3 is in the form of a fixed rate of close to 50% and a fixed frequency, and the pulse width modulation generator PWM2 generates a pulse control signal having a rate of close to 50%, and the generated pulse control The signals are amplified through the amplifiers GD2 and GD3, respectively, and become G2 and G3 as shown in FIG. 4 and then applied to the gates of the pair of field effect transistors Q2 and Q3. The pair of field effect transistors Q2 and Q3 are alternately switched to make the intermediate voltage V2 into a square wave voltage having a ratio close to 50% as V3 in FIG. In this circuit, the primary coil N1 current of the inverter unit 320 and the transformer 330 becomes close to the sine wave as shown by I3 in FIG. 4. This is a result of resonance by the primary coil N1 of the transformer 330 and the capacitor C2 connected thereto. As described above, in the present invention, since the current on the primary side of the transformer 240 is close to the sine wave, almost no current flows to the switches Q2 and Q3 when the switches Q2 and Q3 are turned on and off. Switching losses and heat generation are reduced. In the conventional hard switching converter, since the ratio of the switching pulses of the switches Q2 and Q3 is not fixed but changes according to a signal fed back from the voltage on the secondary side, zero current switching as described above. Although this was impossible, in the present invention, in order to maintain the output voltage Vo at a stable constant voltage, the step-up converter 310 is controlled to adjust the magnitude of the intermediate voltage V2 and to apply the switches Q2 and Q3. Since the rate is fixed, stable switching is always possible.
상기 인버터부(320)에 의해 발생된 상기 구형파 전압은 상기 변압기(330)의 1차측에 인가되어 권선비에 따라 2차측에 도 4의 V4, V5와 같은 교류 전압으로 나타나고, 그 2차측 교류전압은 상기 정류 다이오드(D2,D3)로 이루어진 간단한 정류회로에 의해 정류되어 도 4에서의 I6과 같은 전류파형으로 상기 콘덴서(C3)에 충전되어 직류 출력전압(Vo)으로 출력된다.The square wave voltage generated by the inverter unit 320 is applied to the primary side of the transformer 330 and appears as an AC voltage such as V4 and V5 of FIG. 4 on the secondary side according to the turns ratio, and the secondary AC voltage is The rectifier is rectified by a simple rectifier circuit composed of the rectifier diodes D2 and D3, and is charged to the capacitor C3 with a current waveform such as I6 in FIG. 4 and output as a DC output voltage Vo.
이때, 상기 출력필터부(340)의 출력전압(Vo)은 부하(미도시)의 변동에 따라 상기 변압기(330) 권선의 내부저항과 상기 다이오드(D2,D3), 상기 전계효과트랜지스터(Q2,Q3) 등의 저항 성분에서 발생하는 전압강하 등의 요인으로 변동하게 되는 데, 이 변동에 대한 보상, 즉 상기 중간단 전압(V2)의 크기를 조절하여 출력전압(Vo)를 안정화하는 동작은 다음과 같다.At this time, the output voltage Vo of the output filter unit 340 is the internal resistance of the winding of the transformer 330, the diodes (D2, D3), the field effect transistor (Q2, Q3) is caused by a voltage drop generated from a resistance component such as Q3), and the compensation for this change, that is, the operation of stabilizing the output voltage Vo by adjusting the magnitude of the intermediate voltage V2 is as follows. Same as
상기 출력필터부(340)의 출력전압(Vo)은 상기 전압궤환부(370)의 저항(R2,R3)에 의해 검출되고 상기 오차증폭기(EA1)에서 기준전압(미도시)와 비교되어 오차량을 포토커플러의 발광부(PD1)로 보내게 된다. 이 신호는 포토커플러의 수광부(PT1)으로 절연되어 보내져서 상기 제 1 제어부(350) 내부의 상기 펄스폭변조발생기(PWM1)에 궤환되며, 상기 펄스폭변조발생기(PWM1)는 그 궤환신호에 의거하여 스위칭 펄스의 펄스폭을 조절함으로써, 상기 전계효과트랜지스터(Q1)의 스위칭을 제어하는 바, 상기 출력전압(Vo)이 기준전압보다 높아지면 스위칭 펄스의 펄스폭을 작게하고, 낮아지면 높게 조절하여 상기 출력전압(Vo)이 일정한 값으로 유지되도록 한다.The output voltage Vo of the output filter unit 340 is detected by the resistors R2 and R3 of the voltage feedback unit 370 and compared with a reference voltage (not shown) in the error amplifier EA1 so as to provide an error amount. Is sent to the light emitting part PD1 of the photocoupler. This signal is insulated and sent to the light receiving unit PT1 of the photocoupler, and is fed back to the pulse width modulator PWM1 inside the first control unit 350, and the pulse width modulator PWM1 is based on the feedback signal. By controlling the pulse width of the switching pulse, to control the switching of the field effect transistor (Q1), if the output voltage (Vo) is higher than the reference voltage, the pulse width of the switching pulse is small, and if it is lowered The output voltage Vo is maintained at a constant value.
상기 출력필터부(340) 후단에 연결되는 부하(미도시)가 지나치게 증가되거나 출력단이 단락되는 등 과부하 상태가 발생되면 상기 인버터부(320)와 상기 변압기(330), 상기 출력필터부(340)를 흐르는 전류가 증가된다. 이때 전원장치를 상시와 같이 동작시키면 각 부의 소자가 견딜 수 있는 내량 이상의 전류로 인해 전원장치 및 부하가 파손될 수 있다. 상시에는 상기 션트저항(R1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 기준전압(미도시)보다 높지 않으므로 상기 전류궤환부(380)가 동작하지 않고 상기 펄스폭변조 발생기(PWM2)가 50%에 근접한 고정시비율, 고정주파수로 출력되어 상기 인버터부(320)를 안정된 영전압 영전류 스위칭모드로 동작시킨다. 출력과부하시는 상기 션트저항(R1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 상기 기준전압(미도시)보다 높아지므로 상기 오차증폭기(EA2)가 상기 펄스폭변조 발생기(PWM1, PWM2)의 시비율을 낮추도록 제어 동작을 한다. 이때 상기 승압컨버터(310)와 상기 인버터부(320)가 하드스위칭상태로 동작되어 스파이크노이즈는 증가되지만 비정상적인 부하조건에 한정된 상황이므로 정상적인 동작조건에서는 문제가 되지않고 제 1 제어부와 제 2 제어부의 스위칭주파수를 동기 시켜 전원장치 내부의 불규칙적인 잡음영향을 억제할 수 있다.When an overload condition occurs such that the load (not shown) connected to the rear end of the output filter unit 340 is excessively increased or the output terminal is shorted, the inverter unit 320, the transformer 330, and the output filter unit 340 are generated. The current flowing through it is increased. At this time, if the power supply device is operated as usual, the power supply device and the load may be damaged due to a current higher than the amount that each device can withstand. Since the voltage conversion value of the current detected by the shunt resistor R1 is not higher than the reference voltage (not shown) at all times, the current feedback unit 380 does not operate and the pulse width modulation generator PWM2 approaches 50%. The inverter is output at a fixed ratio and a fixed frequency to operate the inverter 320 in a stable zero voltage zero current switching mode. Since the output load is higher than the voltage conversion value of the current detected by the shunt resistor R1, the error amplifier EA2 lowers the rate of application of the pulse width modulation generators PWM1 and PWM2. The control operation is performed. At this time, since the boost converter 310 and the inverter unit 320 are operated in a hard switching state and spike noise is increased, but is limited to abnormal load conditions, it is not a problem under normal operating conditions and switching between the first control unit and the second control unit. By synchronizing the frequency, the effect of irregular noise inside the power supply can be suppressed.
이에 더하여, 상기 제 2 제어부 내부의 펄스폭변조 발생기(PWM2)를 전압제어발진기(VCO1)로 대치하여 출력 과부하시 상기 인버터부(320)을 주파수제어 방식으로 제어하면 출력 과부하시에도 상기 인버터부(320)를 소프트 스위칭방식으로 제어할 수 있다.In addition, when the pulse width modulation generator PWM2 inside the second controller is replaced with the voltage controlled oscillator VCO1 and the output is overloaded, the inverter 320 is controlled by the frequency control method. 320 may be controlled by a soft switching method.
도 5는, 이러한 주파수 제어방식을 이용한 본 발명의 다른 실시예에 따른 종속접속 스위칭전력변환 장치의 회로도로서, 도 3과 동일 부분은 동일부호를 부가하여 그 설명을 생략하도록 하고, 그 외의 부가적인 특징 부분만 설명하도록 한다.FIG. 5 is a circuit diagram of a cascaded switching power converter according to another embodiment of the present invention using such a frequency control scheme, in which parts identical to those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Describe only the feature parts.
도 5에 있어서, 승압형컨버터부(310), 인버터부(320), 변압기(330), 출력필터부(340), 제 1 제어부(350), 전류궤환부(380), 전압궤환부(370)의 구성은 도 3의 구성과 동일하며, 여기에 제 2 제어부(390)의 구성이 수정되어 있다.5, the boost converter 310, the inverter 320, the transformer 330, the output filter 340, the first control unit 350, the current feedback unit 380, and the voltage feedback unit 370. ) Is the same as the configuration of FIG. 3, and the configuration of the second control unit 390 is modified.
상기 제 2 제어부(390)는 상기 전류궤환회로(380)의 제어신호에 대응하는 주파수, 50%에 근접한 시비율로 상기 인버터부(320) 내부의 한쌍의 전계효과트랜지스터(Q1,Q2)를 구동하기 위한 펄스를 발생시켜 증폭기(GD2,GD3)를 통하여 상기 전계효과트랜지스터(Q1,Q2)를 구동한다. 상시에는 상기 션트저항(R1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 기준전압(미도시)보다 높지 않으므로 상기 전류궤환부(380)가 동작하지 않고 상기 전압제어발진기(VCO1)가 50%에 근접한 고정시비율, 고정주파수의 펄스를 출력하여 상기 인버터부(320)를 안정된 영전압 영전류 스위칭모드로 동작시킨다. 출력과부하시는 상기 션트저항(R1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 상기 기준전압(미도시)보다 높아지므로 상기 오차증폭기(EA2)가 상기 펄스폭변조 발생기(PWM1)의 시비율을 낮추고, 상기 전압제어발진기(VCO1)의 주파수는 높이도록 제어 동작을 한다. 이때 상기 인버터부(320)는 소프트 스위칭상태로 동작된다.The second control unit 390 drives a pair of field effect transistors Q1 and Q2 inside the inverter unit 320 at a frequency corresponding to a control signal of the current feedback circuit 380 and a ratio close to 50%. By generating a pulse to drive the field effect transistor (Q1, Q2) through the amplifier (GD2, GD3). Since the voltage conversion value of the current detected by the shunt resistor R1 is not higher than a reference voltage (not shown) at all times, the current feedback unit 380 does not operate and the voltage controlled oscillator VCO1 is fixed close to 50%. The inverter 320 is operated in a stable zero voltage zero current switching mode by outputting a pulse rate of fixed ratio and a fixed frequency. Since the voltage conversion value of the current detected by the shunt resistor R1 is higher than the reference voltage (not shown), the error amplifier EA2 lowers the rate of application of the pulse width modulation generator PWM1, The control operation is performed such that the frequency of the voltage controlled oscillator VCO1 is increased. At this time, the inverter 320 is operated in a soft switching state.
이 경우, 상기 인버터부(320)는 항시 소프트 스위칭상태로 동작되지만 제 1 제어부(350)와 제2제어부(390)의 스위칭주파수를 동기시킬 수 없다.In this case, the inverter unit 320 is always operated in a soft switching state, but the switching frequency of the first control unit 350 and the second control unit 390 cannot be synchronized.
이에 더하여, 상기전류궤환부(380)의 상기 션트저항(R1)을 변류기(CT1)로 대치 한 것이 도 6의 장치이다. 도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 종속접속 스위칭전력변환 장치의 회로도로서, 도 5와 동일 부분은 동일부호를 부가하여 그 설명을 생략하도록 하고, 그외의 부가적인 특징 부분만 설명하도록 한다. 도 6을 보면, 승압형컨버터부(310), 인버터부(320), 변압기(330), 출력필터부(340), 제 1 제어부(350), 제 2 제어부(390), 전압궤환부(370)의 구성은 도 5의 구성과 동일하며, 여기에 전류궤환부(380)의 구성이 수정되어 있다.In addition, the apparatus of FIG. 6 replaces the shunt resistor R1 of the current feedback unit 380 with the current transformer CT1. FIG. 6 is a circuit diagram of a cascaded switching power converter according to another embodiment of the present invention, in which portions identical to those in FIG. 5 are denoted by like reference numerals, and description thereof will be omitted, and only other additional features will be described. 6, the boost converter 310, the inverter 320, the transformer 330, the output filter 340, the first control unit 350, the second control unit 390, and the voltage feedback unit 370. ) Is the same as the configuration of FIG. 5, and the configuration of the current feedback unit 380 is modified.
상기 전류궤환부(380)는 상기 변류기(CT1)에서 검출된 상기 변압기(T1)의 1차권선(N1)의 전류를 기준전압(미도시)과 비교한다. 상시에는 상기 변류기(CT1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 기준전압(미도시)보다 높지 않으므로 상기 전류궤환부(380)가 동작하지 않고 상기 전압제어발진기(VCO1)가 50%에 근접한 고정시비율, 고정주파수의 펄스를 출력하여 상기 인버터부(320)를 안정된 영전압 영전류 스위칭모드로 동작시킨다. 출력과부하시는 상기 변류기(CT1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 상기 기준전압(미도시)보다 높아지므로 상기 오차증폭기(EA2)가 상기 펄스폭변조 발생기(PWM1, PWM2)의 시비율을 낮추도록 제어 동작을 한다.The current feedback unit 380 compares the current of the primary winding N1 of the transformer T1 detected by the current transformer CT1 with a reference voltage (not shown). Since the voltage conversion value of the current detected by the current transformer CT1 is not higher than the reference voltage (not shown), the current feedback unit 380 does not operate and the voltage controlled oscillator VCO1 is fixed to 50%. The inverter 320 is operated in a stable zero voltage zero current switching mode by outputting a pulse having a ratio and a fixed frequency. Since the output load is higher than the voltage conversion value of the current detected by the current transformer CT1, the error amplifier EA2 lowers the rate of application of the pulse width modulation generators PWM1 and PWM2. Control operation.
이에 더하여, 상기전류궤환부(380)의 상기 변류기(CT1)를 상기 변압기(T1)의 2차권선(N2)에 연결한 것이 도 7의 장치이다. 도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 종속접속 스위칭전력변환 장치의 회로도로서, 도 6과 동일 부분은 동일부호를 부가하여 그 설명을 생략하도록 하고, 그외의 부가적인 특징 부분만 설명하도록 한다. 도 7을 보면, 승압형컨버터부(310), 인버터부(320), 변압기(330),출력필터부(340), 제 1 제어부(350), 제 2 제어부(390), 전압궤환부(370)의 구성은 도 6의 구성과 동일하며, 여기에 전류궤환부(380)의 구성이 수정되어 있다.In addition, the current transformer 380 of the current transformer 380 is connected to the secondary winding (N2) of the transformer T1 is the device of FIG. FIG. 7 is a circuit diagram of a cascaded switching power converter according to another embodiment of the present invention. The same parts as in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted, and only other additional features will be described. Referring to FIG. 7, the boost converter 310, the inverter 320, the transformer 330, the output filter 340, the first control unit 350, the second control unit 390, and the voltage feedback unit 370. ) Is the same as that of FIG. 6, and the configuration of the current feedback unit 380 is modified.
상기 전류궤환부(380)는 상기 변류기(CT1)에서 검출된 상기 변압기(T1)의 2차권선(N2)의 전류를 기준전압(미도시)과 비교한다. 상시에는 상기 변류기(CT1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 기준전압(미도시)보다 높지 않으므로 상기 전류궤환부(380)가 동작하지 않고 상기 전압제어발진기(VCO1)가 50%에 근접한 고정시비율, 고정주파수의 펄스를 출력하여 상기 인버터부(320)를 안정된 영전압 영전류 스위칭모드로 동작시킨다. 출력과부하시는 상기 변류기(CT1)에서 검출되는 전류의 전압환산값이 상기 기준전압(미도시)보다 높아지므로 상기 오차증폭기(EA2)가 상기 펄스폭변조 발생기(PWM1, PWM2)의 시비율을 낮추도록 제어 동작을 한다.The current feedback unit 380 compares the current of the secondary winding N2 of the transformer T1 detected by the current transformer CT1 with a reference voltage (not shown). Since the voltage conversion value of the current detected by the current transformer CT1 is not higher than the reference voltage (not shown), the current feedback unit 380 does not operate and the voltage controlled oscillator VCO1 is fixed to 50%. The inverter 320 is operated in a stable zero voltage zero current switching mode by outputting a pulse having a ratio and a fixed frequency. Since the output load is higher than the voltage conversion value of the current detected by the current transformer CT1, the error amplifier EA2 lowers the rate of application of the pulse width modulation generators PWM1 and PWM2. Control operation.
이상, 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 종속접속 스위칭전력변환장치에 의하면, 하드스위칭과 소프트스위칭의 장점을 조합한 새로운 제어방식을 사용함으로서 상시에는 영전압·영전류 스위칭을 구현하여 기생발진 문제를 없애고 효율을 올리며, 변압기의 전류파형의 단위시간당 전류기울기를 낮추어 고주파 노이즈를 줄이며, 출력 과부하시에는 완벽한 출력제한특성을 갖는 새로운 스위칭전원장치를 구현하게 된다. 또한 본 발명에 따른 종속접속 스위칭전력변환장치는 1차 컨버터의 전압조정기능에 의해 넓은 입력전압 허용범위가 보장된다.As described above, the cascaded switching power converter according to the present invention, by using a new control method that combines the advantages of hard switching and soft switching always implements zero voltage and zero current switching to solve the parasitic oscillation problem It eliminates high efficiency, reduces current slope per unit time of transformer's current waveform, reduces high frequency noise, and implements a new switching power supply with perfect output limiting characteristics when output is overloaded. In addition, the cascaded switching power converter according to the present invention is guaranteed a wide range of input voltage by the voltage adjustment function of the primary converter.
Claims (5)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020010047432A KR20030013103A (en) | 2001-08-07 | 2001-08-07 | Switching Power Converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020010047432A KR20030013103A (en) | 2001-08-07 | 2001-08-07 | Switching Power Converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20030013103A true KR20030013103A (en) | 2003-02-14 |
Family
ID=27718169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020010047432A KR20030013103A (en) | 2001-08-07 | 2001-08-07 | Switching Power Converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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