KR20020027225A

KR20020027225A - 로드-루프 주파수 선택면을 가지는 다-공명, 고-임피던스 면

Info

Publication number: KR20020027225A
Application number: KR1020010061117A
Authority: KR
Inventors: 디아즈 로돌포이.; 맥킨지Ⅲ 윌리엄이.
Original assignee: 이-티나 코포레이션
Priority date: 2000-10-04
Filing date: 2001-10-04
Publication date: 2002-04-13
Also published as: EP1195847A2; EP1195847A3; JP2002204123A; AU7737001A; AU762267B2

Abstract

본 발명의 안테나 시스템 및 인공 자기 전도체(300)는 주파수에 의존적인 면에 수직인 방향으로 주파수 의존적 투자율 μ_1z를 가지는 주파수 선택면, 전도성 접지면(806), 라디드 매질(rodded media)(808)을 가지며, 상기 라디드 매질(808)은 주파수 선택면과 전도성 접지면 사이에 배열된다.

Description

로드-루프 주파수 선택면을 가지는 다-공명, 고-임피던스 면{MULTI-RESONANT, HIGH-IMPEDANCE SURFACES CONTAINING LOADED-LOOP FREQUENCY SELECTIVE SURFACES}

본 발명은 고-임피던스면에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 다-공명, 고-임피던스 전자기면에 관한 것이다.

고-임피던스 면은 손실이 없고 반응성의 면으로서, 그 동등한 표면 임피던스 Z_s= E_tan/H_tan는 열린 회로에 근사하며, 상기 면은 접선 방향 면전류의 흐름을 금지시켜서, 접선 자기장이 0에 가깝게 된다. 즉, H_tan 0이게 한다. E_tan과 H_tan은 각각, 면에 접하는 전기장과 자기장이다. 고-임피던스 면은 여러 안테나 장치에 사용되고 있다. 이 장치들은 평면이나 원통형으로 이동하는 파동 안테나에 동일한 E 및 H 평면 반 전력 선폭을 제공하도록 특별히 설계되는 주름잡힌 뿔로부터 변화한다. 그러나, 이 장치들의 경우에, 주름이나 골은 금속으로 만들어지고, 이 금속으로 된 주름 깊이는 자유공간 파장의 1/4인 λ/4이다. 이때 λ는 관심있는 주파수에서의 파장이다. 높은 마이크로파 주파수에서 λ/4는 매우 작은 치수이지만, UHF(300MHz-1GHz)나 낮은 마이크로파 주파수(1-3GHz)에서 λ/4는 어느정도 크다. 이 주파수 범위의 안테나 장치의 경우에, 전기적으로 얇고(λ/100에서 λ/50의 두께) 물리적으로 얇은 고-임피던스 면이 필요하다.

얇은 고-임피던스 면의 한 예가 1999년 1월에 제출된 D. Sievenpiper의 UCLA 전기공학부 박사 논문, "High-impedance electromagnetic surfaces"와 국제출원 PCT/US99/06884 호에 공개되어 있다. 이 고-임피던스 면(100)이 도 1에 도시된다. 고-임피던스 면(100)은 금속 후면(106)에 형성되는 충전 주파수 선택 면(FSS)(102)과 저-유전율 스페이서층(104)을 포함한다. 금속 바이어(108)는 스페이서층(104)을 따라 뻗어가고, 금속 후면을 FSS층의 금속 패치에 연결한다. 고-임피던스면(100)의두께 h는 공명에서의 λ/4보다 훨씬 작고, 일반적으로는 도 1에 도시되는 바와 같이 λ/50 수준이다.

기존 고-임피던스면(100)의 FSS(102)는 유효 시트 커패시턴스 형성을 위해 결합되는 변부인 금속 패치(110)의 주기적 배열이다. 이는 충전 주파수 선택 면(FSS)이라 불린다. 각각의 금속 패치(110)는 고-임피던스면(100)의 두께를 따라 뻗어가는 단위 셀을 형성한다. 각각의 패치(110)는 금속 후면(106)에 연결되고, 상기 후면(106)은 금속 바이어(108)를 이용하여 접지면을 형성하며, 이는 구멍을 통해 플레이팅될 수 있다. 금속 바이어(108)의 주기적 배열은 막대기형 매질로 기존 기술에서 알려져 있어서, 이 바이어들이 이따금씩 라드(rod)나 포스트(post)로 불린다. 바이어(108)가 지나는 스페이서층(104)은 수많은 인쇄 회로 보드 기판에서 일반적으로 낮은 유전율의 유전체이다. 스페이서층(104)은 바이어(108)와 저-유전율 유전체로 점유되는 영역이다. 스페이서층은 일반적으로 FSS층(102)보다 10배에서 100배정도 두껍다. 또한, 기존 고-임피던스면의 단위 셀의 치수는 기본 공명에서 λ보다 훨씬 작다. 주기는 일반적으로 λ/40과 λ/12 사이이다.

주파수 선택 면은 한 층이나 다층의 유전체층에서 에칭되거나 상기 유전체층 내에 구현될 수 있는, 주기적으로 배열되는 요소들의 2차원 배열이다. 이러한 요소들은 전도성 다이폴, 패치, 루프, 심지어는 슬롯일 수도 있다. 얇은 주기적 구조물로, 주기 면(periodic surface)이라 불리기도 한다.

주파수 선택 면은 군용 비행기와 해군 플랫폼에서 안테나용 대역외 레이더 단면 감소에서의 응용을 발견하였다. 주파수 선택 면은 이중-대역 카세그레인 반사기 안테나 시스템(Cassegrain reflector antenna system)에서 디크로익 서브반사기(dichroic subreflectors)로도 사용된다. 이 장치에서, 서브반사기는 주파수 대역 f1에서 투명하고, 주파수 대역 f2에서는 불투명하거나 반사된다. 이는 대역 f1에 대한 피드 혼(feed horn)을 주반사기에 대한 초점에 위치시키고, f2에서 작동하는 또다른 피드 혼(feed horn)을 카세그레인(Cassegrain) 초점에 위치시킨다. 두 기존 반사기 안테나를 이용하여 상당한 무게 및 부피 절약을 얻을 수 있다. 이는 공간 기반의 플랫폼에 있어 중요하다.

기존 고-임피던스면(100)은 여러 장점을 제공한다. 이 면은 상대적으로 저렴한 인쇄 회로 기술로 만들어지고, 주로 알루미늄 블록으로 기계가공되는 주름형 금속 도파관보다 훨씬 가볍게 만들어질 수 있다. 인쇄 회로 형태에서, 기존 고-임피던스 면은 동일한 주파수에서의 동작의 경우에 10-100배 저렴하다. 더욱이, 기존 고-임피던스면은 접선 전기장의 x 성분과 y 성분에서 높은 면 임피던스를 제공하고, 이는 주름형 도파관에서는 가능하지 않다. 주름형 도파관은 전기장의 한 편광만에 대하여 높은 면 임피던스를 제공한다. 여기서 사용되는 좌표에 따라, 면은 xy 평면에 놓이고, z 축은 면에 수직이다. 더우기, 기존 고-임피던스 면은 주름형 금속 도파관에 비해 높이가 감소하는 장점을 가지며, 공기로 채워진 금속 도파관의 두께보다 10배 얇다.

고-임피던스 면은 와이어 안테나의 와이어가 이 표면에 매우 근접하게 위치(λ/100 미만)할 때 전류를 전도하는 와이어 안테나가 잘 정합되게 하고 효율적으로 방사되게 하는 경계 조건을 제공하기 때문에 고-임피던스 면이 중요하다. 동일한와이어 안테나가 금속이나 완전한 전기 전도체(PEC) 면에 매우 가깝게 놓일 경우, 반대도 사실이다. 와이어 안테나/PEC 표면 조합은 매우 심한 임피던스 미스매치로 인해 효율적으로 방사되지 않을 것이다. 고-임피던스 면 상의 안테나로부터의 방사 패턴은 상부 해프 공간으로 국한되고, 고-임피던스면이 또다른 금속면 윙 위치할 경우에도 성능에는 아무 영향이 없다. 따라서, 전기적으로 얇고 효율적인 안테나가 수많은 무선 장치와 스킨에 구현되는 안테나 장치 분야에서 매우 매력적이다.

도 2는 기존 고-임피던스 면의 전기적 성질을 도시한다. 도 2a는 기존 고-임피던스 면(100)에 수직으로 입사하는 평면파를 도시한다. 표면에서의 반사 계수를로 표시하자. 도 2a에 도시되는 물리적 구조는 도 2b에 도시되는 동등한 가로 전자기 모드 전송 라인을 가진다. 충전식 FSS(102)(도 1)는 분로 커패시턴스 C로 모델링되며, 스페이서층(104)은 후면(106)에 상응하는 단락 회로에서 종료되는 길이 h의 전송 라인으로 모델링된다. 도 2c는 FSS층(102) 바로 아래에서 스텁 임피던스 Zsub로 쇼트(short)가 변형되는 스미스 차트(Smith chart)를 도시한다. 이 스텁 라인의 입장은 충전식 서셉턴스에 추가되어, 외면에서 고-임피던스 Z_in을 생성한다. 도 2c의 스미스 차트에서 Z_in의 궤적은 단위원 상에서 항상 발견될 것이다 왜냐하면, 우리의 모델은 이상적이고 손실이 없기 때문이다. 그래서는 단위 진폭을 가진다.

반사 계수는 위상각 θ를 가지고, 상기 위상각 θ는 DC에서 180도로부터 고-임피던스 대역 중심에서 0도까지 변화하며, 더 높은 주파수에서 음의 각도로 회전하며, -180도까지 변화한다. 이는 도 2d에 도시된다. 0도의 반사 위상에 상응하는 상기 주파수로 공명이 규정된다. 여기서, 반사 위상 대역폭은 +90도와 -90도에 상응하는 주파수 사이의 대역폭으로 규정된다. 이 반사 위상 대역폭은 표면 리액턴스 크기가 자유 공간의 임피던스를 넘는(|X| >= ₀=377오옴) 주파수 범위에 또한 상응한다.

완전한 자기 전도체(PMC)는 수학적 경계 조건으로서, 이에 의해 이 경계에 대한 접선 자기장이 0으로 강요된다. 접선 자기장이 0으로 규정되는 완전한 전기 전도체(PEC)에 대해 전자기적으로 이중적이다. PMC는 슬롯 안테나 분석을 위해 간단하지만 동등한 전자기적 문제를 생성하는 수학적 툴로 이용될 수 있다. PMC는 수학적 산물로 말고는 존재하지 않는다. 그러나, 기존 고-임피던스 면은 +/- 90도 반사 위상 대역폭에 의해 규정되는 제한된 대역의 주파수에서 PMC에 대한 훌륭한 근사이다. 그래서 제한된 주파수 대역폭을 인지할 때, 기존 고-임피던스 면은 인공 자기 전도체의 한 예, 또는 AMC로 불린다.

기존 고-임피던스 면은 고-임피던스 면(100)에서 스페이서층의 전기적 두께 βh가 nπ, 이때 n은 정수인 조건에 의해 근사되는 더 높은 주파수 더하기 기본 주파수에서 반사 위상 공명을 제공한다. 이 높은 주파수 공명은 배음관계를 가지며, 따라서 제어불가능하다. 중심 주파수가 1.5대 1의 주파수 범위로 분리되는 이중-대역 안테나 장치에 기존 AMC가 사용될 경우, AMC를 매우 두껍게 만들어야 한다. 비-자기 스페이서층(μ_D=1)일 경우에, 두 중심 주파수가 반사 위상 대역폭에 내장될수 있는 최소한 50% 부분 주파수 대역폭을 얻기 위해, 두께 h는 λ/14이어야 한다. 대안으로, 스페이서층 로딩에 자기 물질이 사용될 수 있다. 그러나, 이는 진행중인 연구 중 하나로서, 결코 적지 않은 비용을 수반한다. 따라서, 규정된 주파수에서 배음 관계를 가지지 않는 다중 반사 위상 공명이나 다중-대역 성능을 보이는 AMC 클래스가 필요하다.

설명만을 위한 발명의 한 태양에서, 인공 자기 전도체는 주파수에 의존하는 면, 전도성 접지면, 그리고 주파수 선택면과 전도성 접지면 사이에 배치되는 라드 매질(rodded medium)에 수직인 방향으로 주파수에 의존하는 투자율 μ_1z를 가지는 주파수 선택면을 포함한다.

또다른 태양에서, 인공 자기 전도체는 전도성 접지면과 상기 접지면에 배열되는 스페이서층을 포함한다. 두 개 이상의 주파수 대역에서 동평면 루프의 한 개 이상의 배열이 공명하고, 각각의 루프는 유사한 형태와 유사한 크기를 가진다. 동평면 루프의 한 개 이상의 배열은 주파수에 독립적인 투자율 μ_z를 생성한다.

또하나의 태양에서, 공개되는 전기 장치는 전도성 접지면과, 전도성 접지면과 전기적으로 연결되는 전도성 라드(rod)로 관통된 유전층을 포함한다. 전기 장치는 유전층에 배치되는 주파수 선택면(FSS)을 또한 포함한다. FSS는 제 1 주파수에서 공명하는 충전식 연결 루프의 제 1 층, 유전체 스페이서층, 그리고 제 2 주파수에서 공명하는 충전식 연결된 루프의 제 2 층을 포함한다. 주파수 선택면은 주파수선택면에 수직인 방향으로 주파수에 의존적인 투자율을 가진다.

도 1은 기존 고-임피던스 면의 사시도.

도 2는 기존 고-임피던스 면에 대한 반사 위상 모델의 도면.

도 3은 인공 자기 전도체의 표면파 성질을 도시하는 다이어그램.

도 4는 도 3의 인공 자기 전도체에서 x 방향으로 전파하는 TE 모드 표면파의 전자기장의 도면.

도 5는 도 3의 인공 자기 전도체에서 x 방향으로 전파하는 TM 모드 표면파의 전자기장의 도면.

도 6은 기존 고-임피던스 면의 평면도 및 단면도.

도 7은 도 6의 기존 고-임피던스 면을 위한 새로운 유효 매질 모델의 도면.

도 8은 인공 자기 전도체의 제 1 실시예의 도면.

도 9는 인공 자기 전도체의 제 2 다중층의 도면.

도 10은 도 9의 인공 자기 전도체의 단면도.

도 11은 인공 자기 분자에 대한 루프의 제 1 물리적 실시예의 도면.

도 12는 도 11d의 루프를 이용한 다층 인공 자기 전도체의 도면.

도 13은 도 12에 도시되는 인공 자기 전도체의 직각 입사 반사 위상에 대한 y-편광된 전자기 시뮬레이션 결과의 도면.

도 14는 루프의 간격이 함께 짧아진 것을 제외하면, 도 12에 도시되는 것과 매우 유사한 인공 자기 전도체의 직교 입사 반사 위상에 대한 y-편광된 전자기 시뮬레이션 결과의 도면.

도 15는 도 8의 두 층의 인공 자기 전도체의 상부층이나 FSS층의 TEM 모드 회로의 도면.

도 16은 다중 공명 FSS의 특정 경우에 대한 유효 상대적 투자율과, 상부층으로 이 FSS층을 이용하는 AMC에 대한 상응하는 반사 위상의 도면.

도 17은 장방형 루프로 구현되는 주파수 선택면에 대한 대안의 실시예 도면.

도 18은 도 17의 AMC 상에 수직으로 입사되는 x-편광 전기장에 대한 측정된 반사 위상 데이터의 도면.

도 19는 도 17의 AMC에 수직으로 입사되는 y-편광 전기장에 대한 측정된 반사 위상 데이터의 도면.

도 20은 장방형 루프로 구현되는 주파수 선택면에 대한 추가 선택적 실시예의 도면.

도 21은 장방형 루프로 구현되는 주파수 선택면에 대한 추가 대안의 실시예 도면.

도 22는 도 21의 AMC에 수직으로 입사되는 x-편광 전기장에 대한 측정된 반사 위상 데이터의 도면.

도 23은 도 21의 AMC에 수직으로 입사되는 y-편광 전기장에 대한 측정된 반사 위상 데이터의 도면.

도 24는 패치층에 가까운 루프층으로 구성되는 충전식 주파수 선택 면 구조의 대안의 실시예 도면.

도 25는 육각형 루프를 이용한 충전식 주파수 선택면 구조의 대안의 실시예 도면.

도 26은 육각형 루프를 이용한 충전식 주파수 선택면 구조의 대안의 실시예 도면.

도 27은 육각형 루프를 이용한 충전식 주파수 선택면 구조의 대안의 실시예 도면.

도 28은 인공 자기 전도체에 대한 유효 매질 모델의 도면.

도 29는 기존 고-임피던스 면의 도면.

도 30은 다중 공명 AMC에 사용되는 FSS의 커패시턴스에 대한 로렌즈 및 드바이 주파수 응답의 도면.

도 31은 다층 주파수 선택면을 포함한 인공 자기 전도체의 도면.

도 32는 도 31의 다층 주파수 선택면의 평면도.

전자기파에 대해 고-임피던스 면을 가지도록 평면의 전기적으로 얇은 이방성 물질이 설계된다. 그것은 2층, 주기식 자기유전체 구조로서, 이때 각각의 층은 특정 센서 유전율과 주파수에 따른 투자율 양식을 보이도록 가공된다. 이 구조는 제한된 주파수 대역에서 인공 자기 전도체의 성질을 보이고, 이에 의해 그 공명 주파수 근처에서, 반사 진폭은 단위값과 비슷하고, 표면에서의 반사 위상은 +/- 90도 사이에 놓인다. 이 가공된 물질은 고-임피던스 면으로 동작하는 주파수 대역에서 횡방향 전기(TE) 및 횡방향 자기(TM) 모드 표면파의 억제를 또한 제공한다. 고-임피던스 면은 중요한 개선점과 장점을 제공한다. 장점은 고-임피던스 면의 다중 대역을 제공하도록 물질의 유효 매질 구성 매개변수를 최적화함에 관한 내용의 설명을 포함한다. 또다른 장점은, 다중 반사-위상 공명 주파수를 보이도록 루프 구조의 여러 실시예를 가공 물질 내로 삽입하는 것을 포함한다. 또다른 장점은, 추가적인 자기 유전체층에 의지하지 않으면서 다중 반사-위상 공명 주파수를 나타내는 고-임피던스 면의 생성을 포함한다.

이 고-임피던스 면은 표면파 억제가 바람직한 다수의 안테나 장치를 가지며, 이때, 물리적으로 얇고 쉽게 부착가능한 안테나가 필요하다. 이는 무선전화의 내부 안테나와 정밀한 GPS 안테나를 포함하며, 이때 수평 대역 근처에서 다중경로 신호의 이동이 바람직하다.

인공 자기 전도체(AMC)는 평면파에 높은 면 임피던스의 대역을 제공하고 표면파 밴드갭을 또한 제공한다. 상기 표면파 밴드갭에서는, 횡방향 전기(TE) 및 횡방향 자기(TM) 모드가 전파할 수 없다. TE 및 TM 모드는 AMC의 표면 사이나 표면을 가로지르는 표면파로서, AMC의 평면과 평행이다. 주요 TM 모드는 잘려나가고, 주요 TE 모드는 밴드갭에서 리키(새기 쉬움)하다. 밴드갭은 TE와 TM 모드가 바운드 모드로 전파불가능한 주파수 대역이다.

도 3은 안테나나 방사기(304)에 근접한 AMC(300)의 표면파 성질을 도시한다. 도 3a는 AMC(300)에서 전파하는 가장 낮은 차수의 TM 및 TE 표면파 모드에 대한 ω-β 다이어그램이다. 바운드 TE 및 TM 파가 전파불가능한 밴드갭의 지식은 AMC의 안테나 장치에 매우 중요하다. 왜냐하면, 실제 안테나 요소인 AMC(300) 상의 안테나(304) 같이, 구부러진 와이어 형태의 모노폴을 만드는 TM 모드와 결합할 수 없고, 와이어 안테나(304)에 의해 여기되는 언바운드나 리키 TE 모드로부터 방사이기 때문이다. 리키 TE 모드는 밴드갭 내의 주파수에서만 발생한다.

도 3b는 리키 파로 AMC(300)로부터 방사하는 TE 파를 도시하는 AMC(300)의 단면도이다. 파동들이 AMC(300)로부터 안테나(304) 근처에서 전력을 방사함에 따라, 표면으로부터 방사를 표시하는 화살표 사이에 간격이 지수함수적으로 증가함으로서 누출이 표시된다. 표면파의 누출은 안테나 장치에서 AMC 표면의 변부로부터 회절되는 에너지를 감소시킨다. 따라서 작은 AMC 접지면으로부터의 방사 패턴은 한 반구에 제한될 수 있고, 상기 반구는 AMC(300)의 전면이나 상부면 위에 위치한다. 전면이나 상부면은 안테나(304)에 근접한 표면이다. AMC(300) 후면이나 하부면 아래에 위치하는, AMC(300) 아래나 뒤의 반구는 방사로부터 보호된다. AMC(300)의 후면이나 하부면은 안테나(304)로부터 반대쪽 면이다.

도 4는 도 3의 인공 자기 전도체(300) 상의 TE 표면파 모드를 도시한다. 마찬가지로, 도 5는 도 3의 AMC(300) 상의 TM 표면파 모드를 도시한다. 도 4와 5의 좌표축은 xy 평면에 AMC(300)의 표면을 위치시킨다. z 축은 표면에 수직이다. 도 4의 TE 모드는 관련 자기장 H의 루프와 함께 x 방향으로 전파한다. 표면 위 및 표면 내의 자기장 H의 x 성분의 진폭은 도 4의 그래프에 의해 도시된다. 도 5는 관련 전기장 E의 로프와 함께, x 방향으로 전파하는 TM 모드를 도시한다. 전기장 E의 x 성분의 상대적 진폭은 도 5에 그래프로 도시된다.

AMC(500)의 성능 및 동작은 유효 매질 모델을 들어 설명될 것이다. 유효 매질 모델은 AMC 단위 셀의 모든 미세한 물리적 구조를 유전율 및 투자율 매개변수에 의해서만 규정되는 동등한 매질의 구조로 변환할 것이다. 이 매개변수들은 AMC에 대한 파동 전파를 주기적 시변정수를 이용하여 연구하는 분석 방법을 이용한다. 이러한 분석 모델은 AMC가 왜, 어떻게 작용하는 지에 관한 물리적 고찰과, AMC의 개선 방법에 관한 물리적 고찰을 이끈다. 이 분석 모델들은 AMC를 일반적 용도로 연구할 수 있고, 그후, 이 일반 모델의 특정 경우로 각각의 물리적 실시예를 고려할 수 있다. 그러나, 이러한 모델이 소자와 물질 성능의 근사만을 나타내며, 상기 성능의 반드시 정확한 계산은 아니라는 점을 주목하여야 한다.

먼저, 기존 고-임피던스 면에 대한 유효 매질 모델이 제시된다. 도 6에 도시되는 장방형 패치(110)의 입방 격자로 구성되는 기존 고-임피던스 면(100)을 고려해보자. 각각의 패치(110)는 패치(110)를 후면(106)에 연결하는 금속 바이어(108)를 가진다. 바이어(108)는 스페이서층(102)을 통과하고, 스페이서층(102)의 등방성 호스트 매질 매개변수는 ε_D와 μ_D이다.

도 7은 도 6의 기존 고-임피던스 면을 특성화하기 위한 새로운 유효 매질 모델을 제시한다. 유전율 텐서의 요소들이 도 7에 주어진다. 매개변수 α는 면적비로서, 단위 셀 면적 a²=A에 대한, 바이어(108)의 단면적 πd²/4의 면적비이다. 각각의 단위 셀은 면적 A를 가지고 한 개의 패치(110)를 포함한다. 즉, a의 주기나 피치에 대해, 고-임피던스 면(100)의 두께와 같은 두께로, 또는 도 6의 h+델타로, 크기는 b x b로 표시되고, 인접 패치(110)간의 x 방향 및 y 방향으로의 간격은 g로 표시된다. α는 단위값보다 한참 작은 값이고, 일반적으로 1% 이하이다.

도 6b의 단면 도면에서, 고-임피던스 면(100)은 상부 영역(602)과 하부 영역(604)을 포함한다. 영역 2로 표시되는 하부 영역(604)은 라디드 매질(rodded media)로 불린다. 영역(604)에서의 횡방향 전기장 및 자기장은 바이어나 라드(108)의 존재에 의해서만 최소한으로 영향을 받는다. 유효 횡방향 유전율 ε_2x와 투자율 ε_2x는 주파수와 함께 일정하다. 그러나, 수직인 z 방향의 유전율은 매우 분산되고 주파수 의존적이다. 무한 라디드 매질에서 측방(x나 y)으로 이동하는 z 방향 전기장을 가지는 횡방향 전자기(TEM) 파는 라디드 매질(102)을 고역 통과 필터로 인식할 것이다. TEM 파는 컷오프 주파수 f_c를 경험할 것이며, 이 컷오프 주파수 f_c아래에서 ε_2z가 음이고 이 컷오프 주파수 위에서 입실_2z가 양이며, 호스트 유전율 ε_D에접근한다. 이 컷오프 주파수는 다음과 같이 주어진다.

기존 고-임피던스 면(100)의 반사 위상 공명 주파수는 라디드 매질(102)의 컷오프 주파수 아래에서 발견되고, 이때 ε_2z는 음이다.

영역 1로 표시되는 상부 영역(602)은 충전적 FSS이다. 횡방향 유전율 ε_1x나 ε_1y는 변부 결합된 금속 패치(110)의 존재에 의해 증가되어, 고-임피던스 면(100)과 같이 단일층 주파수 선택면에 대한 10과 100 사이에서 ε_1x= ε_1y>> 1이게 된다. 유효 시트 커패시턴스 C = ε₀ε_1xt는 각 패치(110)의 형태에 의해 독자적으로 규정되지만, t가 임의적으로 선택되기 때문에 유효 매질 모델에서는 약간 임의적이다. 변수 t는 델타로 표시되는 패치의 두께일 필요는 없다. 그러나, t는 스페이서층(604)의 높이 h보다 훨씬 작아야 한다.

기존 고-임피던스 면(100)의 상부층(602)에 대한 텐서 요소는 주파수와 함께 변화하지 않는 일정값이다. 즉, 비-분산 형태이다. 더욱이, 상부층(602)의 경우에, 투자율의 z 성분은 μ_1z= 2/ε_1x에 의해 횡방향 유전율에 역비례하는 관계를 가진다. 시트 커패시턴스가 결정되면, μ_1z도 고정된다.

인공 자기 분자의 개념을 삽입하는 것이 유용하다. 일반적으로 한 평면에 놓이는 전기적으로 작은 전도 루프가 인공 자기 분자(AMM)이다. 루프 원주 및 루프 직경이 유용한 동작 주파수에서 한 개의 자유 공간 파장보다 훨씬 짧다. 루프 영역이 자기 다이폴 모먼트에 영향을 미칠 뿐이기 때문에, 루프는 원형, 장방형, 육각형, 또는 그외 다른 다각형의 형태를 취할 수 있다. 일반적으로, 루프는 자연 공명 주파수 한참 아래의 주파수에서 공명하게 하도록 일련의 커패시터들로 로딩된다.

AMM의 3차원 정규 배열이나 격자는, 어떤 의도적 손실이 추가되지 않는다고 가정할 경우, 로렌즈 공명을 나타낼 수 있는 투자율을 가지는 인공 물질이다. 로렌즈 공명 주파수에서, 인공 물질의 투자율은 무한대에 가깝다. 루프 공명이 가공됨에 따라, 분자 배열이 루프에 수직인 방향으로 벌크 상자성 물질(μ_r> 1)로 행동할 수도 있고, 반자성 물질(μ_r< 1)로 행동할 수도 있다.

기존 고-임피던스 면은 f0 = 1/(2π√(μ_Dμ₀hC)) 근처의 기본, 또는 최저 공명 주파수를 가진다. 이때 스페이서층은 전기적으로 얇으며, βh << 1이거나, β = √(μ_Dμ₀ε_Dε₀)이다. 고차 공명 역시 발견되지만, βh = nπ이고 n=1,2,3,...인 보다 높은 주파수에서 발견된다. n=1인 고차 공명은 기본 공명보다 5에서 50배 높다. 따라서, 낮은 마이크로파 주파수(1-3GHz)에서 동작하도록 고안된 기존 고-임피던스 면은 밀리미터 파 대역(30GHz 이상)에서 다음 반사 위상 공명을 나타낼 것이다.

2;1이나 3:1의 비 내에서 공명 주파수가 모두 서로 가깝게 이격되는 높은 표면 임피던스의 제 2 대역이나 다중 대역을 제공하는 AMC가 필요하다. 이는 예를 들어, 다중 대역 안테나 장치에 필요하다. 더욱이, AMC가 2차 및 3차 반사 위상 공명을 임의로 가공하거나 지정할 수 있도록 충분한 자유도의 가공을 가진다. 다중 반사 위상 공명은 AMC 제작에 세 개층 이상(4, 6, 8 등)이 사용될 경우 가능하다. 그러나, 이는 단일 공명 주파수 설계에 대해 비용, 중량, 두께를 증가시킨다. 따라서, 보다 경제적인 2-층 설계로부터 다중 공명을 얻기 위한 수단이 요구된다. 추가적으로, 모든 고-임피던스 대역에서, 그리고 +/- 반사 위상 대역폭 내에서, 바운드 TE 및 TM 모드 표면파의 존재를 보증하는 수단이 요구된다.

도 8은 인공 자기 전도체(AMC)(800)를 도시한다. AMC(800)는 한 실시예에서, 서로 충전적으로 강하게 결합하여 충전식 주파수 선택면(FSS)를 형성하는 공명 루프나 인공 자기 분자(804)의 동평면 배열인 배열(802)을 포함한다. 도시되는 실시예에서 공명 루프(804)는 균일하게 분포되고, 고체 전도 접지면(806) 위에 h의 높이로 분포된다. 전기적으로 단락된 전도 포스트나 바이어(808)의 배열이 접지면(806)에만 부착되고, 길이 h를 가진다. 각각의 루프(804)는 럼프된 충전식 로드(810)를 포함한다. 인공 자기 분자(AMM)의 한 개 이상의 층이나 인공 자기 전도체(800)의 공명 루프는 AMC(800) 표면에 수직한 z 방향으로 주파수 의존적인 투자율을 생성한다.

인공 자기 분자(804)의 단일층을 가진 AMC(800)가 도 8에 도시된다. 본 실시예에서, 각각의 루프와 커패시터 로드는 본질적으로 동일하여, 모든 루프가 동일한 공명 주파수를 가진다. 대안의 실시예에서, 서로 다른 특성을 가지는 루프들이 사용될 수도 있다. 물리적 구현에서, 제작 공차 및 다른 이유로 인해, 개별 루프 및 그 관련 공명 주파수들이 반드시 동일할 필요는 없다.

인공 자기 분자(804)의 다중층을 가지는 AMC(900)가 도 9에 도시된다. 도 10은 도 9의 인공 자기 전도체(900)의 단면도이다. AMC(900)는 제 1 주파수 f₁에서 공명하는 루프(804)의 제 1 층(902)을 포함한다. AMC(900)는 제 2 주파수 f₂에서 공명하는 루프(804)의 제 2 층(904)을 포함한다. 루프의 제 1 층(902)의 각각의 루프(804)는 럼프된 충전식 로드 C₁(908)을 포함한다. 루프의 제 2 층(904)의 각각의 루프(804)는 럼프된 충전식 로드 C₂(906)를 포함한다. 럼프된 커패시턴스는 동일할 수 있지만 반드시 같을 필요는 없다. 조합하여, 루프(804)의 제 1 층(902)과 루프(904)의 제 2 층(906)은 스페이서층(912)에 배열되는 주파수 선택면(FSS)층(910)을 형성한다. 실제 응용에서, 다층 AMC(900)에 대한 횡방향 유효 상대 유전율 ε_1x와 ε_1y의 저주파 한계는 100과 2000 사이에 놓인다. 따라서, 강한 충전식 결합이 루프(902)와 루프(904) 사이에 존재한다. 이 결합을 이루기 위한 실제적 방법은 도 10에 도시되는 바와 같이, FSS 유전층의 반대편 측부들에 루프의 두 층을 인쇄하는 것이다. 다른 실현도 마찬가지로 선택될 수 있다.

도 11은 도 8의 AMC(800)와 같이 인공 자기 전도체에 사용하기 위한 루프(1100)의 제 1 물리적 실시예를 도시한다. 인공 자기 분자를 형성하는 루프(1100)와 같은 전도 루프는 정사각형, 장방형, 원형, 삼각형, 육각형 등의 여러 형태로 구현될 수 있다. 도 11의 실시예에서, 루프(1100)는 정사각형의 형태를 취한다. 노치(1102)는 자체 인덕턴스를 증가시키도록 루프에 설계될 수 있다. 이는AMM의 공명 주파수를 낮춘다. 노치(1102)와 갭(1104)은 루프(1100)의 성능을 특정 응답으로 가공하기 위해 또한 삽입될 수 있다. 가령, 대역이나 공명 주파수가 루프(1100)에 대해 특정 형태를 선택함으로서 선택될 수 있다. 일반적으로, 갭(1104)은 루프(1100) 중심으로부터 원주까지 루프(1100)의 측부를 따라 줄곧 자른다. 이와는 달리, 노치는 루프(1100)의 중심과 원주 사이 측부의 일부만을 자른다. 도 11은 잠재적 정사각형 루프 설계의 단면을 도시한다.

도 12는 도 11d의 정사각형 루프를 이용하는 FSS 층을 가지는 2-층 인공 자기 전도체의 일부를 도시한다. 상대적으로 큰 표면적을 가지는 폭넓은 루프는 도 12에 도시되는 바와 같이, 2개층이 겹친 AMC에 사용될 때 인접 층의 루프 사이간 충전적 결합을 촉진시킨다. 갭(1104)에서 겹치는 영역(1202)은 루프 공명에 필요한 직렬 충전적 결합을 제공한다.

한 선호되는 실시예에서, 도 11 및 도 12 에 도시된 형태의 루프는 종래의 인쇄 회로 기판(PCB) 제작 기술을 이용하여 유전체의 표면에 형성된다. 예를 들어, 금속층은 PCB의 표면에 침착되고, 다음에 화학 에칭 또는 타기술에 의해 패턴이 형성된다. 상기 과정은 크기, 간격 및 인쇄 형상의 균일성에 대한 정밀한 제어를 제공한다.

도 13 및 도 14 에 도 12 에 도시된 AMC의 수직 입사 반사상에 대한 시뮬레이션 결과가 도시되어 있다. 양 시뮬레이션에서, 입사 전기장은 y 방향으로 편광된다. 도 13 에 도시된 시뮬레이션에서, P=10.4mm, h=6mm, t=0.2mm, s=7.2mm,w=1.6mm, g2=0.4mm, ε_r1=ε_r2=3,38이다. 도 13 에 1.685GHz 부근의 1차 공진 및 2.8GHz 부근의 2차 공진이 도시되어 있다. 도 14 에서, 루프가 단축되고 도 12 의 g2=0이 되도록 루프의 갭이 제거될 때, 단지 하나의 공진만이 형성된다. 갭(1104)을 가진 AMC(800)가 2차 공진을 가지는 이유는 주파수 선택면의 유효 횡방향 유전율이 주파수 종속성으로 형성되기 때문이다. 단순한 용량성 모델은 더 이상 적합하지 않다.

도 15 에 도 8 의 인공 자기 전도체(800) 일부에 대한 등가 회로가 도시되어 있다. 도 15(a)에 1포트 회로의 입력 어드미턴스에 대한 제 2 포스터 표준형이 도시되어 있고, 상기 제 2 포스터 표준형은 복합 주파수 선택면(FSS) 구조물의 유효 횡방향 유전율에 대한 일반 해석 모델이다. 도 15(b)에 FSS에 대한 특정 등가 회로의 예가 도시되어 있고, 2개의 재료 또는 고유 공진이 가정된다. 도 15(c)에 도 9 의 AMC(900)와 같은 이층 AMC에 수직으로 입사하는 평면파에 대한 TEM 모드 등가 회로가 도시되어 있다. 전술된 바와 같이, 본원의 모델은 도시되고 기술된 AMC와 같은 장치에 특징을 제공하고 이해하며 설계하는데 유용하다. 상기 모델은 실제 장치 거동의 근사를 나타낸다.

도 12 에 도시된 바와 같은 복합 루프 FSS 구조물은 분산성 또는 주파수 종속성 유효 횡방향 유전율을 가지고, 상기 유효 횡방향 유전율은 더 복잡한 복합 회로 모델을 이용하여 적합하게 모델구성될 수 있다. 또한, 분산성 유전 매체에 대한 해석 회로는 적용범위에 있어서 복합 FSS 구조물의 횡방향 유전율 모델로 확장될 수 있다. 도 15(a)에 도시된 1포트 네트워크에 대한 제 2 포스터 표준 회로는 모든 전기적으로 얇은 FSS 구조물을 포함하는 범용 케이스이다. 각 브랜치는 FSS의 고유 공진을 나타낸다. 저손실 재료로 제작된 FSS에 대해, R_n은 매우 낮은 것으로 예상되고, 그 이유는 공진이 로렌츠형으로 예상되기 때문이다.

도 12 에 도시된 루프에 대한 유효 시트 커패시턴스는 대략 1.685GHz 및 2.8GHz 사이에서 로렌츠 공진을 가진다. 실제로, 도 15(b)에 도시된 바와 같이, 상기 FSS의 횡방향 유전율이 단지 3브랜치 어드미턴스 회로를 이용하여 모델구성된다면, 도 16 의 상부 그래프에 도시된 ε_1y곡선(1602)이 형성된다. 2개의 FSS 재료 공진은 2.25GHz 및 3.2GHz 부근에서 나타난다. ε_1y곡선(1604)은 AMC에 대한 공진, 영도 반사상을 형성하기 위해 요구되는 횡방향 상대 유전율이다. 상기 곡선(1604)은 FSS의 용량 리액턴스,와 스페이서층의 유도 리액턴스,를 동일하게 놓고 횡방향 상대 유전율,에 대한 해답을 구함으로써 간단히 형성된다. 곡선(1602) 및 곡선(1604)의 교차점은 반사상 공진에 대한 주파수를 형성한다. 도 16 의 하부 그래프에 도시된 반사상 곡선은 도 15(c)에 도시된 전송선 모델을 이용하여 연산되었고, FSS의 어드미턴스는 스페이서층 및 후면을 나타내는 길이 h의 단축된 전송선과 평행하게 구성된다. 상기 회로 모델은 1.2GHz 및 2.75GHz 부근의 이중 공진을 예상하게 하고, 상기 주파수는 ε_1y플롯에서 교차점의 주파수이다. 따라서, FSS 횡방향 유전율에 대한 해석 회로 모델에서 다중 공진 브랜치가 다중 AMC 위상 공진의 존재를 설명하는데 사용될 수 있다. 임의의 실현가능 FSS 구조물이 충분한 수량의 션트 브랜치를 이용하여 적합하게 모델구성될 수 있다.

큰 횡방향 유효 유전율을 형성하기 위해 FSS 구조물에서 실시될 수 있는 여러 스퀘어 루프 설계가 존재한다. 다양한 예가 도 17, 도 20 및 도 21 에 도시되어 있고, 동일한 크기 및 유사한 형상의 루프가 단일 유전층 FSS의 대향면에 인쇄된다. 도 17 에 도시된 설계의 AMC에 적용되는 x 및 y 방향으로 편광된 전기장의 반사상 결과가 도 18 및 도 19 에 도시되어 있다. 상기 설계에서, P=400밀, g1=30밀, g2=20밀, r=40밀, w=30밀, t=8밀 및 h=60밀이다. FSS 및 스페이서층에서ε_r=3.38이고, 그 이유는 상기 인쇄 AMC가 로저스 R04003 기판재를 이용하여 제작되기 때문이다. 각 루프의 중심에서, 바이어는 홀을 통해 도금된 20밀 직경부를 이용하여 제작된다.

도 18 에 도 17 의 AMC에 수직으로 입사되는 x 방향으로 편광된 전기장에 대한 측정 반사상 데이터가 도시되어 있다. 공진 주파수는 1.6GHz 및 3.45GHz 부근에서 관찰된다. 유사하게, 도 19 에 도 17 의 AMC에 수직으로 입사되는 y 방향으로 편광된 전기장에 대한 측정 반사상 데이터가 도시되어 있다. 공진 주파수는 1.4GHz 및 2.65GHz 부근에서 관찰된다.

도 18 및 도 19 에서, 이중 공진 성능이 위상 데이터에 명확하게 도시되어 있다. 제작된 특정 케이스에 대해, 각 편광은 상이한 공진 주파수를 나타낸다.그러나, 설계는 공진 주파수 편광이 독립적으로 형성되도록 충분한 자유도를 가진다.

도 21 에 스퀘어 루프로 실시되는 주파수 선택면에 대한 추가의 선택적인 실시예가 도시되어 있다. 도 21 의 도시된 루프 설계는 각 층(902,904)에 중첩된 스퀘어 루프(2100)를 가지고, 딥노치(deep notch)(2102)는 각 코너를 향해 중심(2104)으로부터 절단되어 형성된다. 갭(2106,2108)은 각각 상부층의 4:30 위치 및 하부층의 7:30 위치에서 형성된다. 상기 설계는 각각 스페이서층 및 FSS층 두께와 같이 로저스 R04003(ε_r=3.38)의 h=60밀 및 t=8밀을 이용하여 제작되었다. x 및 y 방향 E장 편광에 대한 AMC 반사상은 각각 도 22 및 도 23 에 도시되어 있다. 다시 이중 공진 주파수가 명확하게 도시된다.

선택적인 형태의 분산성 용량 FSS 구조물이 형성될 수 있고, 상기 구조물에서 루프(2402)는 한 면에 인쇄되며, 노치형 패치(2404)는 단일 유전층 FSS의 다른 한 면에 인쇄된다. 예가 도 24 에 도시되어 있다.

도 17, 도 20, 도 21 및 도 24 에 도시된 스퀘어 루프에 추가로, 육각형 루프가 루프 자체 인덕턴스를 증가시키는 노치를 포함한 다양한 형상으로 인쇄될 수 있다. 상기 노치는 수량 및 위치에 있어서 변화될 수 있고, 제공된 루프에서 반드시 동일한 크기일 필요는 없다. 또한, 유전층의 대향면에 인쇄된 루프는 상이한 크기 및 형상을 가질 수 있다. 다층 루프 FSS 구조물을 형성하는 다수의 독립 변수가 존재한다.

육각형 루프 FSS 설계에 대한 6가지 예가 도 25, 도 26 및 도 27 에 도시되어 있다. 각각의 도 25, 도 26 및 도 27 에서, 루프의 제 1 층(902)은 루프의 제 2 층(904)과 용량적으로 연결된다. 본원에 제시된 육각형 루프는 정육각형으로 형성된다. 변형 육각형이 상기 적용분야에 적용될 수 있으나, 현재까지 장점이 알려진 바 없다.

도 28 에 고임피던스 면(2800)에 대한 유효 매체 모델이 도시되어 있다. 도 28 의 일반 유효 매체 모델은 도 1 의 공지 기술 고임피던스 면(100) 및 도 8 의 인공 자기 전도체(AMC)(800)와 같은 고임피던스 면에 적용가능하다. AMC(800)는 2개의 개별적인 전기적으로 얇은 층, 주파수 선택면(FSS)(802) 및 스페이서층(804)을 포함한다. 각 층(802,804)은 x 및 y 방향으로 주기적으로 반복되는 유닛 셀을 가진 주기적 구조물이다. 각 층(802,804)의 주기는 일부 실시예일 수 있으나 반드시 동일하거나 정수비로 관련될 필요는 없다. 각 층의 주기는 해석 주파수에서 자유 공간 파장(λ)보다 매우 작다(λ/10 이하). 상기 상황에서, 유효 매체 모델은 각 유닛 셀에서 상세한 미세 구조물을 대체할 수 있다. 전술된 바와 같이, 유효 매체 모델은 도 8 의 AMC(800)와 같은 면의 성능을 반드시 정확하게 특징지울 필요는 없으나, 단지 엔지니어링 및 해석을 위한 성능을 모델구성하면 된다. 모델의 전체 효율 또는 습득된 이점을 변화시키지 않고 유효 매체 모델에 수정이 가해질 수 있다.

기술되는 바와 같이, 도 8 의 AMC(800)에 대한 고임피던스 면(2800)은 상부층 및 하부층을 포함하는 유효 매체 모델에 의해 특징을 이루고, 각 층은 특정 텐서 유전율 및 투과도를 가진다. 각 층의 텐서 유전율 및 각 층의 텐서 투과도는 단지 주텐서 대각에서만 0이 아닌 요소를 가지고, x 및 y 텐서 방향은 각 층과 동평면을 이루고, z 텐서 방향은 각 층에 수직이다. AMC(800)에 대한 결과는 다중 공진 주파수에서 공진하는 AMC이다.

도 28 의 이층 유효 매체 모델에서, 각 층(2802,2804)은 이중 비등방성 매체이고, 투과도(μ) 및 유전율(ε)이 텐서임을 의미한다. 또한, 각 층(2802,2804)은 단축이고, μ 및 ε에서, 3개의 주대각 성분 중 2개가 동일하고 또한 비대각 요소가 0임을 의미한다. 따라서 각 층(2802,2804)은 이중 단축 매체로 간주될 수 있다. 첨자 t 및 n 은 횡방향(x 및 y 방향)과 수직(z 방향) 성분을 나타낸다.

고임피던스 면(2800)에 대한 이중 단축 유효 매체 모델에서 이층(2802,2804)의 각각은 4개의 재료 매개변수, 횡방향 및 수직 유전율과 횡방향 및 수직 투과도를 가진다. 제공된 이층(2802,2804)에서, 상기 모델을 특정하게 형성하는데 요구되는 총 8개의 재료 매개변수가 존재한다. 그러나, 임의의 제공된 형태의 전자기파가 상기 8개의 매개변수의 제한된 서브셋에서만 나타날 것이다. 예를 들어, 횡방향 전자기(TEM) 모드인 수직 입사에서 균일한 평면파는 유전율 및 투과도의 횡방향 성분에 의해서만 형성된다. 상기는 AMC 공진 및 고임피던스 대역을 나타내는 수직 입사 반사상 플롯이 단지 ε_1t, ε_2t, μ_1t및 μ_2t(그리고 높이 h 및 t)만의 함수임을 의미한다. 상기는 아래의 표 1 로 요약된다.

표 1

파형	전기장	자기장
TEM, 수직 입사	ε_1t, ε_2t	μ_1t, μ_2t
x에 대한 TE	ε_1t, ε_2t	μ_1t, μ_2t, μ_1n, μ_2n
x에 대한 TM	ε_1t, ε_2t, ε_1n, ε_2n	μ_1t, μ_2t

고임피던스 면(2800)에서 전파되는 횡방향 전기(TE) 면파는 도 4 에 도시된 장 구조를 가진다. 전기장(E장)은 파 진행 방향에 횡방향, +x 방향이다. 또한 표면에 평행이다. 따라서 전기장은 단지 횡방향 유전율만을 나타낸다. 그러나, 자기장(H장) 라인은 E장 라인을 둘러싸는 xz 평면에서 루프를 형성한다. 따라서 H장은 횡방향 및 수직 투과도를 나타낸다.

횡방향 자기(TM) 면파는 도 5 에 도시된 장 구조를 가진다. TM 파에 대해, E 및 H 장의 역할은 TE 면파에 대해 역전된다. TM 모드에 대해, H장은 진행 방향에 횡방향이고, E장 라인(xz 평면에서)은 H장을 둘러싼다. 따라서 TM 모드 전기장은 횡방향 및 수직 유전율을 나타낸다.

하기의 결론이 도 28 의 일반 유효 매체 모델로부터 도출될 수 있다. 첫째, ε_1n및 ε_2n은 TM 모드, 따라서 지배적인 TM 모드 컷오프 주파수의 독립 제어를 가능하게 하는 기본 매개변수이다. 둘째, μ_1n및 μ_2n은 TE 모드, 따라서 지배적인 TE 모드 컷오프 주파수의 독립 제어를 가능하게 하는 기본 매개변수이다.

도 1 의 공지 기술 고임피던스 면(100)과 AMC(800)(도 8) 또는 AMC(900)(도 9, 도 10)와 같은 AMC를 구별하는 한 방법은 μ_i및 ε_i텐서의 요소 차이를 검사하는 것이다. 도 29 에 공지 기술의 고임피던스 면(100)이 도시되어 있고, 상기 고임피던스 면(100)의 주파수 선택면(102)은 크기 b ×b의 스퀘어 전도성 패치의 공면층이고, 크기 g의 갭만큼 분리된다. 고임피던스 면(100)에서, ε_D는 스페이서층(104)에서 호스트 유전 매체 또는 백그라운드의 상대 유전율이고, μ_D는 스페이서층(104)에서 상기 백그라운드 매체의 상대 투과도이며, α는 로드형 매체 또는 스페이서층(104)의 유닛셀 면적(A)에 대한 각 로드 또는 포스트의 단면적 비율이다. 상대 유전율 ε_avg=(1+ε_D)/2는 스페이서층(104)의 백그라운드 매체와 공기의 상대 유전 상수 평균이다. C는 고정 FSS 시트 커패시턴스를 나타낸다.

고임피던스 면(100)과 AMC(800,900)에 대한 유전율 텐서는 단축이거나 또는 ε_ix=ε_iy=ε_it≠ε_iz=ε_in; i=1,2이고, 투과도 텐서에 대해서도 동일하다. 고임피던스 면(100)은 로드 및 스퀘어 패치의 스퀘어 격자를 가지고, 각각 동일 주기를 가진다. 따라서, 유닛셀 면적 A=(g+b)²이다. 또한, α=(πd²/4)/A이고, d는 로드 또는 포스트의 직경이다. 로드 또는 포스트의 크기는 공진 주파수에서 파장에 대해 매우 작다. 로드 또는 포스트는 종래의 인쇄 회로 보드에서 바이어 또는 도금 관통홀과 같은 임의의 적합한 물리적 실시예나 폼을 통해 삽입된 와이어에 의해 실시될 수 있다. 수직 컨덕터(즉, z축에 평행)를 형성하는 기술이 사용될 수 있고, 각 컨덕터는 접지면과 전기적으로 결합된다. 컨덕터 또는 로드의 단면은 원형일 수 있고, 스페이서층의 유전체 또는 호스트 매체의 파장(λ)에 대해 작은 크기를 가진 단면의 평평한 스트립일 수 있다. 본원에서, 코드에 대한 작은 크기의 범위는λ/1000 내지 λ/25이다.

일부 실시예에서, AMC(800)는 x 텐서 방향의 횡방향 유전율과 동일한 y 텐서 방향의 횡방향 유전율을 가진다. 상기는 등방성 고임피던스 면을 형성하고, 상기 등방성 고임피던스 면에서 y축을 따른 임피던스는 x축을 따른 임피던스에 동일하다. 선택적인 실시예에서, y 텐서 방향의 횡방향 유전율은 비등방성 고임피던스 면을 형성하도록 x 텐서 방향의 횡방향 유전율과 동일하지 않고, 2개의 동면축을 따른 임피던스가 동일하지 않음을 의미한다. 후자에 대한 예가 도 17 및 도 21 에 도시되어 있다.

고임피던스 면(100)과 AMC(800,900)를 모델링하기 위한 유효 매체 모델이 표 2 에 도시되어 있다. 2개의 텐서 요소는 AMC(800,900)에서 고이 기술의 고임피던스 면(100)과 매우 상이하다. 상기는 상부층 또는 n파수 선택면의 횡방향 유전율(ε_1x, ε_1y)과 수직 투과도(μ_1z)이다.

하부층 또는 스페이서층에 대한 모델은 고임피던스 면(100)과 AMC(800,900)에서 동일하다.

표 2

	고임피던스 면(100)	AMC(800,900)
FSS층(상부층)	ε_1x=ε_1y=C/ε₀t	ε_1x=ε_1y=Y(ω)/jωε₀t
	ε_1z=1	ε_1z=1
	μ_1x=μ_1y=1	μ_1x=μ_1y=1
	μ_1z=2ε_avg/ε_1x	μ_1z=Z(ω)/jωμ₀t
스페이서층(하부층)	ε_2x=ε_2y=ε_D((1+α)/(1-α))	ε_2x=ε_2y=ε_D((1+α)/(1-α))
	ε_2z=ε_D-(1/ω²ε₀μ₀μ_DA(ln(1/α)+α-1)/4π)	고임피던스 면(100)과 동일
	μ_2x=μ_2y=ε_Dμ_D/ε_2x	μ_2x=μ_2y=ε_Dμ_D/ε_2x
	μ_2x=(1-α)μ_D	μ_2x=(1-α)μ_D

표 2 에서, Y(ω)는 1포트 회로에 대한 2차 포스터 표준형으로 나타나는 어드미턴스 함수이다.

상기 어드미턴스 함수 Y(ω)는 관계 Y=jωC로써 AMC(800,900)의 FSS(802)의 시트 커패시턴스(C=ε_1tε₀t)에 관계된다. 고임피던스 면(100)은 주파수 독립적인 FSS 커패시턴스를 가진다. 그러나, AMC(800,900)는 시트 커패시턴스에 예정 주파수에서 하나 이상의 로렌츠 공진이 형성되도록 커패시턴스가 유도성 요소를 포함하는 FSS(802)를 가진다. 상기 공진은 공진 루프 구조의 물리적 형상을 FSS(802)에 결합시킴으로써 이루어지고, 인공 자기 분자로 명명된다. 동작 주파수가 증가함에 따라, FSS(802)의 커패시턴스는 총커패시턴스의 일련의 급작스런 변화를 보일 것이다.

도 30은 도 8의 AMC(800)와 도 9의 AMC(900)의 주파수 선택면(802)에 대한 시트 커패시턴스를 도시한다. 도 30a는 FSS(802)의 커패시턴스가 주파수 의존적임을 보여준다. 도 30b는 Rn이 상당할 때의 손실 FSS로부터 얻은 드바이 응답을 도시한다. 도 30에서, 두 FSS 공명(ω_n= 1/√(L_nC_n), N=2)이 규정된다. 각 공명 주파수간 커패시턴스 강하는 Y(ω)의 각 션트 브랜치의 커패시턴스 C_n과 같다. 로젠즈 공명 주변에서 급격하게 변하는 커패시턴스 영역이 협대역 안테나 요구사항의 장점에 사용될 수 있음에도, 일부 실시예들은 공명간 매우 천천히 변하는 영역을 이용할 수 있다. 이 FSS 커패시턴스는 AMC(800, 900)에 대한 반사 계수 위상에서 공명을 얻기 위해, 일정한, 스페이서층(804)의 인덕턴스 조율에 사용된다. 주파수의 함수로서 이 다중값의 FSS 커패시턴스는 AMC(800, 900)에 대해 높은 면 임피던스의 다중 대역을 얻을 수 있는 메카니즘이다.

이와 달리, 2-층 고-임피던스 면(100)은 기본 주파수 플러스 고차 주파수에서 반사 위상 공명을 제공할 것이다. 이때, 하부층의 전기적 두께가 nπ이고 n이 정수이다. 이 고차 주파수 공명은 배음관계를 가지며, 따라서 제어불가능하다.

고-임피던스 면(100)과 AMC(800)에 대한 텐서 유효 매질 성질의 두 번째 차이점은 수직인 투자율 성분 μ_1n에 있다. 고-임피던스 면(100)은 일정한 μ_1n을 가지고, AMC(800, 900)는 주파수 의존적인 μ_1n을 가지도록 설계된다. 1-포트 회로에 대해 제 1 포스트 캐노니컬 형태(the first Foster canonical form)로 임피던스 함수 Z(ω)가 쓰여질 수 있다.

상기 임피던스 함수는 독특한 공명 인공 자기 분자의 수와 경사에도 불구하고 AMC(800,900)내에서 FSS(802)의 평균 투자율을 정밀하게 서술하기에 충분하다.

FSS(102)가 금속 패치로 구성된 종래기술의 고임피던스 표면(100)은의 낮은 바운드를 가진다.

이와같은 낮은 바운드는 대략에 따라 횡단투자율에 역으로 관련된다. FSS 시트 용량에도 불구하고은 종래기술의 고 임피던스 표면(100)을 위한 상기 값으로 고정된다. 그러나,보다 더 낮은 평균 투과성은 AMC(800)과 AMC(900)과 같은 다중밴드 AMC의 모든 고임피던스 밴드에서 안내된 바운드 TE 모드를 차단할 필요가 있다.

AMC(800,900)의 FSS(802)에서 사용된 중첩 루프는 평균 투과성의 독립적인 제어를 가능하게 한다. 평균 투과성은 표면 파 억제가 AMC(800,900)과 같은 다중 밴드 AMC내의 모든 +/-90°반사 위상 밴드폭이상으로 가능하게 발생된다.

도시된 실시예는 정전용량으로 개별 또는 다수 동조된 용량 FSS 층과 연결되거나 FSS층(802)으로 중첩 루프의 층을 사용한다.

상기 정전용량은 루프의 자기 정전용량, 인접 층에 의해 제공된 정전용량 또는 칩 커패시터와 같은 FSS에 부착된 외부 커패시터의 정전용량일 수 있다.

상기 루프와 정전용량은 의도된 작동밴드로 일련의 로렌츠 공명을 얻을 수 있도록 조정된다.

공명 FSS 횡단 투자율의 경우에는 인공자기 분자의 공명이 설계자가 진행하여 강하하는 평균 투과성의 일련의 나선식 단계를 이룰 수 있도록 한다. 다시 공명에 따라 급속하게 변화하는 평균 투과성의 영역은 좁은 밴드의 작동에서 유리하게 사용될 수 있다. 그러나 도시된 실시예는 고 임피던스 작동의 의도된 밴드내의 안내된 바운드 TE 표면 파의 개시를 억제하기위해 넓게 억제된 평균 투과성의 정체상태를 사용한다.

요약하면, 유효 횡단 투자율에서 공명의 목적은 다중 밴드의 높은 표면 임피던스를 제공하기 위한 것이다.

평균 투과성에서의 공명의 목적은 의도된 밴드의 높은 임피던스 작동내에서 TE 모드의 시작을 막도록 상기 값을 억제하기 위한 것이다.

몇몇 응용에서, 단일 유전체 층보다 많은 것으로 분리된 두층이상의 루프를 가지는 인공 자기 컨덕터는 중요한 성능의 잇점을 가질 수 있다.

도 31은 다중층 주파수 선택 표면(FSS)3102를 포함하는 인공 자기 컨덕터(3100)을 도시한다.

AMC(3100)은 FSS 3102와 전도 그라운드 평면(3106)사이에 배치된 스페이서 층(3106)을 형성하는 막대형상의 매체와 전도 그라운드 평면(3104)를 더 포함한다.

FSS(3102)는 주파수 종속표면(3102)에 수직방향에서 주파수 종속 투과성를 가진다.

예시적인 치수와 좌표축은 도 31에 도시된다. FSS(3102)는 실질적으로 동일평면의 세 인공 자기 분자층을 포함한다.

상기 인공 자기 분자는 중첩 용량연결된 루프로 실행되는 것이 바람직하다.

도 31의 실시예에서, FSS(3102)는 제 1층(3112), 제 2 층(3114) 및 제 3층(3116)의 인공자기 분자를 포함한다.

제 1 유전층(3118)은 제 2층(3114)의 인공자기 분자로부터 제 1층(3112)의 인공자기 분자를 분리한다.

상기 층들(3112,3114,3116)은 각각의 평면내의 동일평면에서 도시된다. 상기 배치는 특히 화학적 또는 다른 공정으로 에칭 및 PCB표면상의 금속 층을 증착시키는 종래의 인쇄회로기판 제조기술을 사용하여 제조하는데 적절하다.

다른 실시예에서, 실질적으로 동일평면이 아닌 인공자기 분자의 층을 형성하는 다른 제조기술로 대체될 수 있다.

역시 AMC(3100)은 두 유전체 층(3118,3120)으로 분리된 세층(3112,3114,3116)의 루프를 포함한다. 다른 실시예에서, 루프층과 유전체 층의 다른 조합이 사용될 수 있다.

일반적으로, 공개된 실시예에 따른 FSS는 n층의 루프와 루프층을 격리시키는 n-1층의 유전체 층을 포함하게 될 것이다.

스페이서 층(3106)은 유전체 물질내에 일정간격으로 위치한 금속 로드(3108)를 포함한다. 바람직하게는 각층의 루프(3112,3114,3116)의 각루프는스페이서층(3106)의 로드(3108)와 결합된다. 예를들어 상술한 바와 같은 어떤 적절한 제조방법이 스페이서 층(3108)의 막대형상의 매체를 제조하기위해 사용될 수 있다.

도 32는 각층(3112,3114,3116)은 FSS(3102)상에 일정간격으로 이격되고 실절적으로 동일한 육각형 루프를 포함한다.

각루프는 루프의 자체 인덕턴스를 조절하도록 노치되고 루프의 공명 주파수를 조절하는 갭을 포함한다.

도 31 및 32의 실시예는 오직 예시적인 것이다. 다른 실시예에서는 다른 크기 및 형상의 루프가 다른 수의 층 또는 배치에 따라 사용될 수 있다.

하기하는 바와 같이 본 실시예는 다중 반사 위상 공명 또는 밴드 수행을 보이는 인공자기 컨덕터 또는 다양한 고임피던스 표면을 제공한다.

고표면임피던스를 위한 공명주파수는 조화롭게 관련되지 않고 설계되거나 제작되는 주파수에서 발생한다. 이것은 하나 또는 그이상의 로렌츠 공명을 나타내는 주파수를 가진 작용을 가진 상부층의 텐서 투자율을 설계함으로써 달성된다.

본 발명의 특정 실시예가 도시되고 서술되었으난 변형도 가능하다. 인공 유전체 및 자기 물질을 사용함으로써 AMC를 억제하는 다중밴드 표면파를 구축할 목적으로 음의 축 투자율 및 억제된 축상 투과성을 가지는 등방물질을 사용하거나 제조하는 다른 방법은 여기에 서술된 실시예의 연장선상에 있다.

어떤 다른 방법은 의도된 작동 밴드의 위치와 로렌츠 물질공명사이의 상호관계를 위해 여기에 서술됨으로써 당업자에 의해 유리하도록 사용될 수 있다.

따라서, 부속된 청구범위는 본 발명의 진정한 사상 및 범위에 따른 변화와 변경을 포함하는 것이다.

유효 횡단 투자율에서 공명의 목적은 다중 밴드의 높은 표면 임피던스를 제공하기 위한 것이다.

Claims

인공자기 컨턱터(AMC)를 포함하는 안테나 시스템에 있어서,

주파수 종속표면에 수직방향으로 주파수 종속 투과성를 가지는 주파수 선택표면;

전도 그라운드 평면(806) 및

주파수 선택표면 및 전도 그라운드 평면사시에 배치된 막대형상의 매체(808)을 가지는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 AMC에 근접한 안테나(304)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 2항에 있어서, 상기 주파수 선택 표면이 전도 그라운드 평면으로부터 거리 h로 균일하게 이격되고 동일평면상에 잇는 동일하고 일정하게 이격된 다수의 루프(804)를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 3항에 있어서, 상기 루프는 범위 100에서 2000사이의 주파수 선택표면의 평면내에 횡단 효과 관련 투자율및인 낮은 주파수 한계를 가지도록 배치되는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 2항에 있어서, 상기 주파수 선택 표면이 특정 주파수에서 하나 또는 그이상의 로렌츠 물질 공명을 나타내는 평균 투과성를 가지는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 AMC는 둘 또는 그 이상의 AMC공명 주파수 밴드로 0도 반사 위상으로 공명되도록 형성되고 상기 막대 형상의 매체는 스페이서 층을 통해 연장된 금속 포스트층을 포함하는 스페이서 층으로 구성되며, 주파수 선택표면(FSS)은 상기 스페이서 층에 배치되고, 유효 매체로써 주파수 선택표면은 둘 또는 그이상의 AMC 공명주파수 밴드와는 다른 미리 설정된 주파수에서 하나 또는 그 이상의 로렌츠 공명을 가지는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
안테나 시스템에 있어서,

전도 그라운드 평면(806),

상기 그라운드 평면에 배치된 스페이서 층(808) 및

각 루프는 유사형상 및 유사 크기를 가지며 하나 또는 그 이상의 동일 평면 루프는 평균 투과성에 따른 주파수를 발생시키는 둘 또는 그 이상의 주파수 밴드에서 공명하는 동일평면의 루프(804)의 하나 또는 그 이상의 층; 및

인공 자기 컨덕터에 근접한 안테나(304)로 구성되는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 7항에 있어서, 동일평면 루프의 하나 또는 그 이상의 층이 제 1 평면내에서 간격 P로 규칙적으로 이격된 루프의 제 1 층(902)과 제 2 평면내에서 규칙적으로 이격된 루프의 제 2층(904)으로 구성된 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 7항에 있어서, 인접한 루프들사이의 일련의 정전용량을 발생시키는 외부 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
제 7항에 있어서, 하나 또는 그 이상의 동일평면 루프 층의 각각을 분리하는 하나 또는 그이상의 유전체 층을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
안테나 시스템에 있어서,

전도 그라운드 평면(806);

상기 전도 그라운드 평면과 전기적으로 접촉하는 전도 로드(808)에 의해 관통된 유전체 층(912);

제 1 주파수에서 공명하는 정전용량적으로 연결된 루프의 제 1 층(902), 유전체 스페이서 층 및 주파수 선택적인 평면에 수직인 방향에서 주파수 종속 투과성을 가지며, 제 2 주파수에서 공명하는 정전용량적으로 연결된 루프의 제 2 층(904)를 포함하고 유전체 층에 배치된 주파수 선택표면(910) 및

주파수 선택 표면에 인접하여 위치한 안테나(304)로 구성되는 것을 특징으로 하는 안테나 시스템.
둘 이상의 공명주파수 밴드에서 0도의 반사 위상으로 공명하는 인공 자기 컨덕터(300)에 있어서,

상기 인공자기 컨덕터가 공명주파수 밴드와는 다른 미리 설정된 주파수에 비조화적으로 관련되고 독립적인 횡단 투자율에서 다수의 로렌츠 공명을 가지는 주파수 선택표면을 포함하는 것을 특징으로 하는 인공 자기 컨덕터.
다중 공명 주파수에서 공명하는 인공 자기 컨덕터(AMC)(300)에 있어서,

제 1 층 및 제 2층, 각층은 층 텐서 투자율과 층 텐서 투과성으로 구성되는 유효 매체 모델로 구성되고 각 층 텐서 투자율과 층 텐서 투과성은 각각의 층과 각층에 수직인 z 텐서 방향을 가진 내평면인 x 및 y 텐서 방향인 주요 사선방향에서 비제로 요소를 가지는 것을 특징으로 하는 인공 자기 컨턱터(AMC).
제 13항에 있어서, 상기 유효매체 모델이 y 텐서 방향과 주파수로 변화되고 하나 또는 그 이상의 로렌츠 공명을 나타내는 는 x 텐서 방향에서 횡단 투자율을 특징을 하는 인공 자기 컨덕터(AMC).
제 14항에 있어서, 제 1층의 횡단 투자율이를 모델로 하고,

여기서 Y(ω)는

한부분 회로 Y(ω)=jω+를 위해 포스터의 제 2 모범형태로 서술되는 입장함수이고,

여기서 j는 가공의 연산자이, ω는 라디안 주파수,는 자유공간의 투자율,는 ω가 절대값에 근접함에 따라 제 1 층의 횡단 정전용량에서 점근제한이며는 ω가 0에 근접함에 따라 모델의 분기 인덕턴스상의 점근 제한이며,은 분기 저항,은 분기 인턱턴스 및은 분기 정전용량인 것을 특징으로 하는 인공 자기 컨덕터(AMC).
고임피던스 표면으로써 제 1 고임피던스 주파수 밴드 및 제 2 고 임피던스 주파수 밴드중 하나이상에서 작동가능한 인공 자기 컨덕터(300)에 있어서,

스페이서 층; 및

상기 스페이서 층과 인접하여 배치되고로 정의되는 횡단 투자율을 가지는 주파수 선택표면(FSS)으로 구성되고,

여기서, Y(ω)는 주파수 선택표면을 위한 주파수 종속 입장함수이고, j는 가상의 연산자, ω는 각도 주파수에 일치하고는 자유공간 투자율 및 t는 주파수 선택표면의 두께와 일치하는 것을 특징으로 하는 인공자기 컨덕터.
제 16항에 있어서, 상기 FSS층이로 정의되는 평균투자율을 가지고, 여기서 Z(ω)는 주파수 주파수 종속 임피던스함수이고, j는 가상의 연산자, ω 는 각도 주파수에 일치하고,는 자유공간 투과성 및 t는 주파수 선택표면의 두께와 일치하는 것을 특징으로 하는 인공자기 컨덕터.