KR20010080514A - Ｇｓｍ 이동 무선 시스템에서 채널 코딩을 위한 방법,기지국, 및 가입자국 - Google Patents

Ｇｓｍ 이동 무선 시스템에서 채널 코딩을 위한 방법,기지국, 및 가입자국 Download PDF

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Abstract

GSM 이동 무선 시스템에서 채널 코딩을 위한 귀납 계통적 코드들(RSC)을 사용하는 것이 본 발명에 따라 제시된다. 이전 개념과는 다르게, 이러한 RSC 코드들은 기존의 GSM 이동 무선 시스템에 설치된 하드웨어를 기반으로 하여 사용될 수 있다. 상기 RSC 코드들은 적응성 다중 레이트 코더(AMR)를 도입하는 동안 도입될 수 있다.

Description

ＧＳＭ 이동 무선 시스템에서 채널 코딩을 위한 방법, 기지국, 및 가입자국{METHOD, BASE STATION AND SUBSCRIBER STATION FOR CHANNEL CODING IN A GSM MOBILE RADIOTELEPHONE SYSTEM}
GSM 이동 무선 시스템은 100개 이상의 네트워크에서 전세계 1억 이상의 가입자에 대해 설치된다. GSM 이동 무선 시스템에서, 데이타(예를 들면, SMS 또는 GPRS와 같은 데이타 서비스 내의 음성 또는 데이타)는 전자기파를 이용하여 무선 인터페이스를 경유하여 전송된다. 상기 무선 인터페이스는 기지국 및 가입자국들 사이에 연결되고, 상기 가입자국들은 이동국들이거나 정지 무선국들이다. 상기 전자기파는 GSM 이동 무선 시스템에서 900, 1800, 1900MHz 의 주파수 밴드 내에 있는 커리어 주파수를 가지고 방사된다.
이동 통신 시스템에 있어서, 상기 무선 인터페이스를 경유하여 데이타를 전송하기 위해 채널 코딩이 필요하다. 이러한 채널 코딩은, 예를 들면 14.4 Kbps 데이타, FR(풀-레이트)음성, HR(하프-레이트)음성과 같은 상이한 서비스들에 대해 상이한 채널 코딩을 갖는다. 상기 채널 코딩 및 수신단에서의 상보적인 채널 디코딩은 가능한 한 낮은 비트 에러율(BER)을 획득하는 것이 목적이다.
지금까지, 단지 비계통적 비귀납적 컨벌루셔널 코드(NSC-nonsystematic convolutional codes)들이 GSM 이동 무선 시스템(그리고 다른 필적하는 시스템)에서 채널 코딩을 위해 사용되었다. 이러한 코드들에 있어서, 코딩된 비트는 컨벌루션 코딩에 의해 현재 및 과거 정보의 가중치 합으로부터 발생된다. 1/2의 코딩율에서, 예를 들면 각각 다른 가중치 합을 가진 2개의 코딩된 비트들은 따라서 하나의 정보 비트들로부터 발생된다(도2를 보라). 이러한 합계의 가중치 및 이에 따른 상기 코딩된 비트들의 발생은 소위 다항식 발생기에 의해 결정된다. 따라서, 예를 들면 다항식 1 + D3+ D4는 코딩된 비트가 현재, 제3 과거, 그리고 제4 과거 정보 비트의 합으로 부터 생성되도록 결정한다.
채널 코딩 기간동안 코딩된 비트들은 상기 무선 인터페이스를 경유하여 전송되고, 수신단에서 디코딩된다. 빈번하게 사용되는 디코딩 알고리즘은 비터비 알고리즘이다. 상기 디코딩 과정은 동일하고 계산 집약적이기 때문에, 특히 기지국에서 이러한 목적을 위해 하드웨어 칩들(주문형 반도체(ASICs))이 사용된다. 일반적으로, 이러한 주문형 반도체들은 특정 디코딩 체계만을 처리할 수 있고, GSM의 경우에는 비귀납적 흐름들에 대해서만 가능하다.
GSM 이동 무선 시스템에 대한 새로운 음성 코딩 메세지가 도입되는 경우에, 지금까지 제안된 채널 코딩 방법들(ETSI SMG11; Tdoc SMG11 205/98, 159/98 및 147/98, 9.28.98)은 현존하는 하드웨어와의 호환성을 위해 비귀납적 코드에 배타적으로 기초하고 있다. 개발과정에서 많은 제조자들이 관련되었음에도 불구하고(Tdoc SMG11 205/98, 159/98 및 147/98, 9.28.98를 보라) 다른 코드 타입들은 예외적인 것으로 생각되어 왔다.
본 발명은 범유럽 셀룰러 이동 통신 시스템(GSM)에서 채널 코딩을 위한 방법, 기지국, 그리고 가입자국에 관한 것이다.
도1은 공지된 GSM 이동 무선 시스템 네트워크이다.
도2는 비계통적 비귀납적 코드이다.
도3은 동일한 귀납 계통적 컨벌루셔널 코드이다.
도4는 코딩 플로우 챠트이다.
도5는 코딩 및 디코딩에 사용되는 다항식들이다
도6은 디코딩 플로우 챠트이다.
본 발명의 목적은 개선된 전송 콸러티를 위한 채널 코딩 방법 및 이에 따른 장치를 구현하는 것이다. 상기 목적은 제1항에 따른 방법 및 제10항 및 제11항에 따른 장치로부터 달성된다.
본 발명에 따라, 채널 코딩을 위한 귀납 계통적 코드들(RSC codes)을 사용하는 것이 제안된다. 이는 예를 들어 하프 레이트에서 제1 코딩된 비트가 현재 정보 비트에 상응하고(계통적) 제2 코딩된 비트는 현재 및 과거 정보 비트들과 과거 코딩된 비트들로 부터 생성된다(귀납적)는 점에서 NSC 코드들과는 상이하다. 따라서, 귀납 계통적 코드들이 개선된 코드 특성 및 특히 고 비트 에러율에서 이에 따른 개선된 에러 보정 특성들을 가진다는 사실을 이용하여 피드백된 코드들이 사용된다.
E.offer,"Decoding mit Qualitaetsinformation bei verketteten Codiersystemen"(콘코디네이트 코딩 시스템에서 콸러티 정보를 가진 디코딩), VDI-Verlag, Series10, Vol.443, Duesseldorf1996, P.21 ff 및 P.119 ff 에서 알려진 상기 RSC 코드들은 디코딩 과정에서 변화를 야기하고 따라서 하드웨어 호환성을 가지지 못하기 때문에 이전에 사용되지 않았다. 채널 코딩에 있어서 RSC 코드들의 도입은 설치된 기지국들이 새롭게 변경되어야 하기 때문에 불가능했다. 그럼에도불구하고 하드웨어 구조는 송신단과 수신단에서 모두 유지될 수 있기 때문에 RSC 코드들은 GSM 이동 무선 시스템에서 채널 디코딩을 위해 도입될 수 있다.
수신단에서 채널 디코딩 후 상기 귀납 계통 코드의 일부를 가지고 분모 다항식에 기초하여 후-처리를 수행하는 것이 제안된다. 본 발명의 선호되는 구현에 있어서, 상기 디코딩 과정은 이전과 같이 NSC 코드의 디코딩을 통해 수행되며, 즉 새로운 RSC 코드의 비귀납적 요소-분자 다항식-를 통해 수행된다. 이러한 하드웨어 - 호환성 디코딩 후, 후-처리가 뒤따르고 여기서 이러한 방법으로 획득된 비트들은 다시 분모 다항식을 이용하여 코딩된다. 바람직하게는 이런 후-처리는 후에 기존 스테이션들에 쉽게 장착될 수 있는 프로그래밍 수단, 즉 소프트웨어를 통해 수행된다.
상기 후-처리 코딩은 비싸지 않고 모든 기지국에서 추가적인 단계로서 수행될 수 있다. 이러한 재코딩은 송신단 데이타 시퀀스의 정확한 비트들을 제공한다.
이전에 설치된 하드웨어에서는 불가능한 귀납적 디코딩은 두개의 비귀납 연속적 개별 단계들에서 디코딩함으로써 대체될 수 있다. 제1 단계는 귀납적 코드의 분자 다항식을 이용하여 디코딩하는 것이고, 제2 단계는 귀납적 코드의 분모 다항식을 사용하여 코딩하는 것이다. 필요하다면 이미 설치된 하드웨어를 사용하여 계통 귀납적 코드들을 재생산하는 것도 가능하다. 상기 제1 단계는 이전의 디코딩에 해당하고 제2 단계는 상기 후-처리에 해당한다.
동일한 RSC 및 NSC 코드들의 다항식들이 도2 및 도3에서 간단히 설명된다. 전형적인 NSC 코드에서(예를 들면, GSM/TCHFS등).
다항식 발생기는 다음과 같다.
NSC 코드들의 다항식; G1= 1 + D3+ D4
G2= 1 + D + D3+ D4
동일한 RSC 코드는 예를 들어 G1으로 나눔으로써 생성된다;
G1= 1
RSC 코드 다항식;
이러한 RSC 코드들은 채널 에러율이 코딩되지 않은 비트들(계통적 요소)로 인해 초과되지 않기 때문에 코어 채널의 경우에 저비트 에러율(10-4의 비트 에러율까지)이 가능하다는 장점을 가진다. 대조적으로, 코딩된 비트들의 비트 에러율은 매우 열악한 채널 조건들 하에서 채널 에러율보다 더 커질 수 도 있다.
본 발명의 선호되는 구현에 있어서, 선행 지식은 수신단에서의 전탐지로부터 얻어지고, 상기 선행 지식은 뒤이은 채널 디코딩에 사용된다. 코딩된 음성을 전송하는 동안 많은 음성 파라미터들 및 이에 따른 비트들은 거의 변하지 않고 과거의 파라미터들로부터 현재값을 예측하는 것이 가능하다. 수신된 현재값이 예측값으로부터 상당히 어긋난 경우에는 전송 에러의 가능성이 높고, 예를 들어 수신된 값이 예측값으로 대체될 수 있다.
이러한 선행 지식이 채널 디코더에 도입되고 디코딩 알고리즘이 비계통적 코드의 사용으로 인해 수정되어져야 하기 때문에 대부분의 경우에 불가능했었다. 일반적으로 상기 수정은 하드웨어 호환성이 없었다. RSC 코드들이 사용되면 수신된 비트들의 일부는 코딩되지 않기 때문에 상기 선행 지식은 디코딩 공정 전에 간단하게 도입될 수 있다. 상기 디코딩 공정 자체는 수정될 필요가 없다.
이미 설명되었듯이, 수신된 비트들의 일부는 코딩되지 않은 정보 비트들이다. 채널 상태가 양호하다면, 즉 어떤 전송 에러들도 예상되지 않는다면, 채널 디코딩은 생략될 수 있고 단지 정보 비트들만이 사용된다. 전송 콸러티는 채널 추정기로부터 정보를 추정함으로써 채널 디코더에 앞서 일찍 결정될 수 있다. 그리고 나서 디코딩이 필요한지 여부에 대한 결정이 이루어진다. 에너지 소비가 핵심적인 콸러티 척도가 되는 가입자국들에서 상기 디코더가 스위치 오프될 수 있다는 것은 큰 장점이 된다. 이는 전력을 절약한다. 게다가, 채널 디코딩을 위한 하드웨어가 높은 전송 콸러티가 항상 기대되는 응용예들-예를 들면 원격 측정 서비스 등에서 링킹을 위한 SMS 응용들-에서 생략될 수 있다.
코딩을 뒤따르는 비귀납적 디코딩으로 인해 기존의 GSM 이동 무선 시스템에서 상기 장점들을 가지고 기존의 하드웨어 상에서 RSC 코드들을 이용하는 것이 가능해 진다.
도1에 따른 공지된 GSM 이동 무선 시스템의 네트워크 구조를 기초로 하여 도2 및 도3에 따른 코드들을 참조하여 본 발명의 실시예들이 상세히 설명될 것이다.
도1에 제시된 GSM 이동 무선 시스템은 함께 네트워크 되어지고 각각 랜드라인 네트워크 PSTN에 접속을 설정하는 복수의 이동 전화 교환국(MSC)으로 구성된다. 상기 이동 전화 교환국들(MSC)은 기지국들(BS)을 제어하기 위해 각각 적어도 하나의 기지국 제어기(BSC)와 연결된다. 상기 기지국 제어기들(BSC)은 적어도 하나의 기지국(BS)과 연결된다. 운용 유지 센터(OMC)는 이동 무선 시스템 또는 그 부분들에 대한 제어 및 유지 기능을 담당한다.
기지국(BS)은 무선 인터페이스를 경유하여 가입자국들, 예를 들면 이동국들(MS) 또는 다른 이동 및 정지 단말들과 연결될 수 있다. 각 기지국(BS)은 적어도 하나의 무선셀을 형성한다. 도1은 기지국(BS)과 이동국들(MS) 사이에서 사용자 정보를 전송하기 위한 연결망을 보여준다.
제시된 코딩 방법들에 있어서, 음성 정보는 사용자 정보로서 전송된다. 음성 정보의 비트들은 에러에 대한 민감도에 따른 가중치에 따라 3 클래스(1a,1b,2)으로 나뉘어 진다. 가장 중요한 비트들(클래스 1a)은 주기적 덧붙임 검사(CRC) 에러 보호 코딩에 의해 추가적으로 보호된다. 클래스 1a 및 1b 는 컨벌루셔널하게 코딩되고 펑쳐된다. AMR에서, 코딩 후에 데이타의 인터리빙이 이전에 FR 및 HR에 대해 도입된 인터리빙 배치들에 따라 수행된다.
14개의 코딩방법들이 상기 AMR 코더와 연관되어 제시되고, 전송 상태에 따라 상기 코딩 방법들로 부터 선택된다. 이들 중 8개의 코딩 방법들은 풀-레이트 모드에서 사용되고 나머지 6개의 코딩 방법들은 하프-레이트 모드에서 사용된다.
프레임당(20ms) 2개의 비트들 넷(코딩 후 4 또는 각각 8개의 비트들 그로스)을 가지는 인-밴드 신호가 상기 코딩 모드를 표시하거나 또는 교대 프레임들에서 전송 콸러티를 표시하기 위해 사용된다. 상기 2개의 비트들은 4개의 코딩 모드들을 표시하기 위해 사용될 수 있다. 상기 인-밴드 신호에 의해 사이에서 스위치될 수 있는 상기 코딩 모드들은 이전에 선택되어져야 한다.
다음 단계들이 모든 모드들에 적용된다:
1. 인-밴드 신호의 정보는 블록 코드로 코딩된다.
2. 사용자 정보는 중요성(클래스)에 따라 저장된다.
3. 음성 및 패러티 비트들을 가진 단어들을 발생시키면서, 상기 정렬된 사용자 정보 비트들은 계통적 블록 코드(CRC)로 코딩된다.
4. 이런 코딩된 비트들 및 클래스1의 나머지 비트들은 컨벌루션하게 코딩된다.
5. 상기 코딩된 비트들은 요구되는 비트율을 획득하기 위해 펑쳐된다.
6. 보호되지 않은 비트들은 펑쳐된 데이타들을 가지고 프레임 내로 삽입된다(단지 하프-레이트 모드에 대해).
7. 상기 비트들은 재배치되고 소위 스틸링(stealing) 플레그를 삽입하면서 상기 코딩된 인-밴드 비트들은 인터리빙된다.
[공백]에서 사용된 표시들은 다음과 같은 의미를 가진다.
k,j 데이타 블록 또는 버스트에서 비트들의 번호
KX블록에서의 비트들의 수, x는 데이타 타입을 규정함
n 출력 데이타 블록들의 번호
N 선택된 데이타 블록
B 버스트 및 블록들의 번호
s(k) 분류전의 음성정보, k=1....KS(도4의 인터페이스(0))
d(k) 채널 코딩전의 음성정보, k=1....Kd-1(도4의 인터페이스(1))
id(k) 인-밴드 신호의 비트들, k=0,1
ic(k) 인-밴드 신호의 코딩된 비트들, k=0...3(HR), 7(FR)
u(k) 제1 코딩 단계후의 데이타, k=0,1,...KU-1
(블록 코딩, CRC 코딩), (도4의 인터페이스(2))
c(n,k),c(k) 제2 코딩 단계후의 데이타, k=0,1...KC-1, n=0,1...N+1
(컨벌루셔널 코딩), (도4의 인터페이스(3))
i(B,k) 인터리빙된 데이타, k=0,1...KJ-1, B=B0,B0+1,...
e(B,k) 버스트 비트들, k=0,1,114,115, B=B0,B0+1,...
(도4의 인터페이스(4))
풀-레이트(FR) 모드에서의 코딩
인-밴드 신호 비트들의 코딩:
클래스들로 비트들의 분배
클래스2 비트들은 존재하지 않는다.
코더 및 그에 따른 디코더에 대한 핵심적인 파라미터들은 제1 코딩 단계에 대해 다음과 같이 특정된다.
코딩 모드 코딩된 음성비트들(Kd) CRC-보호된비트들(Kd1a) 테일(tail)비트들의 수(Ntail) 제1 코딩 단계후비트들의 수(KS=Kd+6+Ntail)
CH-0FS 244 81 5 255
CH-1FS 204 65 5 215
CH-2FS 159 75 6 171
CH-3FS 148 61 6 160
CH-4FS 134 55 6 146
CH-5FS 118 55 6 130
CH-6FS 103 49 6 115
CH-7FS 95 39 6 107
a)패러티 비트들:
6 비트 CRC(주기적 덧붙임 검사)는 에러 탐지를 위해 사용된다. 이러한 6개의 패러티 비트들은 다음의 주기적 다항식 발생기를 사용하여 발생된다: 클래스1의 제1 Kd1a비트들에 대해 g(D)= D6+ D5+ D3+ D2+ D1+ 1 , Kd1a는 상기 테이블에따라 클래스1a 비트들의 수를 특정한다. 상기 주기적 코드를 갖는 상기 코딩은 계통적인 방식으로 수행된다:
GF(2)에서, 다항식들:
d(0)D(Kd1a+ 5) + d(1)D(Kd1a+ 4) +....+d(Kd1a- 1)D(6)+
p(0)D(5)+...+p(4)D + p(5), 여기서 p(0),p(1)...p(5)는 g(D)로 나뉘어져서 "0"을 제공하는 패러티 비트들이다.
b) 테일링 비트들 및 재배열
정보 비트들 및 패러티 비트들이 모아지고 소위 테일 비트들이 첨부된다:
u(k)=d(k) k=0,1....Kd1a-1
u(k)=p(k-Kd1a) k=Kd1a,Kd1a+1...Kd1a+5
u(k)=d(k-6) k=Kd1a+6,Kd1a+7...Kd+5
u(k)=코딩 모드에 의존
따라서, 제1 코딩 단계(u(k))후에 각 코딩 모드에 대해 다음과 같은 내용들이 정의된다.
CH0-FS: u(k)=d(k) k=0,1....80
u(k)=p(k-81) k=81,82....86
u(k)=d(k-6) k=87,88.....249
u(k)= k=250,251.....254에 대해 특정
CH1-FS: u(k)=d(k) k=0,1....64
u(k)=p(k-65) k=65,66....70
u(k)=d(k-6) k=71,72.....209
u(k)= k=210,211.....214에 대해 특정
CH2-FS: u(k)=d(k) k=0,1....74
u(k)=p(k-75) k=75,76....80
u(k)=d(k-6) k=81,82.....164
u(k)= k=165,166.....170에 대해 특정
CH3-FS:u(k)=d(k) k=0,1....60
u(k)=p(k-61) k=61,62....66
u(k)=d(k-6) k=67,68.....153
u(k)= k=154,155.....159에 대해 특정
CH4-FS: u(k)=d(k) k=0,1....54
u(k)=p(k-55) k=55,56....60
u(k)=d(k-6) k=61,62.....139
u(k)= k=140,141.....145에 대해 특정
CH5-FS: u(k)=d(k) k=0,1....54
u(k)=p(k-55) k=55,56....60
u(k)=d(k-6) k=61,62.....123
u(k)= k=124,125.....129에 대해 특정
CH6-FS: u(k)=d(k) k=0,1....48
u(k)=p(k-49) k=49,50....54
u(k)=d(k-6) k=55,56.....108
u(k)= k=109,110.....114에 대해 특정
CH7-FS: u(k)=d(k) k=0,1....38
u(k)=p(k-39) k=39,40....44
u(k)=d(k-6) k=45,46.....100
u(k)= k=101,102.....106에 대해 특정
컨벌루셔널 코더
제1 코딩 단계(u(k))의 비트들은 귀납 계통적 컨벌루셔널 코드로 코딩된다( 도4를 보라). 펑쳐링 및 반복후의 출력 비트들의 수는 상기 코딩 방법의 모든 모드에 대해 448 비트들이다.
코딩 모드 컨벌루셔널 코드다항식 발생기 코더율 코더에서 수신된 비트들의 수 코더에 의해 출력된 비트들의 수 펑쳐된 비트들의 수 반복된 비트들의 수
CH0-FS G12,G13 1/2 255 510 62 0
CH1-FS G12,G13,G14 1/3 215 645 197 0
CH2-FS G12,G15,G16 1/3 171 513 65 0
CH3-FS G12,G15,G16 1/3 160 480 32 0
CH4-FS G12,G15,G16 1/4 146 584 136 0
CH5-FS G12,G15,G16,G17 1/4 130 520 72 0
CH6-FS G12,G15,G16,G17 1/4 115 460 12 0
CH7-FS G12,G15,G16,G17 1/4 107 428 19 39
귀납적 코드들을 이용한 코딩/디코딩에 대한 상세한 내용들은 C.Berrou,A.Glavieux,"Near optimum error-correction coding and decoding:turbocodes" - "Reflections on the prize paper", IEEE Inf.Theory Soc.Newsletter,vol.48,No2,June 1998 및 C.Berrou and A.Glavieux:"Near optimum error-correction coding and decoding:turbo codes" ,IEEE Trans.on Comm, vol.44,pp.1261-1271, October 1996 에 제시되어 있다.
상기 코딩 모드들이 뒤이어 제시된다.
CH0-FS
255개 비트들(u(0)....u(254))의 블록은 다음 다항식들을 이용하여 1/2 레이트에서 코딩된다:
G12=1
G13=(1+D2+D4+D5)/(1+D+D2+D3+D5)
G12=1을 가진 코딩은 입력 비트가 단지 1을 곱한, 즉 코딩되지 않고 전송된 것을 의미한다.
각 입력 비트로부터, 하나의 출력 비트가 G12 또는 G13을 가진 코딩에 의해 각각 발생된다. 이들은 상기 코더의 출력에서 연속적으로 나타난다.
따라서, 일련의 255개의 입력 비트들의 입력 시퀀스는 상기 코더의 출력에서 510개의 코딩된 일련의 비트들(C(0)...C(509))을 발생시키고, 이는 다음과 같이 정의된다.
C(2k)=u(k)
C(2k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(2k-1)+C(2k-3)+C(2k-5)+C(2k-9),k=0,1....254; k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
따라서 출력 비트들은 G12 및 G13을 가지고 교대로 코딩된다.
상기 코드는 다음 62개의 코딩된 비트들이 전송되지 않도록 펑쳐된다;
{C(4*j+1),j=79,80...127},C(363),C(379),C(395),C(411),C(427),C(443),C(459),C(475),C(491),C(495),C(499),C(503),C(507)
결과적으로 c에서 인-밴드 신호 비트들에 첨부된 448개의 코딩 및 펑쳐된 비트들(P(0)...P(447))의 블록이 존재한다.
c(k+8)=P(k) k=0,1....447
CH1-FS
215개 비트들{u(0).....u(214)}의 블록은 다음 다항식들을 이용하여 1/3 레이트에서 코딩된다:
G12=1
G13=(1+D2+D4+D5)/(1+D+D2+D3+D5)
G14=(1+D3+D4+D5)/(1+D+D2+D3+D5)
그리고 다음과 같이 정의된 645개의 코딩된 비트들{C(0)....C(645)}을 발생시킨다:
C(3k)=u(k)
C(3k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(3k-2)+C(3k-5)+C(3k-8)+C(3k-14)
C(3k+2)=u(k)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(3k-1)+C(3k-4)+C(3k-7)+C(3k-13)
k=0,1....214 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
상기 코드는 다음 197개의 코딩된 비트들이 전송되지 않도록 펑쳐된다:
{C(12*j+5),C(12*j+8),C(12*j+11)} j=0,1...25
{C(12*j+2),C(12*j+5),C(12*j+8),C(12*j+11)} j=26,27....52
C(2),C(610),C(622),C(628),C(634),C(637),C(638),C(640),C(641),C(643),C(644)
결과적으로, c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된 448개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(447)}의 블록이 존재한다.
c(k+8)=P(k) k=0,1....447
CH2-FS
171개 비트들{u(0).....u(170)}의 블록은 다음 다항식들을 이용하여 1/3 레이트에서 코딩된다:
G12=1
G15=(1+D+D2+D3+D6)/(1+D2+D3+D5+D6)
G16=(1+D+D4+D6)/(1+D2+D3+D5+D6)
그리고 다음과 같이 정의된 513개의 코딩된 비트들{C(0)....C(512)}을 발생시킨다:
C(3k)=u(k)
C(3k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(3k-5)+C(3k-8)+C(3k-14)+C(3k-17)
C(3k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(3k-4)+C(3k-7)+C(3k-11)+C(3k-16)
k=0,1....170 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
상기 코드는 다음 65개의 코딩된 비트들이 전송되지 않도록 펑쳐된다:
C(21*j+20) j=0,1...15
{C(21*j+8),C(21*j+11),C(21*j+17),C(21*j+20)} j=16,17....23
C(1),C(2),C(4),C(5),C(8),C(326),C(332),C(488),C(497),C(499),C(502),C(505),C(506),C(508),C(509),C(511),C(512)
결과적으로, c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된 448개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(447)}의 블록이 존재한다.
c(k+8)=P(k) k=0,1....447
CH5-FS,CH6-FS,CH7-FS 모드들에 사용된 다항식은 다음과 같다.
G17=(1+D2+D3+D4+D5+D6)/(1+D2+D3+D5+D6)
CH3-FS,CH4-FS,CH5-FS,CH6-FS,CH7-FS 모드들에 대한 주요값은 다음과 같다.
CH3-FS
C(3k)=u(k)
C(3k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(3k-5)+C(3k-8)+C(3k-14)+C(3k-17)
C(3k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(3k-4)+C(3k-7)+C(3k-11)+C(3k-16)
k=0,1....159 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
다음 비트들은 전송되지 않는다:
{C(18*j+2),C(21*j+8),C(21*j+11),C(21*j+17)} j=20,21....25
C(353),C(359),C(470),C(473),C(475),C(476),C(478),C(479)
CH4-FS
C(4k)=u(k)
C(4k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(4k-7)+C(4k-11)+C(4k-19)+C(4k-23)
C(4k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(4k-10)+C(4k-18)+C(4k-22)
C(4k+3)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)+C(4k-5)+C(4k-9)+C(4k-17)+C(4k-21)
k=0,1....145 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
다음 비트들은 전송되지 않는다:
{C(32*j+7),C(32*j+15),C(32*j+23),C(32*j+27),C(32*j+31)} j=0,1....10
{C(16*j+3),C(16*j+7),C(16*j+11),C(16*j+14),C(16*j+15)} j=22,23....35
C(2),C(3),C(11),C(331),C(566),C(570),C(578),C(579),C(581),C(582),C(583)
CH5-FS
C(4k)=u(k)
C(4k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(4k-7)+C(4k-11)+C(4k-19)+C(4k-23)
C(4k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(4k-6)+C(4k-10)+C(4k-18)+C(4k-22)
C(4k+3)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)+C(4k-5)+C(4k-9)+C(4k-17)+C(4k-21)
k=0,1....129 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
다음 비트들은 전송되지 않는다:
{C(32*j+11),C(32*j+23),C(32*j+31)} j=0,1....9
{C(32*j+7),C(32*j+11),C(32*j+15),C(32*j+23),C(32*j+27),C(32*j+31)} j=10,11....15
C(499),C(510),C(514),C(515),C(518),C(519)
CH6-FS
C(4k)=u(k)
C(4k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(4k-7)+C(4k-11)+C(4k-19)+C(4k-23)
C(4k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(4k-6)+C(4k-10)+C(4k-18)+C(4k-22)
C(4k+3)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)+C(4k-5)+C(4k-9)+C(4k-17)+C(4k-21)
k=0,1....114 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
다음 비트들은 전송되지 않는다:
C(16*j+11) j=22,23....28
C(450),C(451),C(454),C(455),C(458)
CH7-FS
C(4k)=u(k)
C(4k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)u(k-6)+C(4k-7)+C(4k-11)+C(4k-19)+C(4k-23)
C(4k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(4k-6)+C(4k-10)+C(4k-18)+C(4k-22)
C(4k+3)=u(k)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-4)+u(k-5)+u(k-6)+C(4k-5)+C(4k-9)+C(4k-17)+C(4k-21)
k=0,1....94 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
다음 비트들은 제거된다:
C(1),C(2),C(3),C(6),C(7),C(11),C(367),C(383),C(399),C(407),C(415),C(418),C(419),C(421),C(422),C(423),C(425),C(426),C(427)
409개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0).....P(408)}의 블록에 있어서, 39개의 비트들은 다음과 같이 반복된다:
P(409+k)=P(10+k*8) k=0,1....38
하프-레이트 모드(HR)에서의 코딩
인-밴드 신호 비트들의 코딩
id(0,1) ic(0...3)
00 0000
01 1001
10 0111
11 1110
클래스들로의 비트들의 분배
코딩 모드 블록당 음성 비트들의 수 블록당 클래스-1 비트들의 수 블록당 클래스-1a 비트들의 수 블록당 클래스-1b 비트들의 수 블록당 클래스-2 비트드의 수
CH8-HS 159 123 67 56 36
CH9-HS 148 120 61 59 28
CH10-HS 134 110 55 55 24
CH11-HS 118 102 55 47 16
CH12-HS 103 91 49 42 12
CH13-HS 95 83 39 44 12
코더 및 그에 따른 각 디코더들의 핵심적인 파라미터들은 제1 코딩 단계에 대해 다음과 같이 특정된다.
코딩 모드 클래스1 비트들의 수(Kd1) CRC-보호된 비트들(Kdts) 테일 비트들의 수(Ntail) 제1 코딩 단계후출력비트들의 수(Ku=Kd1+6+Ntail)
CH8-HS 123 67 5 134
CH9-HS 120 61 5 131
CH10-HS 110 55 5 121
CH11-HS 102 55 5 113
CH12-HS 91 49 6 103
CH13-HS 83 39 6 95
패러티와 테일 비트들에 대한 정보 및 재배치에 대한 정보는 상기 풀-레이트 모드에 상응한다.
제1 코딩 단계(u(k))후에, 각 코딩 모드에 대해 다음 내용들이 정의된다.
CH8-HS: u(k)=d(k) k=0,1....66
u(k)=p(k-67) k=67,68....72
u(k)=d(k-6) k=73,74.....128
u(k)= k=129,130.....133에 대해 특정
CH9-HS: u(k)=d(k) k=0,1....60
u(k)=p(k-61) k=61,62....66
u(k)=d(k-6) k=67,68.....125
u(k)= k=126,127.....130에 대해 특정
CH10-HS: u(k)=d(k) k=0,1....54
u(k)=p(k-55) k=55,56....60
u(k)=d(k-6) k=61,62.....115
u(k)= k=116,117.....120에 대해 특정
CH11-HS: u(k)=d(k) k=0,1....54
u(k)=p(k-55) k=55,56....60
u(k)=d(k-6) k=61,62.....107
u(k)= k=108,109.....112에 대해 특정
CH12-HS: u(k)=d(k) k=0,1....48
u(k)=p(k-49) k=49,50....54
u(k)=d(k-6) k=55,56.....96
u(k)= k=97,98.....102에 대해 특정
CH13-HS: u(k)=d(k) k=0,1....38
u(k)=p(k-39) k=39,40....44
u(k)=d(k-6) k=45,46.....88
u(k)= k=89,90.....94에 대해 특정
컨벌루셔널 코더
제1 코딩 단계(u(k))의 비트들은 귀납 계통적 컨벌루셔널 코드로 코딩된다(도4를 보라). 펑쳐링 및 반복 후에 출력 비트들의 수는 모든 코딩 방법 모드들에 대해 448개의 비트들이다.
코딩 모드 컨벌루셔널 코드 다항식 발생기 코더에서 수신된 비트들의 수 코더율 코더에 의해 출력된 비트들의 수 펑쳐된 비트들의 수
CH8-HS G12,G13 134 1/2 268 80
CH9-HS G12,G13 131 1/2 262 66
CH10-HS G12,G13 121 1/2 242 42
CH11-HS G12,G13 113 1/2 226 18
CH12-HS G12,G15,G16 103 1/3 309 97
CH13-HS G12,G15,G16 95 1/3 285 73
코딩 모드들이 뒤이어 제시된다.
CH8-HS
134개 비트들{u(0).....u(214)}의 블록은 다음 다항식들을 이용하여 1/2 레이트에서 코딩된다:
G12=1
G13=(1+D2+D4+D5)/(1+D+D2+D3+D5)
그리고 다음과 같이 정의된 268개의 코딩된 비트들{C(0)....C(267)}을 발생시킨다:
C(2k)=u(k)
C(2k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(2k-1)+C(2k-3)+C(2k-5)+C(2k-9)
k=0,1....133 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
상기 코드는 다음 80개의 코딩된 비트들이 전송되지 않도록 펑쳐된다:
{C(8*j+3),C(8*j+7)} j=0,1...21
{C(8*j+3),C(8*j+5),C(8*j+7)} j=22,23....32
C(1),C(265),C(267)
결과적으로, c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된 188개의 코딩 및 펑쳐된비트들{P(0)...P(187)}의 블록이 존재한다.
c(k+8)=P(k) k=0,1....447
마지막으로, 36개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다.
c(192+k)=d(123+k) k=0,1....35
CH9-HS
262개 코딩된 비트들{c(0).....c(261)};
C(2k)=u(k)
C(2k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(2k-1)+C(2k-3)+C(2k-5)+C(2k-9)
k=0,1....130 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
은 66개의 코딩된 비트들;
{C(16*j+3),C(16*j+7),C(16*j+11)} j=0,1...7
{C(16*j+3),C(16*j+7),C(16*j+11),C(16*j+15)} j=8,9....15
C(1),C(221),C(229),C(237),C(245),C(249),C(253),C(257),C(259),C(261)
이 전송되지 않도록 펑쳐된다.
196개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(195)}의 블록이 c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된다:
c(k+4)=P(k) k=0,1....195
마지막으로, 28개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다:
c(200+k)=d(120+k) k=0,1....27
CH10-HS
242개 코딩된 비트들{c(0).....c(241)};
C(2k)=u(k)
C(2k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(2k-1)+C(2k-3)+C(2k-5)+C(2k-9)
k=0,1....106 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
은 42개의 코딩된 비트들;
C(8*j+3) j=0,1...21
{C(8*j+3),C(8*j+7)} j=22,23...29
C(1),C(233),C(237),C(241)
이 전송되지 않도록 펑쳐된다.
200개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(199)}의 블록이 c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된다.
c(k+4)=P(k) k=0,1....199
마지막으로, 24개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다:
c(204+k)=d(110+k) k=0,1....23
CH11-HS
226개 코딩된 비트들{c(0).....c(225)};
C(2k)=u(k)
C(2k+1)=u(k)+u(k-2)+u(k-4)+u(k-5)+C(2k-1)+C(2k-3)+C(2k-5)+C(2k-9)
k=0,1....112 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
은 18개의 코딩된 비트들;
C(28*j+15) j=0,1...7
C(1),C(3),C(7),C(197),C(213),C(215),C(217),C(221),C(223),C(225)
이 전송되지 않도록 펑쳐된다.
208개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(207)}의 블록이 c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된다:
c(k+4)=P(k) k=0,1....207
마지막으로, 16개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다:
c(212+k)=d(96+k) k=0,1....15
CH12-HS
309개 코딩된 비트들{c(0).....c(308)};
C(3k)=u(k)
C(3k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)+C(3k-5)+C(3k-8)+C(3k-14)+C(3k-17)
C(3k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(3k-4)+C(3k-7)+C(3k-11)+C(3k-16)
k=0,1....102 : k〈 0 이면 u(k)=c(k)=0
은 97개의 코딩된 비트들;
{C(12*j+5),C(12*j+8),C(12*j+11)} j=0,1...15
{C(12*j+2),C(12*j+5),C(12j+8),C(12*j+11)} j=16,17...24
C(1),C(2),C(4),C(7),C(292),C(295),C(298),C(301),C(302),C(304),C(305),C(307),C(308)
이 전송되지 않도록 펑쳐된다.
212개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(211)}의 블록이 c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된다:
c(k+4)=P(k) k=0,1....211
마지막으로, 12개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다:
c(216+k)=d(91+k) k=0,1....11
CH13-HS
285개 코딩된 비트들{c(0).....c(284)};
C(3k)=u(k)
C(3k+1)=u(k)+u(k-1)+u(k-2)+u(k-3)+u(k-6)+C(3k-5)+C(3k-8)+C(3k-14)+C(3k-17)
C(3k+2)=u(k)+u(k-1)+u(k-4)+u(k-6)+C(3k-4)+C(3k-7)+C(3k-11)+C(3k-16)
k=0,1....94 : k〈 0 이면 u(k)=C(k)=0
은 73개의 코딩된 비트들;
{C(12*j+5),C(12*j+11)} j=0,1...11
{C(12*j+5),C(12*j+8),C(12*j+11)} j=12,13...22
C(1),C(2),C(4),C(7),C(8),C(14),C(242),C(254),C(266),C(274),C(277),C(278),C(280),C(281),C(283),C(284)
이 전송되지 않도록 펑쳐된다.
212개의 코딩 및 펑쳐된 비트들{P(0)...P(211)}의 블록이 c 내에 인-밴드 신호 비트들에 첨부된다:
c(k+4)=P(k) k=0,1....211
마지막으로, 12개의 클래스-2 비트들이 c에 첨부된다:
c(216+k)=d(91+k) k=0,1....11
도5에 제시된 AMR에서 상기 계통 반복적 코드(G13-G17)의 다항식들은 두 가지 이유로 사용되었다:
- 상기 다항식들은 펑쳐링에 대한 최적 특성, 즉 무선 채널의 전송률에 대한 데이타율의 적응성을 가지고 있고,
- 다항식 분자 또는 분모가 각각의 경우에 본래의 AMR 채널 코딩 제안(Tdoc SMG를 보라)에서 사용되는 다항식이다. 따라서 필요한 변화는 본래의 제안과 최소로 비교된다.
GSM 시스템에서 음성, 데이타, 그리고 신호 정보에 사용되는 다항식들은 성능에 있어서 매우 적은 제약을 가지고 AMR 채널 코드로 사용될 수 있다. 이는 위에서 제시된 다항식들 대신 또는 완전한 대안적 채널 코딩 장치로서 수행될 수 있다. 어떤 경우에는 채널 디코더내의 오래된 기존 하드웨어 소자들이 이전에 사용되던 GSM 다항식들을 허락하기 때문에 호환성이 확장되는 장점을 가진다.
도6은 기지국(BS)을 제시하고, 수신에 있어서 안테나를 경유하여 수신된 신호들은 수신기에서 증폭되고, 필터링되며, 베이스 밴드로 전환되고, 디지탈화된다. 기존의 기지국(BS)에 설치된 디코딩 장치를 가지고 수행될 수 있는 채널 디코딩(단계1)이 뒤이어 수행되는데, 이는 회로 기술이 변경되지 않을 수 있다는 것을 의미한다. 프로그램으로 구현되는 상기 디코딩된 데이타의 후-처리(단계2)가 뒤이어 수행된다. 상기 후-처리는 각 레이트의 분모 다항식을 가지고 1 레이트에서의 컨벌루셔널 코딩을 포함한다.
결과적으로, 상기 후-처리는 복잡하지 않고 예를 들어 DSP(디지탈 신호 처리)에서 추가적인 프로그램에 의해서 수행된다.
예를 들어 레이트 CH0-FS를 보면, 디코더 출력에서 255개의 비트들을 가진 블록은 255개의 원래 비트들을 획득하기 위해 다항식
G(D)=(1+D+D2+D3+D5)
를 가지고 코딩되어야만 한다. 데이타 비트들의 수는 일정하고, 즉 상기 후-처리 입력에서 현재 데이타는 과거 입력 비트들을 이용하여 정확하게 하나의 원래 비트를 생산한다.
기술된 상기 코딩 및 디코딩 방법들은 기지국(BS) 및 이동국(MS) 모두에서 사용될 수 있다.

Claims (13)

  1. GSM 이동 무선 시스템의 채널 코딩 방법으로서,
    분자 및 분모 다항식을 가진 귀납적(recursive) 시스템 코드들을 사용하는 상기 채널 코딩은 기지국(BS)과 가입자국(MS) 사이의 무선 인터페이스를 경유하여 송신하기 위해 송신단에서 수행되는 채널 코딩 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    수신단에서 비귀납적 채널 디코딩이 수행되는 채널 코딩 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    분자 다항식을 가지고 채널 디코딩을 행한 후에, 분모 다항식에 기초하여 후-처리가 수행되는 채널 코딩 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 후-처리는 프로그래밍 수단에 의해 수행되는 채널 코딩 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    수신단에서 이전 디코딩으로부터 선행 지식이 획득되고, 상기 선행 지식은 뒤이은 채널 디코딩에서 사용되는 채널 코딩 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    가입자국(MS)에서 상기 채널 디코딩은 완전히 스위치 오프되고, 그후에 채널 코딩되지 않은 전송된 계통적(systematic) 데이타 비트들이 사용되는 채널 코딩 방법.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    전송 콸러티는 전송 추정 기간동안 결정되고, 상기 전송 콸러티에 따라 상기 채널 디코딩이 스위치 온 또는 오프되는 채널 코딩 방법.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 귀납 계통적 코드들은 전송 상태에 따라 선택되는 적응성 다중 레이트(multirate) 코더에서 사용되는 채널 코딩 방법.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 귀납 계통적 코드들의 2개의 다항식들 중 적어도 하나는 이전 GSM 이동 무선 시스템에서 사용되던 비귀납 계통적 코드 다항식이 사용되는 채널 코딩 방법.
  10. 무선 인터페이스를 경유하여 가입자국(MS)으로의 전송을 위해서, 분자 및 분모 다항식들을 포함하는 귀납 계통적 코드들을 사용하는 채널 코딩을 수행하기 위한 GSM 이동 무선 시스템용 기지국(BS).
  11. 무선 인터페이스를 경유하여 기지국(BS)으로의 전송을 위해서, 분자 및 분모 다항식들을 포함하는 귀납 계통적 코드들을 사용하는 채널 코딩을 수행하기 위한 GSM 이동 무선 시스템용 가입자국(MS).
  12. 제11항에 있어서,
    스위치 오프될 수 있는 채널 디코더를 포함하는 가입자국(MS).
  13. 제12항에 있어서,
    스위치 오프 상태에서 채널 코딩되지 않은 전송 데이타를 전송하는 채널 디코더를 포함하는 가입자국(MS).
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