KR20010077512A - Apparatus for estimating channel and method thereof in code division multiple access system - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 코드분할 다중 접속 시스템의 채널 추정 장치에 관한 것으로서, 특히 채널추정에 따른 오차를 보상하는 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to a channel estimating apparatus in a code division multiple access system, and more particularly, to a channel estimating apparatus and a method for compensating for errors caused by channel estimation.
도 1은 종래의 코드분할 다중 접속시스템의 채널추정 장치의 내부 구성을 도시한 블록도이다.1 is a block diagram showing an internal configuration of a channel estimation apparatus of a conventional code division multiple access system.
일반적으로 코드분할 다중접속 시스템(CDMA: Code Division Multiple Access)은 레이크 수신기를 통해 신호를 수신하며, 레이크 수신기는 시간차가 있는 두 신호를 분리해 낼수 있어 상기 코드분할 다중 접속 시스템의 대역확산에 의한 신호데이터 수신에 많이 사용되고 있다.In general, a code division multiple access system (CDMA) receives a signal through a rake receiver, and the rake receiver can separate two signals having a time difference so that the signal due to spreading of the code division multiple access system It is widely used for receiving data.
먼저, 신호가 수신되면 PN(Pseudorandom Noise) 역확산기(Despreading)(111)로 입력된다. 상기 수신신호의 각각의 I 채널 신호와 Q 채널 신호는 각각 상기 PN 역확산기(111)를 통해 역확산된 후 출력된다. 상기 PN 역확산기(111)를 통해 출력된 PN 역환산된 신호(Si, Sq)는 각각 믹서(113) 및 믹서(115)로 출력되며, 또한 믹서(117) 및 믹서(119)로 입력된다. 이렇게 상기 믹서(113)와 믹서(115)로 입력된 신호는 할당되어 있는 트래픽 채널(Traffic Channel)의 직교부호(Walsh Code), 예를 들어 트래픽 채널로 할당된 월시코드가 월시 11일 경우 월시 11과 믹싱되어 출력된다.First, when a signal is received, the signal is input to a pseudorandom noise (PN) despreading 111. Each I channel signal and Q channel signal of the received signal are output after being despread through the PN despreader 111, respectively. The PN inverted signals Si and Sq output through the PN despreader 111 are output to the mixer 113 and the mixer 115, and are also input to the mixer 117 and the mixer 119. In this way, the signals input to the mixer 113 and the mixer 115 are orthogonal codes (Walsh Code) of the assigned traffic channel, for example, Walsh 11 when the Walsh code assigned to the traffic channel is Walsh 11. It is mixed with the output.
한편, 상기 믹서(117) 및 믹서(119)로 입력된 PN 역확산된 신호(Si, Sq)는파일럿 채널(Pilot Channel)의 직교부호(Walsh Code)와 믹싱되어 출력된다. 이렇게 상기 믹서(117)를 통해 출력된 I 채널 신호는 상기 파일럿 채널의 직교코드 주기의 정수배 이상 길이로 적분을 하여야만 다른 이동단말기(MS: Mobile Station) 신호와 직교성(Orthogonal)을 유지하는 것이 가능하게 되어, 상기 I 채널 신호는 I 채널 적분기(121)로 입력된다. 상기 I 채널 적분기(121)는 상기 파일럿 채널 직교코드 주기의 정수배, 예를 들어 상기 파일럿 채널 직교코드 주기가 "1"이라고 할 경우, 상기 I 채널 적분기(121)에서 적분하는 I 채널의 주기는 상기 직교코드 주기 "1"의 정수배인 "N" 주기가 된다. 그런데, 이렇게 주기 "N"의 I 채널은 상기 직교코드의 주기만큼 분할하여 각각 적분되는데, 그 각각의 주기마다 적분된 I 채널의 적분값은 I 채널 버퍼(125)에 순차적으로 저장된다.(FIFO: First Input First Output) 상기 I 채널의 버퍼(125)는 상기 I 채널의 적분주기마다 적분값을 저장하기 위해 그 사이즈가 N이 된다. 이렇게 주기 N으로 적분된 I 채널은 가산기(129)에서 가산되어 복소 곱셈기(Complex Multiplier)(133)를 통해 상기 믹서(113)에서 출력한 신호와 컨쥬게이트(Conjugate)를 취해 채널보상을 수행한다.On the other hand, the PN despread signals Si and Sq input to the mixer 117 and the mixer 119 are mixed with the orthogonal codes of pilot channels and output. In this way, the I channel signal output through the mixer 117 may be integrated at a length not less than an integer multiple of the orthogonal code period of the pilot channel to maintain orthogonality with other mobile station (MS) signals. Thus, the I channel signal is input to the I channel integrator 121. The I channel integrator 121 is an integer multiple of the pilot channel orthogonal code period, for example, when the pilot channel orthogonal code period is "1", the period of the I channel integrated in the I channel integrator 121 is The period "N" is an integer multiple of the orthogonal code period "1". By the way, the I channel of the period " N " is divided by the period of the orthogonal code and integrated respectively, and the integrated value of the I channel integrated for each period is sequentially stored in the I channel buffer 125. (FIFO : First Input First Output) The buffer 125 of the I channel has a size N to store an integral value for each integration period of the I channel. The I channel integrated in this period N is added by the adder 129 to take a conjugate with the signal output from the mixer 113 through a complex multiplier 133 to perform channel compensation.
한편, 상기 믹서(119)에서 출력된 Q 채널 신호는 상기 파일럿 채널의 직교코드 주기의 정수배 이상 길이로 적분을 하여야만 다른 이동단말기(MS: Mobile Station) 신호와 직교성(Orthogonal)을 유지하는 것이 가능하게 되어, 상기 Q 채널 신호는 Q 채널 적분기(123)로 입력된다. 상기 Q 채널 적분기(123)는 상기 파일럿 채널 직교코드 주기의 정수배, 예를 들어 상기 파일럿 채널 직교코드 주기가 "1"이라고 할 경우, 상기 Q 채널 적분기(123)에서 적분하는 Q 채널의 주기는 상기 직교코드 주기 "1"의 정수배인 "N" 주기가 된다. 그런데, 이렇게 주기 "N"의 Q 채널은 상기 직교코드의 주기만큼 분할하여 각각 적분되는데, 그 각각의 주기마다 적분된 Q 채널의 적분값은 Q 채널 버퍼(127)에 순차적으로 저장된다.(FIFO: First Input First Output) 상기 Q 채널의 버퍼(127)는 상기 Q 채널의 적분주기마다 적분값을 저장하기 위해 그 사이즈가 N이 된다. 이렇게 주기 N으로 적분된 Q 채널은 가산기(131)에서 가산된 후 믹서(135)를 통해 신호 -1과 곱셈된 후 상기 복소 곱셈기(133)를 통해 상기 믹서(115)에서 출력된 신호와 컨쥬게이트를 취해 채널보상을 수행한다.On the other hand, the Q channel signal output from the mixer 119 should be integrated at an integer multiple of the length of the orthogonal code period of the pilot channel to maintain orthogonality with other mobile station (MS) signals. The Q channel signal is input to the Q channel integrator 123. The Q channel integrator 123 is an integer multiple of the pilot channel orthogonal code period, for example, when the pilot channel orthogonal code period is "1", the period of the Q channel integrated by the Q channel integrator 123 is The period "N" is an integer multiple of the orthogonal code period "1". However, the Q channels of the period " N " are divided by the period of the orthogonal code and integrated, respectively, and the integrated values of the Q channels integrated for each period are sequentially stored in the Q channel buffer 127. (FIFO : First Input First Output) The Q channel buffer 127 has a size of N to store an integral value for each integration period of the Q channel. The Q channel integrated in this period N is added by the adder 131 and then multiplied by the signal -1 through the mixer 135 and then conjugated with the signal output from the mixer 115 through the complex multiplier 133. Takes the channel compensation.
도 2a는 도 1의 채널추정 장치에 따른 I 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프이다.2A is a graph illustrating an example of an I channel estimation value according to the channel estimation apparatus of FIG. 1.
임의의 시점 tk( t = tk)에서 이상적인(ideal) I 채널 적분값은 Fi_est_tk_true의 값을 가지게 되고, 임의의 시점 tk1( t = tk1)에서 이상적인 I 채널 적분값은 Fi_est_tk1_true의 값을 가지게 된다. 그런데, 상기 도 1과 같은 채널 보상을 수행한 후의 I 채널 추정값은 상기 tk( t = tk) 시점에서 Fi_est_tk의 값을, 시점 tk1( t = tk1)에서 Fi_est_tk1값을 가지게 된다. 즉, 상기 채널추정기의 적분주기인 "N"동안에 채널특성이 선형적으로 변화한다고 가정할 경우 적분구간이 t = tk1-N부터 t = tk1까지이므로, tk1에서보다는 적분구간 N의 중간시점인시점에서의 채널추정값에 더 근접하여 있게 된다.At any point in time tk (t = tk), the ideal I channel integral has a value of Fi_est_tk_true, and at any point in time tk1 (t = tk1), the ideal I channel integration has a value of Fi_est_tk1_true. However, the I channel estimation value after performing channel compensation as shown in FIG. 1 has a value of Fi_est_tk at the time point tk (t = tk) and a Fi_est_tk1 value at time point tk1 (t = tk1). That is, assuming that the channel characteristics change linearly during the integration period of the channel estimator " N ", since the integration section is from t = tk1-N to t = tk1, the intermediate point of the integration section N is less than that of tk1. It is closer to the channel estimate at that point in time.
도 2b는 도 1의 채널추정 장치에 따른 Q 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프이다.2B is a graph illustrating an example of a Q channel estimation value according to the channel estimation apparatus of FIG. 1.
상기 도 2b에 도시되어 있는 I 채널 추정값 그래프에서 설명한 바와 마찬가지로, 임의의 시점 tk( t = tk)에서 이상적인(ideal) Q 채널 적분값은 Fq_est_tk_true의 값을 가지게 되고, 임의의 시점 tk1( t = tk1)에서 이상적인 Q 채널 적분값은 Fq_est_tk1_true의 값을 가지게 된다. 그런데, 상기 도 1과 같은 채널 보상을 수행한 후의 Q 채널 추정값은 상기 tk( t = tk) 시점에서 Fq_est_tk의 값을, 시점 tk1( t = tk1)에서 Fq_est_tk1값을 가지게 된다. 즉, 상기 채널추정기의 적분주기인 "N"동안에 채널특성이 선형적으로 변화한다고 가정할 경우 적분구간이 t = tk1-N부터 t = tk1까지이므로, tk1에서보다는 적분구간 N의 중간시점인시점에서의 채널추정값에 더 근접하여 있게 된다.As described in the I channel estimation graph shown in FIG. 2B, the ideal Q channel integral at any time point tk (t = tk) has a value of Fq_est_tk_true, and any time point tk1 (t = tk1). ), The ideal Q channel integration will have a value of Fq_est_tk1_true. However, the Q channel estimation value after performing channel compensation as shown in FIG. 1 has a value of Fq_est_tk at the time point tk (t = tk) and a Fq_est_tk1 value at time point tk1 (t = tk1). That is, assuming that the channel characteristics change linearly during the integration period of the channel estimator " N ", since the integration section is from t = tk1-N to t = tk1, the intermediate point of the integration section N is less than that of tk1. It is closer to the channel estimate at that point in time.
따라서, 채널추정하고자 하는 임의의 시점에서의 채널보상값은 실시간 채널보상값이 아니며, 실제 채널추정값과 적분주기의 반주기만큼 지연이 발생하여 출력되게 되므로 채널추정값의 비정확성으로 인해 코드분할 다중접속 시스템의 수신기 성능에 저하를 발생시키는 요인이 된다는 문제점이 있었다.Therefore, the channel compensation value at any point to estimate the channel is not a real-time channel compensation value, but because the delay is output by half of the actual channel estimation value and the integration period, the code division multiple access system due to the inaccuracy of the channel estimate value. There is a problem that causes deterioration in receiver performance.
따라서 본 발명의 목적은, 복조주기의 지연을 보상하는 코드분할 다중접속 시스템의 채널 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method for channel estimation of a code division multiple access system that compensates for a delay of a demodulation period.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 채널 추정 장치는, 코드분할 다중접속 시스템의 채널 추정 장치에 있어서, 수신 신호를 채널 직교코드 주기의 정수배 주기만큼 적분하는 채널적분기와, 상기 채널적분된 수신신호의 시간당 채널변화율을 계산하여 복조주기 지연된 총채널 변화량을 보상하는 복조주기 지연 보상부와, 상기 복조주기 지연 보상된 채널과 상기 수신신호를 복소 곱셈하여 채널보상하는 복소 곱셈기로 구성됨을 특징으로 한다.A channel estimating apparatus of the present invention for achieving the above object is a channel estimating apparatus of a code division multiple access system, comprising: a channel integrator for integrating a received signal by an integer multiple of a channel orthogonal code period, and the channel integrated received signal And a demodulation period delay compensation unit for compensating the demodulation period delayed total channel change amount by calculating the channel change rate per hour, and a complex multiplier for performing a complex multiplication of the demodulation period delay compensated channel and the received signal.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 채널 추정 방법은, 수신 채널을 채널 직교코드 주기의 정수배 주기만큼 적분하는 과정과, 상기 채널의 복조주기 지연에 따른 총채널 변화량을 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.The channel estimation method of the present invention for achieving the above object comprises the step of integrating the receiving channel by an integer multiple period of the channel orthogonal code period, and the process of compensating the total channel change amount according to the demodulation period delay of the channel It is done.
도 1은 종래의 코드분할 다중 접속시스템의 채널추정 장치의 내부 구성을 도시한 블록도1 is a block diagram showing an internal configuration of a channel estimation apparatus of a conventional code division multiple access system.
도 2a는 도 1의 채널추정 장치에 따른 I 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프2A is a graph illustrating an example of an I channel estimation value according to the channel estimation apparatus of FIG. 1.
도 2b는 도 1의 채널추정 장치에 따른 Q 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프2B is a graph illustrating an example of a Q channel estimation value according to the channel estimation apparatus of FIG. 1.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드분할 다중접속 시스템의 채널추정 장치의 내부 구성을 도시한 블록도3 is a block diagram showing an internal configuration of a channel estimation apparatus of a code division multiple access system according to an embodiment of the present invention.
도 4a는 도 3의 채널 추정 장치에 따른 I 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프4A is a graph illustrating an example of an I channel estimation value according to the channel estimating apparatus of FIG. 3.
도 4b는 도 3의 채널 추정 장치에 따른 Q 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프4B is a graph illustrating an example of a Q channel estimation value according to the channel estimating apparatus of FIG. 3.
이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의내려진 용어들로서 이는 사용자 또는 칩설계자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로, 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.DETAILED DESCRIPTION A detailed description of preferred embodiments of the present invention will now be described with reference to the accompanying drawings. First of all, in adding reference numerals to the components of each drawing, it should be noted that the same reference numerals are used as much as possible even if displayed on different drawings. In addition, in the following description of the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted. In addition, the terms to be described below are terms defined in consideration of functions in the present invention, which may vary according to the intention or custom of the user or chip designer, and the definitions should be made based on the contents throughout the present specification.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드분할 다중접속 시스템의 채널추정장치의 내부 구성을 도시한 블록도로서, 특히 복조주기 지연에 따른 보상을 수행하는 코드분할 다중접속 시스템의 채널추정 장치의 내부 구성을 도시한 블록도이다.3 is a block diagram illustrating an internal configuration of a channel estimating apparatus of a code division multiple access system according to an embodiment of the present invention. In particular, FIG. It is a block diagram which shows the internal structure.
먼저, 신호가 수신되면 PN(Pseudo random Noise) 역확산기(Despreading)(111)로 입력된다. 상기 수신신호의 각각의 I 채널 신호와 Q 채널 신호는 각각 상기 PN 역확산기(111)를 통해 역확산된 후 출력된다. 상기 PN 역확산기(111)를 통해 출력된 PN 역환산된 신호(Si, Sq)는 각각 믹서(113) 및 믹서(115)로 출력되며, 또한 믹서(117) 및 믹서(119)로 입력된다. 이렇게 상기 믹서(113)와 믹서(115)로 입력된 신호는 할당되어 있는 트래픽 채널(Traffic Channel)의 직교부호(Walsh Code), 예를 들어 트래픽 채널로 할당된 월시코드가 월시 11일 경우 월시 11과 믹싱되어 출력된다.First, when a signal is received, it is input to a pseudo random noise (PN) despreading (111). Each I channel signal and Q channel signal of the received signal are output after being despread through the PN despreader 111, respectively. The PN inverted signals Si and Sq output through the PN despreader 111 are output to the mixer 113 and the mixer 115, and are also input to the mixer 117 and the mixer 119. In this way, the signals input to the mixer 113 and the mixer 115 are orthogonal codes (Walsh Code) of the assigned traffic channel, for example, Walsh 11 when the Walsh code assigned to the traffic channel is Walsh 11. It is mixed with the output.
또한, 상기 믹서(117) 및 믹서(119)로 입력된 PN 역확산된 신호(Si, Sq)는 파일럿 채널(Pilot Channel)의 직교부호(Walsh Code)와 믹싱되어 출력된다. 이렇게 상기 믹서(117)를 통해 출력된 I 채널 신호는 상기 파일럿 채널의 직교코드 주기의 정수배 이상 길이로 적분을 하여야만 다른 이동단말기(MS: Mobile Station) 신호와 직교성(Orthogonal)을 유지하는 것이 가능하게 되어, 상기 I 채널 신호는 I 채널 적분기(121)로 입력된다.In addition, the PN despread signals Si and Sq input to the mixer 117 and the mixer 119 are mixed with the orthogonal code of the pilot channel and output. In this way, the I channel signal output through the mixer 117 may be integrated at a length not less than an integer multiple of the orthogonal code period of the pilot channel to maintain orthogonality with other mobile station (MS) signals. Thus, the I channel signal is input to the I channel integrator 121.
상기 I 채널 적분기(121)는 상기 파일럿 채널 직교코드 주기의 정수배, 예를 들어 상기 파일럿 채널 직교코드 주기가 "1"이라고 할 경우, 상기 I 채널 적분기(121)에서 적분하는 I 채널의 주기는 상기 직교코드 주기 "1"의 정수배인 "N" 주기가 된다. 그런데, 이렇게 주기 "N"의 I 채널은 상기 직교코드의 주기만큼분할하여 각각 적분되는데, 그 각각의 주기마다 적분된 I 채널의 적분값은 I 채널 버퍼(125)에 순차적으로 저장된다.(FIFO: First Input First Output) 상기 I 채널의 버퍼(125)는 상기 I 채널의 적분주기마다 적분값을 저장하기 위해 그 사이즈가 N이 된다.The I channel integrator 121 is an integer multiple of the pilot channel orthogonal code period, for example, when the pilot channel orthogonal code period is "1", the period of the I channel integrated in the I channel integrator 121 is The period "N" is an integer multiple of the orthogonal code period "1". By the way, the I channel of the period " N " is divided by the period of the orthogonal code and integrated respectively, and the integrated value of the I channel integrated for each period is sequentially stored in the I channel buffer 125. (FIFO : First Input First Output) The buffer 125 of the I channel has a size N to store an integral value for each integration period of the I channel.
그런데, 상기 적분주기 N에 대해서 일괄적으로 적분하는 것이 아니라, 상기 적분주기 N을 다시 소구간의 적분주기로 분할하여 1-N까지, N번의 적분을 수행하고, 이렇게 각각의 소구간마다 적분된 채널의 적분값은 I 채널 버퍼(125)의 각각의 영역, 예를 들어 소구간 "1"의 채널 적분값은 상기 I 채널 버퍼(125)의 "1" 영역에, 소구간 "N"의 채널 적분값은 상기 I 채널 버퍼(125)의 "N"영역에 저장된다.However, instead of collectively integrating the integral period N, the integral period N is further divided into an integral period of a small section to perform N integrations up to 1-N, and thus an integrated channel for each small section. The integral value of is the channel integration of the small section "N" in each region of the I channel buffer 125, for example, the "1" region of the small section "1". The value is stored in the "N" region of the I channel buffer 125.
시간당 채널 변화율 계산부(310)는 상기 I 채널 버퍼(125)에 저장되어 있는 최후 적분 소구간인 소구간 "N"의 채널적분값과 현재 적분 소구간인 소구간 "1"의 채널 적분값의 차를 구하여 상기 최후 적분 소구간의 시간과 현재 적분 소구간의 시간차에 대한 변화율을 계산하여 상기 채널의 시간당 채널 변화율을 계산한다.The channel change rate calculation unit 310 for each hour calculates the channel integral value of the small section "N" which is the last integral small section stored in the I channel buffer 125 and the channel integral value of the small section "1" which is the current integral small section. The rate of change of the channel per hour of the channel is calculated by calculating the difference and calculating the rate of change of the time difference between the time of the last integrated subsection and the current integrated subsection.
예를 들어 상기 소구간 "N"의 시간이 임의의 제1시점인 tk1(t = tk1)일 경우 그 적분값이 Fi_est_tk1, 상기 소구간 "1"의 시간이 임의의 제2시점인 tk(t = tk)일 경우 그 적분값이 Fi_est_tk이라고 가정하면 상기 시간당 채널 변화율 계산부(310)에서 계산하는 시간당 채널 변화율은 하기의 수학식 1에 의해 계산된다.For example, when the time of the small section "N" is tk1 (t = tk1) which is an arbitrary first time point, the integral value is Fi_est_tk1 and the time of the small section "1" is tk (t which is an arbitrary second time point. = tk), assuming that the integral value is Fi_est_tk, the hourly channel change rate calculated by the hourly channel change rate calculation unit 310 is calculated by Equation 1 below.
이렇게, 상기 시간당 채널 변화율 계산부(310)를 통해 계산된 시간당 채널 변화율은 총채널 변화량 계산부(320)로 출력된다. 상기 총채널 변화율 계산부(320)는 상기 시간당 채널 변화율과 상기 적분구간의 반주기값, 즉를 곱셈하여 총채널 변화율을 계산한다.In this way, the hourly channel change rate calculated by the hourly channel change rate calculator 310 is output to the total channel change amount calculator 320. The total channel change rate calculator 320 is a half period value of the channel change rate per hour and the integration period, that is, Multiply by to calculate the total channel change rate.
여기서, 적분구간의 반주기값을 곱하는 이유는 코드분할 다중접속 시스템의 채널특성이 선형적일 경우를 설정조건으로 하였을 경우 복조주기 지연이 발생하는 시간이 적분구간의 반주기에 해당하기 때문이다.Here, the reason for multiplying the half period value of the integrating section is that when the channel characteristics of the code division multiple access system are linear, the time for which the demodulation period delay occurs corresponds to the half period of the integrating section.
상기 총채널 변화량 계산부(320)를 통해 계산된 총채널 변화량은 가산기(330)로 출력되고, 상기 가산기(330)는 가산기(129)를 통해 가산된 총적분구간의 채널적분값과 상기 총채널 변화량을 가산하여(Fi_est) 복소곱셈기(133)로 출력한다.The total channel change amount calculated by the total channel change amount calculator 320 is output to the adder 330, and the adder 330 is the channel integral value of the total integral section added through the adder 129 and the total channel. The change amount is added (Fi_est) and output to the complex multiplier 133.
한편, 상기 믹서(119)를 통해 파일럿 채널 직교부호로 역확산된 상기 Q 채널 신호는 Q 채널 적분기(123)로 입력된다. 상기 Q 채널 적분기(123)는 상기 파일럿 채널 직교코드 주기의 정수배, 예를 들어 상기 파일럿 채널 직교코드 주기가 "1"이라고 할 경우, 상기 Q 채널 적분기(123)에서 적분하는 Q 채널의 주기는 상기 직교코드 주기 "1"의 정수배인 "N" 주기가 된다. 그런데, 이렇게 주기 "N"의 Q 채널은 상기 직교코드의 주기만큼 분할하여 각각 적분되는데, 그 각각의 주기마다 적분된 Q 채널의 적분값은 Q 채널 버퍼(127)에 순차적으로 저장된다.(FIFO: First InputFirst Output) 상기 Q 채널의 버퍼(127)는 상기 Q 채널의 적분주기마다 적분값을 저장하기 위해 그 사이즈가 N이 된다.Meanwhile, the Q channel signal despread by the pilot channel orthogonal code through the mixer 119 is input to the Q channel integrator 123. The Q channel integrator 123 is an integer multiple of the pilot channel orthogonal code period, for example, when the pilot channel orthogonal code period is "1", the period of the Q channel integrated by the Q channel integrator 123 is The period "N" is an integer multiple of the orthogonal code period "1". However, the Q channels of the period " N " are divided by the period of the orthogonal code and integrated, respectively, and the integrated values of the Q channels integrated for each period are sequentially stored in the Q channel buffer 127. (FIFO First Input First Output) The buffer 127 of the Q channel has a size of N to store an integral value for each integration period of the Q channel.
그런데, 상기 적분주기 N에 대해서 일괄적으로 적분하는 것이 아니라, 상기 적분주기 N을 다시 소구간의 적분주기로 분할하여 1-N까지, N번의 적분을 수행하고, 이렇게 각각의 소구간마다 적분된 채널의 적분값은 Q 채널 버퍼(127)의 각각의 영역, 예를 들어 소구간 "1"의 채널 적분값은 상기 Q 채널 버퍼(127)의 "1" 영역에, 소구간 "N"의 채널 적분값은 상기 Q 채널 버퍼(127)의 "N"영역에 저장된다.However, instead of collectively integrating the integral period N, the integral period N is further divided into an integral period of a small section to perform N integrations up to 1-N, and thus an integrated channel for each small section. The integral value of is the channel integration value of the small section "N" in each region of the Q channel buffer 127, for example, the "1" region of the small section "1". The value is stored in the "N" region of the Q channel buffer 127.
시간당 채널 변화율 계산부(340)는 상기 Q 채널 버퍼(127)에 저장되어 있는 최후 적분 소구간인 소구간 "N"의 채널적분값과 현재 적분 소구간인 소구간 "1"의 채널 적분값의 차를 구하여 상기 최후 적분 소구간의 시간과 현재 적분 소구간의 시간차에 대한 변화율을 계산하여 상기 채널의 시간당 채널 변화율을 계산한다.The channel change rate calculation unit 340 per hour calculates the channel integral value of the small section "N" which is the last integral small section stored in the Q channel buffer 127 and the channel integral value of the small section "1" which is the current integral small section. The rate of change of the channel per hour of the channel is calculated by calculating the difference and calculating the rate of change of the time difference between the time of the last integrated subsection and the current integrated subsection.
예를 들어 상기 소구간 "N"의 시간이 임의의 제1시점인 tk1(t = tk1)일 경우 그 적분값이 Fq_est_tk1, 상기 소구간 "1"의 시간이 임의의 제2시점인 tk(t = tk)일 경우 그 적분값이 Fq_est_tk이라고 가정하면 상기 시간당 채널 변화율 계산부(340)에서 계산하는 시간당 채널 변화율은 하기의 수학식 2에 의해 계산된다.For example, when the time of the small section "N" is tk1 (t = tk1) which is an arbitrary first time point, the integral value is Fq_est_tk1, and the time of the small section "1" is tk (t which is an arbitrary second time point tk), assuming that the integral value is Fq_est_tk, the channel change rate per hour calculated by the channel change rate calculation unit 340 is calculated by Equation 2 below.
이렇게, 상기 시간당 채널 변화율 계산부(340)를 통해 계산된 시간당 채널변화율은 총채널 변화량 계산부(350)로 출력된다. 상기 총채널 변화율 계산부(350)는 상기 시간당 채널 변화율과 상기 적분구간의 반주기값, 즉를 곱셈하여 총채널 변화량을 계산한다.In this way, the hourly channel change rate calculated by the hourly channel change rate calculator 340 is output to the total channel change amount calculator 350. The total channel change rate calculator 350 is a half period value of the channel change rate per hour and the integration period, that is, Multiply by to calculate the total channel change.
여기서, 적분구간의 반주기값을 곱하는 이유는 코드분할 다중접속 시스템의 채널특성이 선형적일 경우를 설정조건으로 하였을 경우 복조주기 지연이 발생하는 시간이 적분구간의 반주기에 해당하기 때문이다.Here, the reason for multiplying the half period value of the integrating section is that when the channel characteristics of the code division multiple access system are linear, the time for which the demodulation period delay occurs corresponds to the half period of the integrating section.
상기 총채널 변화량 계산부(350)를 통해 계산된 총채널 변화량은 가산기(360)로 출력되고, 상기 가산기(336)는 가산기(131)를 통해 가산된 총적분구간의 채널적분값과 상기 총채널 변화량을 가산하여 믹서(135)로 출력한다. 상기 믹서(135)는 상기 복조 주기 지연 보상된 신호와 신호(-1)를 믹싱하여(Fq_est) 복소곱셈기(133)로 출력한다.The total channel change amount calculated by the total channel change calculation unit 350 is output to the adder 360, and the adder 336 is the channel integral value of the total integration period added through the adder 131 and the total channel. The change amount is added and output to the mixer 135. The mixer 135 mixes the demodulation period delay compensated signal and the signal (-1) (Fq_est) and outputs the result to the complex multiplier 133.
이렇게, 상기 I 채널과 Q 채널 각각에 대해 복조주기 지연 보상된 각각의 신호 Fi_est 와 Fq_est는 상기 복소곱셈기(133)를 통해 각각 믹서(113) 및 믹서(115)에서 출력된 신호와 컨쥬게이트(Conjugate)되어 채널 추정된 신호로 출력된다.In this manner, each of the signals Fi_est and Fq_est, which are demodulated with delay compensation for each of the I channel and the Q channel, is output from the mixer 113 and the mixer 115 through the complex multiplier 133, respectively. And output as a channel estimated signal.
도 4a는 도 3의 채널 추정 장치에 따른 I 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프이다.4A is a graph illustrating an example of an I channel estimation value according to the channel estimating apparatus of FIG. 3.
임의의 제1시점 tk( t = tk)에서 이상적인(ideal) I 채널 적분값은 Fi_est_tk_true의 값을 가지게 되고, 임의의 제2시점 tk1( t = tk1)에서 이상적인 I 채널 적분값은 Fi_est_tk1_true의 값을 가지게 된다.At any first time point tk (t = tk), the ideal I channel integral has a value of Fi_est_tk_true, and at any second time point tk1 (t = tk1), the ideal I channel integration value has a value of Fi_est_tk1_true. Have.
그런데, 상기 도 3과 같은 복조 주기 지연 보상을 수행한 후의 채널 추정값은 상기 tk( t = tk) 시점에서 Fi_est_tk_comp의 값을, 시점 tk1( t = tk1)에서 Fi_est_tk1_comp값을 가지게 된다. 즉, 상기 채널 적분에 따른 채널추정기의 적분주기인 "N"동안에 채널특성이 선형적으로 변화함을 가정하여 채널적분으로 인해 지연되는 복조 주기 지연에 따른 보상을 수행함으로써 이상적인 I 채널 적분값인 Fi_est_tk_true, Fi_est_tk1_true와 근접하게 된다. 결국 제1시점에서는 400만큼 보상이 수행되며, 제2시점에서는 420만큼 보상을 수행하여 복조주기 지연으로 인한 보상을 수행하게 된다.However, the channel estimation value after the demodulation period delay compensation as shown in FIG. 3 has a value of Fi_est_tk_comp at the time point tk (t = tk) and a Fi_est_tk1_comp value at time point tk1 (t = tk1). That is, assuming that the channel characteristics change linearly during the integration period of the channel estimator according to the channel integration, " N, " the compensation for the demodulation cycle delay delayed by the channel integration makes Fi_est_tk_true an ideal I channel integration value. It is close to Fi_est_tk1_true. As a result, compensation is performed as much as 400 at the first time point, and compensation is performed by the demodulation period delay by performing the compensation as much as 420 at the second time point.
도 4b는 도 3의 채널 추정 장치에 따른 Q 채널추정값의 일 예를 도시한 그래프이다.4B is a graph illustrating an example of a Q channel estimation value according to the channel estimating apparatus of FIG. 3.
임의의 제1시점 tk( t = tk)에서 이상적인(ideal) Q 채널 적분값은 Fq_est_tk_true의 값을 가지게 되고, 임의의 제2시점 tk1( t = tk1)에서 이상적인 Q 채널 적분값은 Fq_est_tk1_true의 값을 가지게 된다.At any first time point tk (t = tk), the ideal Q channel integration value will have a value of Fq_est_tk_true, and at any second time point tk1 (t = tk1), the ideal Q channel integration value will have a value of Fq_est_tk1_true. Have.
그런데, 상기 도 3과 같은 복조 주기 지연 보상을 수행한 후의 채널 추정값은 상기 tk( t = tk) 시점에서 Fq_est_tk_comp의 값을, 시점 tk1( t = tk1)에서 Fq_est_tk1_comp값을 가지게 된다. 즉, 상기 채널 적분에 따른 채널추정기의 적분주기인 "N"동안에 채널특성이 선형적으로 변화함을 가정하여 채널적분으로 인해 지연되는 복조 주기 지연에 따른 보상을 수행함으로써 이상적인 Q 채널 적분값인 Fq_est_tk_true, Fq_est_tk1_true와 근접하게 된다. 결국 제1시점에서는 440만큼 보상이 수행되며, 제2시점에서는 450만큼 보상을 수행하여 복조주기 지연으로 인한보상을 수행하게 된다.However, the channel estimate value after the demodulation period delay compensation as shown in FIG. 3 has a value of Fq_est_tk_comp at the time point tk (t = tk) and a Fq_est_tk1_comp value at time point tk1 (t = tk1). That is, Fq_est_tk_true is an ideal Q channel integration value by performing compensation based on a demodulation period delay delayed by channel integration assuming that channel characteristics change linearly during the integration period of channel estimator according to the channel integration. , Close to Fq_est_tk1_true. As a result, compensation is performed by 440 at the first time point and compensation is performed by 450 at the second time point to perform compensation due to the demodulation period delay.
상술한 바와 같은 본 발명은, 코드분할 다중접속 시스템의 채널추정시에 수신 채널의 적분주기 동안 발생하는 복조주기 지연에 따른 채널오차를 보상하여 줌으로써 임의의 시점에서 정확한 채널적분값을 획득하도록 하는 것을 가능하게 하여 채널추정의 오차를 개선한다는 이점을 갖는다.As described above, the present invention compensates the channel error caused by the demodulation period delay occurring during the integration period of the receiving channel during channel estimation of the code division multiple access system so as to obtain an accurate channel integration value at any point in time. This makes it possible to improve the error of channel estimation.
그리고, 채널 추정의 오차가 개선됨으로 인해 수신기의 수신 성능을 향상시킨다는 이점을 갖는다.In addition, since the error of the channel estimation is improved, the reception performance of the receiver is improved.
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